JP2014090581A - 電力変換装置および電力変換方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置の直流リンクコンデンサの容量を大きくせずに直流リンク電圧の変動を低減する。
【解決手段】実施形態によれば、電力変換装置は、三相交流電圧を三相交流負荷の各相のそれぞれの直流電圧に変換するコンバータと、この変換された直流電圧を三相交流負荷の各相のそれぞれの単相交流電圧に変換するインバータとをもつ。この電力変換装置は、コンバータとインバータとの間に接続されるコンデンサを備え、コンバータは、直列に接続された複数のスイッチング素子でなる回路を電力系統の各相のそれぞれについて有する。この電力変換装置は、電力系統の各相のそれぞれについて、コンバータとインバータとの間における、三相交流負荷の各相に対応する直流電圧の変動を低減させるための電圧がコンバータから出力されるように、コンバータにおける電力系統のいずれかの相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置および電力変換方法に関する。

大電力を出力するための電力変換装置は高電圧を変換する。その際に例えば、直流電力から交流電力への変換のための装置として、中性点クランプ形（ＮＰＣ（Neutral-Point-Clamped））のインバータが用いられる。また、高電圧を出力するためのインバータとして、１相あたり２つのＮＰＣレグを用いてフルブリッジ化した単相ＮＰＣインバータが用いられる。

特開平９−１８２４５１号公報 特開２０００−２２８８８３号公報

上述した単相ＮＰＣインバータの直流リンク電圧は出力電圧の周波数の２倍の周波数で変動する。また、単相ＮＰＣインバータが低周波電圧を出力すると、インバータとコンバータとの間の直流リンクコンデンサの電圧である直流リンク電圧の変動幅が大きくなる。この大きい変動を低減するためには、直流リンクコンデンサの容量を大きくすることが考えられる。しかし、直流リンクコンデンサの容量を大きくすると、装置の大型化や高コスト化を免れることができない。

本発明が解決しようとする課題は、直流リンクコンデンサの容量を大きくせずに直流リンク電圧の変動を低減することが可能になる電力変換装置および電力変換方法を提供することにある。

実施形態によれば、電力変換装置は、三相交流電源から出力される三相交流電圧を三相交流負荷の各相のそれぞれの直流電圧に変換するコンバータと、前記コンバータにより変換された直流電圧を、前記三相交流負荷の各相のそれぞれの単相交流電圧に変換するインバータとをもつ。この電力変換装置は、前記コンバータと前記インバータとの間に接続されるコンデンサを備え、前記コンバータは、直列に接続された複数のスイッチング素子でなる回路を電力系統の各相のそれぞれについて有する。この電力変換装置は、前記電力系統の各相のそれぞれについて、前記コンバータと前記インバータとの間における、前記三相交流負荷の各相に対応する直流電圧の変動を低減させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記電力系統のいずれかの相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行う制御手段をもつ。

本発明によれば、電力変換装置の直流リンクコンデンサの容量を大きくせずに直流リンク電圧の変動を低減することができる。

実施形態における電力変換装置の回路構成の一例を示す図。 実施形態における電力変換装置のインバータユニットの出力電圧とスイッチング素子状態の関係の一例を表形式で示す図。 実施形態における電力変換装置のインバータユニットの出力電圧とスイッチング素子状態の関係の一例を示すタイミングチャート。 実施形態における電力変換装置のコンバータユニットの出力電圧とスイッチング素子状態の関係の一例を表形式で示す図。 実施形態における電力変換装置のコンバータユニットの出力電圧とスイッチング素子状態の関係の一例を示すタイミングチャート。 実施形態における電力変換装置のコンバータユニットに対する力行運転時の制御の手順の一例を示すフローチャート。 実施形態における電力変換装置のコンバータユニットに対する回生運転時の制御の手順の一例を示すフローチャート。

以下、実施の形態について、図面を参照して説明する。
図１は、実施形態における電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。
この電力変換装置は、三相交流電源１からの三相交流電圧Ｅを直流電圧に一旦変換する。さらに、電力変換装置は、この直流電圧を任意の周波数による任意の交流電圧に変換して三相交流負荷を駆動する。本実施形態においては、三相交流負荷は三相電動機（MOT）２である。また、本実施形態では、電力系統の三相をＲＳＴ相と呼び、三相電動機２の三相をＵＶＷ相と呼ぶ。

