JP2014003770A - 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 - Google Patents

Abstract

【課題】適切なモード切り替えを実現することができる電源装置を提供する。
【解決手段】比較器６０２は、抵抗６０３の両端間に現れる電圧Ｖ６０３と所定の閾値電圧Ｖｔｈ６２とを比較し、比較結果に基づいてセレクタ制御信号Ｓ６２の論理レベルを決定する。出力信号Ｓ６２は、電圧Ｖ６０３が閾値電圧Ｖｔｈ６２よりも低い場合にハイレベルとされ、電圧Ｖ６０３が閾値電圧Ｖｔｈ６２よりも高い場合にローレベルとされる。セレクタ１１４は、比較器６０２より入力されるセレクタ制御信号Ｓ６２の論理レベルに基づき、ＰＷＭパルスＳ１ａ、及びオン時間固定パルスＳ１ｂのいずれか一つを出力信号Ｓ２として選択する。
【選択図】図８

Description

本発明は、電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両に関する。

昨今、車載分野における低消費電力型の電源装置として、スイッチングレギュレータ（チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ）が実用化されている。スイッチングレギュレータは、軽負荷時の効率改善のため、負荷に応じて動作モードの切り替え制御を行う。

例えば、出力電流Ｉｏｕｔが内部消費電流Ｉｃｃと比べて十分に大きい負荷状態（重負荷状態）では、出力電流Ｉｏｕｔの安定性を優先した重負荷モード（例えばＰＷＭモード）で動作する。一方、出力電流Ｉｏｕｔが内部消費電流Ｉｃｃと同程度まで小さくなった負荷状態（軽負荷状態）では、消費電流の低減を優先した軽負荷モード（例えばオン時間固定モード）で動作する。

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１及び特許文献２を挙げることができる。

特開２０１０−８１７４９号公報 特開２０１１−６１９７１号公報

上記複数の動作モードを切り替えるための切替負荷ポイントを適切に定めることは、非常に重要である。例えば、電源装置の用途によっては、重負荷モードから軽負荷モードへの切替負荷ポイントと、軽負荷モードから重負荷モードへの切替負荷ポイントとのズレをなくして、切替負荷ポイントのヒステリシスを解消することが求められる。

本発明は上述した問題に鑑み、動作モードを適切に切り替えることが可能な電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る電源装置は、入力電圧から出力電圧を生成するためにオン／オフされるスイッチング素子と、所定の周期で前記スイッチング素子のオン／オフ制御を行う制御回路と、前記出力電圧の出力経路に設けられた抵抗の両端間に生じる抵抗電圧と所定の閾値電圧とを比較し、該比較の結果に応じて、前記制御回路の動作方式を決定する動作制御信号を生成する比較器と、を有することを特徴とする構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成る電源装置は、前記制御回路が、前記動作制御信号に応じて、出力安定性を優先する重負荷モードと、内部消費電流の低減を優先する軽負荷モードとのいずれの動作方式で動作するかを決定することを特徴とする構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第２の構成から成る電源装置は、前記制御回路が、前記抵抗電圧が所定の閾値電圧を下回る場合に前記軽負荷モードで動作し、前記抵抗電圧が所定の閾値電圧を上回る場合に前記重負荷モードで動作することを特徴とする構成（第３の構成）にするとよい。

また、上記第３の構成から成る電源装置は、前記抵抗が、前記抵抗の両端に生じる電位差に応じて過電流を検出する過電流検出用抵抗であり、前記電源装置が有する過電流検出回路にも接続されていることを特徴とする構成（第４の構成）にするとよい。

また、上記第４の構成から成る電源装置は、前記制御回路が、第１パルス信号を生成する第１パルス信号生成部と、第２パルス信号を生成する第２パルス信号生成部と、前記制御信号に応じて、前記第１パルス信号と前記第２パルス信号とのいずれかを前記スイッチング素子へ供給するセレクタと、を有することを特徴とする構成（第５の構成）にするとよい。

また、上記第５の構成から成る電源装置は、前記第１パルス信号が、出力帰還制御によりオン時間が変化するＰＷＭ［pulse width modulation］信号であり、前記第２パルス信号は、オン時間とオン回数とが一定であるオン時間固定パルスであることを特徴とする構成（第６の構成）にするとよい。

また、上記第６の構成から成る電源装置は、前記電源装置が、前記スイッチング素子と前記出力電圧の印加端との間に接続されたコイルと、前記コイルの第１端と接地端との間に接続された整流素子と、前記コイルの第２端と接地端との間に接続されたコンデンサと、を有することを特徴とする構成（第７の構成）にするとよい。

また、上記第７の構成から成る電源装置は、前記抵抗が、前記コイルの第２端と前記出力電圧の印加端との間に接続されていることを特徴とする構成（第８の構成）にするとよい。

また、本発明に係る車載機器は、上記第１〜第８いずれかの構成から成る電源装置を有することを特徴とする構成（第９の構成）にするとよい。

また、本発明に係る車両は、上記第９の構成から成る車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリとを有することを特徴とする構成（第１０の構成）にするとよい。

本発明によれば、重負荷モードと軽負荷モードとの切替負荷ポイントがヒステリシスを持たないため、動作モードの切り替えを適切に行うことができる。また本発明によれば、出力電圧の出力経路に設けられた抵抗の抵抗値を変更することにより、切り替え負荷ポイントを使用者が変更可能である。

