JP2014090620A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小容量コンデンサで構成されたインバータ制御装置において、リラクタンストルクの割合を高めた電動機を活用し、その電動機からの回生エネルギーを制御することで電動機駆動システムの効率最適化を図る。
【解決手段】小容量コンデンサ３２で構成されたインバータ制御装置の駆動制御手段６は、電動機５が発生する誘起電圧に対する電流の位相差を調整する電流位相差調整部１４と、直交変換手段４が出力する電圧と電流検出手段７からの電流から電動機５の入力電力を算出する電力算出部２０とを含み、直交変換手段４が出力する電圧が所定の設定値以下、かつ電力算出部２０からの入力電力の平均値が最小値となるように電流位相差調整手段で位相調整を行うものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、整流手段の出力端子に著しく小容量のコンデンサで構成される平滑手段を接続し出力電圧が交流電源周波数の２倍周波で大きく脈動するようなインバータ制御装置であって、特にブラシレスＤＣモータ等の電動機を任意の回転数で駆動するインバータ制御装置に関するものである。

一般に電動機を駆動するインバータ制御装置は、交流電源を整流し、整流後の直流電力を平滑コンデンサで平滑し、平滑後の直流電力をインバータで任意の回転数、電圧の交流電力に変換し、その交流電力を電動機に供給するものである。このような構成の場合、平滑コンデンサが必須となるため、この平滑コンデンサが大型化、コストアップの要因になっていた。しかしながら、平滑コンデンサを不要もしくは大幅に小容量化する場合には、整流後の直流電圧に交流電源と同期した脈動が発生し、電動機にトルク脈動の増大や駆動効率の低下等の悪影響を及ぼすことが知られている。

そこで、この平滑コンデンサを不要もしくは大幅に小容量化した場合の直流電圧の脈動による電動機への悪影響を軽減するため、電動機に与える電圧指令値に相当したインバータ出力電圧が得られない飽和状態となったときに、ＰＷＭ信号の出力タイミングを早めてインバータ出力電圧の位相を進ませる方法がある（例えば、特許文献１を参照）。

特許文献１の方法は、インバータに印加される直流電圧が脈動により低下する場合には、電動機の界磁磁束を弱めることで電動機の印加電圧を制限するものである（いわゆる弱め界磁制御に相当する）。しかしながら、この方法では、電動機の界磁磁束を弱めるための電機子電流を流す必要があり、電機子電流の増加や電動機の駆動効率の低下などの悪影響が懸念される。

そのため、平滑コンデンサを不要もしくは大幅に小容量化した構成のインバータ制御装置においては、電動機の印加電圧を制限する場合に、電動機の総磁束量を一定に保つように電流制御することにより弱め界磁動作が自然と行われるようにし、電動機の電機子電流を最小限に抑えて電動機の駆動効率の低下を軽減する方法がある（例えば、特許文献２の（００５２）〜（００７７）を参照）。

特許文献２の方法は、電動機の印加電圧と電動機の巻線抵抗による電圧降下分（巻線抵抗値×電流値）との電圧差分を積分することにより電動機の総磁束（固定子側から発生する磁束と回転子側から発生する磁束との合成ベクトル）の量を演算し、磁束指令と総磁束演算値との磁束差分に基づいて比例積分制御を実施し、総磁束演算値が一定値（磁束指令）となるように、電動機の印加電圧の変化に応じて弱め界磁動作に作用する成分（直交２軸座標系）の電流を制御するものである。

なお、高速回転領域では弱め界磁制御の効果を高めるために、電動機の回転速度が上がるにつれて磁束指令を低減させることで、これに伴って一定に保つ総磁束量も低下させることが記載されている。

また、特許文献２のインバータ制御装置では、電動機からの回生エネルギーにより、交流電源からの入力電流に不通流期間が発生することで、入力電流の高調波成分が増加する現象への対策についても記載されており、これには交流電源電圧のゼロクロス点に相当する位相において、弱め界磁動作に作用する成分（直交２軸座標系）の電流指令値を低減す
ることで、交流電源電圧のゼロクロス付近における回生動作方向の電流を抑制する方法や、埋め込み磁石界磁型の同期電動機（ＩＰＭモータ）において、界磁磁石により発生する誘起電圧の影響を軽減しリラクタンストルクの割合を高めた仕様の電動機を用いる方法があり、いずれも回生エネルギーを低減することで入力電流の高調波成分を抑制する効果が提示されている。

さらに、電動機の電機子電流を最小限に抑えて電動機の駆動効率の低下を軽減する別の方法として、電動機の印加電圧の制限値から求められる「弱め界磁制御」の電流指令値と、同一トルクを発生させる電流ベクトルの中で電動機の電機子電流の振幅が最小となるような電流位相で求められる「最大トルク制御」の電流指令値とで、それぞれの電流指令値から求められた電動機の誘起電圧を比較し、誘起電圧がより小さくなる電流指令値（弱め界磁制御または最大トルク制御のいずれか）を選択して電流制御することにより、電動機の安定駆動を実現しつつ、電動機の駆動効率の低下を軽減する方法もある（例えば、非特許文献１参照）。

特開平１０−１５０７９５号公報 特許第４６９３９０４号公報

西原達也・森本茂雄・真田雅之：「ＩＰＭＳＭ速度制御システムにおける電解コンデンサレス化の影響」平成２１年電気学会全国大会、４−０６７、Ｐ．１１６〜１１７（第４分冊）

しかしながら、前記従来の構成のインバータ制御装置は、弱め界磁動作を必要最小限とすることで電動機の電機子電流を最小限に抑え、電動機の駆動効率の低下を軽減する、もしくは回生動作方向の電流を制御することや界磁磁石により発生する誘起電圧の影響を軽減しリラクタンストルクの割合を高めた仕様の電動機を用いることで、電動機からの回生エネルギーを低減し、交流電源からの入力電流の高調波成分を抑制するものであり、電動機駆動システム（電動機を含めたインバータ制御装置）のシステム全体効率を最適にすることができないという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、小容量コンデンサで構成されたインバータ制御装置において、リラクタンストルクの割合を高めた電動機を活用し、その電動機からの回生エネルギーを制御することで電動機駆動システムのシステム全体効率の最適化を図ることを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置は、界磁磁束および電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線のインダクタンス変化および電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、そのリラクタンストルクの割合を高めた電動機を駆動するインバータ制御装置であって、
交流電源を入力とする整流手段と、整流手段の出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波で脈動するようコンデンサの値を設定した平滑手段と、電動機を駆動するため平滑手段からの平滑電圧を所望の交流電圧に変換する直交変換手段と、平滑電圧に対応した電動機駆動を行うための情報を直交変換手段に伝達する駆動制御手段と、電動機の電機子電流を検出する電流検出手段とを備え、
駆動制御手段は、電動機が発生する誘起電圧に対する電流の位相差を調整する電流位相差調整手段と、直交変換手段が出力する電圧と電流検出手段で検出された電機子電流とから電動機の入力電力を算出する電力算出手段とを含み、直交変換手段が出力する電圧が予め設定された電圧設定値以下、かつ電力算出手段で算出された電動機の入力電力の平均値が最小値となるように電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とするものである。

