JP2014090598A - 電力変換装置、充電器 - Google Patents

Abstract

【課題】 回路損失を低減し効率を高めた電力変換装置を提供する。
【解決手段】 電力変換装置１０は、インターリーブモードの力率改善部２と、交流電源ＡＣと力率改善部２との間に接続される入力部１とを有し、入力部は、第１及び第２のコモンモードチョークＣＭＣ１、ＣＭＣ２を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置又は、これを用いた充電器に関するものである。

近年、民生機器や産業機器に対する省エネルギー化の要請が高まる中、力率補正機能を有する電力変換装置において、ブリッジダイオードを省略し、損失を低減した電力変換装置が種々提案されている。

図５を参照して、従来のインターリーブモードのブリッジレスＰＦＣ（Power Factor Correction）回路を有する電力変換装置１００について説明する。図５（ａ）は、電力変換装置１００の要部回路図を示し、図５（ｂ）は、動作電流の時間的変化を示している。

図５（ａ）に示すように、電力変換装置１００は、交流電源ＡＣに一端が接続されたインダクタＬ１〜Ｌ４、インダクタＬ１〜Ｌ４の他端に一端が接続された整流素子Ｄ１〜Ｄ４、同じくインダクタＬ１〜Ｌ４の他端に一端が接続されたスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４、整流素子Ｄ１〜Ｄ４の他端とスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の他端に設けられた一対の出力端子Ｔ１、Ｔ２、出力端子Ｔ１、Ｔ２間に接続されたコンデンサＣ１を備えている。尚、同図において、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、図示しない制御部により、オン／オフが切り替えられる。

回路の動作は、交流電源ＡＣが正の半周期と、負の半周期の２つの場合があり、交流電源ＡＣが正の半周期の間は、スイッチ素子Ｑ１とＱ２が交互にオン／オフを切り替えられ、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４は常にオンに設定される。尚、交流電源ＡＣが負の半周期の間は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は常にオンに設定され、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４が交互にオン／オフを切り替えられる。

図中の矢印は、電流経路を示しており、交流電源ＡＣが正の半周期の期間で、スイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２がオフに切り替えられたときの電流経路を示している。

実線矢印で示す電流経路ｉ１は、インダクタＬ１、スイッチ素子Ｑ１を通った後、スイッチ素子Ｑ３、インダクタＬ３を通る経路と、スイッチ素子Ｑ４、インダクタＬ４を通る経路の２つの経路を経て、交流電源ＡＣに戻る。又、破線矢印で示す電流経路ｉ２は、インダクタＬ３、整流素子Ｄ２、コンデンサＣ１を通った後、スイッチ素子Ｑ３、インダクタＬ３を通る経路と、スイッチ素子Ｑ４、インダクタＬ４を通る経路の２つの経路を経て、交流電源ＡＣに戻る。

又、図５（ｂ）に示すように、それぞれの経路を通る電流は、インダクタＬ１の電流ｉＬ１と、インダクタＬ２の電流ｉＬ２は逆相となり、インダクタＬ３の電流ｉＬ３と、インダクタＬ４の電流ｉＬ４は同相となる。

以上のような構成と同様なインターリーブモードのブリッジレスＰＦＣ回路を有する電力変換装置が特許文献１に開示されている。

特開２０１２−０８５４８９号公報

しかしながら、電力変換装置１００の場合、インダクタＬ１を経て、スイッチ素子Ｑ１を通った電流は、スイッチ素子Ｑ３、インダクタＬ３を通って交流電源ＡＣに戻る経路と、スイッチ素子Ｑ４、インダクタＬ４を通って交流電源ＡＣに戻る経路の２つの経路を通るので、電流は、インダクタＬ３及びＬ４の並列インダクタンスを通過することになり、この並列インダクタンスは、各々のインダクタンスよりも小さくなる。同様に、インダクタＬ２を経て、交流電源ＡＣに戻る電流経路においても、電流は、インダクタＬ３及びＬ４の並列インダクタンスを通過することになり、この並列インダクタンスは、各々のインダクタンスよりも小さくなる。これらにより、電流経路上のインダクタンスが減少するため、インダクタＬ１、Ｌ２を通過する電流の変動を抑制できなかった。又、インダクタの導通損失は抵抗性の損失であり、電流の２乗に比例するため、流れる電流の平均値が同じ場合は、電流変動が大きくなるほど回路損失は大きくなる。これらにより、電力変換装置の効率向上が制限されていた。