電源装置の全体構成を示すブロック図 ＰＷＭモードの一動作例を示すタイミングチャート オン時間固定モードの一動作例を示すタイミングチャート 負荷に応じてスイッチ電圧の挙動が変化する様子を示す図 ＰＷＭモードのスイッチング波形を示した波形図 オン時間固定モードのスイッチング波形を示した波形図 従来の切替負荷ポイントの一例を示した模式図 電源装置の構成の一部を示した回路ブロック図 本発明の切替負荷ポイントの一例を示した模式図 電源装置を搭載した車両の一構成例を示す外観図

＜全体構成＞
図１は、電源装置の全体構成を示すブロック図である。本構成例の電源装置１は、半導体装置１０と、これに外部接続される種々のディスクリート部品（コイルＬ１、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ１及びＲ２、並びに、キャパシタＣ１〜Ｃ６）と、を有する降圧型のスイッチングレギュレータである。

半導体装置１０は、スイッチング制御回路１００と、内部電源電圧生成回路２００と、電源切替回路３００と、を集積化したモノリシック半導体集積回路装置（例えば、車載用の電源ＩＣ）である。また、半導体装置１０は、外部端子Ｔ１〜Ｔ１０を有する。

半導体装置１０の外部において、外部端子Ｔ１は、キャパシタＣ４を介して接地端に接続されている。外部端子Ｔ２は、出力電圧Ｖｏの印加端に接続されている。出力電圧Ｖｏの印加端と接地端との間には、キャパシタＣ２が接続されている。外部端子Ｔ３には、入力電圧Ｖｉの印加端（例えば車載バッテリの正極）に接続されている。入力電圧Ｖｉの印加端と接地端との間には、キャパシタＣ１が接続されている。外部端子Ｔ４は、コイルＬ１の第１端とダイオードＤ１のカソードに接続されている。コイルＬ１の第２端は、出力電圧Ｖｏの印加端に接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、接地端に接続されている。なお、ダイオードＤ１は、同期整流トランジスタと置換することも可能である。外部端子Ｔ５は、キャパシタＣ３を介して入力電圧Ｖｉの印加端に接続されている。外部端子Ｔ６は、後述するパワーグッド信号Ｓ８の出力端子である。外部端子Ｔ７は、外部電源電圧Ｖｃｃ（入力電圧Ｖｉから生成される定電圧）の入力端子である。なお、外部電源電圧Ｖｃｃとして入力電圧Ｖｉの直接供給を受ける場合には、外部端子Ｔ７を省略することができる。外部端子Ｔ８は、キャパシタＣ５を介して接地端に接続されている。外部端子Ｔ９は、直列接続された抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ６を介して接地端に接続されている。外部端子Ｔ１０は、抵抗Ｒ２を介して接地端に接続されている。

スイッチング制御回路１００は、出力トランジスタ１０１をオン／オフさせて入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを生成する回路ブロックであり、出力トランジスタ１０１と、ドライバ１０２と、ローレベル電圧生成部１０３と、帰還電圧生成部１０４と、ソフトスタート電圧生成部１０５と、エラーアンプ１０６と、オシレータ１０７と、スロープ電圧生成部１０８と、コンパレータ１０９と、ＰＷＭ［pulse width modulation］パルス生成部１１０と、オン時間固定パルス生成部１１１と、ワンショットパルス生成部１１２と、セレクタ制御部１１３と、セレクタ１１４と、コンパレータ１１５及び１１６と、ＯＲゲート１１７と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ１１８と、を含む。

出力トランジスタ１０１は、外部端子Ｔ３と外部端子Ｔ４との間に接続されており、入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを生成するためにオン／オフされる。なお、本構成例では、出力トランジスタ１０１としてＰチャネル型ＭＯＳ［metal oxide semiconductor］電界効果トランジスタを用いているが、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いてもよいし、或いは、ｐｎｐ型やｎｐｎ型のバイポーラトランジスタに置き換えてもよい。

ドライバ１０２は、セレクタ１１４から出力されるパルス信号Ｓ２に応じて出力トランジスタ１０１のゲート信号Ｇ１を生成し、出力トランジスタ１０１をオン／オフさせる。ドライバ１０２の上側電源端は、外部端子Ｔ３（入力電圧Ｖｉの印加端）に接続されている。ドライバ１０２の下側電源端は、ローレベル電圧生成部１０３の出力端（ローレベル電圧ＶＬの印加端）に接続されている。従って、ゲート信号Ｇ１は、入力電圧Ｖｉとローレベル電圧ＶＬとの間でパルス駆動される。なお、本構成例では、ドライバ１０２としてインバータが用いられている。従って、ゲート信号Ｇ１は、パルス信号Ｓ２がハイレベルであるときにローレベルとなり、パルス信号Ｓ２がローレベルであるときにハイレベルとなる。すなわち、出力トランジスタ１０１は、パルス信号Ｓ２がハイレベルであるときにオンとなり、パルス信号Ｓ２がローレベルであるときにオフとなる。