これによって、電動機からの回生エネルギーを所定値以下に制御して「コンバータ（整流手段＋平滑手段）＋インバータ（直交変換手段）」の効率最適化を図り、電動機の入力電力を最小限に抑制することで電動機効率の低下を軽減し、システム全体の効率最適化を図ることができる。

また、本発明のインバータ制御装置は、界磁磁束および電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線のインダクタンス変化および電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、そのリラクタンストルクの割合を高めた電動機を駆動するインバータ制御装置であって、
交流電源を入力とする整流手段と、整流手段の出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波で脈動するようコンデンサの値を設定した平滑手段と、電動機を駆動するため平滑手段からの平滑電圧を所望の交流電圧に変換する直交変換手段と、平滑電圧に対応した電動機駆動を行うための情報を直交変換手段に伝達する駆動制御手段と、電動機の電機子電流を検出する電流検出手段とを備え、
駆動制御手段は、電動機が発生する誘起電圧に対する電流の位相差を調整する電流位相差調整手段と、電動機から前記コンデンサに回生電流が流れている期間を計測する回生期間計測手段と、直交変換手段が出力する電圧と電流検出手段で検出された電機子電流とから電動機の入力電力を算出する電力算出手段とを含み、直交変換手段が出力する電圧が予め設定された電圧設定値以下、かつ回生期間計測手段で計測された回生期間計測値が予め設定された回生期間設定値以下、かつ電力算出手段で算出された電動機の入力電力の平均値が最小値となるように電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とするものである。

これによって、電動機からの回生エネルギーおよび回生電流が流れている期間をそれぞれ所定値以下に制御して、交流電源からの入力電流の不通流期間を確実に所定値以下に抑制しつつ「コンバータ（整流手段＋平滑手段）＋インバータ（直交変換手段）」の効率最適化を図り、電動機の入力電力を最小限に抑制することで電動機効率の低下を軽減し、システム全体の効率最適化を図ることができる。

本発明のインバータ制御装置は、リラクタンストルクの割合を高めた電動機を活用し、その電動機からの回生エネルギーを制御することで電動機駆動システムのシステム全体効率の最適化を図ることができる。

本発明の第１の実施の形態におけるインバータ制御装置のシステム構成図 本発明の第２の実施の形態におけるインバータ制御装置のシステム構成図 本発明の第３の実施の形態におけるインバータ制御装置のシステム構成図 電動機の相電流状態の時間的変化の一例を示す図 ＰＷＭ信号の変化の一例を示す図 図５におけるＰＷＭ信号による駆動時に電動機および直交変換手段に流れる電流の状態を示す図 ＰＷＭ信号の変化の一例を示す図 図７におけるＰＷＭ信号による駆動時に電動機および直交変換手段に流れる電流の状態を示す図 本発明のインバータ制御装置の第１の動作特性図 本発明のインバータ制御装置の第２の動作特性図 本発明のインバータ制御装置における回生エネルギー総量と電動機印加電圧の一特性図 本発明のインバータ制御装置における回生エネルギー総量とコンバータ（整流手段＋平滑手段）、インバータ（直交変換手段）、コンバータ（整流手段＋平滑手段）＋インバータ（直交変換手段）効率の一特性図 本発明のインバータ制御装置における電動機出力トルクの一特性図 本発明のインバータ制御装置における第１の処理フローの概略図 本発明のインバータ制御装置における第２の処理フローの概略図 本発明のインバータ制御装置における電流位相差と電機子電流の一特性図

第１の発明は、界磁磁束および電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線のインダクタンス変化および電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、そのリラクタンストルクの割合を高めた電動機を駆動するインバータ制御装置であって、
交流電源を入力とする整流手段と、整流手段の出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波で脈動するようコンデンサの値を設定した平滑手段と、電動機を駆動するため平滑手段からの平滑電圧を所望の交流電圧に変換する直交変換手段と、平滑電圧に対応した電動機駆動を行うための情報を直交変換手段に伝達する駆動制御手段と、電動機の電機子電流を検出する電流検出手段とを備え、
駆動制御手段は、電動機が発生する誘起電圧に対する電流の位相差を調整する電流位相差調整手段と、直交変換手段が出力する電圧と電流検出手段で検出された電機子電流とから電動機の入力電力を算出する電力算出手段とを含み、直交変換手段が出力する電圧が予め設定された電圧設定値以下、かつ電力算出手段で算出された電動機の入力電力の平均値が最小値となるように電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とするもので、
電動機からの回生エネルギーを所定値以下に制御することで「コンバータ（整流手段＋平滑手段）＋インバータ（直交変換手段）」の効率最適化を図り、電動機の入力電力を最小限に抑制することで電動機効率の低下を軽減し、システム全体の効率最適化を図ることができる。

第２の発明は、界磁磁束および電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線のインダクタンス変化および電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、そのリラクタンストルクの割合を高めた電動機を駆動するインバータ制御装置であって、
交流電源を入力とする整流手段と、整流手段の出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波数で脈動するようコンデンサの値を設定した平滑手段と、電動機を駆動するため平滑手段からの平滑電圧を所望の交流電圧に変換する直交変換手段と、平滑電圧に対応した電動機駆動を行うための情報を直交変換手段に伝達する駆動制御手段と、電動機の電機子電流を検出する電流検出手段とを備え、
駆動制御手段は、電動機が発生する誘起電圧に対する電機子電流の位相差を調整する電流位相差調整手段と、電動機からコンデンサに回生電流が流れている期間を計測する回生期間計測手段と、直交変換手段が出力する電圧と電流検出手段で検出された電機子電流とから電動機の入力電力を算出する電力算出手段とを含み、直交変換手段が出力する電圧が予め設定された電圧設定値以下、かつ回生期間計測手段で計測された回生期間計測値が予め設定された回生期間設定値以下、かつ電力算出手段で算出された電動機の入力電力の平均
値が最小値となるように電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とするもので、
電動機からの回生エネルギーおよび回生電流が流れている期間をそれぞれ所定値以下に制御することで、交流電源からの入力電流の不通流期間を確実に所定値以下に抑制しつつ「コンバータ（整流手段＋平滑手段）＋インバータ（直交変換手段）」の効率最適化を図り、電動機の入力電力を最小限に抑制することで電動機効率の低下を軽減し、システム全体の効率最適化を図ることができる。