電力変換装置は、Ｕ相の電力変換装置とＶ相の電力変換装置とＷ相の電力変換装置とに区分される。Ｕ相の電力変換装置は、三相交流電圧Ｅを直流電圧に変換するためのコンバータトランスTR_Uと、コンバータユニットCNV_Uとを有する。また、このＵ相の電力変換装置は、このように変換して得た直流電圧を単相交流電圧に変換するためのインバータユニットINV_Uを有する。
本実施形態における従来技術に比した顕著な特徴は、コンバータユニットのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御して、直流リンク電圧の変動を低減することである。以下、必要に応じて、直流リンク電圧を単に直流電圧と称する。

コンバータユニットCNV_Uは、三相の中性点クランプ（ＮＰＣ）形である。そして、このコンバータユニットCNV_Uは、ＲＳＴ相の各相に応じた３つのＮＰＣレグが並列接続されて三相ハーフブリッジ構成をなす。コンバータユニットCNV_Uの３つのＮＰＣレグのそれぞれの中性点の出力端子はコンバータトランスTR_Uの直流巻線に接続される。コンバータユニットCNV_Uは、直流電圧端子を有する。この直流電圧端子は、高電位側端子P_U、中性点側端子O_U、低電位側端子N_Uでなる。

また、インバータユニットINV_Uは、コンバータユニットCNV_Uと同じく中性点クランプ（ＮＰＣ）形である。そして、このインバータユニットINV_Uは、２つのＮＰＣレグが並列接続されてフルブリッジ構成をなす。高電位側端子P_U、中性点側端子O_U、低電位側端子N_UはインバータユニットINV_Uに共通する。

また、インバータユニットINV_UとコンバータユニットCNV_Uとの間には２つの直流リンクコンデンサC_UP、C_UNが設けられる。
直流リンクコンデンサC_UPの一端は、高電位側端子P_Uに接続される。直流リンクコンデンサC_UPの他端および直流リンクコンデンサC_UNの一端は中性点側端子O_Uに接続される。直流リンクコンデンサC_UNの他端は低電位側端子N_Uに接続される。

Ｖ相の電力変換装置は、Ｕ相の電力変換装置と同様に、コンバータトランスTR_Vと、コンバータユニットCNV_Vと、インバータユニットINV_Vとを有する。コンバータトランスTR_Vと、コンバータユニットCNV_Vと、インバータユニットINV_Vとの構成は、Ｕ相の電力変換装置のコンバータトランスTR_Uと、コンバータユニットCNV_Uと、インバータユニットINV_Uとの構成と同様である。

また、Ｗ相の電力変換装置は、Ｕ相やＶ相の電力変換装置と同様に、コンバータトランスTR_Wと、コンバータユニットCNV_Wと、インバータユニットINV_Wとを有する。コンバータトランスTR_Wと、コンバータユニットCNV_Wと、インバータユニットINV_Wとの構成は、Ｕ相の電力変換装置のコンバータトランスTR_Uと、コンバータユニットCNV_Uと、インバータユニットINV_Uとの構成と同様である。
また、ＵＶＷ相の各相のコンバータトランス、コンバータユニット、インバータユニットの電圧・電流定格は、各相の間で全て同じであるとする。

また、図１に示すように、Ｖ相のインバータユニットINV_VとコンバータユニットCNV_Vとの間には２つの直流リンクコンデンサC_VP、C_VNが設けられる。
直流リンクコンデンサC_VPの一端は、高電位側端子P_Vに接続される。直流リンクコンデンサC_VPの他端および直流リンクコンデンサC_VNの一端は中性点側端子O_Vに接続される。直流リンクコンデンサC_VNの他端は低電位側端子N_Vに接続される。

また、図１に示すように、Ｗ相のインバータユニットINV_WとコンバータユニットCNV_Wとの間には２つの直流リンクコンデンサC_WP、C_WNが設けられる。
直流リンクコンデンサC_WPの一端は、高電位側端子P_Wに接続される。直流リンクコンデンサC_WPの他端および直流リンクコンデンサC_WNの一端は中性点側端子O_Wに接続される。直流リンクコンデンサC_WNの他端は低電位側端子N_Wに接続される。