ローレベル電圧生成部１０３は、ドライバ１０２の下側電源端と外部端子Ｔ５との間に接続されており、入力電圧Ｖｉを所定値だけ低下させたローレベル電圧ＶＬを生成する。ローレベル電圧生成部１０３を設けることにより、入力電圧Ｖｉが変動してもドライバ１０２の上側電源端と下側電源端との間に印加される駆動電圧（＝Ｖｉ−ＶＬ）を適正範囲内に収めることができるので、ドライバ１０２の耐圧を不要に高めずに済む。

帰還電圧生成部１０４は、部端子Ｔ２と接地端との間に直列接続された抵抗Ｒａ及びＲｂを含み、抵抗Ｒａ及びＲｂの接続ノードから出力電圧Ｖｏに応じた帰還電圧Ｖｆｂ（＝出力電圧Ｖｏの分圧電圧）を出力する。

ソフトスタート電圧生成部１０５は、外部端子Ｔ８に接続されたキャパシタＣ５を充電することにより、電源装置１の起動時において緩やかに上昇するソフトスタート電圧Ｖｓｓを生成する。また、ソフトスタート電圧生成部１０５は、ソフトスタート完了信号Ｓ３を生成する機能も備えている。

エラーアンプ１０６は、第１及び第２非反転入力端（＋）に各々印加される所定の基準電圧Ｖｒｅｆ及びソフトスタート電圧Ｖｓｓのいずれか低い方と、反転入力端（−）に印加される帰還電圧Ｖｆｂとの差分に応じた誤差電圧ＥＲＲを生成する。エラーアンプ１０６の出力端は、外部端子Ｔ９を介して位相補償用の抵抗Ｒ１及びＣ６に接続されている。

オシレータ１０７は、所定周波数のクロック信号ＣＬＫを生成する。クロック信号ＣＬＫの周波数は、外部端子Ｔ１０に接続された抵抗Ｒ２を用いて調整することができる。

スロープ電圧生成部１０８は、クロック信号ＣＬＫに同期して鋸波形、三角波形、或いは、これに準じた波形のスロープ電圧ＳＬＰを生成する。

コンパレータ１０９は、反転入力端（−）に印加される誤差電圧ＥＲＲと、非反転入力端（＋）に印加されるスロープ電圧ＳＬＰとを比較して比較信号Ｓ０を生成する。比較信号Ｓ０は、誤差電圧ＥＲＲがスロープ電圧ＳＬＰよりも高いときにローレベルとなり、誤差電圧ＥＲＲがスロープ電圧ＳＬＰよりも低いときにハイレベルとなる２値信号である。

ＰＷＭパルス生成部１１０は、クロック信号ＣＬＫと比較信号Ｓ０に基づいてＰＷＭパルスＳ１ａを生成する。より具体的に述べると、ＰＷＭパルス生成部１１０は、クロック信号ＣＬＫの立上りエッジをトリガとしてＰＷＭパルスＳ１ａをハイレベルにセットする一方、比較信号Ｓ０の立上りエッジをトリガとしてＰＷＭパルスＳ１ａをローレベルにリセットする。

オン時間固定パルス生成部１１１は、比較信号Ｓ０の立下りエッジをトリガとしてオン時間ｔｏｎとオン回数Ｎが一定のオン時間固定パルスＳ１ｂを生成する。オン時間固定パルスＳ１ｂの生成動作は、クロック信号ＣＬＫに同期して行われる。

ワンショットパルス生成部１１２は、ソフトスタート完了信号Ｓ３を監視しており、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが所定の閾値電圧Ｖｔｈ４を上回った時点で一度だけオン時間ｔｆｉｘとオン回数Ｍが一定のワンショットパルスＳ１ｃを生成する。ワンショットパルスＳ１ｃの生成動作は、クロック信号ＣＬＫに同期して行われる。なお、図１では、オン時間固定パルス生成部１１１とワンショットパルス生成部１１２が独立ブロックとして描写されているが、ワンショットパルス生成部１１２は、オン時間固定パルス生成部１１１と回路の一部ないしは全部を共用することにより、回路規模を縮小することが可能である。

セレクタ制御部１１３は、負荷の重さ（出力電流Ｉｏの大きさ）に応じてＰＷＭパルスＳ１ａとオン時間固定パルスＳ１ｂの一方を選択するようにセレクタ制御信号Ｓ４を生成する。より具体的に述べると、セレクタ制御部１１３は、比較信号Ｓ０のローレベル期間を計時するカウンタを含んでおり、比較信号Ｓ０が所定のマスク期間Ｔｍａｓｋに亘ってローレベルに維持されたか否かに応じてＰＷＭパルスＳ１ａとオン時間固定パルスＳ１ｂの一方を選択するようにセレクタ制御信号Ｓ４を生成する。すなわち、セレクタ制御部１１３は、比較信号Ｓ０がローレベルに維持されている期間を監視して負荷の重さ（出力電流Ｉｏの大きさ）を判定する構成であると言える。

セレクタ１１４は、ソフトスタート完了信号Ｓ３とセレクタ制御信号Ｓ４に基づいて、ＰＷＭパルスＳ１ａ、オン時間固定パルスＳ１ｂ、及び、ワンショットパルスＳ１ｃのいずれか一つを出力信号Ｓ２として選択する。