本発明は、係る課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路損失を低減し効率を高めた電力変換装置を提供することにある。

本発明による電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を直流に変換する電力変換装置であって、インターリーブモードの力率改善部と、前記交流電源と前記力率改善部との間に接続される入力部とを有し、前記入力部は、第１及び第２のコモンモードチョークを備える。

又、前記力率改善部は、一対の出力端子と、前記一対の出力端子に亘って両端が接続されたコンデンサと、第１から第４の回路を備え、前記第１から第４の回路は、各々、整流素子の一端とスイッチ素子の一端とインダクタの一端が接続されており、前記整流素子の他端と前記スイッチ素子の他端が、前記一対の出力端子に並列に接続され、前記第１及び第２のコモンモードチョークは、第１端子と第２端子が各々、前記交流電源の両端に接続され、前記第１のコモンモードチョークは、第３端子が、前記第１の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第３の回路の前記インダクタの他端に接続され、前記第２のコモンモードチョークは、第３端子が、前記第２の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第４の回路の前記インダクタの他端に接続される。

又、前記力率改善部は、第５の回路と第６の回路を備え、前記第５の回路及び前記第６の回路は、各々、整流素子の一端とスイッチ素子の一端とインダクタの一端が接続されており、前記整流素子の他端と前記スイッチ素子の他端が、前記一対の出力端子に並列に接続され、前記入力部は、第３のコモンモードチョークを更に備え、前記第３のコモンモードチョークは、第１端子と第２端子が各々、前記交流電源の両端に接続され、第３端子が、前記第５の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第６の回路の前記インダクタの他端に接続される。

又、本発明による電力変換装置は充電器に用いられる。

本発明によれば、インターリーブモードのブリッジレスＰＦＣ回路を有する電力変換装置の効率を向上することができる。

本発明の一実施形態を示す要部回路図である。 本発明の一実施形態における動作電流経路の説明図である。 本発明の一実施形態における動作電流の経路と時間的変化の説明図である。 本発明の他の実施形態を示す要部回路図である。 従来のインターリーブモードブリッジレスＰＦＣ回路を有する電力変換装置の説明図である。

〔実施形態１〕
本発明の一実施形態について図１〜３を参照して説明する。図１は、本発明の電力変換装置１０の要部回路図、図２は、電力変換装置１０における、交流電源が正の半周期の期間の動作電流経路の説明図、図３は、動作電流の経路と時間的変化の説明図である。

始めに、図１を参照して電力変換装置１０の構成を説明する。電力変換装置１０は、入力部１、ＰＦＣ（Power Factor Correction）部２を有している。入力部１は、ＣＭＣ（コモンモードチョーク）１及び２を備えており、ＣＭＣ１及び２は、それぞれ、第１端子ａ及び第２端子ｂが交流電源ＡＣに接続される。又、第３端子ｃ及び第４端子ｄが後述するＰＦＣ部２に接続される。

ＰＦＣ部２は、インダクタＬ１〜４、整流素子Ｄ１〜４、スイッチ素子Ｑ１〜４、コンデンサＣ１、出力端子Ｔ１、Ｔ２を備えている。そして、インダクタＬ１、整流素子Ｄ１、スイッチ素子Ｑ１で第１の回路を構成している。同様に、インダクタＬ２〜４、整流素子Ｄ２〜４、スイッチ素子Ｑ２〜４で、それぞれ、第２から第４の回路を構成している。整流素子Ｄ１〜Ｄ４は、例えばダイオードであり、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor)である。

インダクタＬ１及びＬ２は、その一端がＣＭＣ１及びＣＭＣ２の第３端子ｃに接続される。又、インダクタＬ３及びＬ４は、その一端がＣＭＣ１及びＣＭＣ２の第４端子ｄに接続される。

整流素子Ｄ１は、インダクタＬ１の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。又、整流素子Ｄ２は、インダクタＬ２の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。又、整流素子Ｄ３は、インダクタＬ３の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。又、整流素子Ｄ４は、インダクタＬ４の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。