コンバータトランスTR_U、TR_V、TR_Wの交流巻線は、コンバータトランスTR_U、TR_V、TR_Wの順に直列接続される。また、各相の電力変換装置における図１中の最下段のコンバータトランスをコンバータトランスTR_Wとする。また、図１に示した最上段のコンバータトランスTR_Uは三相交流電源１に接続される。この構成により、各相のコンバータユニットCNV_U、CNV_V、CNV_Wの電力系統への出力電圧を加算した電圧が電力系統に出力される。

また、各相のインバータユニットから三相電動機２への２つの出力端子のうち１つは他相のインバータユニットの出力端子の１つと相互に接続される。この接続点は、各相のインバータユニットの仮想中性点となる。各相のインバータユニットから三相電動機２へのもう１つの出力端子は三相電動機２の三相の各相に対応する端子にそれぞれ接続される。

次に、Ｕ相を例として、図１に示した各インバータユニットの詳細構成を説明する。
図１に示したＵ相のインバータユニットINV_Uは８つのスイッチング素子S_UA1、S_UA2、S_UA3、S_UA4、S_UB1、S_UB2、S_UB3、S_UB4を有する。また、このインバータユニットINV_Uは、８つの還流ダイオードD_UA1、D_UA2、D_UA3、D_UA4、D_UB1、D_UB2、D_UB3、D_UB4を有する。これらの還流ダイオードは全スイッチング素子にそれぞれ１対１で逆並列接続される。さらに、インバータユニットINV_Uは、中性点に接続される４つのクランプダイオードD_UA5、D_UA6、D_UB5、D_UB6を有する。

これらスイッチング素子S_UA1、S_UA2、S_UA3、S_UA4と還流ダイオードD_UA1、D_UA2、D_UA3、D_UA4とクランプダイオードD_UA5、D_UA6とでインバータユニットINV_Uの１つ目のレグが構成される。
これらのスイッチング素子S_UA1、S_UA2、S_UA3、S_UA4は、インバータユニットINV_Uの高電位側から低電位側にかけてS_UA1、S_UA2、S_UA3、S_UA4の順で直列接続される。クランプダイオードD_UA5のアノードはインバータユニットINV_U側の中性点に接続され、クランプダイオードD_UA5カソードはスイッチング素子S_UA1、S_UA2の接続点に接続される。クランプダイオードD_UA6のカソードはインバータユニットINV_U側の中性点に接続され、クランプダイオードD_UA6のアノードはスイッチング素子S_UA3、S_UA4の接続点に接続される。

スイッチング素子S_UA1には還流ダイオードD_UA1が逆並列接続され、スイッチング素子S_UA2には還流ダイオードD_UA2が逆並列接続される。また、スイッチング素子S_UA3には還流ダイオードD_UA3が逆並列接続され、スイッチング素子S_UA4には還流ダイオードD_UA4が逆並列接続される。

また、スイッチング素子S_UB1、S_UB2、S_UB3、S_UB4と還流ダイオードD_UB1、D_UB2、D_UB3、D_UB4とクランプダイオードD_UB5、D_UB6とでインバータユニットINV_Uの２つ目のレグが構成される。
これらのスイッチング素子S_UB1、S_UB2、S_UB3、S_UB4は、インバータユニットINV_Uの高電位側から低電位側にかけてS_UB1、S_UB2、S_UB3、S_UB4の順で直列接続される。クランプダイオードD_UB5のアノードはインバータユニットINV_U側の中性点に接続される。クランプダイオードD_UB5のカソードはスイッチング素子S_UB1、S_UB2の接続点に接続される。クランプダイオードD_UB6のカソードはインバータユニットINV_U側の中性点に接続される。クランプダイオードD_UB6のアノードはスイッチング素子S_UB3、S_UB4の接続点に接続される。

スイッチング素子S_UB1には還流ダイオードD_UB1が逆並列接続され、スイッチング素子S_UB2には還流ダイオードD_UB2が逆並列接続される。また、スイッチング素子S_UB3には還流ダイオードD_UB3が逆並列接続され、スイッチング素子S_UB4には還流ダイオードD_UB4が逆並列接続される。

つまり、インバータユニットINV_Uは、スイッチング素子S_UA1、S_UA2、S_UA3、S_UA4が直列接続され、かつ、スイッチング素子S_UB1、S_UB2、S_UB3、S_UB4が直列接続されて２つのレグを構成するＮＰＣフルブリッジ電力変換装置である。