コンパレータ１１５は、反転入力端（−）に印加される帰還電圧Ｖｆｂと、非反転入力端（＋）に印加される閾値電圧Ｖｔｈ１（＜Ｖｒｅｆ）とを比較してショート保護信号Ｓ５を生成する。ショート保護信号Ｓ５は、帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈ１よりも高いときにローレベル（正常時の論理レベル）となり、帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈ１よりも低いときにハイレベル（異常時（例えば地絡発生時）の論理レベル）となる。

コンパレータ１１６は、非反転入力端（＋）に印加される帰還電圧Ｖｆｂと、反転入力端（−）に印加される閾値電圧Ｖｔｈ２（＞Ｖｒｅｆ）とを比較して過電圧保護信号Ｓ６を生成する。過電圧保護信号Ｓ６は、帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈ２よりも低いときにローレベル（正常時の論理レベル）となり、帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈ２よりも高いときにハイレベル（異常時（過電圧発生時）の論理レベル）となる。

ＯＲゲート１１７は、第１入力端に印加されるショート保護信号Ｓ５と第２入力端に印加される過電圧保護信号Ｓ６との論理和演算を行うことにより、異常検出信号Ｓ７を生成する。異常検出信号Ｓ７は、ショート保護信号Ｓ５と過電圧保護信号Ｓ６の両方がローレベル（正常時の論理レベル）であるときにローレベルとなり、ショート保護信号Ｓ５と過電圧保護信号Ｓ６の少なくとも一方がハイレベル（異常時の論理レベル）であるときにハイレベルとなる。

Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ１１８は、外部端子Ｔ６からマイコンなどにパワーグッド信号Ｓ８を出力するためのオープンドレイン出力段を形成する。トランジスタ１１８のドレインは、外部端子Ｔ６に接続されている。なお、外部端子Ｔ６は、不図示の外部抵抗によりプルアップされている。トランジスタ１１８のソースは、接地端に接続されている。トランジスタ１１８のゲートは、ＯＲゲート１１７の出力端に接続されている。トランジスタ１１８は、異常検出信号Ｓ７がローレベルであるときにオフとなり、異常検出信号Ｓ７がハイレベルであるときにオンとなる。従って、パワーグッド信号Ｓ８は異常検出信号Ｓ７がローレベルであるときにハイレベル（正常時の論理レベル）となり、異常検出信号Ｓ７がハイレベルであるときにローレベル（異常時の論理レベル）となる。

内部電源電圧生成回路２００は、外部端子Ｔ７に印加される外部電源電圧Ｖｃｃ（例えば入力電圧Ｖｉ）から内部電源電圧Ｖｒｅｇを生成する回路ブロックであり、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ２０１と、オペアンプ２０２と、プリレギュレータ部２０３と、基準電圧生成部２０４と、抵抗２０５及び２０６（抵抗値：Ｒ２０５、Ｒ２０６）と、を含む。

トランジスタ２０１のドレインは、外部端子Ｔ７に接続されている。トランジスタ２０１のソースは、外部端子Ｔ７に接続される一方、直列接続された抵抗２０５及び２０６を介して接地端にも接続されている。トランジスタ２０１のゲートは、オペアンプ２０２の出力端に接続されている。オペアンプ２０２の非反転入力端（＋）は、基準電圧生成部２０４の出力端に接続されている。オペアンプ２０２の反転入力端（−）は、抵抗２０５と抵抗２０６との接続ノード（分圧電圧Ｖｒｅｇ’の印加端）に接続されている。プリレギュレータ部２０３は、外部電源電圧Ｖｃｃから基準電圧生成部２０４の駆動電圧を生成する。基準電圧生成部２０４は、プリレギュレータ部２０３から供給される駆動電圧を受けて動作し、一定の基準電圧ＶＲＥＦ（例えば温度特性がフラットなバンドギャップ電圧）を生成する。

上記構成から成る内部電源電圧生成回路２００において、オペアンプ２０２は、非反転入力端（＋）に印加される基準電圧ＶＲＥＦと、反転入力端（−）に印加される分圧電圧Ｖｒｅｇ’とが一致するようにトランジスタ２０１の導通度を制御する。従って、内部電源電圧生成回路２００で生成される内部電源電圧Ｖｒｅｇは、次の（１）式で表される。

電源切替回路３００は、スイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐとして内部電源電圧Ｖｒｅｇと出力電圧Ｖｏのいずれを供給するかを切り替える回路ブロックであり、スイッチ３０１及び３０２を含む。

スイッチ３０１は、内部電源電圧Ｖｒｅｇの印加端と駆動電圧Ｖｓｕｐの印加端との間を導通／遮断するスイッチ素子である。スイッチ３０１としては、例えば、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いることができる。

スイッチ３０２は、出力電圧Ｖｏの印加端と駆動電圧Ｖｓｕｐの印加端との間を導通／遮断するスイッチ素子である。スイッチ３０２としては、例えば、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いることができる。

上記構成から成る電源装置１では、出力トランジスタ１０１のオン／オフが繰り返されることにより、コイルＬ１における磁気エネルギーの蓄積と放出が繰り返されて、入力電圧Ｖｉを降圧した出力電圧Ｖｏが生成される。なお、外部端子Ｔ４に現れるスイッチ電圧Ｖｓｗは、出力トランジスタ１０１のオン時にハイレベル（ほぼ入力電圧Ｖｉ）となり、出力トランジスタ１０１のオフ時にローレベル（ほぼ接地電圧ＧＮＤ）となるパルス電圧であり、出力電圧Ｖｏはスイッチ電圧Ｖｓｗを平滑した電圧に相当する。