スイッチ素子Ｑ１は、インダクタＬ１の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。又、スイッチ素子Ｑ２は、インダクタＬ２の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。又、スイッチ素子Ｑ３は、インダクタＬ３の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。又、スイッチ素子Ｑ４は、インダクタ１４の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。

コンデンサＣ１は、一端が出力端子Ｔ１に接続され、他端が出力端子Ｔ２に接続される。尚、出力端子Ｔ１及びＴ２には、図示しない負荷が接続される。

次に、図２を参照して、電力変換装置１０の動作について説明する。従来回路と同様に、回路は、４つのスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフ切り替えによって制御される。尚、従来回路と同様に、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、図示しない制御部により、オン／オフが切り替えられる。

回路の動作は、交流電源ＡＣが正の半周期の場合と、負の半周期の場合とが存在する。本実施形態では、正の半周期における回路動作について説明する。正の半周期の間、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４は常にオンとなっており、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオンとオフを切り替えられる。

図２（ａ）は、スイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２がオフの場合の電流経路を示しており、実線矢印で示す経路と破線矢印で示す２つの電流経路が存在する。実線矢印の電流経路ｉ１は、交流電源ＡＣから、ＣＭＣ１の第１端子ａから第３端子ｃを経て、インダクタＬ１、スイッチ素子Ｑ１、スイッチ素子Ｑ３、インダクタＬ３、ＣＭＣ１の第４端子ｄから第２端子ｂを経て、交流電源ＡＣに戻る経路である。又、破線矢印の電流経路ｉ２は、交流電源ＡＣから、ＣＭＣ２の第１端子ａから第３端子ｃを経て、インダクタＬ２、整流素子Ｄ２、コンデンサＣ１、スイッチ素子Ｑ４、インダクタＬ４、ＣＭＣ２の第４端子ｄから第２端子ｂを経て、交流電源ＡＣに戻る経路である。

図２（ａ）の状態からスイッチ素子Ｑ１をオフ、スイッチ素子Ｑ２をオンに切り替えると、電流経路は、図２（ｂ）の状態に移行する。又、図２（ａ）の電流経路と、図２（ｂ）の電流経路は、交流電源ＡＣの正の半周期の間、交互に繰り返される。又、図２（ｂ）の電流経路においても実線矢印及び破線矢印に示した通りであり、詳しい説明は省略する。

尚、負の半周期の期間は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２が常にオン、スイッチ素子Ｑ３とＱ４とが交互にオン／オフを切り替えられる。

次に、図３を参照して、電力変換装置１０における、動作電流の時間的変化について説明する。図３は、従来回路の動作電流の説明に用いた図５と対比するよう図示している。図３（ａ）は、電力変換装置１０の、交流電源ＡＣが正の半周期の期間の電流経路を示し、図３（ｂ）は、インダクタＬ１〜Ｌ４に流れる電流の時間的変化を示している。

図３（ａ）は、図２（ａ）と同一であり、電流経路の詳しい説明は繰り返さない。本実施形態の場合、電流経路ｉ１において、インダクタＬ１を通過し、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３、インダクタＬ３を経て、交流電源ＡＣに戻る電流経路は、従来の電力変換装置１００と同様である。しかし、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４、インダクタＬ４を経て、交流電源ＡＣに戻る経路に電流は流れない。その理由は、ＣＭＣ１の第１端子ａから流入、第３端子ｃから流出し、インダクタＬ１を通過する電流ｉＬ１と、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３、インダクタＬ３を通過し、ＣＭＣ１の第４端子ｄへ戻る電流ｉＬ３が、ディファレンシャルモードの関係にあるからである。

ここで、ＣＭＣにおけるディファレンシャルモードについて簡単に説明する。図３（ａ）の場合、ＣＭＣ１の第１端子ａから第３端子ｃに向かう電流と、第４端子ｄから第２端子ｂに向かう電流は、大きさが等しく、向きが逆であり、発生する磁束が打ち消されるので、第１端子ａと第３端子ｃ間、第２端子ｂと第４端子ｄ間は、共に低インピーダンスとなり電流が通過する。