第３の発明は、特に第２の発明のインバータ制御装置において、交流電源の電圧を検出する交流電圧検出手段と、前記交流電圧検出手段で検出された交流電圧検出値の絶対値をとる絶対値変換手段と、前記平滑電圧を検出する平滑電圧検出手段とをさらに備え、
回生期間計測手段は、絶対値変換手段で変換された交流電圧検出値の絶対値と、平滑電圧検出手段で検出された平滑電圧検出値との大小関係に基づいて電動機からコンデンサに回生電流が流れている期間を計測する構成としたことを特徴とするもので、
交流電源の電圧歪みや電源周波数が変動した場合でも確実に電動機からコンデンサに回生電流が流れている期間を計測することができる。

第４の発明は、特に第２の発明のインバータ制御装置において、電流検出手段は、直交変換手段の直流側の母線電流を直接検出し、その母線電流の検出値から間接的に電動機に流れる電機子電流を検出する構成であって、
回生期間計測手段は、母線電流の検出値に基づいて電動機からコンデンサに回生電流が流れている期間を計測する構成としたことを特徴とするもので、
電動機に流れる電機子電流の検出と併用できるため、センサ等を新たに設ける必要がなくコスト面で有利となる。

第５の発明は、特に第１、第２または第４のいずれか１つの発明のインバータ制御装置において、平滑電圧を検出する平滑電圧検出手段をさらに備え、
平滑電圧検出手段で検出された平滑電圧検出値が任意の設定値未満の場合にのみ、電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とするもので、
マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の処理時間の短縮を図ることができる。

第６の発明は、特に第１、第２または第４のいずれか１つの発明のインバータ制御装置において、交流電源の電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出手段で検出された交流電圧検出値の絶対値をとる絶対値変換手段とをさらに備え、
絶対値変換手段で変換された交流電圧検出値の絶対値が任意の設定値未満の場合にのみ、電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とするもので、
マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の処理時間の短縮を図ることができる。

第７の発明は、特に第３の発明のインバータ制御装置において、平滑電圧検出手段で検出された平滑電圧検出値、絶対値変換手段で変換された交流電圧検出値の絶対値のうち少なくともいずれか１つの値が任意の設定値未満の場合にのみ、電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とするもので、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の処理時間の短縮を図ることができる。

第８の発明は、特に第１〜７のいずれか１つの発明のインバータ制御装置において、平滑手段は、コンデンサおよびリアクタで構成され、該コンデンサおよびリアクタにより求められる共振周波数を、交流電源周波数の４０倍以上になるよう設定したことを特徴とするもので、交流電源からの入力電流における電源高調波特性の高性能化を実現することができる。

第９の発明は、特に第１〜第８のいずれか１つの発明のインバータ制御装置において、電圧設定値は、電動機から前記コンデンサへ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合の印加電圧の２．５倍以下となるように設定したもので、電動機からの回生エネルギーを所定値以下に確実に制御することで「コンバータ（整流手段＋平滑手段）＋インバータ（直交変換手段）」の効率最適化を図ることができる。

第１０の発明は、特に第１〜第９のいずれか１つの発明のインバータ制御装置において、所定の回転数、負荷トルクにおいて、駆動制御手段で制御される電動機の印加電圧が、電動機から前記コンデンサへ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合の印加電圧の２．５倍以下となるように電動機の仕様を決定したもので、電動機からの回生エネルギーを所定値以下に確実に抑制することで「コンバータ（整流手段＋平滑手段）＋インバータ（直交変換手段）」の効率最適化を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるインバータ制御装置のシステム構成図を示すものである。このインバータ制御装置は、単相交流電源である商用電源等の交流電源１より電力を供給され、供給された交流電源１を全波整流するダイオードブリッジで構成された整流手段２と、整流手段２からの出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波で大きく脈動するようコンデンサ３２の値を設定した平滑手段３と、平滑手段３からの平滑電圧を所望の周波数・電圧値の交流電圧に変換する直交変換手段４と、平滑電圧に対応した電動機駆動を行うための情報を直交変換手段４に伝達する駆動制御手段６を備える。

電動機５は、中性点を中心にＹ結線された３つの電機子巻線（５１ｕ、５１ｖ、５１ｗ）が取り付けられた固定子５１と、磁石が装着されている回転子５２から構成される。この電動機５は、回転子５２の磁石による界磁磁束および固定子５１の電機子巻線（５１ｕ、５１ｖ、５１ｗ）に流れる電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線（５１ｕ、５１ｖ、５１ｗ）のインダクタンス変化および電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、そのリラクタンストルクの割合を高めている。

直交変換手段４は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３相分備える。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、コンデンサ３２の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路にコンデンサ３２の両端の平滑電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子４１ｕおよび低圧側のスイッチング素子４１ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子４１ｖおよび低圧側のスイッチング素子４１ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子４１ｗおよび低圧側のスイッチング素子４１ｚより成る。また、各スイッチング素子と並列に還流ダイオード（４２ｕ〜４２ｚ）が接続されている。

直交変換手段４に印加されている平滑電圧は、前述した直交変換手段４内のスイッチング素子のスイッチング動作によって３相の交流電圧に変換され、それにより電動機５が駆動される。また、直交変換手段４の直流側の母線には母線電流を検出する電流検出手段７が配されている。

平滑手段３は、ＬＣ共振周波数が交流電源周波数の４０倍以上となるように設定され、小容量のコンデンサ３２への突入充放電電流のピーク値を軽減するためのリアクタ３１を備えている。

駆動制御手段６は、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等により構成可能なもので、ベースドライバ１１、ＰＷＭ信号生成部１２、電流制御部１３、電流位相差調整部１４、相電流変換部１５、回転子位置速度推定部１６、印加電圧算出部１７、電力算出部２０の各機能ブロックを備えている。

相電流変換部１５は電流検出手段７に流れる直交変換手段４の直流側の母線電流を観察し、その母線電流を電動機５の電機子電流に変換する。相電流変換部１５は実際には直交変換手段４の直流側の母線電流が変換したときから所定期間の間だけ電流を検出する。

回転子位置速度推定部１６は、相電流変換部１５により変換された電動機５の電機子電流と、ＰＷＭ信号生成部１２で演算される出力電圧と、平滑電圧検出手段８で検出される平滑電圧の情報により、電動機５の回転子磁極位置と回転速度を推定する。

電流制御部１３では、電流位相差調整部１４から与えられる電流位相差と、回転子位置速度推定部１６で推定された電動機５の回転速度と、外部から与えられる速度指令値との偏差情報に基づいて電動機５の回転速度が速度指令値に一致するよう電流指令値をＰＩ演算等を用いて導出する。

ＰＷＭ信号生成部１２は、電流制御部１３により導出される電流指令値と、相電流変換部１５により変換された電動機５の電機子電流と、回転子位置速度推定部１６より推定される電動機５の回転子磁極位置の情報により、電動機５を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