なお、図１では明示されていないが、半導体装置１０には、上記回路ブロックのほか、各種の保護回路（サーマルシャットダウン回路、過電流保護回路、減電圧保護回路など）も集積化されている。

＜ＰＷＭモード（重負荷モード）＞
図２は、ＰＷＭモードの一動作例を示すタイミングチャートであり、上から順番に、クロック信号ＣＬＫ、スロープ電圧ＳＬＰ、誤差電圧ＥＲＲ、比較信号Ｓ０、ＰＷＭパルスＳ１ａ（出力信号Ｓ２）、スイッチ電圧Ｖｓｗ、及び、コイル電流ＩＬが描写されている。

負荷が重い（出力電流Ｉｏが大きい）場合、電源装置１はＰＷＭモードとなる。ＰＷＭモードでは、セレクタ１１４の出力信号Ｓ２としてＰＷＭパルスＳ１ａが選択され、ドライバ１０２はこのパルス信号Ｓ２に応じて出力トランジスタ１０１をオン／オフさせる。出力トランジスタ１０１のオン期間には、スイッチ電圧Ｖｓｗがハイレベル（ほぼ入力電圧Ｖｉ）となってコイル電流ＩＬが増大する。一方、出力トランジスタ１０１のオフ期間には、スイッチ電圧Ｖｓｗがローレベル（ほぼ接地電圧ＧＮＤ）となってコイル電流ＩＬが減少する。

ＰＷＭパルスＳ１ａは、先に述べたように、クロック信号ＣＬＫの立上りエッジをトリガとしてハイレベルとなり、比較信号Ｓ０の立上りエッジをトリガとしてローレベルとなる。クロック信号ＣＬＫは、一定のスイッチング周期ＴＰＷＭでハイレベルとなり、比較信号Ｓ０は、誤差電圧ＥＲＲがスロープ電圧ＳＬＰよりも低くなった時点でハイレベルとなる。従って、出力トランジスタ１０１のオンデューティ（スイッチング周期ＴＰＷＭに占めるＰＷＭパルスＳ１ａのハイレベル期間の割合）は、誤差電圧ＥＲＲが低いほど短くなり、誤差電圧ＥＲＲが高いほど長くなる。

上記のようにＰＷＭパルスＳ１ａに応じて出力トランジスタ１０１のオン／オフ制御を行うＰＷＭモードでは、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように出力帰還制御が掛かり、出力電圧Ｖｏが所望の目標値に維持される。

＜オン時間固定モード（軽負荷モード）＞
図３は、オン時間固定モードの一動作例を示すタイミングチャートであり、上から順にクロック信号ＣＬＫ、スロープ電圧ＳＬＰ、誤差電圧ＥＲＲ、比較信号Ｓ０、オン時間固定パルスＳ１ｂ（出力信号Ｓ２）、スイッチ電圧Ｖｓｗ、及び、コイル電流ＩＬが描写されている。

負荷が軽い（出力電流Ｉｏが小さい）場合、電源装置１は、軽負荷時における内部消費電流Ｉｃｃを抑えるために、ＰＷＭモードからオン時間固定モードに切り替わる。オン時間固定モードでは、セレクタ１１４の出力信号Ｓ２としてオン時間固定パルスＳ１ｂが選択され、ドライバ１０２はこのパルス信号Ｓ２に応じて出力トランジスタ１０１をオン／オフさせる。

オン時間固定パルス生成部１１１は、比較信号Ｓ０のパルスエッジ（例えば立下りエッジ）が検出されると、オン時間ｔｏｎとオン回数Ｎが一定のオン時間固定パルスＳ１ｂを生成した後、次に比較信号Ｓ０のパルスエッジが検出されるまで、オン時間固定パルスＳ１ｂの生成を停止する。すなわち、オン時間固定パルス生成部１１１は、コイルＬ１に供給された電荷Ｑが負荷への出力電流Ｉｏとして全て消費される毎に、オン時間固定パルスＳ１ｂを生成する。

このように、オン時間固定モードにおいて、スイッチング制御回路１００は、オン時間固定パルスＳ１ｂを生成して出力トランジスタ１０１をオン／オフさせることによりコイルＬ１に電荷を供給する動作期間Ｔｏｎと、オン時間固定パルスＳ１ｂの生成を停止する静止期間Ｔｏｆｆとを交互に繰り返すことによって、入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを生成する。

なお、動作期間Ｔｏｎにおける内部消費電流Ｉｃｃの電流値をＩｏｎとし、静止期間Ｔｏｆｆにおける内部消費電流Ｉｃｃの電流値をＩｏｆｆ（＜Ｉｏｎ）とした場合、オン時間固定パルスＳ１ｂの周期Ｔ（＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）における内部消費電流Ｉｃｃの平均値は、次の（２）式で算出することができる。

上記の（２）式において、Ｉｏｎ、Ｉｏｆｆ、Ｔｏｎが固定である場合、周期Ｔに占める動作期間Ｔｏｎの割合が小さいほど内部消費電流Ｉｃｃは小さくなり、逆に、周期Ｔに占める動作期間Ｔｏｎの割合が大きいほど内部消費電流Ｉｃｃは大きくなる。