電流ｉＬ１と電流ｉＬ３が、ディファレンシャルモードの関係にあるのに対し、スイッチ素子Ｑ４、インダクタＬ４を経路とする電流ｉＬ４は、ＣＭＣ２の第４端子ｄへ戻るが、ＣＭＣ２は、ＣＭＣ１とは別体であり、磁心を共有していないので、ＣＭＣ１の第３端子ｃから流出し、インダクタＬ１を通過する電流ｉＬ１との間で、ディファレンシャルモードの関係を満たさない。したがって、ＣＭＣ１の第３端子ｃから流出し、インダクタＬ１を通過した電流ｉＬ１に対して、ＣＭＣ２の第４端子ｄと第２端子ｂ間は、高インピーダンスとなり、電流は流れない。

これにより、電流経路ｉ１は、ＣＭＣ１の第１端子ａから第３端子ｃ、インダクタＬ１、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３、インダクタＬ３、ＣＭＣ１の第４端子ｄから第２端子ｂを経て、交流電源ＡＣに戻る経路となる。

図３（ｂ）は、上記に説明した電流経路において、インダクタＬ１〜Ｌ４に流れる電流の時間的変化を示しており、インダクタＬ１を通過する電流ｉＬ１及びインダクタＬ２を通過する電流ｉＬ２は、図５（ｂ）の従来回路の電流ｉＬ１、ｉＬ２よりも変動が１／２程度に抑制される。これは、電流経路において、交流電源ＡＣに戻る電流経路にあるインダクタが、インダクタＬ３或いは、インダクタＬ４のいずれか一つとなるため、電流経路上のインダクタンスの減少が無くなり、電流変動が抑制されるからである。尚、インダクタＬ３を通過する電流ｉＬ３及び、インダクタＬ４を通過する電流ｉＬ４は、図５（ｂ）の従来回路の電流ｉＬ３、ｉＬ４よりも変動が大きくなり、損失が増加することになるが、より変動の大きいインダクタＬ１を通過する電流ｉＬ１及びインダクタＬ２を通過する電流ｉＬ２の変動抑制による損失低減により、従来と比較し全体として５％程度、回路損失を低減できる。

実施形態１によれば、ＰＦＣ部２の前段に、ＣＭＣ１及びＣＭＣ２からなる入力部１を配置し、この入力部１を交流電源ＡＣに接続する。又、ＰＦＣ部２の各インダクタは、ＣＭＣ１及びＣＭＣ２の第３端子ｃ及び第４端子ｄにそれぞれ個別に接続する。これにより、電流経路において、各インダクタが並列に接続されないので、電流経路のインダクタンス減少が無くなり、電流変動を抑制することができる。又、電流変動が抑制されることで、インダクタの導通損失が減少する。これらにより、回路損失が低減し、電力変換装置の効率を向上できる。又、回路損失が低減できるので、比較的大きな電力を扱う場合にも対応可能であり、例えば、プラグインハイブリッド車や電気自動車等の蓄電池の充電器に用いることが可能となる。

〔実施形態２〕
次に、図４を参照して、本発明の他の実施形態について説明する。図４は、本発明の電力変換装置２０を示す要部回路図である。実施形態１の電力変換装置１０と同一部分は、同一符号で示している。
本実施形態は、実施形態１を更に多相化したものである。本実施形態が、実施形態１と異なる点は、入力部１にＣＭＣ３を追加し、ＰＦＣ部２にインダクタＬ５、Ｌ６、整流素子Ｄ５、Ｄ６、スイッチ素子Ｑ５、Ｑ６を追加した点である。そして、実施形態１と同様に、インダクタＬ５、整流素子Ｄ５、スイッチ素子Ｑ５で第５の回路を、又、インダクタＬ６、整流素子Ｄ６、スイッチ素子Ｑ６で第６の回路を構成している。

ＣＭＣ３は、第１端子ａ及び第２端子ｂが交流電源ＡＣに接続される。又、第３端子ｃ及び第４端子ｄがＰＦＣ部２に接続される。

ＰＦＣ部２には、インダクタＬ５、６、整流素子Ｄ５、６、スイッチ素子Ｑ５、６が追加される。インダクタＬ５は、その一端がＣＭＣ３の第３端子ｃに接続される。又、インダクタＬ６は、その一端がＣＭＣ３の第４端子ｄに接続される。整流素子Ｄ５は、インダクタＬ５の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。又、整流素子Ｄ６は、インダクタＬ６の他端にアノードが接続され、カソードが出力端子Ｔ１に接続される。

