JP2014212588A - 電源装置およびそれを搭載した電気電子機器 - Google Patents
電源装置およびそれを搭載した電気電子機器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2014212588A JP2014212588A JP2013086356A JP2013086356A JP2014212588A JP 2014212588 A JP2014212588 A JP 2014212588A JP 2013086356 A JP2013086356 A JP 2013086356A JP 2013086356 A JP2013086356 A JP 2013086356A JP 2014212588 A JP2014212588 A JP 2014212588A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- semiconductor switching
- switching element
- supply device
- bridge inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
【課題】安価でコンパクトな電源装置を提供する。【解決手段】交流電源の交流電力を直流電力に整流する整流回路と、第１端子が前記整流回路の直流側負極端子に接続されて電流を断続する半導体スイッチング素子と、該前記半導体スイッチング素子の第２端子にアノードを接続した逆阻止ダイオードとを含んでなるブリッジインバータモジュールと、前記整流回路の直流側正極端子と前記半導体スイッチング素子の第２端子との間に接続されるリアクタと、前記逆阻止ダイオードのカソードと、前記半導体スイッチング素子の第１端子との間に接続される平滑キャパシタと、前記半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、前記整流回路から出力する直流電力を、前記リアクタにエネルギーを蓄積させ、該蓄積したエネルギーを、前記逆阻止ダイオードを介して前記平滑キャパシタに開放する昇圧式のチョッパ回路として動作させる統合制御回路と、を備える。【選択図】図１
Description
本発明は、電源装置およびそれを搭載した電気電子機器に関する。
電源装置には、ノイズレス、小型、低価格化が求められている。
例えば、特許文献１には、ノイズレス、小型、低価格化した直流ブラシレスモータのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）／ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御が可能なパワーモジュールの構造で、三相インバータモジュールの上に平滑コンデンサを搭載した成形基板を電気的に接続した一体化構造のパワーモジュールによって配線レスと三次元化によりノイズの小さい廉価構造のパワーモジュールに関する技術が開示されている。
例えば、特許文献１には、ノイズレス、小型、低価格化した直流ブラシレスモータのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）／ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御が可能なパワーモジュールの構造で、三相インバータモジュールの上に平滑コンデンサを搭載した成形基板を電気的に接続した一体化構造のパワーモジュールによって配線レスと三次元化によりノイズの小さい廉価構造のパワーモジュールに関する技術が開示されている。
特許文献１には、前記したように、半導体スイッチング素子を使用したパワーモジュールを構成する方法が記載されている。
しかし、このパワーモジュールは、専用に作成された半導体スイッチング素子と平滑コンデンサとを有するインバータ回路と、導体パターンが形成され、この半導体スイッチング素子が搭載された基板と、同じく専用に作成された前記平滑コンデンサが搭載され、導電性金属からなる配線パターンを成型樹脂でインサート成形され、前記平滑コンデンサを前記配線パターンに接続した成形基板と、で構成されている。このように、専用に作成された部品でパワーモジュールを構成するために、ノイズレス、小型化には寄与したものの、非常に高価なものになってしまうという問題がある。
しかし、このパワーモジュールは、専用に作成された半導体スイッチング素子と平滑コンデンサとを有するインバータ回路と、導体パターンが形成され、この半導体スイッチング素子が搭載された基板と、同じく専用に作成された前記平滑コンデンサが搭載され、導電性金属からなる配線パターンを成型樹脂でインサート成形され、前記平滑コンデンサを前記配線パターンに接続した成形基板と、で構成されている。このように、専用に作成された部品でパワーモジュールを構成するために、ノイズレス、小型化には寄与したものの、非常に高価なものになってしまうという問題がある。
そこで、本発明は、このような問題点を解決するもので、その目的とするところは、安価でコンパクトな電源装置を提供することである。
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明の電源装置は、交流電源の交流電力を直流電力に整流する整流回路と、第１端子が前記整流回路の直流側負極端子に接続されて電流を断続する半導体スイッチング素子と、該前記半導体スイッチング素子の第２端子にアノードを接続した逆阻止ダイオードとを含んでなるブリッジインバータモジュールと、前記整流回路の直流側正極端子と前記半導体スイッチング素子の第２端子との間に接続されるリアクタと、前記逆阻止ダイオードのカソードと、前記半導体スイッチング素子の第１端子との間に接続される平滑キャパシタと、前記半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、前記整流回路から出力する直流電力を、前記リアクタにエネルギーを蓄積させ、該蓄積したエネルギーを、前記逆阻止ダイオードを介して前記平滑キャパシタに開放する昇圧式のチョッパ回路として動作させる統合制御回路と、を備えることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
すなわち、本発明の電源装置は、交流電源の交流電力を直流電力に整流する整流回路と、第１端子が前記整流回路の直流側負極端子に接続されて電流を断続する半導体スイッチング素子と、該前記半導体スイッチング素子の第２端子にアノードを接続した逆阻止ダイオードとを含んでなるブリッジインバータモジュールと、前記整流回路の直流側正極端子と前記半導体スイッチング素子の第２端子との間に接続されるリアクタと、前記逆阻止ダイオードのカソードと、前記半導体スイッチング素子の第１端子との間に接続される平滑キャパシタと、前記半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、前記整流回路から出力する直流電力を、前記リアクタにエネルギーを蓄積させ、該蓄積したエネルギーを、前記逆阻止ダイオードを介して前記平滑キャパシタに開放する昇圧式のチョッパ回路として動作させる統合制御回路と、を備えることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
本発明によれば、安価でコンパクトな電源装置を提供することができる。
以下に本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１０の構成と、電源装置１０の電源となる交流電源１０１と、電源装置１０の負荷となる負荷１０４との接続関係を示す図である。
なお、交流電源１０１は、商用電源等の交流電源である。また、負荷１０４は、後記するインバータ（７１、図７）を介する電動機（７０１、図７）等に相当する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１０の構成と、電源装置１０の電源となる交流電源１０１と、電源装置１０の負荷となる負荷１０４との接続関係を示す図である。
なお、交流電源１０１は、商用電源等の交流電源である。また、負荷１０４は、後記するインバータ（７１、図７）を介する電動機（７０１、図７）等に相当する。
＜電源装置１０：その１＞
まず、電源装置１０の構成と動作の概要を説明し、その後で、電源装置１０の各部の詳細な構成、機能、動作について説明する。
まず、電源装置１０の構成と動作の概要を説明し、その後で、電源装置１０の各部の詳細な構成、機能、動作について説明する。
《電源装置１０の構成と動作の概要・その１》
図１において、電源装置１０は、交流電力を直流電力に整流する全波整流回路（適宜、「整流回路」と略す）１２と、スイッチングにより発生する電流のリプルを低減するリプル低減回路１４と、エネルギーを蓄積して昇圧動作に関わるリアクタ１５と、昇圧チョッパ回路の動作に関わるブリッジインバータモジュール１１と、ブリッジインバータモジュール１１のスイッチング動作を制御する統合制御回路１７と、昇圧された直流電圧を平滑化、安定化する平滑キャパシタ１３と、入力電流値を検出する電流検出手段１６を備えて構成される。
整流回路１２で整流された変動成分を含む直流電力は、統合制御回路１７の制御のもとにブリッジインバータモジュール１１とリアクタ１５による昇圧チョッパ動作によって、昇圧され、平滑キャパシタ１３で平滑化、安定化されて、負荷１０４に供給される。
以上が、電源装置１０の基本的な構成と動作の概要である。
図１において、電源装置１０は、交流電力を直流電力に整流する全波整流回路（適宜、「整流回路」と略す）１２と、スイッチングにより発生する電流のリプルを低減するリプル低減回路１４と、エネルギーを蓄積して昇圧動作に関わるリアクタ１５と、昇圧チョッパ回路の動作に関わるブリッジインバータモジュール１１と、ブリッジインバータモジュール１１のスイッチング動作を制御する統合制御回路１７と、昇圧された直流電圧を平滑化、安定化する平滑キャパシタ１３と、入力電流値を検出する電流検出手段１６を備えて構成される。
整流回路１２で整流された変動成分を含む直流電力は、統合制御回路１７の制御のもとにブリッジインバータモジュール１１とリアクタ１５による昇圧チョッパ動作によって、昇圧され、平滑キャパシタ１３で平滑化、安定化されて、負荷１０４に供給される。
以上が、電源装置１０の基本的な構成と動作の概要である。
＜電源装置１０の各部の詳細な回路構成、機能、動作＞
次に、電源装置１０の各部の詳細な回路構成、機能、動作について説明する。なお、電源装置１０における特徴としてのブリッジインバータモジュール１１では、半導体スイッチング素子がＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成された例で説明する。