このオン時間固定モードでは、トランジスタ１０１が１回オンする毎に電荷Ｑが負荷に供給されるので、トランジスタ１０１がＮ回オンされた場合、負荷に供給される電荷の総量は（Ｎ×Ｑ）となる。

また、コイルＬ１のインダクタンスをＬとし、オン時間固定パルスＳ１ｂのオン時間をｔｏｎとし、オフ時間をｔｏｆｆとした場合、コイル電流ＩＬのピーク値ＩＬｐは、次の（３ａ）式で表すことができる。従って、トランジスタ１０１が１回オンする毎に負荷に供給される電荷Ｑは、次の（３ｂ）式で算出することができる。

上記の（３ｂ）式から分かるように、電荷Ｑはオン時間ｔｏｎの２乗に比例するので、オン時間ｔｏｎを固定すれば、負荷に供給される電荷Ｑが決定し、周期Ｔが決定する。以上をまとめると、周期Ｔと電荷Ｑとの間には、次の（４）式が成立する。

上記の（４）式から、オン時間固定パルスＳ１ｂの周期Ｔは、オン時間ｔｏｎ或いはオン回数Ｎを大きく設定するほど長くなる。従って、オン時間ｔｏｎ或いはオン回数Ｎを適切に設定することにより、周期Ｔに占める動作期間Ｔｏｎの割合を小さく抑えて、内部消費電流Ｉｃｃを低減することが可能となる。

＜モード切替動作＞
図４は、負荷に応じてスイッチ電圧Ｖｓｗの挙動が変化する様子を示す図であり、左から右へ向かうほど負荷が小さくなるものとする。

電源装置１がＰＷＭモードで駆動している状態（電源装置１の起動時、または、重負荷状態）において、負荷を軽くしていくとスイッチ電圧Ｖｓｗの挙動は、一般に、まず連続モード（Ａ）から不連続モード（Ｂ）へと切り替わる。ただし、連続モード（Ａ）におけるスイッチング周期Ｔａと、不連続モード（Ｂ）における周期Ｔｂは、いずれも半導体装置１０の内部で決定されるスイッチング周期ＴＰＷＭ（＝クロック信号ＣＬＫの周期）に維持されている。

さらに負荷を軽くしていくと、ＰＷＭパルスＳ１ａのパルス抜けが生じてスイッチング周期ＴＰＷＭを維持することができなくなり、スイッチ電圧Ｖｓｗの挙動は、間欠発振モード（Ｃ）に移行する（Ｔｃ＞ＴＰＷＭ）。このとき、電源装置１の動作モードは、後述する負荷判定動作に従い、ＰＷＭモードからオン時間固定モード（Ｄ）に切り替わる。

先にも述べたように、オン時間固定モードのスイッチング周期Ｔｄ（図３の周期Ｔに相当）は、軽負荷時においてＰＷＭモードのスイッチング周期ＴＰＷＭよりも十分大きくなるように設計されているので、オン時間固定パルスＳ１ｂは、Ｎ発のパルスが生成された後、少なくともスイッチング周期ＴＰＷＭの一周期分に亘ってその生成動作がオフとされる。このように、オン時間固定モードの大きな特徴は、オン時間固定パルスＳ１ｂを生成する動作期間Ｔｏｎと、オン時間固定パルスＳ１ｂの生成を停止する静止期間Ｔｏｆｆとを交互に繰り返すことにより、一周期当たりの内部消費電流Ｉｃｃ（平均値）を低減して軽負荷時の電力効率ξを改善する点にある。

図５に示すように、ＰＷＭモードにおいてトランジスタ１０１が１回オンする毎に負荷に供給される電荷をＱ１とし、ＰＷＭパルスＳ１ａの最小オン時間（最小パルス幅）をｔｍｉｎとした場合、ＰＷＭモードからオン時間固定モードに切り替わる際の閾値電流Ｉｔｈ１は、一般に、次の（５）式から求めることができる。

また、オン時間固定モードからＰＷＭモードへの切り替わりについても、上記と同様に理解することができる。図６に示すように、オン時間固定モードにおいてトランジスタ１０１がＮ回オンする毎に負荷に供給される電荷をＱ２とし、オン時間固定パルスＳ１ｂの１パルス毎のオン期間をｔｏｎとした場合、オン時間固定モードからＰＷＭモードに切り替わる際の閾値電流Ｉｔｈ２は、一般に、次の（６）式から求めることができる。

上記の切替負荷ポイント（閾値電流Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２）は極めて重要である。通常、ｔｍｉｎ＜ｔｏｎであるため、Ｉｔｈ１＜Ｉｔｈ２となる。これを模式的に表したのが図７である。図７の上段は、ＰＷＭモードからオン時間固定モードへの移行時における閾値電流Ｉｔｈ１を示している。図７の下段は、オン時間固定モードからＰＷＭモードへの移行時における閾値電流Ｉｔｈ２を示している。

オン時間固定モードは、オン時間ｔｏｎとオン回数Ｎが固定であるので、閾値電流Ｉｔｈ２を設計しやすく、また、超軽負荷での電力効率ξを調整しやすい。しかし、軽負荷状態での電力効率ξを高めるために、オン時間ｔｏｎやオン回数Ｎを大きく設定すると、図７に示すように、閾値電流Ｉｔｈ１と閾値電流Ｉｔｈ２とにズレが生じる。電源装置１の用途によっては、このヒステリシスが問題となる場合がある。