ＰＷＭ信号生成部１２におけるＰＷＭ信号の生成は、例えば直交変換手段４に印加される平滑電圧が２００Ｖの状況において、Ｕ相の指示電圧が１５０Ｖ、Ｖ相の指示電圧が１００Ｖ、Ｗ相の指示電圧が０Ｖであった場合、各相のＰＷＭ信号のデューティ（ＰＷＭ信号のキャリア周期における上アームスイッチング素子がオンである状態の時間比率）は、Ｕ相が７５％、Ｖ相が５０％、Ｗ相が０％となる。

すなわち、各相の指示電圧を平滑電圧で除算した結果がＰＷＭ信号のデューティとなる。また、各相の指示電圧が平滑電圧を上回る場合には、ＰＷＭ信号のデューティは１００％となる。

前述のように求められたＰＷＭ信号は、最終的にベースドライバ１１に出力され、各スイッチング素子（４１ｕ〜４１ｚ）はＰＷＭ信号に従い駆動され、正弦波状の交流を生成する。このように本実施の形態では、正弦波状の電機子電流を流すことにより電動機５の正弦波駆動を実現している。

次に、図４〜図８を用いて直交変換手段４の直流側の母線に流れる母線電流において電動機５の電機子電流が現れる様子を説明する。

図４は、電動機５の電機子巻線に流れる電機子電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相の電機子巻線に流れる電流の方向とを示した図である。

図４を参照すると、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線５１ｕとＷ相巻線５１ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線５１ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線５１ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線５１ｖとＷ相巻線５１ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。以降、電気角６０°毎に各相の巻線に流れる相電流の状態が
変化していく様子が示されている。

例えば、図４において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部１２で生成された半キャリア周期分のＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。ここで、図５において、信号Ｕはスイッチング素子４１ｕを、信号Ｖはスイッチング素子４１ｖを、信号Ｗはスイッチング素子４１ｗを、信号Ｘはスイッチング素子４１ｘを、信号Ｙはスイッチング素子４１ｙを、信号Ｚはスイッチング素子４１ｚを動作させる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで記載している。この場合、直交変換手段４の直流側の母線には図６に示すように、タイミング１では電流が現れず、タイミング２ではＷ相巻線５１ｗに流れる電機子電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング３ではＶ相巻線５１ｖに流れる電機子電流（Ｖ相電流）が現れる。

別の例として、図４において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部１２で生成された半キャリア周期のＰＷＭ信号が図７のように変化する場合を考える。この場合、直交変換手段４の直流側の母線には図８に示すように、タイミング１では電流が現れず、タイミング２ではＵ相巻線５１ｕに流れる電機子電流（Ｕ相電流）が現れ、タイミング３ではＷ相巻線５１ｗに流れる電機子電流（Ｗ相電流）が現れる。ここで、タイミング３における直交変換手段４の直流側の母線電流は、コンデンサ３２の低圧側端から直交変換手段４を介してコンデンサ３２の高圧側端へと流れる方向であり、電動機５にて発生した電気エネルギーがコンデンサ３２に戻される回生状態を示している（以下、この電気エネルギーを回生エネルギーと記載）。

このように、直交変換手段４の母線上にスイッチング素子（４１ｕ〜４１ｚ）の状態に応じた電動機５の相電流が現れることが分かる。

具体的には、上アームのスイッチング素子（４１ｕ、４１ｖ、４１ｗ）のいずれか１つがオンしている状態の時にそのオンした相の電機子電流が、あるいは下アームのスイッチング素子（４１ｘ、４１ｙ、４１ｚ）のいずれか１つがオンしている状態の時にそのオンした相の電機子電流が直交変換手段４の母線上に現れるという関係性が成り立つ。

前述のようにキャリア周期内の近接したタイミングで２相分の電流を判断することができれば、次式の関係から各相の電機子電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が求められることは明らかである。

ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ ・・・ （１）
なお、タイミング４とタイミング５は、スイッチング素子（４１ｕ〜４１ｚ）の動作遅延により直交変換手段４の上下アームが短絡するのを防止するためのデッドタイム期間であり、この期間において直交変換手段４の母線電流は、各相の電機子電流の流れる向きによって不定である。

図９は、本発明のインバータ制御装置の第１の動作特性図であり、交流電源１の交流電圧絶対値（図９（ａ）の破線部）と、直交変換手段４に印加される平滑電圧（図９（ａ）の実線部）と、電流検出手段７に流れる直交変換手段４の直流側の母線電流（図９（ｂ））の波形を示している。

本発明のインバータ制御装置におけるコンデンサ３２の容量は著しく小さいものを用いているため、電動機５に電流が流れると直交変換手段４に印加される平滑電圧は、交流電源１の電源周波数ｆｓの略２倍周波で大きく脈動する。

電流検出手段７に流れる直交変換手段４の直流側の母線電流の波形は、直交変換手段４
からコンデンサ３２の低圧側端へと流れる方向を正として、逆にコンデンサ３２の低圧側端から直交変換手段４へと流れる方向を負として表示しており、直交変換手段４における各スイッチング素子（４１ｕ〜４１ｚ）の動作に応じてパルス状の波形となっている。

小容量コンデンサ３２で構成されたインバータ制御装置では、図９のように直交変換手段４の直流側の母線電流が負となる期間（以下、回生期間と記載）が交流電源１の電源電圧のゼロクロス付近で発生することがあり、この回生期間では電動機５からの回生エネルギーがコンデンサ３２に充電される。

このコンデンサ３２に充電される回生エネルギーの総量Ｅｒｅｇは、直交変換手段４に印加される平滑電圧Ｖｄｃと交流電源１の交流電圧絶対値｜Ｖａｃ｜との差分を積分することで求めることができ、図９（ａ）における斜線部面積に相当する。

Ｅｒｅｇ＝∫（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）ｄｔ ・・・ （２）
この回生エネルギー総量Ｅｒｅｇは、交流電源１の交流電圧値や平滑手段３のリアクタ３１、コンデンサ３２の容量の他に、電動機５の仕様や電動機５の負荷条件（回転数、負荷トルク、環境温度等）に大きく関係し、特に電動機５を駆動するために必要な印加電圧（電動機５が発生する誘起電圧を含む）に着目する。

図１１は、異なる２つの負荷条件（Ａ、Ｂ）において回生エネルギー総量Ｅｒｅｇと駆動制御手段６で制御されている電動機５の印加電圧の特性を示した図であり、電動機５の印加電圧が大きくなるにつれて回生エネルギー総量Ｅｒｅｇが増加する単調増加の関係性がある。

また、図１２は回生エネルギー総量Ｅｒｅｇとコンバータ（整流手段２＋平滑手段３）、インバータ（直交変換手段４）効率の特性を示した図であり、回生エネルギー総量Ｅｒｅｇが過大になると「コンバータ（整流手段２＋平滑手段３）＋インバータ（直交変換手段４）」のトータル効率が低下するため、本発明のインバータ制御装置では必要最低限（予め設定した効率目標値）のトータル効率を実現するため回生エネルギー総量Ｅｒｅｇに制限値を設けて、電動機５からの回生エネルギー総量Ｅｒｅｇを制限値以下に制御するものである。