次に、電源装置１０の各部の詳細な回路構成、機能、動作について説明する。なお、電源装置１０における特徴としてのブリッジインバータモジュール１１では、半導体スイッチング素子がＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成された例で説明する。
《全波整流回路１２とリプル低減回路１４》
全波整流回路（整流回路）１２は、４個のダイオード２１をブリッジ接続して交流電源１０１からの交流電力（電圧）を整流して全波整流波形を生成して直流電力（電圧）に変換している。
全波整流回路（整流回路）１２は、４個のダイオード２１をブリッジ接続して交流電源１０１からの交流電力（電圧）を整流して全波整流波形を生成して直流電力（電圧）に変換している。
リプル低減回路１４は、コイル２２とキャパシタ２３でフィルタを構成し、コイル２２とキャパシタ２３の働きにより、後記する半導体スイッチング素子２５のスイッチングにより発生する電流のリプルが交流電源１０１に漏洩することを防止している。
《ブリッジインバータモジュール１１とリアクタ１５と平滑キャパシタ１３》
ブリッジインバータモジュール１１は、ＩＧＢＴからなるハイサイド側の半導体スイッチング素子２４とローサイド側の半導体スイッチング素子２５を備えて構成されている。
半導体スイッチング素子２５のエミッタ（第１端子）は、全波整流回路１２の直流側負極端子に電流検出手段１６を介して接続されている。
また、半導体スイッチング素子２５のコレクタ（第２端子）は、半導体スイッチング素子２４のエミッタとリアクタ１５の一方の端子に接続されている。なお、リアクタ１５の他方の端子は、整流回路１２の直流側正極端子に接続されている。
ブリッジインバータモジュール１１は、ＩＧＢＴからなるハイサイド側の半導体スイッチング素子２４とローサイド側の半導体スイッチング素子２５を備えて構成されている。
半導体スイッチング素子２５のエミッタ（第１端子）は、全波整流回路１２の直流側負極端子に電流検出手段１６を介して接続されている。
また、半導体スイッチング素子２５のコレクタ（第２端子）は、半導体スイッチング素子２４のエミッタとリアクタ１５の一方の端子に接続されている。なお、リアクタ１５の他方の端子は、整流回路１２の直流側正極端子に接続されている。
また、半導体スイッチング素子２４のエミッタとゲートは互いに接続され、コレクタは平滑キャパシタ１３の正電位側の端子に接続されている。
また、平滑キャパシタ１３の負電位側の端子は、半導体スイッチング素子２５のエミッタに接続されている。
半導体スイッチング素子２５と半導体スイッチング素子２４には、逆阻止ダイオード２９と逆阻止ダイオード２８が、それぞれ逆並列に接続されている。なお、この接続により、半導体スイッチング素子２５の第２端子に逆阻止ダイオード２８のアノードが接続され、逆阻止ダイオード２８のカソードは平滑キャパシタ１３の正電位側の端子に接続されている。
また、半導体スイッチング素子２５のゲートは、統合制御回路１７によって制御され、電流を断続する。
また、平滑キャパシタ１３の負電位側の端子は、半導体スイッチング素子２５のエミッタに接続されている。
半導体スイッチング素子２５と半導体スイッチング素子２４には、逆阻止ダイオード２９と逆阻止ダイオード２８が、それぞれ逆並列に接続されている。なお、この接続により、半導体スイッチング素子２５の第２端子に逆阻止ダイオード２８のアノードが接続され、逆阻止ダイオード２８のカソードは平滑キャパシタ１３の正電位側の端子に接続されている。
また、半導体スイッチング素子２５のゲートは、統合制御回路１７によって制御され、電流を断続する。
統合制御回路１７の昇圧ＰＷＭ駆動制御信号（適宜「制御信号」と略す）Ｓ１によって、半導体スイッチング素子２５がオン（ＯＮ）すると、リアクタ１５には、整流回路１２の出力である交流電源１０１の全波整流波形が印加される。そのため、リアクタ１５に電流が流れ、リアクタ１５にエネルギーが蓄積する。
次に、半導体スイッチング素子２５をオフ（ＯＦＦ）させると、リアクタ１５に蓄積させたエネルギーは、整流作用をする逆阻止ダイオード２８を介して平滑キャパシタ１３に開放される。
次に、半導体スイッチング素子２５をオフ（ＯＦＦ）させると、リアクタ１５に蓄積させたエネルギーは、整流作用をする逆阻止ダイオード２８を介して平滑キャパシタ１３に開放される。
すなわち、半導体スイッチング素子２５をオンさせて、リアクタ１５に交流電源１０１の全波整流波形を印加して、リアクタ１５にエネルギーを蓄積させ、半導体スイッチング素子２５をオフさせて、リアクタ１５に蓄積させたエネルギーを、逆阻止ダイオード２８を介して平滑キャパシタ１３に開放するチョッパ動作を行う。
このときに、リアクタ１５のインダクタンスを所定値より大きく設定し、かつ統合制御回路１７の制御信号Ｓ１を適切に制御すれば、前記のチョッパ動作は、高い電圧の発生する昇圧チョッパ動作となる。
このように昇圧され、チョッパ動作による全波整流波形とリプル分がのった電圧は、平滑キャパシタ１３に供給され、平滑化、安定化された直流電圧（電力）として負荷１０４に供給される。
このときに、リアクタ１５のインダクタンスを所定値より大きく設定し、かつ統合制御回路１７の制御信号Ｓ１を適切に制御すれば、前記のチョッパ動作は、高い電圧の発生する昇圧チョッパ動作となる。
このように昇圧され、チョッパ動作による全波整流波形とリプル分がのった電圧は、平滑キャパシタ１３に供給され、平滑化、安定化された直流電圧（電力）として負荷１０４に供給される。
《電流検出手段１６、平滑キャパシタ１３の電圧》
また、電流検出手段１６は、全波整流回路１２の負極側に流れる入力電流値を検出し、後記する統合制御回路１７の中に備えられた電流制御回路３６に出力する。
また、平滑キャパシタ１３の両端の電圧も計測されて、後記する統合制御回路１７の中に備えられた直流電圧検出回路３８に出力される。
また、電流検出手段１６は、全波整流回路１２の負極側に流れる入力電流値を検出し、後記する統合制御回路１７の中に備えられた電流制御回路３６に出力する。
また、平滑キャパシタ１３の両端の電圧も計測されて、後記する統合制御回路１７の中に備えられた直流電圧検出回路３８に出力される。
《統合制御回路１７》
統合制御回路１７は、直流電圧検出回路３８、直流電圧制御回路３９、電源電圧波形検出回路３４、乗算器３５、電流制御回路３６、昇圧ＰＷＭ信号発生回路３７、ドライバ３２を備えて構成されている。
統合制御回路１７は、直流電圧検出回路３８、直流電圧制御回路３９、電源電圧波形検出回路３４、乗算器３５、電流制御回路３６、昇圧ＰＷＭ信号発生回路３７、ドライバ３２を備えて構成されている。
直流電圧検出回路３８は、平滑キャパシタ１３の両端に接続され平滑された直流電圧値を直流電圧検出回路３８で検出し、直流電圧制御回路３９に検出した直流電圧値を出力する。
直流電圧制御回路３９は、直流電圧検出回路３８の検出値が直流電圧指令値Ｖｄｃ０に一致するように、入力電流の大きさを指示する信号を乗算器３５に出力する。
電源電圧波形検出回路３４は、全波整流回路１２の両端の交流電源電圧波形を検出し、その検出値を乗算器３５に出力する。
乗算器３５は、電源電圧波形検出回路３４からの電源電圧に同期した脈動直流電圧波形と、直流電圧制御回路３９の出力値とを乗算し、電源電圧に同期した正弦波状の入力電流指令値Ｉｓ０を作成する。そして、その入力電流指令値Ｉｓ０を電流制御回路３６に出力する。
電流制御回路３６は、乗算器３５の入力電流指令値Ｉｓ０と、前記した電流検出手段１６の出力とを、入力する。
そして、電流制御回路３６は、入力電流指令値Ｉｓ０に電流検出手段１６の出力が一致するように半導体スイッチング素子２５のオン時間の比率を示すデューティ信号を算出する。また、電流制御回路３６は、その算出した信号を昇圧ＰＷＭ信号発生回路３７に出力する。
そして、電流制御回路３６は、入力電流指令値Ｉｓ０に電流検出手段１６の出力が一致するように半導体スイッチング素子２５のオン時間の比率を示すデューティ信号を算出する。また、電流制御回路３６は、その算出した信号を昇圧ＰＷＭ信号発生回路３７に出力する。
昇圧ＰＷＭ信号発生回路３７は、電流制御回路３６の出力信号に含まれる交流電源１０１の電圧のピーク値と、電流制御回路３６からのデューティ信号に基づいて、半導体スイッチング素子２５のチョッパ動作の昇圧ＰＷＭ信号を発生（生成）してドライバ３２に出力する。
ドライバ３２は、昇圧ＰＷＭ信号発生回路３７の出力した昇圧ＰＷＭ信号を増幅し、駆動能力を強化して、統合制御回路１７としての出力信号である昇圧ＰＷＭ駆動制御信号（制御信号）Ｓ１を出力する。
なお、昇圧ＰＷＭ駆動制御信号Ｓ１は、一対の２本からなる信号であり、ブリッジインバータモジュール１１の中の半導体スイッチング素子２５（ＩＧＢＴ）のゲート・エミッタ間に印加される。
このようにして、半導体スイッチング素子２５のチョッパ動作が行われる。
なお、昇圧ＰＷＭ駆動制御信号Ｓ１は、一対の２本からなる信号であり、ブリッジインバータモジュール１１の中の半導体スイッチング素子２５（ＩＧＢＴ）のゲート・エミッタ間に印加される。
このようにして、半導体スイッチング素子２５のチョッパ動作が行われる。
《電源装置１０の構成と動作の概要・その２》
以上のように、リアクタ１５、平滑キャパシタ１３、逆阻止ダイオード２８、半導体スイッチング素子２５で構成される昇圧チョッパ回路により交流電源電圧より高い直流電圧を得る昇圧コンバータ回路を形成する。
上記構成及び動作で、入力電流は、電源電圧波形に相似の正弦波状の連続した電流波形が得られ、電圧と電流の位相関係に相当する力率を約１にすることができる。以上が、第１実施形態における電源装置１０の動作説明である。
以上のように、リアクタ１５、平滑キャパシタ１３、逆阻止ダイオード２８、半導体スイッチング素子２５で構成される昇圧チョッパ回路により交流電源電圧より高い直流電圧を得る昇圧コンバータ回路を形成する。
上記構成及び動作で、入力電流は、電源電圧波形に相似の正弦波状の連続した電流波形が得られ、電圧と電流の位相関係に相当する力率を約１にすることができる。以上が、第１実施形態における電源装置１０の動作説明である。
＜第１実施形態の各部の動作波形＞
次に第１実施形態の電源装置（交流電力を直流電力に変換する力率改善コンバータの機能）の各部の動作波形について説明する。
図２は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１０の各部の動作波形を示す図であり、（ａ）は交流電源１０１の電源電圧波形とリアクタ１５の電流波形であり、（ｂ）はスイッチング素子（半導体スイッチング素子）２５の駆動信号の波形であり、（ｃ）はスイッチング素子（半導体スイッチング素子）２５を流れる電流波形であり、（ｄ）はダイオード（逆阻止ダイオード）２８を流れる電流波形であり、（ｅ）はリアクタ１５を流れる電流波形（リアクタ電流波形）である。