また、スイッチング素子S_UA2、S_UA3の接続点電位V_UAとスイッチング素子S_UB2、S_UB3の接続点電位V_UBとの電位差V_UA−V_UBは、三相電動機２へ出力される。この電位差は、PWM(Pulse Width Modulation)電圧を意味する。

次に、Ｕ相を例として、図１に示した各コンバータユニットの詳細構成を説明する。
Ｕ相のコンバータユニットCNV_Uは、12個のスイッチング素子S_UR1、S_UR2、S_UR3、S_UR4、S_US1、S_US2、S_US3、S_US4、S_UT1、S_UT2、S_UT3、S_UT4を有する。このコンバータユニットCNV_Uは、12個の還流ダイオードD_UR1、D_UR2、D_UR3、D_UR4、D_US1、D_US2、D_US3、D_US4、D_UT1、D_UT2、D_UT3、D_UT4を有する。これらの還流ダイオードは、全スイッチング素子にそれぞれ１対１で逆並列接続される。さらに、コンバータユニットCNV_Uは、このコンバータユニットCNV_U側の中性点に接続される６つのクランプダイオードD_UR5、D_UR6、D_US5、D_US6、D_UT5、D_UT6を有する。

詳細に述べると、スイッチング素子S_UR1、S_UR2、S_UR3、S_UR4と還流ダイオードD_UR1、D_UR2、D_UR3、D_UR4とクランプダイオードD_UR5、D_UR6とでコンバータユニットCNV_UのＲ相のレグが構成される。

スイッチング素子S_UR1、S_UR2、S_UR3、S_UR4は、コンバータユニットCNV_Uの高電位側から低電位側にかけてスイッチング素子S_UR1、S_UR2、S_UR3、S_UR4の順で直列接続される。
クランプダイオードD_UR5のアノードはコンバータユニットCNV_U側の中性点に接続される。クランプダイオードD_UR5のカソードはスイッチング素子S_UR1、S_UR2の接続点に接続される。また、クランプダイオードD_UR6のカソードはコンバータユニットCNV_U側の中性点に接続される。クランプダイオードD_UR6のアノードはスイッチング素子S_UR3、S_UR4の接続点に接続される。

スイッチング素子S_UR1には還流ダイオードD_UR1が逆並列接続され、スイッチング素子S_UR2には還流ダイオードD_UR2が逆並列接続される。また、スイッチング素子S_UR3には還流ダイオードD_UR3が逆並列接続され、スイッチング素子S_UR4には還流ダイオードD_UR4が逆並列接続される。

また、スイッチング素子S_US1、S_US2、S_US3、S_US4と還流ダイオードD_US1、D_US2、D_US3、D_US4とクランプダイオードD_US5、D_US6とでコンバータユニットCNV_UのＳ相のレグが構成される。詳細に述べると、スイッチング素子S_US1、S_US2、S_US3、S_US4は、コンバータユニットCNV_Uの高電位側から低電位側にかけてスイッチング素子S_US1、S_US2、S_US3、S_US4の順で直列接続される。
クランプダイオードD_US5のアノードはコンバータユニットCNV_U側の中性点に接続される。クランプダイオードD_US5のカソードはスイッチング素子S_US1、S_US2の接続点に接続される。クランプダイオードD_US6のカソードはコンバータユニットCNV_U側の中性点に接続される。クランプダイオードD_US6のアノードはスイッチング素子S_US3、S_US4の接続点に接続される。

スイッチング素子S_US1には還流ダイオードD_US1が逆並列接続され、スイッチング素子S_US2には還流ダイオードD_US2が逆並列接続される。また、スイッチング素子S_US3には還流ダイオードD_US3が逆並列接続され、スイッチング素子S_US4には還流ダイオードD_US4が逆並列接続される。