スイッチ素子Ｑ５は、インダクタＬ５の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。又、スイッチ素子Ｑ６は、インダクタＬ６の他端にドレインが接続され、ソースが出力端子Ｔ２に接続される。又、コンデンサＣ１は、一端が出力端子Ｔ１に接続され、他端が出力端子Ｔ２に接続される。尚、出力端子Ｔ１及びＴ２には、図示しない負荷が接続される。

本実施形態の基本的な動作は、交流電源が正の半周期の期間において、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ５が順次オン／オフを切り替えられ、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４、Ｑ６が常にオンに設定される以外は、実施形態１と同様であり、詳しい説明は繰り返さない。

実施形態２によれば、ＰＦＣ部２の前段に、ＣＭＣ１、ＣＭＣ２及びＣＭＣ３からなる入力部１を配置し、この入力部１を交流電源ＡＣに接続する。又、ＰＦＣ部２の各インダクタＬ１〜Ｌ６は、ＣＭＣ１、ＣＭＣ２及びＣＭＣ３の第３端子ｃ及び第４端子ｄにそれぞれ個別に接続する。これにより、電流経路において、各インダクタが並列に接続されないので、電流経路のインダクタンス減少が無くなり、電流変動を抑制することができる。又、電流変動が抑制されることで、インダクタの導通損失が減少する。これらにより、回路損失が低減し、電力変換装置の効率を向上できる。

又、多相化により、整流素子或いはスイッチ素子の、１素子当りに流れる電流を実施形態１よりも小さくできるため、回路損失をより低減することができる。又、定格上の使用可能な部品の選択肢を広くすることができる。

又、回路損失をより低減できるので、比較的大きな電力を扱う場合にも対応可能であり、例えば、プラグインハイブリッド車や電気自動車等の蓄電池の充電器に、より好適に用いることができる。

以上の実施形態は全ての点で例示であって制限的なものではない。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図されるものである。

本発明による電力変換装置は、家電製品に搭載する電源の他、ハイブリッド車や電気自動車用の充電器等、電力変換装置全般に広く適用することができる。

１０、２０ 電力変換装置
１ 入力部
２ ＰＦＣ部（力率改善部）
ＣＭＣ１、ＣＭＣ２、ＣＭＣ３ コモンモードチョーク
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６ インダクタ
ａ 第１端子
ｂ 第２端子
ｃ 第３端子
ｄ 第４端子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６ 整流素子
Ｃ１ コンデンサ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６ スイッチ素子
Ｔ１、Ｔ２ 出力端子
ＡＣ 交流電源

Claims (4)

1. 交流電源から供給される交流電力を直流に変換する電力変換装置であって、
   インターリーブモードの力率改善部と、
   前記交流電源と前記力率改善部との間に接続される入力部とを有し、
   前記入力部は、第１及び第２のコモンモードチョークを備える
   電力変換装置。
2. 前記力率改善部は、一対の出力端子と、前記一対の出力端子に亘って両端が接続されたコンデンサと、第１から第４の回路を備え、
   前記第１から第４の回路は、各々、整流素子の一端とスイッチ素子の一端とインダクタの一端が接続されており、
   前記整流素子の他端と前記スイッチ素子の他端が、前記一対の出力端子に並列に接続され、
   前記第１及び第２のコモンモードチョークは、第１端子と第２端子が各々、前記交流電源の両端に接続され、
   前記第１のコモンモードチョークは、第３端子が、前記第１の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第３の回路の前記インダクタの他端に接続され、
   前記第２のコモンモードチョークは、第３端子が、前記第２の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第４の回路の前記インダクタの他端に接続される、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記力率改善部は、第５の回路と第６の回路を備え、
   前記第５の回路及び前記第６の回路は、各々、整流素子の一端とスイッチ素子の一端とインダクタの一端が接続されており、前記整流素子の他端と前記スイッチ素子の他端が、前記一対の出力端子に並列に接続され、
   前記入力部は、第３のコモンモードチョークを更に備え、
   前記第３のコモンモードチョークは、第１端子と第２端子が各々、前記交流電源の両端に接続され、第３端子が、前記第５の回路の前記インダクタの他端に接続され、第４端子が、前記第６の回路の前記インダクタの他端に接続される、請求項２記載の電力変換装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項記載の電力変換装置を用いた充電器。