なお、図２（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）は、図２（ａ）における領域２０３の拡大図である。したがって、図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）の横軸は、時間の推移または電気角を表すが、図２（ａ）と図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）とでは、横軸の単位長は異なる。ただし、図２（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）における横軸の単位長は同一である。
次に第１実施形態の電源装置（交流電力を直流電力に変換する力率改善コンバータの機能）の各部の動作波形について説明する。
図２は、本発明の第１実施形態に係る電源装置１０の各部の動作波形を示す図であり、（ａ）は交流電源１０１の電源電圧波形とリアクタ１５の電流波形であり、（ｂ）はスイッチング素子（半導体スイッチング素子）２５の駆動信号の波形であり、（ｃ）はスイッチング素子（半導体スイッチング素子）２５を流れる電流波形であり、（ｄ）はダイオード（逆阻止ダイオード）２８を流れる電流波形であり、（ｅ）はリアクタ１５を流れる電流波形（リアクタ電流波形）である。
なお、図２（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）は、図２（ａ）における領域２０３の拡大図である。したがって、図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）の横軸は、時間の推移または電気角を表すが、図２（ａ）と図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）とでは、横軸の単位長は異なる。ただし、図２（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）における横軸の単位長は同一である。
図２（ａ）において、交流電源１０１の電源電圧波形２０１と、リアクタ１５に流れるリアクタ電流波形２０２は、互いに相似の概ね正弦波状の連続した電流波形である。
前記したように、リアクタ電流波形２０２の領域２０３を拡大して示したのが、図２（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）である。
前記したように、リアクタ電流波形２０２の領域２０３を拡大して示したのが、図２（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）である。
図２（ｂ）は、半導体スイッチング素子２５（図１）を駆動する駆動信号を示し、この駆動信号は、オン・オフ（ＯＮ・ＯＦＦ）を所定の間隔で繰り返している。
図２（ｃ）は、半導体スイッチング素子２５を流れる電流波形であるが、半導体スイッチング素子２５がオンしている区間では、半導体スイッチング素子２５に電流が流れ、リアクタ１５に電源のエネルギーが蓄積される。なお、領域２０３においては、電源電圧波形２０１（図２（ａ））が時間の推移とともに増加しているので、図２（ｃ）におけるオン時の半導体スイッチング素子２５を流れる電流波形は、時間とともに増加している。
ただし、半導体スイッチング素子２５がオフしている区間では、半導体スイッチング素子２５には電流は流れない。
ただし、半導体スイッチング素子２５がオフしている区間では、半導体スイッチング素子２５には電流は流れない。
図２（ｄ）は、逆阻止ダイオード２８を流れる電流波形であるが、半導体スイッチング素子２５がオンしている区間では、電流は流れない。
逆に半導体スイッチング素子２５がオフしている区間では、電流が流れる。この半導体スイッチング素子２５がオフしている区間において、逆阻止ダイオード２８（図１）を通してリアクタ１５に蓄積されていたエネルギーを平滑キャパシタ１３に放出する。
なお、図２（ｃ）におけるオン時の半導体スイッチング素子２５を流れる電流波形は、時間とともに増加しているので、リアクタ１５に蓄積されていたエネルギーも時間とともに増加するため、図２（ｄ）の各区間の流れる最大値は増加している。ただし、リアクタ１５に蓄積されていたエネルギーは放出するとともにエネルギーは減少するので、電流の流れる各区間内においては、時間とともに流れる電流は減少している。
逆に半導体スイッチング素子２５がオフしている区間では、電流が流れる。この半導体スイッチング素子２５がオフしている区間において、逆阻止ダイオード２８（図１）を通してリアクタ１５に蓄積されていたエネルギーを平滑キャパシタ１３に放出する。
なお、図２（ｃ）におけるオン時の半導体スイッチング素子２５を流れる電流波形は、時間とともに増加しているので、リアクタ１５に蓄積されていたエネルギーも時間とともに増加するため、図２（ｄ）の各区間の流れる最大値は増加している。ただし、リアクタ１５に蓄積されていたエネルギーは放出するとともにエネルギーは減少するので、電流の流れる各区間内においては、時間とともに流れる電流は減少している。
図２（ｅ）は、前記したようにリアクタ１５に流れる電流波形であるが、半導体スイッチング素子２５がオンのときは、電流が増加してリアクタ１５にエネルギーを蓄積し、半導体スイッチング素子２５がオフのときは、平滑キャパシタ１３にエネルギーを供給するので、電流が減少する状況を示している。
このように、リアクタ１５は、半導体スイッチング素子２５のオン・オフとともに、エネルギーの蓄積と放出を繰り返す。そして、平滑キャパシタ１３に昇圧した直流電圧（電力）を供給している。
このようにして、リアクタ１５には、半導体スイッチング素子２５と逆阻止ダイオード２８に流れる電流が交互に流れて、昇圧コンバータ回路を形成する。
なお、図２（ｅ）のリアクタ電流波形は、増減を繰り返しながら平均として増加している波形である。したがって、図２（ａ）に示したリアクタ電流波形２０２は、正確には正弦波形ではない。
このように、リアクタ１５は、半導体スイッチング素子２５のオン・オフとともに、エネルギーの蓄積と放出を繰り返す。そして、平滑キャパシタ１３に昇圧した直流電圧（電力）を供給している。
このようにして、リアクタ１５には、半導体スイッチング素子２５と逆阻止ダイオード２８に流れる電流が交互に流れて、昇圧コンバータ回路を形成する。
なお、図２（ｅ）のリアクタ電流波形は、増減を繰り返しながら平均として増加している波形である。したがって、図２（ａ）に示したリアクタ電流波形２０２は、正確には正弦波形ではない。
＜負荷１０４について＞
図１において、本発明の第１実施形態に係る電源装置１０に接続された負荷１０４は、本発明には含まれていないが、負荷１０４が、直流電圧（電力）を三相交流電圧（電圧）に変換するインバータを用いている場合の例について、参考に説明する。
図１において、本発明の第１実施形態に係る電源装置１０に接続された負荷１０４は、本発明には含まれていないが、負荷１０４が、直流電圧（電力）を三相交流電圧（電圧）に変換するインバータを用いている場合の例について、参考に説明する。
図７は、図１における負荷１０４の一例を示す図である。なお、図３〜図６については後記する。
図７において、負荷１０４としては、直流電力（電圧）を三相交流電力（電圧）に変換するインバータ７１と、電動機（モータ）７０１で構成されている。
インバータ７１には、正極直流電源端子７７１と負極直流電源端子７７２から直流電力（電圧）が供給されている。
図７において、負荷１０４としては、直流電力（電圧）を三相交流電力（電圧）に変換するインバータ７１と、電動機（モータ）７０１で構成されている。
インバータ７１には、正極直流電源端子７７１と負極直流電源端子７７２から直流電力（電圧）が供給されている。
この正極直流電源端子７７１と負極直流電源端子７７２との間を電源として、インバータ７１は、半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ７２４とＩＧＢＴ７２５と、それぞれに逆並列に接続された逆阻止ダイオード７２８と逆阻止ダイオード７２９とからなるＵ相のレッグと、ＩＧＢＴ７３４とＩＧＢＴ７３５と、それぞれに逆並列に接続された逆阻止ダイオード７３８と逆阻止ダイオード７３９とからなるＶ相のレッグと、ＩＧＢＴ７４４とＩＧＢＴ７４５と、それぞれに逆並列に接続された逆阻止ダイオード７４８と逆阻止ダイオード７４９とからなるＷ相のレッグと、を備えて構成されている。
また、インバータＰＷＭ制御回路７２は、ＰＷＭ制御信号ＳＴＰＵ、ＳＴＮＵ、ＳＴＰＶ、ＳＴＮＶ、ＳＴＰＷ、ＳＴＮＷを生成してインバータ７１に出力している。
これらＰＷＭ制御信号ＳＴＰＵ、ＳＴＮＵ、ＳＴＰＶ、ＳＴＮＶ、ＳＴＰＷ、ＳＴＮＷは、インバータ７１を構成するＩＧＢＴ７２４（ＴＰＵ）、ＩＧＢＴ７２５（ＴＮＵ）、ＩＧＢＴ７３４（ＴＰＶ）、ＩＧＢＴ７３５（ＴＮＶ）、ＩＧＢＴ７４４（ＴＰＷ）、ＩＧＢＴ７４５（ＴＮＷ）をそれぞれ制御している。
また、ＩＧＢＴ７２４、ＩＧＢＴ７２５の接続点からＵ相の出力端子、ＩＧＢＴ７３４、ＩＧＢＴ７３５の接続点からＶ相の出力端子、ＩＧＢＴ７４４、ＩＧＢＴ７４５の接続点からＷ相の出力端子がそれぞれ出力されて、電動機７０１に接続されている。
この構成において、インバータ７１によって直流電力が所望の電圧と周波数の三相交流電力（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に変換され、電動機７０１が制御、駆動される。
これらＰＷＭ制御信号ＳＴＰＵ、ＳＴＮＵ、ＳＴＰＶ、ＳＴＮＶ、ＳＴＰＷ、ＳＴＮＷは、インバータ７１を構成するＩＧＢＴ７２４（ＴＰＵ）、ＩＧＢＴ７２５（ＴＮＵ）、ＩＧＢＴ７３４（ＴＰＶ）、ＩＧＢＴ７３５（ＴＮＶ）、ＩＧＢＴ７４４（ＴＰＷ）、ＩＧＢＴ７４５（ＴＮＷ）をそれぞれ制御している。
また、ＩＧＢＴ７２４、ＩＧＢＴ７２５の接続点からＵ相の出力端子、ＩＧＢＴ７３４、ＩＧＢＴ７３５の接続点からＶ相の出力端子、ＩＧＢＴ７４４、ＩＧＢＴ７４５の接続点からＷ相の出力端子がそれぞれ出力されて、電動機７０１に接続されている。
この構成において、インバータ７１によって直流電力が所望の電圧と周波数の三相交流電力（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に変換され、電動機７０１が制御、駆動される。
電動機７０１は、様々な装置、機器に搭載され、それらを駆動する動力源となる。
例えば、この電動機７０１は、冷蔵装置、冷凍装置、空気調和機等の圧縮機を駆動する電動機として使用される。また、冷蔵装置、冷凍装置、空気調和機等の対象物や環境の温度、湿度などを制御する機器を総称して冷凍冷蔵空調関連の装置と呼称するものとする。
例えば、この電動機７０１は、冷蔵装置、冷凍装置、空気調和機等の圧縮機を駆動する電動機として使用される。また、冷蔵装置、冷凍装置、空気調和機等の対象物や環境の温度、湿度などを制御する機器を総称して冷凍冷蔵空調関連の装置と呼称するものとする。