また、スイッチング素子S_UT1、S_UT2、S_UT3、S_UT4と還流ダイオードD_UT1、D_UT2、D_UT3、D_UT4とクランプダイオードD_UT5、D_UT6とでコンバータユニットCNV_UのＴ相のレグが構成される。詳細に述べると、スイッチング素子S_UT1、S_UT2、S_UT3、S_UT4は、コンバータユニットCNV_Uの高電位側から低電位側にかけてスイッチング素子S_UT1、S_UT2、S_UT3、S_UT4の順で直列接続される。
クランプダイオードD_UT5のアノードはコンバータユニットCNV_U側の中性点に接続される。クランプダイオードD_UT5のカソードはスイッチング素子S_UT1、S_UT2の接続点に接続される。また、クランプダイオードD_UT6のカソードはコンバータユニットCNV_U側の中性点に接続される。クランプダイオードD_UT6のアノードはスイッチング素子S_UT3、S_UT4の接続点に接続される。

スイッチング素子S_UT1には還流ダイオードD_UT1が逆並列接続され、スイッチング素子S_UT2には還流ダイオードD_UT2が逆並列接続される。スイッチング素子S_UT3には還流ダイオードD_UT3が逆並列接続され、スイッチング素子S_UT4には還流ダイオードD_UT4が逆並列接続される。

つまり、コンバータユニットCNV_Uは、Ｒ相のスイッチング素子S_UR1、S_UR2、S_UR3、S_UR4とＳ相のスイッチング素子S_US1、S_US2、S_US3、S_US4と、Ｔ相のスイッチング素子S_UT1、S_UT2、S_UT3、S_UT4とを各相のそれぞれについて直列接続して３つのレグを構成する三相ＮＰＣ電力変換装置である。

なお、コンバータユニットCNV_UのＲ相のレグの接続点電位V_URと、Ｓ相のレグの接続点電位V_USと、Ｔ相のレグの接続点電位V_UTとでなる三相電圧はコンバータトランスT_RUの直流巻線へ出力される。
接続点電位V_URは、コンバータユニットCNV_UのＲ相のレグのスイッチング素子S_UR2、S_UR3の接続点電位である。接続点電位V_USは、コンバータユニットCNV_UのＳ相のレグのスイッチング素子S_US2、S_US3の接続点電位である。また、接続点電位V_UTは、コンバータユニットCNV_UのＴ相のレグのスイッチング素子S_UT2、S_UT3の接続点電位である。

本実施形態では、コンバータユニットCNV_UをコンバータトランスT_RUの直流巻線側にΔ結線で接続することで、三相の線間電圧V_UR−V_US、V_US−V_UT、V_UT−V_URをコンバータトランスT_RUの交流巻線側に出力する。

Ｖ相、Ｗ相の各電力変換装置ユニットの構成はＵ相の電力変換装置と同様である。
詳細な図示は省略するが、Ｖ相のインバータユニットINV_Vは８つのスイッチング素子S_VA1、S_VA2、S_VA3、S_VA4、S_VB1、S_VB2、S_VB3、S_VB4を有する。また、このインバータユニットINV_Vは８つの還流ダイオードD_VA1、D_VA2、D_VA3、D_VA4、D_VB1、D_VB2、D_VB3、D_VB4を有する。さらに、インバータユニットINV_Vは、中性点に接続される４つのクランプダイオードD_VA5、D_VA6、D_VB5、D_VB6を有する。

また、Ｗ相のインバータユニットINV_Wは８つのスイッチング素子S_WA1、S_WA2、S_WA3、S_WA4、S_WB1、S_WB2、S_WB3、S_WB4を有する。また、このインバータユニットINV_Vは全スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続される８つの還流ダイオードD_WA1、D_WA2、D_WA3、D_WA4、D_WB1、D_WB2、D_WB3、D_WB4を有する。さらに、インバータユニットINV_Wは、中性点に接続される４つのクランプダイオードD_WA5、D_WA6、D_WB5、D_WB6を有する。

また、Ｖ相のコンバータユニットCNV_Vは、12個のスイッチング素子S_VR1、S_VR2、S_VR3、S_VR4、S_VS1、S_VS2、S_VS3、S_VS4、S_VT1、S_VT2、S_VT3、S_VT4を有する。このコンバータユニットCNV_Vは、12個の還流ダイオードD_VR1、D_VR2、D_VR3、D_VR4、D_VS1、D_VS2、D_VS3、D_VS4、D_VT1、D_VT2、D_VT3、D_VT4を有する。さらに、コンバータユニットCNV_Vは、このコンバータユニットCNV_V側の中性点に接続される６つのクランプダイオードD_VR5、D_VR6、D_VS5、D_VS6、D_VT5、D_VT6を有する。