回生エネルギー総量Ｅｒｅｇを制限値以下に制御した場合の動作の一例として図１０を用いて説明する。図１０は、本発明のインバータ制御装置の第２の動作特性図であり、図９と同様に交流電源１の交流電圧絶対値（図１０（ａ）の破線部）と、直交変換手段４に印加される平滑電圧（図１０（ａ）の実線部）と、電流検出手段７に流れる直交変換手段４の直流側の母線電流（図１０（ｂ））の波形を示している。図９に対して図１０では、回生エネルギー総量Ｅｒｅｇだけでなく回生期間も減少し、その結果、電動機５からコンデンサ３２へ充電される回生エネルギーに起因する無効電力を減少することができる。

図１１の単調増加の関係性を踏まえ、回生エネルギー総量Ｅｒｅｇの制限値に相当する電動機５の印加電圧設定値を設け、直交変換手段４が出力する電圧値から電動機５の印加電圧（線間電圧実効値の平均値）を算出することで間接的に回生エネルギー総量Ｅｒｅｇを検出する方法を採用する。

ただし、図１１に示すように、電動機５の印加電圧は負荷条件（回転数、負荷トルク、環境温度等）にも依存するため、実機試験結果やシミュレーション解析結果等を踏まえて、例えば予め回転数毎のテーブルデータとして複数の印加電圧設定値を設けておく（図１１では異なる２つの負荷条件（Ａ、Ｂ）に対して、それぞれの印加電圧設定値（ＶＡｓｅｔ、ＶＢｓｅｔ）を設けている）。

なお、印加電圧設定値については、実機試験結果やシミュレーション解析結果等を踏まえて、電動機５からコンデンサ３２へ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合の印加電圧の２．５倍以下となるように設定するのが好ましい（例えば図１１の負荷条件Ａの場合、電動機５からの回生エネルギーがゼロとなる場合の印加電圧をＶＡ０とすると、印加電圧設定値ＶＡｓｅｔは式（３）の条件を満足するように設定する）。

ＶＡｓｅｔ≦２．５×ＶＡ０ ・・・ （３）
そこで、本発明のインバータ制御装置では、印加電圧算出部１７で電動機５の印加電圧を算出し、その印加電圧算出値が予め設定された印加電圧設定値以下、かつ電力算出部２０で算出された電動機５の入力電力の平均値が最小となるように、電動機５が発生する誘起電圧に対する電流の位相差を電流位相差調整部１４で位相調整するものである。

以下、図１４を用いて本発明のインバータ制御装置の特徴である印加電圧算出部１７、電力算出部２０、電流位相差調整部１４の具体的な動作を説明する。

図１４は、本発明のインバータ制御装置の第１の処理フローの概略を示した図であり、本発明のインバータ制御装置におけるコンデンサ３２の容量は著しく小さいものを用いており、電動機５の電機子電流は大きく脈動するため、電力算出部２０における電動機５の入力電力の平均値や印加電圧算出部１７における電動機５の印加電圧の算出に先立ち、外部より与えられる速度指令値を一定にして電動機５を所定回転数（例えば前述のテーブルデータの複数の回転数のうちの１つ）に固定する（Ｓ１０１）。

次に、電力算出部２０では、所定時間Ｔａ毎に、ＰＷＭ信号生成部１２で演算される出力電圧と、相電流変換部１５より変換された電機子電流から、電動機５の入力電力の平均値Ｐａを算出する（Ｓ１０２）。

Ｐａ＝Σ｛（ｖｄ×ｉｄ＋ｖｑ×ｉｑ）×ΔＴ｝／Ｔａ ・・・ （４）
ここで、ｖｄ：ｄ軸出力電圧、ｖｑ：ｑ軸出力電圧、ｉｄ：ｄ軸電流検出値、ｉｑ：ｑ軸電流検出値、出力電圧および電機子電流は３相交流座標系（ｕ、ｖ、ｗ）から回転座標系（ｄ、ｑ）に座標変換を実施している。

なお、所定時間Ｔａについては平滑電圧の変動周期の整数倍を設定するのが好ましい。

次に、印加電圧算出部１７では、ＰＷＭ信号生成部１２で演算される出力電圧から電動機５の線間電圧実効値の平均値Ｖａを算出する（Ｓ１０３）。

Ｖａ＝Σ｛√（ｖｄ＾２＋ｖｑ＾２）×ΔＴ｝／Ｔａ ・・・ （５）
ここで、ｖｄ：ｄ軸出力電圧、ｖｑ：ｑ軸出力電圧、ｖｄ＾２：ｖｄの２乗値、ｖｑ＾２：ｖｑの２乗値であり、出力電圧は３相交流座標系（ｕ、ｖ、ｗ）から回転座標系（ｄ、ｑ）に座標変換を実施している。

次に、電流位相差調整部１４では、まず印加電圧算出部１７で推定された印加電圧算出値（線間電圧実効値平均Ｖａ）が予め設定された印加電圧設定値（線間電圧設定値）以下か否かを判別し（Ｓ１０４）、印加電圧算出値が印加電圧設定値を超えている場合には、印加電圧算出値（印加電圧実効値平均Ｖａ）が印加電圧設定値（線間電圧設定値）以下となるまで、電流位相差βＴを所定の変化幅Δβ１ずつ単調増加させて弱め界磁動作を行う（Ｓ１０６）。このように、電動機５からの回生エネルギーの総量Ｅｒｅｇを所定の制限値以下に制御することができる。

次に、印加電圧算出値（線間電圧実効値平均Ｖａ）が印加電圧設定値（線間電圧設定値）以下になった後の電流位相差調整部１４の動作として、電流位相差βＴを所定の変化幅Δβ２（Δβ１よりも変化幅が小）だけ変化させ、電流位相差βＴの変化前後の電動機入力電力の平均値Ｐａ（式（４）で算出）の変化に基づいてＰａの値が最小値となるように電流位相差βＴを調整する（Ｓ１０５）。

具体的には、図１６に示すように、電流位相差βＴに対する電動機入力電力の平均値Ｐａは最小値を持つ２次関数で変化するため、まず電流位相差βＴを変化量Δβ２だけ増加させて、電流位相差βＴの変化前後でＰａの変化が減少方向となる場合にはさらに電流位相差βＴをΔβ２だけ増加させ、逆に電流位相差βＴの変化前後でＰａの変化が増加方向となる場合には電流位相差βＴをΔβ２だけ減少させるよう電流位相差βＴを調整することで、Ｐａの値を最小値とすることができる。

前述のように電動機５からの回生エネルギーを所定値以下に制御することで「コンバータ（整流手段＋平滑手段）＋インバータ（直交変換手段）」の効率最適化（必要最低限（予め設定した効率目標値）のトータル効率を実現）を図りつつ、電動機５の入力電力を最小限に抑制することで電動機効率の低下を軽減し、システム全体の効率最適化を図ることができる。