なお、インバータ７１において、半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ７２４とＩＧＢＴ７２５と、それぞれに逆並列に接続された逆阻止ダイオード７２８と逆阻止ダイオード７２９とからなるＵ相のレッグ回路７１１をひとつの単位回路として、モジュール化することもできる。
次に、このレッグ回路７１１をモジュール化したブリッジインバータモジュールについて説明する。
次に、このレッグ回路７１１をモジュール化したブリッジインバータモジュールについて説明する。
＜ブリッジインバータモジュール＞
図８は、ブリッジインバータモジュールの回路構成を示す図であり、（ａ）は単相のブリッジインバータモジュールであり、（ｂ）は三相分をまとめた三相ブリッジインバータモジュールである。
図８は、ブリッジインバータモジュールの回路構成を示す図であり、（ａ）は単相のブリッジインバータモジュールであり、（ｂ）は三相分をまとめた三相ブリッジインバータモジュールである。
図８（ａ）において、単相のブリッジインバータモジュール８１１は、半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ８２４とＩＧＢＴ８２５と、それぞれに逆並列に接続された逆阻止ダイオード８２８と逆阻止ダイオード８２９とを備えて構成されている。
このブリッジインバータモジュール８１１の構成は、図７のＵ相のレッグ回路７１１に用いることができる。なお、レッグ回路７１１は、前記したように、ＩＧＢＴ７２４とＩＧＢＴ７２５と、それぞれに逆並列に接続された逆阻止ダイオード７２８と逆阻止ダイオード７２９とから構成されている。
このブリッジインバータモジュール８１１の構成は、図７のＵ相のレッグ回路７１１に用いることができる。なお、レッグ回路７１１は、前記したように、ＩＧＢＴ７２４とＩＧＢＴ７２５と、それぞれに逆並列に接続された逆阻止ダイオード７２８と逆阻止ダイオード７２９とから構成されている。
また、図８（ｂ）において、三相ブリッジインバータモジュール８１３は、半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ８２４、８２５、８３４、８３５、８４４、８４５と、それぞれに逆並列に接続された逆阻止ダイオード８２８、８２９、８３８、８３９、８４８、８４９とを備えて構成されている。
この三相ブリッジインバータモジュール８１３の構成は、図７のインバータ７１の半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ７２４、７２５、７３４、７３５、７４４、７４５と、それぞれに逆並列に接続された逆阻止ダイオード７２８、７２９、７３８、７３９、７４８、７４９とに対応しており、インバータ７１に用いることができる。
この三相ブリッジインバータモジュール８１３の構成は、図７のインバータ７１の半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ７２４、７２５、７３４、７３５、７４４、７４５と、それぞれに逆並列に接続された逆阻止ダイオード７２８、７２９、７３８、７３９、７４８、７４９とに対応しており、インバータ７１に用いることができる。
図７に示したように、所望の電圧と周波数の三相交流によって電動機７０１を駆動、制御する場合には、インバータ７１は、必要不可欠な回路要素として非常に多く用いられている。
そして、インバータ７１を構成するために、前記した単相のブリッジインバータモジュール８１１や三相ブリッジインバータモジュール８１３が用いられることがある。
また、これらの単相のブリッジインバータモジュール８１１や三相ブリッジインバータモジュール８１３は、汎用品のモジュールとして、市販されている。
このように、単相のブリッジインバータモジュール８１１や三相ブリッジインバータモジュール８１３は、直流電圧（電力）を交流電圧（電力）に変換するインバータの部品として大量に生産されている。そのため、価格も安価である。
そして、インバータ７１を構成するために、前記した単相のブリッジインバータモジュール８１１や三相ブリッジインバータモジュール８１３が用いられることがある。
また、これらの単相のブリッジインバータモジュール８１１や三相ブリッジインバータモジュール８１３は、汎用品のモジュールとして、市販されている。
このように、単相のブリッジインバータモジュール８１１や三相ブリッジインバータモジュール８１３は、直流電圧（電力）を交流電圧（電力）に変換するインバータの部品として大量に生産されている。そのため、価格も安価である。
＜電源装置１０：その２＞
図１のブリッジインバータモジュール１１は、前記したように、交流電圧（電力）を直流電圧（電力）に変換する、つまりコンバータ回路の一部を構成するものである。
それに対し、図７、図８に示したブリッジインバータモジュール８１１は、直流電圧（電力）を交流電圧（電力）に変換するインバータ回路の一部を構成するものである。
つまり、インバータ回路用に市販されているブリッジインバータモジュール８１１を、異なる用い方であるコンバータ回路の一部として、図１の本発明の第１実施形態に係る電源装置１０に組み込まれている。
図１のブリッジインバータモジュール１１は、前記したように、交流電圧（電力）を直流電圧（電力）に変換する、つまりコンバータ回路の一部を構成するものである。
それに対し、図７、図８に示したブリッジインバータモジュール８１１は、直流電圧（電力）を交流電圧（電力）に変換するインバータ回路の一部を構成するものである。
つまり、インバータ回路用に市販されているブリッジインバータモジュール８１１を、異なる用い方であるコンバータ回路の一部として、図１の本発明の第１実施形態に係る電源装置１０に組み込まれている。
なお、図１に示すようなコンバータ回路においては、従来は半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ２４とＩＧＢＴ２５、および逆阻止ダイオード２８と逆阻止ダイオード２９に相当する回路要素は、個別の部品を組み立てて構成していた。
しかしながら、図１の本発明の第１実施形態に係る電源装置１０においては、図８に示した単相用のブリッジインバータモジュール８１１を、図１のブリッジインバータモジュール１１に用いる。
このように、大量に生産されている汎用品のインバータ用のブリッジインバータモジュール８１１を、用いることによって、低コストでコンパクトな本発明の第１実施形態に係る電源装置が具現化する。
また、モジュール化されたブリッジインバータモジュールを回路部品として用いることによって、ノイズの低減や、素子間の特性バラツキの減少による安定した特性も得られるという効果もある。
しかしながら、図１の本発明の第１実施形態に係る電源装置１０においては、図８に示した単相用のブリッジインバータモジュール８１１を、図１のブリッジインバータモジュール１１に用いる。
このように、大量に生産されている汎用品のインバータ用のブリッジインバータモジュール８１１を、用いることによって、低コストでコンパクトな本発明の第１実施形態に係る電源装置が具現化する。
また、モジュール化されたブリッジインバータモジュールを回路部品として用いることによって、ノイズの低減や、素子間の特性バラツキの減少による安定した特性も得られるという効果もある。
（第２実施形態）
次に、第２実施形態として、ブリッジインバータモジュールの半導体スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いて構成された電源装置の例を説明する。
次に、第２実施形態として、ブリッジインバータモジュールの半導体スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いて構成された電源装置の例を説明する。
図３は、本発明の第２実施形態に係る電源装置１０の構成と、電源装置１０の電源となる交流電源１０１と、電源装置１０の負荷となる負荷１０４との接続関係を示す図である。
ただし、第１実施形態と異なるのは電源装置１０の中の構成であるので、他の同じ構成についての重複する説明は省略する。
ただし、第１実施形態と異なるのは電源装置１０の中の構成であるので、他の同じ構成についての重複する説明は省略する。
＜第２実施形態の電源装置１０の構成と動作＞
図３の構成において、図１の構成と異なるのは、ブリッジインバータモジュール３１がＮ型ＭＯＳＦＥＴ２６（第２のＭＯＳＦＥＴ）とＮ型ＭＯＳＦＥＴ２７（第１のＭＯＳＦＥＴで構成されている点である。また、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２６を制御するのに伴い、統合制御回路１７に新たにドライバ３３を設け、その制御信号Ｓ２で、前記のＮ型ＭＯＳＦＥＴ２６を制御することである。
なお、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２７は、ドライバ３２の制御信号Ｓ１で制御される。
図３の構成において、図１の構成と異なるのは、ブリッジインバータモジュール３１がＮ型ＭＯＳＦＥＴ２６（第２のＭＯＳＦＥＴ）とＮ型ＭＯＳＦＥＴ２７（第１のＭＯＳＦＥＴで構成されている点である。また、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２６を制御するのに伴い、統合制御回路１７に新たにドライバ３３を設け、その制御信号Ｓ２で、前記のＮ型ＭＯＳＦＥＴ２６を制御することである。
なお、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２７は、ドライバ３２の制御信号Ｓ１で制御される。
第２実施形態の電源装置１０では、ブリッジインバータモジュール３１のハイサイド（高電位側）の半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２６を、ローサイド（低電位側）の半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２７を駆動する信号と相補対称の信号で駆動する。
このように、半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２７がオフしている期間に、半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２６をオンする動作を、一般に同期整流と呼ぶ。
このように、半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２７がオフしている期間に、半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２６をオンする動作を、一般に同期整流と呼ぶ。