また、Ｗ相のコンバータユニットCNV_Wは、12個のスイッチング素子S_WR1、S_WR2、S_WR3、S_WR4、S_WS1、S_WS2、S_WS3、S_WS4、S_WT1、S_WT2、S_WT3、S_WT4を有する。このコンバータユニットCNV_Wは、12個の還流ダイオードD_WR1、D_WR2、D_WR3、D_WR4、D_WS1、D_WS2、D_WS3、D_WS4、D_WT1、D_WT2、D_WT3、D_WT4を有する。さらに、コンバータユニットCNV_Wは、このコンバータユニットCNV_W側の中性点に接続される６つのクランプダイオードD_WR5、D_WR6、D_WS5、D_WS6、D_WT5、D_WT6を有する。

上述したように構成された本実施形態の作用を詳細に説明する。
まず、インバータユニットによる電圧出力方法をＵ相のインバータユニットINV_Uを例として説明する。
インバータユニットINV_Uはフルブリッジ構成である。このため、インバータユニットINV_Uの直流電圧をV_DCとすると、インバータユニットINV_Uは、−V_DC、−V_DC/2、０、＋V_DC/2、＋V_DCでなる５レベルの直流電圧を出力できる。

次に、インバータユニットINV_Uのスイッチング素子S_UA1、S_UA2、S_UA3、S_UA4、S_UB1、S_UB2、S_UB3、S_UB4の駆動方法を述べる。
本実施形態では、図１に示すように制御装置１０を有する。この制御装置１０は、インバータユニットを制御するためのインバータ制御部１１、およびコンバータユニットを制御するためのコンバータ制御部１２を有する。

インバータ制御部１１は、インバータユニットのスイッチング素子に対するＯＮ／ＯＦＦを制御する。
インバータユニットINV_Uは、インバータ制御部１１によるスイッチング素子S_UA1、S_UA2、S_UA3、S_UA4、S_UB1、S_UB2、S_UB3、S_UB4に対するＯＮ／ＯＦＦ制御によって、電位差V_UA−V_UBを三相電動機２に出力する。この出力により、三相電動機２へは、前述した５レベル、つまり−V_DC、−V_DC/2、0、＋V_DC/2、＋V_DCの電圧が印加される。

図２は、実施形態における電力変換装置のインバータユニットの出力電圧とスイッチング素子状態の関係の一例を表形式で示す図である。
図２では、インバータユニットINV_Uのスイッチング素子S_UA1、S_UA2、S_UA3、S_UA4、S_UB1、S_UB2、S_UB3、S_UB4のＯＮ／ＯＦＦ状態と出力電圧（直流電圧）の対応関係のパターンが示されている。このパターンは、９通りのパターンから成る。

また、図２に示すように、スイッチング素子S_UA1がＯＮのときスイッチング素子S_UA3はＯＦＦとなる。また、スイッチング素子S_UA2がＯＮのときスイッチング素子S_UA4はＯＦＦとなる。また、スイッチング素子S_UB1がＯＮのときS_UB3はＯＦＦとなる。また、スイッチング素子S_UB2がＯＮのときスイッチング素子S_UB4はＯＦＦとなる。

このように、本実施形態では、インバータ制御部１１は、インバータユニットINV_U内の１つ目のレグのスイッチング素子S_UA1、S_UA3をそれぞれ相補的に動作させ、インバータユニットINV_U内の１つ目のレグのスイッチング素子S_UA2、S_UA4をそれぞれ相補的に動作させる。また、本実施形態では、インバータ制御部１１は、インバータユニットINV_U内の２つ目のレグのスイッチング素子S_UB1、S_UB3をそれぞれ相補的に動作させ、インバータユニットINV_U内の２つ目のレグのスイッチング素子S_UB2、S_UB4をそれぞれ相補的に動作させる。

図２に示すように、０電圧の出力パターンは３通りある。また、−V_DC/2の出力パターンおよび＋V_DC/2の出力パターンは２通りずつある。つまり、０電圧、−V_DC/2、＋V_DC/2の出力パターンに冗長性がある。

本実施形態においては、三角波キャリア変調を用いて、制御装置１０のインバータ制御部１１からのインバータＵ相電圧指令値V_U*に対応したPWM電圧V_UA−V_UBを出力する方法を説明する。