なお、前述の説明では、電力算出部２０において、相電流変換部１５より変換された電機子電流（ｉｄ、ｉｑ）を用いて電動機５の入力電力の平均値Ｐａを算出しているが、電流指令値（ｉｄ＊、ｉｑ＊）を用いて電動機５の入力電力の平均値Ｐａ＊を算出しても良い。

Ｐａ＊＝Σ｛（ｖｄ×ｉｄ＊＋ｖｑ×ｉｑ＊）×ΔＴ｝／Ｔａ ・・・ （４ａ）
この場合には、電流位相差調整部１４において、Ｐａ代わりにＰａ＊を用いて、Ｐａ＊の値が最小値となるように電流位相差βＴを調整するようにすれば良い。

以下、本発明のインバータ制御装置に係わる小容量リアクタ３１と小容量コンデンサ３２の仕様決定に関する具体的な方法について説明する。

本発明のインバータ制御装置では、交流電源１からの入力電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、リアクタ３１とコンデンサ３２との共振周波数ｆＬＣを電源周波数ｆｓの４０倍以上となるように（ｆＬＣ≧（４０×ｆｓ）の制約条件を満足するように）リアクタ３１とコンデンサ３２の組み合わせを決定するものである。

ここで、リアクタの容量をＬ１［Ｈ］、コンデンサ３２の容量をＣ１［Ｆ］とすると、共振周波数ｆＬＣは次のように表される。

ｆＬＣ＝１／｛２π×√（Ｌ１×Ｃ１）｝ ・・・ （６）
例えば、電源周波数を５０Ｈｚ、コンデンサ３２の容量を１０μＦとすると、前述の制約条件と式（６）より、Ｌ１≦０．６３３［ｍＨ］の範囲でリアクタ３１の容量を選定することになる。

このように、小容量リアクタ３１と小容量コンデンサ３２の組み合わせを決定することで、交流電源１からの入力電流における電源高調波特性の高性能化を実現することができる。

以下、本発明のインバータ制御装置に係わる電動機５の仕様決定に関する具体的な方法について説明する。

本発明のインバータ制御装置に係わる電動機５は、回転子５２の磁石による界磁磁束および固定子５１の電機子巻線（５１ｕ、５１ｖ、５１ｗ）に流れる電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線（５１ｕ、５１ｖ、５１ｗ）のインダクタンス変化および電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、そのリラクタンストルクの割合を高めた仕様であり、図１３を用いて従来のマグネットトルク主体の電動機仕様との違いを説明する。

図１３は、従来のマグネットトルク主体の電動機仕様（１）と本発明のインバータ制御装置に係わるリラクタンストルクの割合を高めた電動機仕様（２）における電動機出力トルク（マグネットトルクとリラクタンストルクとの合成トルク）の特性を示した図であり、電機子電流の実効値の平均値Ｉａが同一条件下で、最大出力トルクＴｍａｘが同一、かつ最大出力トルクＴｍａｘが得られるときの電流位相差βＴが電動機仕様（１）のβｓ１から電動機仕様（２）のβｓ２へと増加するように電動機の仕様を決定している（βｓ２の取り得る範囲はβｓ１＜βｓ２＜９０［ｄｅｇ］とする）。

また、前述のように印加電圧算出部１７、電流位相差調整部１４において、電動機５の印加電圧を算出することで電動機５からの回生エネルギー総量Ｅｒｅｇを間接的に検出し、その印加電圧算出値が予め設定した印加電圧以下となるよう電流位相差βＴを調整することで、回生エネルギー総量Ｅｒｅｇが制限値以下となるように制御しているが、次のように電動機５の仕様を決定することで、確実に回生エネルギー総量Ｅｒｅｇが制限値以下となるように制御することができる。

具体的には、所定の回転数、負荷トルクにおいて、駆動制御手段６で制御される電動機の実際の印加電圧（線間電圧実効値平均）が、電動機からコンデンサ３２へ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合の印加電圧の２．５倍以下となるように電動機の仕様を決定する。

このように、電動機からの回生エネルギーを所定値以下に確実に抑制することで「コンバータ（整流手段＋平滑手段）＋インバータ（直交変換手段）」の効率最適化（必要最低限（予め設定した効率目標値）のトータル効率を実現）を確実に図ることができる。

（実施の形態２）
図２は、本発明の第２の実施の形態におけるインバータ制御装置のシステム構成図を示すものである。第１の実施の形態におけるインバータ制御装置（図１）と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その動作が同一の場合には、説明が重複するため省略し、ここでは異なる内容についてのみ説明する。

第１の実施の形態のインバータ制御装置（図１）に対して、第２の実施の形態におけるインバータ制御装置（図２）では、構成要素として、電流検出手段７から検出された直交変換手段４の直流側の母線電流検出値に基づいて、平滑電圧の変動周期毎に電動機５からコンデンサ３２に回生電流が流れている期間を計測する回生期間計測部１８を新たに設けており、電流位相差調整部１４では、印加電圧算出部１７で算出された印加電圧算出値が予め設定された印加電圧設定値以下、かつ回生期間計測部１８で計測された回生期間計測値が予め設定された回生期間設定値以下、かつ電力算出部２０で算出された電動機５の入力電力の平均値が最小値となるように、電動機５が発生する誘起電圧に対する電流の位相差を調整するものである。

以下、図１５を用いて本発明のインバータ制御装置の特徴である印加電圧算出部１７、電力算出部２０、回生期間計測部１８、電流位相差調整部１４の具体的な動作を説明する
。

図１５は、本発明のインバータ制御装置における第２の処理フローの概略を示した図であり、第１の実施の形態におけるインバータ制御装置と同様にコンデンサ３２の容量は著しく小さいものを用いており、電動機５の電機子電流は大きく脈動するため、電力算出部２０における電動機５の入力電力の平均値や印加電圧算出部１７における電動機５の印加電圧の算出に先立ち、外部より与えられる速度指令値を一定にして電動機５を所定回転数（例えば前述のテーブルデータの複数の回転数のうちの１つ）に固定する（Ｓ２０１）。

次に、回生期間計測部１８では、予め設定した所定時間Ｔａ毎に、電流検出手段７から検出された直交変換手段４の直流側の母線電流検出値が負となる期間を計測する（Ｓ２０２）。

具体的には、電流検出手段７ではキャリア周期Ｔｓ毎に母線電流を検出しているため、カウンタ等で母線電流検出値が所定値（±δ、ノイズ等の影響を鑑みて設定）未満となる回数をカウントし、所定時間Ｔａ（平滑電圧の変動周期の整数倍を設定、Ｍ倍とする）の間にカウントした回数がＮ回とすると、平滑電圧の変動周期毎の回生期間計測値Ｔｒｅｇは次式により算出できる。