第１実施形態における図１の半導体スイッチング素子には、ＩＧＢＴ２４とＩＧＢＴ２５が使用されていた。ＩＧＢＴは、少数キャリアによる伝導機構であるため内部に接合構造がありその障壁電位による１Ｖ程度の電圧降下が、電流が小さい領域から発生する。そのため、電流が流れたときの素子の損失は電流と素子に発生する電圧の積であるから、ＩＧＢＴを使用した電源装置においては入力電流が小さい領域において、上記の電圧降下に基づく損失が発生して全体の効率を低下させる原因となる。
一方、第２本実施形態で用いるＭＯＳＦＥＴ２６、２７は、多数キャリアによる伝導機構であるため障壁電位がなく、オン時には抵抗と同じに振る舞い、そのオン抵抗は０．１Ω以下である。
すなわち、ＭＯＳＦＥＴに１０Ａの電流が流れたときには、ＩＧＢＴと同等の損失が発生するが、それ以下の電流においては発生するＭＯＳＦＥＴの損失はＩＧＢＴより小さいものとなる。
一方、第２本実施形態で用いるＭＯＳＦＥＴ２６、２７は、多数キャリアによる伝導機構であるため障壁電位がなく、オン時には抵抗と同じに振る舞い、そのオン抵抗は０．１Ω以下である。
すなわち、ＭＯＳＦＥＴに１０Ａの電流が流れたときには、ＩＧＢＴと同等の損失が発生するが、それ以下の電流においては発生するＭＯＳＦＥＴの損失はＩＧＢＴより小さいものとなる。
第２本実施形態においては、前記のように半導体スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ２６およびＭＯＳＦＥＴ２７を使用している。
ＭＯＳＦＥＴ２７がオンしている期間は、リアクタ１５を全波整流回路１２の出力である交流電源１０１の全波整流波形を印加する。そのため、リアクタ１５に電流が流れ、リアクタ１５にエネルギーが蓄積する。なお、ＭＯＳＦＥＴ２７がオンしている期間は、ＭＯＳＦＥＴ２６はオフしている。
次に、ＭＯＳＦＥＴ２７がオフしている期間にＭＯＳＦＥＴ２６は、オンするように制御されて、リアクタ１５に蓄積されたエネルギーが解放され、平滑キャパシタ１３に電流が流れ込む。
ＭＯＳＦＥＴ２７がオンしている期間は、リアクタ１５を全波整流回路１２の出力である交流電源１０１の全波整流波形を印加する。そのため、リアクタ１５に電流が流れ、リアクタ１５にエネルギーが蓄積する。なお、ＭＯＳＦＥＴ２７がオンしている期間は、ＭＯＳＦＥＴ２６はオフしている。
次に、ＭＯＳＦＥＴ２７がオフしている期間にＭＯＳＦＥＴ２６は、オンするように制御されて、リアクタ１５に蓄積されたエネルギーが解放され、平滑キャパシタ１３に電流が流れ込む。
第１実施形態においては、リアクタ１５に蓄積されたエネルギーが解放されて平滑キャパシタ１３に電流が流れ込む場合には、逆阻止ダイオード２８を介していた。
それに対し、第２実施形態においては、ＭＯＳＦＥＴ２６と逆阻止ダイオード２８を介してリアクタ１５に蓄積されたエネルギーが解放されて平滑キャパシタ１３に電流が流れ込む。
逆阻止ダイオード２８は、ＰＮ接合ダイオードあるいはショットキー接合ダイオードであるが、ＰＮ接合ダイオードで０．７Ｖ程度、ショットキー接合ダイオードでも０．５Ｖ程度の障壁電位による電圧降下がある。この電圧降下による損失が発生する。
逆阻止ダイオード２８と並列接続されたＭＯＳＦＥＴ２６にも電流が流れる構成であるので、前記のように電流が小さい領域において発生する損失をＭＯＳＦＥＴ２６によって低減することが可能となる。
それに対し、第２実施形態においては、ＭＯＳＦＥＴ２６と逆阻止ダイオード２８を介してリアクタ１５に蓄積されたエネルギーが解放されて平滑キャパシタ１３に電流が流れ込む。
逆阻止ダイオード２８は、ＰＮ接合ダイオードあるいはショットキー接合ダイオードであるが、ＰＮ接合ダイオードで０．７Ｖ程度、ショットキー接合ダイオードでも０．５Ｖ程度の障壁電位による電圧降下がある。この電圧降下による損失が発生する。
逆阻止ダイオード２８と並列接続されたＭＯＳＦＥＴ２６にも電流が流れる構成であるので、前記のように電流が小さい領域において発生する損失をＭＯＳＦＥＴ２６によって低減することが可能となる。
前記したように、半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２７とＭＯＳＦＥＴ２６とを相補対称の信号で制御して同期整流を行うが、このときの制御信号の波形と各部の動作波形について、次に説明する。
＜第２実施形態の各部の動作波形＞
図４は、本発明の第２実施形態に係る電源装置１０の各部の動作波形を示す図であり、（ａ）は交流電源１０１の電源電圧波形とリアクタ１５の電流波形であり、（ｂ１）はＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）２７の駆動信号の波形であり、（ｂ２）はＭＯＳＦＥＴ（整流用ＭＯＳＦＥＴ）２６の駆動信号の波形であり、（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）２７を流れる電流波形であり、（ｄ）は逆阻止ダイオード（ダイオード）２８とＭＯＳＦＥＴ２６を流れる電流波形であり、（ｅ）はリアクタ１５を流れる電流波形である。
なお、図４（ｂ１）、（ｂ２）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）は、図４（ａ）における領域４０３の拡大図である。したがって、図４（ａ）、（ｂ１）、（ｂ２）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）の横軸は、時間の推移または電気角を表すが、図４（ａ）と図４（ｂ１）、（ｂ２）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）とでは、横軸の単位長は異なる。ただし、図４（ｂ１）、（ｂ２）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）における横軸の単位長は同一である。
図４は、本発明の第２実施形態に係る電源装置１０の各部の動作波形を示す図であり、（ａ）は交流電源１０１の電源電圧波形とリアクタ１５の電流波形であり、（ｂ１）はＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）２７の駆動信号の波形であり、（ｂ２）はＭＯＳＦＥＴ（整流用ＭＯＳＦＥＴ）２６の駆動信号の波形であり、（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）２７を流れる電流波形であり、（ｄ）は逆阻止ダイオード（ダイオード）２８とＭＯＳＦＥＴ２６を流れる電流波形であり、（ｅ）はリアクタ１５を流れる電流波形である。
なお、図４（ｂ１）、（ｂ２）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）は、図４（ａ）における領域４０３の拡大図である。したがって、図４（ａ）、（ｂ１）、（ｂ２）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）の横軸は、時間の推移または電気角を表すが、図４（ａ）と図４（ｂ１）、（ｂ２）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）とでは、横軸の単位長は異なる。ただし、図４（ｂ１）、（ｂ２）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）における横軸の単位長は同一である。
図４（ａ）において、交流電源１０１の電源電圧波形４０１と、リアクタ１５に流れるリアクタ電流波形４０２は、互いに相似の概ね正弦波状の連続した電流波形である。
前記したように、リアクタ電流波形４０２の領域４０３を拡大して示したのが、図４（ｂ１）、（ｂ２）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ））である。
前記したように、リアクタ電流波形４０２の領域４０３を拡大して示したのが、図４（ｂ１）、（ｂ２）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ））である。
図４（ｂ１）は、半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２７（図３）を駆動する駆動信号であり、オン・オフ（ＯＮ・ＯＦＦ）を所定の間隔で繰り返している。
図４（ｂ２）は、整流用のＭＯＳＦＥＴ２６（図３）を駆動する駆動信号を示す。ＭＯＳＦＥＴ２６は、ＭＯＳＦＥＴ２７がオンのときはオフであり、ＭＯＳＦＥＴ２７がオフのときはオンである相補対称の信号で制御されている。ただし、オン・オフの切り替えのタイミングにおいては、図４（ｂ２）に示すように半導体スイッチング素子のスイッチング遅れによる短絡動作を防止するために、ＭＯＳＦＥＴ２６とＭＯＳＦＥＴ２７がともにオフとなるデッドタイムＴｄを設けて、デッドタイム制御を行う
図４（ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴ２７を流れる電流波形を示すが、ＭＯＳＦＥＴ２７がオンしている区間では、ＭＯＳＦＥＴ２７に電流が流れ、リアクタ１５に電源のエネルギーが蓄積される。なお、領域４０３においては、電源電圧波形４０１（図４（ａ））が時間の推移とともに増加しているので、図４（ｃ）におけるオン時のＭＯＳＦＥＴ２７を流れる電流波形は、時間とともに増加している。
ただし、ＭＯＳＦＥＴ２７がオフしている区間では、ＭＯＳＦＥＴ２７には電流は流れない。
ただし、ＭＯＳＦＥＴ２７がオフしている区間では、ＭＯＳＦＥＴ２７には電流は流れない。
図４（ｄ）は、逆阻止ダイオード２８とＭＯＳＦＥＴ２６を流れる電流を示しており、ＭＯＳＦＥＴ２７がオンしている区間では、電流は流れない。
逆にＭＯＳＦＥＴ２７がオフしている区間では、逆阻止ダイオード２８とＭＯＳＦＥＴ２６に電流が流れる。
このＭＯＳＦＥＴ２７がオフしている区間において、逆阻止ダイオード２８を通してリアクタ１５に蓄積されていたエネルギーを平滑キャパシタ１３に放出する。
なお、デッドタイムＴｄの区間に相当する斜線部においては、ＭＯＳＦＥＴ２６に電流は流れず、逆阻止ダイオード２８にのみ電流が流れる。
また、図４（ｃ）におけるオン時のＭＯＳＦＥＴ２７を流れる電流波形は、時間とともに増加しているので、リアクタ１５に蓄積されていたエネルギーも時間とともに増加するため図４（ｄ）の各区間の流れる最大値は増加している。ただし、リアクタ１５に蓄積されていたエネルギーは放出するとともにエネルギーは減少するので、電流の流れる区間内においては、時間とともに流れる電流は減少している。
逆にＭＯＳＦＥＴ２７がオフしている区間では、逆阻止ダイオード２８とＭＯＳＦＥＴ２６に電流が流れる。
このＭＯＳＦＥＴ２７がオフしている区間において、逆阻止ダイオード２８を通してリアクタ１５に蓄積されていたエネルギーを平滑キャパシタ１３に放出する。
なお、デッドタイムＴｄの区間に相当する斜線部においては、ＭＯＳＦＥＴ２６に電流は流れず、逆阻止ダイオード２８にのみ電流が流れる。