そこで、本構成例の電源装置１は、ヒステリシスの影響を受けることなく動作モードを切り替えることができるとともに、切替負荷ポイントを使用者が変更可能である構成とする。

より具体的に述べると、上記のモード切替動作を実現するために、本構成例の電源装置１は、図８に示す構成をとるものとする。なお図８は、図１の構成よりスイッチング素子１０１、ドライバ１０２、ＰＷＭパルス生成部１１０、オン時間固定パルス生成部１１１、セレクタ１１４、外部端子Ｔ３、外部端子Ｔ４、入出力段（コイルＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、及びコンデンサＣ２）を抽出し、さらに本構成例の比較器６０１、比較器６０２、抵抗６０３、外部端子ＴＰ、外部端子ＴＮを加えた構成を示した回路ブロック図である。

比較器６０１の非反転入力端（＋）は、定電圧源の正極端に接続され、所定の閾値電圧Ｖｔｈ６１が印加されている（ただし出力電圧Ｖｏ基準）。比較器６０１の反転入力端（−）は、外部端子ＴＰに接続されている。比較器６０１の出力端子は、ドライバ１０２に接続されている。

比較器６０２の非反転入力端（＋）は、定電圧源の正極端に接続され、所定の閾値電圧Ｖｔｈ６２が印加されている（ただし出力電圧Ｖｏ基準）。比較器６０２の反転入力端（−）は、外部端子ＴＰに接続されている。比較器６０２の出力端子は、セレクタ１１４に接続されている。

抵抗６０３の第１端は、コイルＬ１の第２端に接続されている。抵抗６０３の第２端は、出力電圧Ｖｏの印加端に接続されている。外部端子ＴＰは、コイルＬ１の第２端と抵抗６０３の第１端との接続ノードに接続されている。外部端子ＴＮは、抵抗６０３の第２端と出力電圧Ｖｏの印加端との接続ノードに接続されている。また外部端子ＴＮは、比較器６０１及び比較器６０２の定電圧源の負極端に接続されている。

次に、上記の構成による電源装置１の動作について説明する。比較器６０１は、抵抗６０３の両端間に現れる電位差（以降、「電圧Ｖ６０３」（ただし出力電圧Ｖｏ基準）という）と所定の閾値電圧Ｖｔｈ６１とを比較することにより、コイルＬ１に流れる電流ＩＬを監視する過電流検出回路として機能する。

比較器６０１は、電圧Ｖ６０３と所定の閾値電圧Ｖｔｈ６１とを比較し、比較結果に基づいて出力信号Ｓ６１（＝過電流検出信号）の論理レベルを決定する。出力信号Ｓ６１は、電圧Ｖ６０３が閾値電圧Ｖｔｈ６１よりも低い場合にハイレベル（正常時の論理レベル）とされ、電圧Ｖ６０３が閾値電圧Ｖｔｈ６１よりも高い場合にローレベル（異常時の論理レベル）とされる。出力信号Ｓ６１がローレベルとなると、出力電流Ｉｏが過電流状態であるとして、ドライバ１０２が動作停止される。

比較器６０２は、電圧Ｖ６０３と所定の閾値電圧Ｖｔｈ６２（＜＜閾値電圧Ｖｔｈ６１）とを比較し、比較結果に基づいてセレクタ制御信号Ｓ６２（＝動作制御信号）の論理レベルを決定する。出力信号Ｓ６２は、電圧Ｖ６０３が閾値電圧Ｖｔｈ６２よりも低い場合にハイレベルとされ、電圧Ｖ６０３が閾値電圧Ｖｔｈ６２よりも高い場合にローレベルとされる。

本構成例のセレクタ１１４は、比較器６０２より入力されるセレクタ制御信号Ｓ６２の論理レベルに基づき、ＰＷＭパルスＳ１ａ、及びオン時間固定パルスＳ１ｂのいずれか一つを出力信号Ｓ２として選択する。

セレクタ制御信号Ｓ６２がハイレベルである場合、出力電流Ｉｏが小さい（軽負荷）と分かるので、オン時間固定パルス生成部１１１からの出力信号Ｓ１ｂを、出力信号Ｓ２として出力する。つまり、低負荷モードで動作させる。一方、セレクタ制御信号Ｓ６２がローレベルである場合、出力電流Ｉｏが大きい（重負荷）と分かるので、ＰＷＭパルス生成部１１０からの出力信号Ｓ１ａを、出力信号Ｓ２として出力する。つまり、ＰＷＭモードで動作させる。

このような構成を採用した場合、オン時間固定モードとＰＷＭモードとの切替負荷ポイント（閾値電流Ｉｔｈ３）は、次の（７）式で求められる。

以上に説明した構成により実施される動作モードの切り替えについて、図９の模式図を用いつつ説明する。図９に示すように本構成例によれば、比較器６０２の比較結果に基づいて動作モードの切り替えを行う。このため、オン時間固定モードからＰＷＭモードへの切り替え負荷ポイントと、オン時間固定モードからＰＷＭモードへの切り替え負荷ポイントとが一致し、ヒステリシス（図９のγで示した範囲）を持たない。よって、ヒステリシスを嫌う用途にも用いることが可能である。