Ｔｒｅｇ＝Ｎ×Ｔｓ／Ｍ ・・・ （７）
このように、電動機５に流れる電機子電流の検出と併用できるため、センサ等を新たに設ける必要がなくコスト面で有利となる。

次に、電力算出部２０では、所定時間Ｔａ毎に、ＰＷＭ信号生成部１２で演算される出力電圧と、相電流変換部１５より変換された電機子電流から、電動機５の入力電力の平均値Ｐａを式（４）より算出する（Ｓ２０３）。

次に、印加電圧算出部１７では、ＰＷＭ信号生成部１２で演算される出力電圧から電動機５の線間電圧実効値の平均値Ｖａを式（５）より算出する（Ｓ２０４）。

次に、電流位相差調整部１４では、まず印加電圧算出部１７で推定された印加電圧算出値（線間電圧実効値平均Ｖａ）が予め設定された印加電圧設定値（印加電圧設定値）以下か否かを判別し（Ｓ２０５）、印加電圧算出値が印加電圧設定値を超えている場合には、印加電圧算出値（線間電圧実効値平均Ｖａ）が印加電圧設定値（印加電圧設定値）以下となるまで、電流位相差βＴを所定の変化幅Δβ１ずつ単調増加させて弱め界磁動作を行う（Ｓ２０９）。このように、電動機５からの回生エネルギーの総量Ｅｒｅｇを所定の制限値以下に制御することができる。

次に、印加電圧算出値（線間電圧実効値平均Ｖａ）が印加電圧設定値（印加電圧設定値）以下になった後の電流位相差調整部１４の動作として、まず回生期間計測部１８で計測された回生期間計測値Ｔｒｅｇが予め設定された回生期間設定値以下か否かを判別し（Ｓ２０６）、回生期間計測値Ｔｒｅｇが回生期間設定値を超えている場合には、回生期間計測値Ｔｒｅｇが回生期間設定値以下となるまで、電流位相差βＴを所定の変化幅Δβ３（Δβ１よりも変化幅が小、Δβ２よりも変化幅が大）ずつ単調増加させて弱め界磁動作を行い、回生期間の最適化を実施する（Ｓ２０８）。

最後に、回生期間計測値Ｔｒｅｇが回生期間設定値以下になった後の電流位相差調整部１４の動作として、電流位相差βＴを所定の変化幅Δβ２（Δβ１およびΔβ３よりも変化幅が小）だけ変化させ、電流位相差βＴの変化前後の電動機入力電力の平均値Ｐａ（式（４）で算出）の変化に基づいてＰａの値が最小値となるように電流位相差βＴを調整す
る（Ｓ２０７）。

前述のように電動機５からの回生エネルギーおよび回生電流が流れている期間をそれぞれ所定値以下に制御することで、交流電源１からの入力電流の不通流期間を確実に所定値以下に抑制しつつ「コンバータ（整流手段＋平滑手段）＋インバータ（直交変換手段）」の効率最適化（必要最低限（予め設定した効率目標値）のトータル効率を実現）を図り、電動機５の入力電力を最小限に抑制することで電動機効率の低下を軽減し、システム全体の効率最適化を図ることができる。

（実施の形態３）
図３は、本発明の第３の実施の形態におけるインバータ制御装置のシステム構成図を示すものである。第１の実施の形態におけるインバータ制御装置（図１）や第２の実施の形態におけるインバータ制御装置（図２）と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その動作が同一の場合には、説明が重複するため省略し、ここでは異なる内容についてのみ説明する。

第２の実施の形態のインバータ制御装置（図２）に対して、第３の実施の形態におけるインバータ制御装置（図３）では、構成要素として、交流電源１の電圧を検出する交流電圧検出手段９と、交流電圧検出手段９で検出された交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値をとる絶対値変換部１９を新たに設けており、回生期間計測部１８では、絶対値変換部１９より得られる交流電圧検出値の絶対値｜Ｖａｃ｜と、平滑電圧検出手段８より検出される平滑電圧検出値Ｖｄｃとの大小関係に基づいて電動機５からコンデンサ３２に回生電流が流れている期間を計測するものである（交流電圧検出値Ｖａｃと平滑電圧検出値Ｖｄｃの検出する頻度は同一で、それらを検出するタイミングは比較的近いことが好ましい）。

具体的には、交流電流検出値Ｖａｃと平滑電圧検出値Ｖｄｃの検出周期をＴｓｍｐとし、回生期間計測部１８では、カウンタ等で「Ｖｄｃ＞｜Ｖａｃ｜±δ２（δ２はノイズ等の影響を鑑みて設定）」を満足する場合の回数をカウントし、所定時間Ｔａ（平滑電圧の変動周期の整数倍を設定、Ｍ２倍とする）の間にカウントした回数がＮ２回とすると、平滑電圧の変動周期毎の回生期間計測値Ｔｒｅｇ２は次式により算出できる。

Ｔｒｅｇ２＝Ｎ２×Ｔｓｍｐ／Ｍ２ ・・・ （８）
その他の構成要素の動作については、第２の実施の形態におけるインバータ制御装置と同一のため説明を省略する。

このように、交流電圧検出値の絶対値｜Ｖａｃ｜と平滑電圧検出値Ｖｄｃの大小関係に基づいて電動機５からコンデンサ３２に回生電流が流れている期間を計測するものであり、交流電源１の電圧歪みや電源周波数が変動した場合でも確実に電動機５からコンデンサ３２に回生電流が流れている期間を計測することができる。

なお、第１〜第３の実施の形態におけるインバータ制御装置は、電流位相差調整部１４から与えられる電流位相差と、回転子位置速度推定部１６で推定された電動機５の回転速度と、外部から与えられる速度指令値との偏差情報に基づいて電動機５の回転速度が速度指令値に一致するよう電流指令値を導出する電流制御部１３を備える構成で説明したが、電流指令値の代わりにトルク指令値Ｔｑ＊を導出するトルク制御部を備える構成としても良い（例えば、電流指令値Ｉ＊にゲインＫを乗じて「Ｔｑ＊＝Ｋ×Ｉ＊」のようにトルク指令値Ｔｑ＊を導出する）。

なお、第１〜第３の実施の形態におけるインバータ制御装置は、電動機５の回転子磁極位置と回転速度を推定する回転子位置速度推定部１６を備える構成で説明したが、エンコ
ーダやレゾルバ等の回転子の磁極位置を検出する位置センサを使用しても良いことは言うまでもない。

なお、第１および第３の実施の形態におけるインバータ制御装置の電流検出手段は、直交変換手段４の直流側の母線電流を直接検出し、その母線電流の検出値から間接的に電動機５に流れる電機子電流を検出する構成で説明したが、ＤＣ−ＣＴ等の電流センサを使用しても良いことは言うまでもない（この場合には、直接電機子電流が検出できるため、相電流変換部１５が不要となる）。