また、図４（ｃ）におけるオン時のＭＯＳＦＥＴ２７を流れる電流波形は、時間とともに増加しているので、リアクタ１５に蓄積されていたエネルギーも時間とともに増加するため図４（ｄ）の各区間の流れる最大値は増加している。ただし、リアクタ１５に蓄積されていたエネルギーは放出するとともにエネルギーは減少するので、電流の流れる区間内においては、時間とともに流れる電流は減少している。
図４（ｅ）は、前記したようにリアクタ１５に流れる電流波形を示すが、ＭＯＳＦＥＴ２７がオンのときは電流が増加してリアクタ１５にエネルギーを蓄積し、ＭＯＳＦＥＴ２７がオフのときは、平滑キャパシタ１３にエネルギーを供給するので、電流が減少する状況を示している。
このように、リアクタ１５は、ＭＯＳＦＥＴ２７のオン・オフとともに、エネルギーの蓄積と放出を繰り返す。そして、平滑キャパシタ１３に昇圧した直流電圧（電力）を供給している。
このようにして、リアクタ１５には、ＭＯＳＦＥＴ２７と、ＭＯＳＦＥＴ２６および逆阻止ダイオード２８に流れる電流が交互に流れて、昇圧コンバータ回路を形成する。
このように、リアクタ１５は、ＭＯＳＦＥＴ２７のオン・オフとともに、エネルギーの蓄積と放出を繰り返す。そして、平滑キャパシタ１３に昇圧した直流電圧（電力）を供給している。
このようにして、リアクタ１５には、ＭＯＳＦＥＴ２７と、ＭＯＳＦＥＴ２６および逆阻止ダイオード２８に流れる電流が交互に流れて、昇圧コンバータ回路を形成する。
＜第２実施形態の効果＞
前記したように、ＭＯＳＦＥＴを採用することにより、電流が小さい領域において発生する損失を低減することが可能となる。
なお、ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子としたブリッジインバータモジュールも大量に生産され、市販されている。
このように、コンバータにＭＯＳＦＥＴを用いた回路に、大量に生産されている汎用品のインバータ用のブリッジインバータモジュールを、用いることによって、低コストでコンパクトな本発明の第２実施形態に係る電源装置が具現化する。
また、モジュール化されたブリッジインバータモジュールを回路部品として用いることによって、ノイズの低減や、素子間の特性バラツキの減少による安定した特性も得られるという効果もある。
前記したように、ＭＯＳＦＥＴを採用することにより、電流が小さい領域において発生する損失を低減することが可能となる。
なお、ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子としたブリッジインバータモジュールも大量に生産され、市販されている。
このように、コンバータにＭＯＳＦＥＴを用いた回路に、大量に生産されている汎用品のインバータ用のブリッジインバータモジュールを、用いることによって、低コストでコンパクトな本発明の第２実施形態に係る電源装置が具現化する。
また、モジュール化されたブリッジインバータモジュールを回路部品として用いることによって、ノイズの低減や、素子間の特性バラツキの減少による安定した特性も得られるという効果もある。
（第３実施形態）
次に、第３実施形態として、ブリッジインバータモジュールに三相ブリッジインバータモジュールを用いて構成された電源装置の例を説明する。
図５は、本発明の第３実施形態に係る電源装置１０の構成と、電源装置１０の電源となる交流電源１０１と、電源装置１０の負荷となる負荷１０４との接続関係を示す図である。
ただし、第１実施形態と異なるのは電源装置１０の中の構成であるので、他の同じ構成についての重複する説明は省略する。
次に、第３実施形態として、ブリッジインバータモジュールに三相ブリッジインバータモジュールを用いて構成された電源装置の例を説明する。
図５は、本発明の第３実施形態に係る電源装置１０の構成と、電源装置１０の電源となる交流電源１０１と、電源装置１０の負荷となる負荷１０４との接続関係を示す図である。
ただし、第１実施形態と異なるのは電源装置１０の中の構成であるので、他の同じ構成についての重複する説明は省略する。
＜第３実施形態の電源装置１０の構成と動作と効果＞
図５の構成において、図１の構成と異なるのは、電源装置１０に三相ブリッジインバータモジュール５３が用いられていることである。
このため、図１では１相分の制御信号Ｓ１をドライバ３２がブリッジインバータモジュール１１に出力して制御していたが、図５では３相分の信号Ｓ３をドライバ５２が三相ブリッジインバータモジュール５３に出力して制御している。また、リアクタ１５は三相分の３個が備えられている。
ただし、図５においては、三相がすべて同じ信号、つまり同じ波形で制御されている。
以上のように、図５では、三相でそれぞれ昇圧コンバータ回路を構成していることに特徴がある。具体的な動作については、重複するので詳細な説明を省略する。
図５の構成において、図１の構成と異なるのは、電源装置１０に三相ブリッジインバータモジュール５３が用いられていることである。
このため、図１では１相分の制御信号Ｓ１をドライバ３２がブリッジインバータモジュール１１に出力して制御していたが、図５では３相分の信号Ｓ３をドライバ５２が三相ブリッジインバータモジュール５３に出力して制御している。また、リアクタ１５は三相分の３個が備えられている。
ただし、図５においては、三相がすべて同じ信号、つまり同じ波形で制御されている。
以上のように、図５では、三相でそれぞれ昇圧コンバータ回路を構成していることに特徴がある。具体的な動作については、重複するので詳細な説明を省略する。
図５において、三相ブリッジインバータモジュールに接続するリアクタ１５を３個、使用している。
リアクタは電流容量が大きくなると巻き線が太くなり、巻線加工が困難になるため加工費が高くなるだけでなく、製作そのものが困難になる。
第３実施形態では、リアクタ１５を電流容量が小さいものを３個使用した。これにより、１個のリアクタは、それぞれにおいて、比較的細い巻き線を使用することができる。このため、加工費を抑えることが可能である。また、使用個数が増えるので生産数量増による価格低減の効果が期待できる。
リアクタは電流容量が大きくなると巻き線が太くなり、巻線加工が困難になるため加工費が高くなるだけでなく、製作そのものが困難になる。
第３実施形態では、リアクタ１５を電流容量が小さいものを３個使用した。これにより、１個のリアクタは、それぞれにおいて、比較的細い巻き線を使用することができる。このため、加工費を抑えることが可能である。また、使用個数が増えるので生産数量増による価格低減の効果が期待できる。
また、図５における第３実施形態の電源装置には、前記したように三相ブリッジインバータモジュール５３が用いられている。
第１実施形態および第２実施形態で用いる単相のブリッジインバータモジュールは、比較的電流容量が大きなものが多く、品種も限られている傾向がある。
それに対し、第３実施形態に用いられている三相ブリッジインバータモジュール５３は、図７で示したインバータ７１に用いられる図８（ｂ）で示した三相ブリッジインバータモジュール８１３を第３実施形態の電源装置に使用するものである。三相ブリッジインバータモジュール８１３は、インバータ７１にそのまま適用されるので、品種が豊富で、電流容量の範囲も広く、大量に使用されている。そのため価格も比較的に安価である。
第１実施形態および第２実施形態で用いる単相のブリッジインバータモジュールは、比較的電流容量が大きなものが多く、品種も限られている傾向がある。
それに対し、第３実施形態に用いられている三相ブリッジインバータモジュール５３は、図７で示したインバータ７１に用いられる図８（ｂ）で示した三相ブリッジインバータモジュール８１３を第３実施形態の電源装置に使用するものである。三相ブリッジインバータモジュール８１３は、インバータ７１にそのまま適用されるので、品種が豊富で、電流容量の範囲も広く、大量に使用されている。そのため価格も比較的に安価である。
以上のように、第３実施形態では、基本的な回路構成は第１実施形態および第２実施形態と同じであるが、使用する部品の価格をさらに低減できるので、より低価格な電源装置を提供することが可能である。
（第４実施形態）
次に、第４実施形態として、ブリッジインバータモジュールに三相ブリッジインバータモジュール５３を使用し、インターリーブ制御回路６１で、三相間においてインターリーブ動作させる電源装置の例を説明する。
次に、第４実施形態として、ブリッジインバータモジュールに三相ブリッジインバータモジュール５３を使用し、インターリーブ制御回路６１で、三相間においてインターリーブ動作させる電源装置の例を説明する。
図６は、本発明の第４実施形態に係る電源装置１０の構成と、電源装置１０の電源となる交流電源１０１と、電源装置１０の負荷となる負荷１０４との接続関係を示す図である。
ただし、第１実施形態と異なるのは電源装置１０の中の構成であるので、他の同じ構成についての重複する説明は省略する。
ただし、第１実施形態と異なるのは電源装置１０の中の構成であるので、他の同じ構成についての重複する説明は省略する。
＜第４実施形態の電源装置１０の構成と動作と効果＞
図６の構成において、図５の構成と異なるのは、電源装置１０において、図５の統合制御回路１７がインターリーブ制御回路６１に置き換わっていることである。あるいは、インターリーブ制御回路６１は、統合制御回路１７の一形態ともいえる。
図６において、インターリーブ制御回路６１は、キャリア信号の位相が１２０°ずつ、ずれた駆動信号ＳＵ、ＳＶ、ＳＷを発生して、三相ブリッジインバータモジュール５３のローサイドの半導体スイッチング素子３個を、それぞれ制御、駆動する。それぞれの駆動信号は、第１実施形態で詳細に述べた動作により作られたものである。
図６の構成において、図５の構成と異なるのは、電源装置１０において、図５の統合制御回路１７がインターリーブ制御回路６１に置き換わっていることである。あるいは、インターリーブ制御回路６１は、統合制御回路１７の一形態ともいえる。
図６において、インターリーブ制御回路６１は、キャリア信号の位相が１２０°ずつ、ずれた駆動信号ＳＵ、ＳＶ、ＳＷを発生して、三相ブリッジインバータモジュール５３のローサイドの半導体スイッチング素子３個を、それぞれ制御、駆動する。それぞれの駆動信号は、第１実施形態で詳細に述べた動作により作られたものである。
第１実施形態の図１の１相分による昇圧チョッパ動作では、半導体スイッチング素子２５のスイッチングにより入力電流に電流のリプルが発生するが、第４実施形態のように三相分をインターリーブ動作すると、各相は１２０°ずつ、ずれた波形になるため入力電流のリプルは打ち消しあって小さくなる。
このため、スイッチングによる電流のリプルが電源に漏洩しないように設けているリプル低減回路１４のコイル２２およびキャパシタ２３を省略、もしくは小型化することが可能となる場合もある。
また、平滑キャパシタ１３のリプル電流も減少するので小型化、低コスト化が可能となる。
このため、スイッチングによる電流のリプルが電源に漏洩しないように設けているリプル低減回路１４のコイル２２およびキャパシタ２３を省略、もしくは小型化することが可能となる場合もある。