また本構成例によれば、（７）式に示したように、閾値電圧Ｖｔｈ６２が固定値であるため、抵抗６０３の抵抗値に応じて閾値電流Ｉｔｈ３が変化する。このため使用者が、半導体装置１０の外部に接続された抵抗６０３を交換することにより、上記で示した切替負荷ポイントを変更可能である。これにより例えば、使用者がオン時間固定モードと重負荷モードとのいずれを優先するかに応じて、切替負荷ポイントを調整することができる。

なお、本構成例のように、抵抗６０３に生じる電圧Ｖ６０３を所定の閾値電圧Ｖｔｈ６２と比較して動作モードの切り替えを行う構成においては、過電流検出用の抵抗６０３に生じる微少な電圧を適切に検出するための工夫が重要である。

＜車両＞
図１０は、電源装置１を搭載した車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７と、これらの車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７に電力を供給するバッテリ（図１０では不図示）と、を搭載している。

車載機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power Steering］制御、電子サスペンション制御など）を行うボディコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、電動サンルーフ、電動シート、及び、エアコンなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。

車載機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［Electronic Toll Collection System］など、ユーザの任意で車両Ｘに装着される電子機器である。

なお、先に説明した電源装置１は、車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７のいずれにも組み込むことが可能である。

＜その他の変形例＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本発明は、例えば、車載用システム電源ＩＣに適用することが可能である。ただし、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、他の用途に供される半導体装置にも広く適用することが可能である。

１ 電源装置
１０ 半導体装置
１００ スイッチング制御回路
１０１ 出力トランジスタ（Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ）
１０２ ドライバ（インバータ）
１０３ ローレベル電圧生成部
１０４ 帰還電圧生成部
Ｒａ、Ｒｂ 抵抗
１０５ ソフトスタート電圧生成部
１０５ａ 電流源
１０５ｂ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
１０５ｃ コンパレータ
１０６ エラーアンプ
１０７ オシレータ
１０８ スロープ電圧生成部
１０９ コンパレータ
１１０ ＰＷＭパルス生成部
１１１ オン時間固定パルス生成部
１１２ ワンショットパルス生成部
１１３ セレクタ制御部（カウンタ）
１１４ セレクタ
１１５ コンパレータ
１１６ コンパレータ
１１７ ＯＲゲート
１１８ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
１１９ オン時間固定パルス調整部
１２０ オン時間固定パルス無効部（コンパレータ）
１２１ ＮＯＲゲート
１２２ カウンタ調整部
２００ 内部電源電圧生成回路
２０１ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
２０２ オペアンプ
２０３ プリレギュレータ部
２０４ 基準電圧生成部
２０５、２０６ 抵抗
３００ 電源切替回路
３０１、３０２ スイッチ（Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ）
３０３ インバータ
６０１、６０２ 比較器
６０３ 抵抗
Ｌ１ コイル
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｃ１〜Ｃ６ キャパシタ
Ｔ１〜Ｔ１４ 外部端子
ＴＰ、ＴＮ 外部端子
Ｘ 車両
Ｘ１１〜Ｘ１７ 車載機器

Claims (10)

1. 入力電圧から出力電圧を生成するためにオン／オフされるスイッチング素子と、
   所定の周期で前記スイッチング素子のオン／オフ制御を行う制御回路と、
   前記出力電圧の出力経路に設けられた抵抗の両端間に生じる抵抗電圧と所定の閾値電圧とを比較し、該比較の結果に応じて、前記制御回路の動作方式を決定する動作制御信号を生成する比較器と、
   を有することを特徴とする電源装置。
2. 前記制御回路は、前記動作制御信号に応じて、出力安定性を優先する重負荷モードと、内部消費電流の低減を優先する軽負荷モードとのいずれの動作方式で動作するかを決定すること
   を特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御回路は、前記抵抗電圧が所定の閾値電圧を下回る場合に前記軽負荷モードで動作し、前記抵抗電圧が所定の閾値電圧を上回る場合に前記重負荷モードで動作すること
   を特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記抵抗は、前記抵抗の両端に生じる電位差に応じて過電流を検出する過電流検出用抵抗であり、前記電源装置が有する過電流検出回路にも接続されていること
   を特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記制御回路は、
   第１パルス信号を生成する第１パルス信号生成部と、
   第２パルス信号を生成する第２パルス信号生成部と、
   前記制御信号に応じて、前記第１パルス信号と前記第２パルス信号とのいずれかを前記スイッチング素子へ供給するセレクタと、を有すること
   を特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記第１パルス信号は、出力帰還制御によりオン時間が変化するＰＷＭ［pulse width modulation］信号であり、
   前記第２パルス信号は、オン時間とオン回数とが一定であるオン時間固定パルスであること
   を特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記電源装置は、前記スイッチング素子と前記出力電圧の印加端との間に接続されたコイルと、前記コイルの第１端と接地端との間に接続された整流素子と、前記コイルの第２端と接地端との間に接続されたコンデンサと、を有すること
   を特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記抵抗は、前記コイルの第２端と前記出力電圧の印加端との間に接続されていること を特徴とする請求項７に記載の電源装置。
9. 請求項１〜８のいずれかに記載の電源装置
   を有することを特徴とする車載機器。
10. 請求項９に記載の車載機器と、
    前記車載機器に電力を供給するバッテリと、
    を有することを特徴とする車両。

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