なお、第１〜第３の実施の形態におけるインバータ制御装置において、平滑電圧検出手段８で検出される平滑電圧検出値が任意の設定値未満の場合にのみ、電流位相差調整部１４で位相調整を行うことにより、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の処理時間の短縮を図ることができる（任意の設定値とは、電動機５からの回生エネルギーによるコンデンサ３２の充電電圧の最大値〜平滑電圧最大値の範囲内で、交流電源１の交流電圧値や平滑手段３のリアクタ３１、コンデンサ３２の容量等も考慮して設定する）。

なお、第３の実施の形態におけるインバータ制御装置において、絶対値変換部１９で変換された交流電圧検出値の絶対値が任意の設定値未満の場合にのみ、電流位相差調整部１４で位相調整を行うことにより、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の処理時間の短縮を図ることができる（任意の設定値とは、電動機５からの回生エネルギーによるコンデンサ３２の充電電圧の最大値〜交流電圧検出値の絶対値の最大値の範囲内で、交流電源１の交流電圧値や平滑手段３のリアクタ３１、コンデンサ３２の容量等も考慮して設定する）。

以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、小容量コンデンサで構成されたインバータ制御装置において、リラクタンストルクの割合を高めた電動機を活用し、その電動機からの回生エネルギーを制御することで電動機駆動システムの効率最適化を図ることが可能となるため、エアコン等の空気調和機、冷凍冷蔵庫、掃除機等の電動機を駆動する用途に適用できる。

１ 交流電源
２ 整流手段
３ 平滑手段
３１ リアクタ
３２ コンデンサ
４ 直交変換手段
４１ｕ〜４１ｚ スイッチング素子
４２ｕ〜４２ｚ 還流ダイオード
５ 電動機
５１ 固定子
５１ｕ〜５１ｗ 電機子巻線
５２ 回転子
６ 駆動制御手段
７ 電流検出手段
８ 平滑電圧検出手段
９ 交流電圧検出手段
１１ ベースドライバ
１２ ＰＷＭ信号生成部
１３ 電流制御部
１４ 電流位相差調整部
１５ 相電流変換部
１６ 回転子位置速度推定部
１７ 印加電圧算出部
１８ 回生期間計測部
１９ 絶対値変換部
２０ 電力算出部

Claims (10)

1. 界磁磁束および電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線のインダクタンス変化および電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、そのリラクタンストルクの割合を高めた電動機を駆動するインバータ制御装置であって、交流電源を入力とする整流手段と、前記整流手段の出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波で脈動するようコンデンサの値を設定した平滑手段と、前記電動機を駆動するため前記平滑手段からの平滑電圧を所望の交流電圧に変換する直交変換手段と、前記平滑電圧に対応した電動機駆動を行うための情報を前記直交変換手段に伝達する駆動制御手段と、前記電動機の電機子電流を検出する電流検出手段とを備え、前記駆動制御手段は、前記電動機が発生する誘起電圧に対する電機子電流の位相差を調整する電流位相差調整手段と、前記直交変換手段が出力する電圧と前記電流検出手段で検出された電機子電流とから前記電動機の入力電力を算出する電力算出手段とを含み、前記直交変換手段が出力する電圧が予め設定された電圧設定値以下、かつ前記電力算出手段で算出された前記電動機の入力電力の平均値が最小値となるように前記電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 界磁磁束および電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線のインダクタンス変化および電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、そのリラクタンストルクの割合を高めた電動機を駆動するインバータ制御装置であって、交流電源を入力とする整流手段と、前記整流手段の出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波数で脈動するようコンデンサの値を設定した平滑手段と、前記電動機を駆動するため前記平滑手段からの平滑電圧を所望の交流電圧に変換する直交変換手段と、前記平滑電圧に対応した電動機駆動を行うための情報を前記直交変換手段に伝達する駆動制御手段と、前記電動機の電機子電流を検出する電流検出手段とを備え、前記駆動制御手段は、前記電動機が発生する誘起電圧に対する電機子電流の位相差を調整する電流位相差調整手段と、前記電動機から前記コンデンサに回生電流が流れている期間を計測する回生期間計測手段と、前記直交変換手段が出力する電圧と前記電流検出手段で検出された電機子電流とから前記電動機の入力電力を算出する電力算出手段とを含み、前記直交変換手段が出力する電圧が予め設定された電圧設定値以下、かつ前記回生期間計測手段で計測された回生期間計測値が予め設定された回生期間設定値以下、かつ前記電力算出手段で算出された前記電動機の入力電力の平均値が最小値となるように前記電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とするインバータ制御装置。
3. 前記インバータ制御装置は、前記交流電源の電圧を検出する交流電圧検出手段と、前記交流電圧検出手段で検出された交流電圧検出値の絶対値をとる絶対値変換手段と、前記平滑電圧を検出する平滑電圧検出手段とをさらに備え、前記回生期間計測手段は、前記絶対値変換手段で変換された交流電圧検出値の絶対値と、前記平滑電圧検出手段で検出された平滑電圧検出値との大小関係に基づいて前記電動機から前記コンデンサに回生電流が流れている期間を計測する構成としたことを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記電流検出手段は、前記直交変換手段の直流側の母線電流を直接検出し、その母線電流の検出値から間接的に前記電動機に流れる電機子電流を検出する構成であって、前記回生期間計測手段は、前記母線電流の検出値に基づいて前記電動機から前記コンデンサに回生電流が流れている期間を計測する構成としたことを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御装置。
5. 前記平滑電圧を検出する平滑電圧検出手段をさらに備え、前記平滑電圧検出手段で検出された平滑電圧検出値が任意の設定値未満の場合にのみ、前記電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とする請求項１〜２または４のいずれか１項に記載のイン
   バータ制御装置。
6. 前記交流電源の電圧を検出する交流電圧検出手段と、前記交流電圧検出手段で検出された交流電圧検出値の絶対値をとる絶対値変換手段とをさらに備え、前記絶対値変換手段で変換された交流電圧検出値の絶対値が任意の設定値未満の場合にのみ、前記電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とする請求項１〜２または４のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
7. 前記平滑電圧検出手段で検出された平滑電圧検出値、前記絶対値変換手段で変換された交流電圧検出値の絶対値のうち少なくともいずれか１つの値が任意の設定値未満の場合にのみ、前記電流位相差調整手段で位相調整を行う構成としたことを特徴とする請求項３に記載のインバータ制御装置。
8. 前記平滑手段は、コンデンサおよびリアクタで構成され、該コンデンサおよびリアクタにより求められる共振周波数を、交流電源周波数の４０倍以上になるよう設定したことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
9. 前記電圧設定値は、前記電動機から前記平滑手段のコンデンサへ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合の印加電圧の２．５倍以下となるように設定したことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
10. 所定の回転数、負荷トルクにおいて、前記駆動制御手段で制御される前記電動機の印加電圧が、前記電動機から前記コンデンサへ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合の印加電圧の２．５倍以下となるように前記電動機の仕様を決定したことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。

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