また、平滑キャパシタ１３のリプル電流も減少するので小型化、低コスト化が可能となる。
（その他の実施形態）
なお、本発明は、以上で説明した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記の実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてよい。
また、その他の実施形態もしくは変形例として、以下にその例をあげる。
なお、本発明は、以上で説明した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記の実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてよい。
また、その他の実施形態もしくは変形例として、以下にその例をあげる。
《ブリッジインバータモジュール》
図８においては、単相のブリッジインバータモジュール８１１や三相ブリッジインバータモジュール８１３は、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴの場合を示したが、ＭＯＳＦＥＴで構成された製品も汎用品として市販されている。
したがって、第３実施形態（図５）、第４実施形態（図６）では三相ブリッジインバータモジュール５３がＩＧＢＴとして説明したが、ＭＯＳＦＥＴで構成された三相ブリッジインバータモジュールを用いることも可能である。
図８においては、単相のブリッジインバータモジュール８１１や三相ブリッジインバータモジュール８１３は、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴの場合を示したが、ＭＯＳＦＥＴで構成された製品も汎用品として市販されている。
したがって、第３実施形態（図５）、第４実施形態（図６）では三相ブリッジインバータモジュール５３がＩＧＢＴとして説明したが、ＭＯＳＦＥＴで構成された三相ブリッジインバータモジュールを用いることも可能である。
《多相構成１》
第１実施形態では単相のブリッジインバータモジュールを用いて１相の制御を説明し、第３実施形態では３相ブリッジインバータモジュールを用いて３相の制御を説明したが、幾つの相で制御するかは、これらに限定されない。
例えば、単相のブリッジインバータモジュールを２個、用いて２相で制御してもよい。
また、３相ブリッジインバータモジュールを２個、用いて６相で制御してもよい。
さらに、単相のブリッジインバータモジュールと３相ブリッジインバータモジュールを複数個、用いれば任意の整数の相の制御が可能である。
これらの方法によって、さらにコストの低減が図れる可能性がある。
第１実施形態では単相のブリッジインバータモジュールを用いて１相の制御を説明し、第３実施形態では３相ブリッジインバータモジュールを用いて３相の制御を説明したが、幾つの相で制御するかは、これらに限定されない。
例えば、単相のブリッジインバータモジュールを２個、用いて２相で制御してもよい。
また、３相ブリッジインバータモジュールを２個、用いて６相で制御してもよい。
さらに、単相のブリッジインバータモジュールと３相ブリッジインバータモジュールを複数個、用いれば任意の整数の相の制御が可能である。
これらの方法によって、さらにコストの低減が図れる可能性がある。
《多相構成２》
前記の単相のブリッジインバータモジュールを２個、用いて２相で制御する場合、同じ位相（同相）の信号で制御する方法に限定されない。例えば、２相間の制御信号の位相を１８０°や９０°ずらして用いてもよい。
また、第４実施形態においては、３相ブリッジインバータモジュールの３相を１２０°ずつ、位相をずらす方法について説明したが、これらに限定されない。例えば、３相ブリッジインバータモジュールを２個、用いて６相とし、この６相を６０°ずつ、位相をずらして制御してもよい。
これらの方法によって、入力電流のリプルをさらに低減することが可能となる。
前記の単相のブリッジインバータモジュールを２個、用いて２相で制御する場合、同じ位相（同相）の信号で制御する方法に限定されない。例えば、２相間の制御信号の位相を１８０°や９０°ずらして用いてもよい。
また、第４実施形態においては、３相ブリッジインバータモジュールの３相を１２０°ずつ、位相をずらす方法について説明したが、これらに限定されない。例えば、３相ブリッジインバータモジュールを２個、用いて６相とし、この６相を６０°ずつ、位相をずらして制御してもよい。
これらの方法によって、入力電流のリプルをさらに低減することが可能となる。
《半導体スイッチング素子の制御方法》
第１実施形態〜第４実施形態において、半導体スイッチング素子の制御方法は、ＰＷＭ制御で説明したが、ＰＡＭ制御であってもよいし、ＰＷＭ／ＰＡＭ複合制御であってもよい。
第１実施形態〜第４実施形態において、半導体スイッチング素子の制御方法は、ＰＷＭ制御で説明したが、ＰＡＭ制御であってもよいし、ＰＷＭ／ＰＡＭ複合制御であってもよい。
《半導体スイッチング素子》
第１実施形態から第４実施形態において、半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの場合について説明したが、それらの半導体スイッチング素子に限定されるものではない。例えば、スーパージャンクション（Supper Junction）ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。
スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴはオン時のドレイン−ソース間の抵抗の値が従来ＭＯＳＦＥＴと比較して小さいので、半導体スイッチング素子での損失を大幅に低減することが可能である。
また、ＭＯＳＦＥＴにＳｉＣ（Silicon Carbide）等のバンドギャップが大きな半導体を使用することも可能である。この場合、更なる高速動作、高い温度での動作が可能となる等の利点がある。
第１実施形態から第４実施形態において、半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの場合について説明したが、それらの半導体スイッチング素子に限定されるものではない。例えば、スーパージャンクション（Supper Junction）ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。
スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴはオン時のドレイン−ソース間の抵抗の値が従来ＭＯＳＦＥＴと比較して小さいので、半導体スイッチング素子での損失を大幅に低減することが可能である。
また、ＭＯＳＦＥＴにＳｉＣ（Silicon Carbide）等のバンドギャップが大きな半導体を使用することも可能である。この場合、更なる高速動作、高い温度での動作が可能となる等の利点がある。
《逆阻止ダイオード１》
ブリッジインバータモジュールのハイサイドの逆阻止ダイオードにＳｉＣのショットキーバリアダイオード（Schottky Barrier Diode）を使用した場合、スイッチング動作時に発生する逆回復電流がなくなるのでスイッチング損失を大幅に低減することが可能である。
ブリッジインバータモジュールのハイサイドの逆阻止ダイオードにＳｉＣのショットキーバリアダイオード（Schottky Barrier Diode）を使用した場合、スイッチング動作時に発生する逆回復電流がなくなるのでスイッチング損失を大幅に低減することが可能である。
《逆阻止ダイオード２》
図１、図３、図５、図６においては、逆阻止ダイオード２８、２９を半導体スイッチング素子２４、２５に逆並列に付加していたが、あえて付加せずに、半導体スイッチング素子２４、２５に内蔵された寄生のダイオードを用いてもよい。
図１、図３、図５、図６においては、逆阻止ダイオード２８、２９を半導体スイッチング素子２４、２５に逆並列に付加していたが、あえて付加せずに、半導体スイッチング素子２４、２５に内蔵された寄生のダイオードを用いてもよい。
《整流回路》
図１、図３、図５、図６においては、単相の交流電源１０１を整流回路１２で直流電力に整流（変換）する例を示したが、三相の交流電源を三相用の整流回路で直流電力に整流（変換）して直流電源としてもよい。
また、整流回路１２を４個のダイオードブリッジで構成したが、ダイオードは他の個数の構成、例えば１個以上の他の個数で構成してもよい。また、整流機能を有するものであれば、ダイオードに限定されない。
図１、図３、図５、図６においては、単相の交流電源１０１を整流回路１２で直流電力に整流（変換）する例を示したが、三相の交流電源を三相用の整流回路で直流電力に整流（変換）して直流電源としてもよい。
また、整流回路１２を４個のダイオードブリッジで構成したが、ダイオードは他の個数の構成、例えば１個以上の他の個数で構成してもよい。また、整流機能を有するものであれば、ダイオードに限定されない。
《負荷１》
図１、図３、図５、図６における負荷１０４は、図７において、インバータ７１で三相交流電力に変換して電動機を駆動する場合で説明したが、この電動機で冷蔵装置や冷凍装置や空気調和機等に備える圧縮機を駆動することができる。
この場合には、本発明の第１〜第４実施形態に係る電源装置１０を、前記冷蔵装置や冷凍装置や空気調和機等の冷凍冷蔵空調関連の装置（電気電子機器）に搭載すれば、これら冷凍冷蔵空調関連の装置の低コスト化、コンパクト化が図れる。
図１、図３、図５、図６における負荷１０４は、図７において、インバータ７１で三相交流電力に変換して電動機を駆動する場合で説明したが、この電動機で冷蔵装置や冷凍装置や空気調和機等に備える圧縮機を駆動することができる。
この場合には、本発明の第１〜第４実施形態に係る電源装置１０を、前記冷蔵装置や冷凍装置や空気調和機等の冷凍冷蔵空調関連の装置（電気電子機器）に搭載すれば、これら冷凍冷蔵空調関連の装置の低コスト化、コンパクト化が図れる。
《負荷２》
図１、図３、図５、図６における負荷１０４は、図７において、インバータ７１で三相交流電力に変換して電動機を駆動する場合で説明したが、この例に限らず、負荷１０４は、直流電力（電圧）をそのまま用いる電気電子機器である負荷であってもよい。
図１、図３、図５、図６における負荷１０４は、図７において、インバータ７１で三相交流電力に変換して電動機を駆動する場合で説明したが、この例に限らず、負荷１０４は、直流電力（電圧）をそのまま用いる電気電子機器である負荷であってもよい。
１０ 電源装置
１１、３１、８１１ ブリッジインバータモジュール
７１１ ブリッジインバータモジュール、レッグ回路
１２ 全波整流回路（整流回路）
１３ 平滑キャパシタ
１４ リプル低減回路
１５ リアクタ
１６ 電流検出手段
１７ 統合制御回路
２１ ダイオード
２２ コイル
２３ キャパシタ
２４、２５、７２４、７２５、７３４、７３５、７４４、７４５、８２４、８２５、８３４、８３５、８４４、８４５ 半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ、スイッチング素子）
２６ 半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ、第２のＭＯＳＦＥＴ、スイッチング素子）
２７ 半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ、第１のＭＯＳＦＥＴ、スイッチング素子）
２８、２９、７２８、７２９、７３８、７３９、７４８、７４９、８２８、８２９、８３８、８３９、８４８、８４９ 逆阻止ダイオード
３２、３３、５２ ドライバ
３４ 電源電圧波形検出回路
３５ 乗算器
３６ 電流制御回路
３７ 昇圧ＰＷＭ信号発生回路
３８ 直流電圧検出回路
３９ 直流電圧制御回路
５３、８１３ 三相ブリッジインバータモジュール
６１ インターリーブ制御回路（統合制御回路）
７１ インバータ
７２ インバータＰＷＭ制御回路
１０１ 交流電源
１０４ 負荷
７０１ 電動機、モータ
７７１ 正極直流電源端子
７７２ 負極直流電源端子
１１、３１、８１１ ブリッジインバータモジュール
７１１ ブリッジインバータモジュール、レッグ回路
１２ 全波整流回路（整流回路）
１３ 平滑キャパシタ
１４ リプル低減回路
１５ リアクタ
１６ 電流検出手段
１７ 統合制御回路
２１ ダイオード
２２ コイル
２３ キャパシタ
２４、２５、７２４、７２５、７３４、７３５、７４４、７４５、８２４、８２５、８３４、８３５、８４４、８４５ 半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ、スイッチング素子）
２６ 半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ、第２のＭＯＳＦＥＴ、スイッチング素子）
２７ 半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ、第１のＭＯＳＦＥＴ、スイッチング素子）
２８、２９、７２８、７２９、７３８、７３９、７４８、７４９、８２８、８２９、８３８、８３９、８４８、８４９ 逆阻止ダイオード
３２、３３、５２ ドライバ
３４ 電源電圧波形検出回路
３５ 乗算器
３６ 電流制御回路
３７ 昇圧ＰＷＭ信号発生回路
３８ 直流電圧検出回路
３９ 直流電圧制御回路
５３、８１３ 三相ブリッジインバータモジュール
６１ インターリーブ制御回路（統合制御回路）
７１ インバータ
７２ インバータＰＷＭ制御回路
１０１ 交流電源
１０４ 負荷
７０１ 電動機、モータ
７７１ 正極直流電源端子
７７２ 負極直流電源端子
Claims (7)
- 交流電源の交流電力を直流電力に整流する整流回路と、
第１端子が前記整流回路の直流側負極端子に接続されて電流を断続する半導体スイッチング素子と、該前記半導体スイッチング素子の第２端子にアノードを接続した逆阻止ダイオードとを含んでなるブリッジインバータモジュールと、
前記整流回路の直流側正極端子と前記半導体スイッチング素子の第２端子との間に接続されるリアクタと、
前記逆阻止ダイオードのカソードと、前記半導体スイッチング素子の第１端子との間に接続される平滑キャパシタと、
前記半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、前記整流回路から出力する直流電力を、前記リアクタにエネルギーを蓄積させ、該蓄積したエネルギーを、前記逆阻止ダイオードを介して前記平滑キャパシタに開放する昇圧式のチョッパ回路として動作させる統合制御回路と、
を備えることを特徴とする電源装置。 - 請求項１の電源装置において、
前記半導体スイッチング素子がＩＧＢＴからなることを特徴とする電源装置。 - 請求項１の電源装置において、
前記半導体スイッチング素子が第１のＭＯＳＦＥＴであり、
さらに前記逆阻止ダイオードに並列に接続された第２のＭＯＳＦＥＴが前記ブリッジインバータモジュールに備えられ、
前記統合制御回路が前記第１のＭＯＳＦＥＴを駆動する信号と、前記第２のＭＯＳＦＥＴを駆動する信号とがともにオンの信号とはならない相補対称の信号であることを特徴とする電源装置。 - 請求項１の電源装置において、
前記ブリッジインバータモジュールが三相分の素子構成を有する三相ブリッジインバータモジュールであり、
前記三相分の素子構成に含まれる３個の半導体スイッチング素子が同一の駆動信号により駆動されることを特徴とする電源装置。 - 請求項１の電源装置において、
前記ブリッジインバータモジュールが三相分の素子構成を有する三相ブリッジインバータモジュールであり、
前記三相分の素子構成に含まれる３個の半導体スイッチング素子が、キャリア信号の位相が１２０°ずつずれた駆動信号により駆動されることを特徴とする電源装置。 - 請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の電源装置を搭載することを特徴とする電気電子機器。
- 請求項６に記載の電気電子機器が冷凍冷蔵空調関連の装置であることを特徴とする電気電子機器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013086356A JP2014212588A (ja) | 2013-04-17 | 2013-04-17 | 電源装置およびそれを搭載した電気電子機器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013086356A JP2014212588A (ja) | 2013-04-17 | 2013-04-17 | 電源装置およびそれを搭載した電気電子機器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2014212588A true JP2014212588A (ja) | 2014-11-13 |
Family
ID=51931961
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013086356A Pending JP2014212588A (ja) | 2013-04-17 | 2013-04-17 | 電源装置およびそれを搭載した電気電子機器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2014212588A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10693377B2 (en) | 2016-02-24 | 2020-06-23 | Mitsubishi Electric Corporation | Converter device |
-
2013
- 2013-04-17 JP JP2013086356A patent/JP2014212588A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10693377B2 (en) | 2016-02-24 | 2020-06-23 | Mitsubishi Electric Corporation | Converter device |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6138270B2 (ja) | 直流電源装置及び冷凍サイクル機器 | |
| Mishima et al. | Analysis, design, and performance evaluations of an edge-resonant switched capacitor cell-assisted soft-switching PWM boost dc–dc converter and its interleaved topology | |
| JP6032393B2 (ja) | 整流回路 | |
| JP5337138B2 (ja) | 電源装置及びそれを用いたｌｅｄ照明器具、ハードディスク装置 | |
| EP2985897B1 (en) | Power conversion device | |
| JP6402828B2 (ja) | 充電共用インバータ | |
| KR20120041791A (ko) | Ｄｃ-ａｃ 인버터 장치, 특히 태양전지 인버터 | |
| JPWO2010119526A1 (ja) | インバータ装置、電動機駆動装置、冷凍空調装置、及び発電システム | |
| US20120019230A1 (en) | Dc/dc converter circuit and method for controlling a dc/dc converter circuit | |
| CN108432119A (zh) | 电力转换装置 | |
| Lee et al. | GaN-based single phase brushless DC motor drive for high-speed applications | |
| JP3681596B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP2014197945A (ja) | 電力変換装置およびそれを備えたモータ駆動装置 | |
| KR102387744B1 (ko) | Ac-ac 컨버터 회로 | |
| JP5788540B2 (ja) | 電動機駆動装置、及び冷凍空調装置 | |
| JP2010246204A (ja) | 直流電源装置およびそれを備えた冷蔵庫 | |
| Zacher et al. | 48 V Current Source Inverter with Bidirectional GaN eHEMT Switches for Low Inductance Machine Drives | |
| JP2013247788A (ja) | 電源装置 | |
| JP2014212588A (ja) | 電源装置およびそれを搭載した電気電子機器 | |
| JP2016001991A (ja) | 電動機駆動装置、及び冷凍空調装置 | |
| Singh et al. | Totem Pole Dual Output Bridgeless Rectifier for High-Performance Low Power SRM Drive | |
| JP2012010507A (ja) | 直流電源装置 | |
| JP2013062937A (ja) | 電動機の駆動装置、および冷凍サイクル装置 | |
| WO2011058665A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP5857189B2 (ja) | インバータ装置 |