図３は、実施形態における電力変換装置のインバータユニットの出力電圧とスイッチング素子状態の関係の一例を示すタイミングチャートである。
図３のタイミングチャートは、インバータユニットINV_Uについてのキャリア変調波の状態と、インバータユニットINV_Uのスイッチング素子S_UA1、S_UA2、S_UA3、S_UA4、S_UB1、S_UB2、S_UB3、S_UB4のＯＮ／ＯＦＦ状態の関係を示すタイミングチャートである。

インバータ制御部１１は、所定のキャリア周波数で２つの三角波CAR_U1、CAR_U2を生成する。また、インバータ制御部１１は、インバータユニットINV_Uの電圧指令値V_UA*、V_UB*を出力する。そして、インバータ制御部１１は、三角波CAR_U1、CAR_U2とインバータユニットINV_Uの電圧指令値V_UA*、V_UB*とを比較して、インバータユニットINV_Uの８つのスイッチング素子S_UA1、S_UA2、S_UA3、S_UA4、S_UB1、S_UB2、S_UB3、S_UB4のスイッチングパターンを生成する。

なお、電圧指令値V_UA*はインバータＵ相電圧指令値V_U*と一致する。また、電圧指令値V_UB*はインバータＵ相電圧指令値V_U*を反転させた値と一致する。つまり、V_UA*＝V_U*であり、V_UB*＝−V_U*である。

本実施形態では、電圧指令値V_U*の最大値を1.0として、電圧指令値V_U*の最小値を−1.0とする。すると、電圧指令値V_U*の領域は、三角波CAR_U1の値の領域と三角波CAR_U2の値の領域とでなる２つの領域に分担される。本実施形態では、三角波CAR_U1の最大値は1.0で、最小値は0.0である。また、三角波CAR_U2の最大値は0.0で、最小値は−1.0である。
図３に示した例では、電圧指令値V_U*が0.5〜1.0の間にあるときのスイッチング素子S_UA1、S_UA3、S_UA2、S_UA4、S_UB1、S_UB3、S_UB2、S_UB4の動作状態を示す。

以下、各三角波に対するインバータユニットINV_Uのスイッチング素子の動作を詳細に説明する。
インバータ制御部１１は、電圧指令値V_UA*が三角波CAR_U1より大きいときはスイッチング素子S_UA1をＯＮし、スイッチング素子S_UA3をＯＦＦする。インバータ制御部１１は、電圧指令値V_UA*が三角波CAR_U1より小さいときはスイッチング素子S_UA1をＯＦＦし、スイッチング素子S_UA3をＯＮする。

インバータ制御部１１は、電圧指令値V_UA*が三角波CAR_U2より大きいときはスイッチング素子S_UA2をＯＮし、スイッチング素子S_UA4をＯＦＦする。インバータ制御部１１は、電圧指令値V_UA*が三角波CAR_U2より小さいときはスイッチング素子S_UA2をＯＦＦし、スイッチング素子S_UA4をＯＮする。

また、インバータ制御部１１は、電圧指令値V_UB*が三角波CAR_U1より大きいときはスイッチング素子S_UB1をＯＮし、スイッチング素子S_UB3をＯＦＦする。インバータ制御部１１は、電圧指令値V_UB*が三角波CAR_U1より小さいときはスイッチング素子S_UB1をＯＦＦし、スイッチング素子S_UB3をＯＮする。

インバータ制御部１１は、電圧指令値V_UB*が三角波CAR_U2より大きいときはスイッチング素子S_UB2をＯＮし、スイッチング素子S_UB4をＯＦＦする。インバータ制御部１１は、電圧指令値V_UB*が三角波CAR_U2より小さいときはスイッチング素子S_UB2をＯＦＦし、スイッチング素子S_UB4をＯＮする。

具体的には、例えば図３のタイミングチャートの左端部分のように、電圧指令値V_UA*が三角波CAR_U1、CAR_U2より大きく、電圧指令値V_UB*が三角波CAR_U1より小さく、三角波CAR_U2より大きい際は、インバータ制御部１１は、スイッチング素子S_UA1、S_UA2、S_UB2、S_UB3をＯＮし、スイッチング素子S_UA3、S_UA4、S_UB1、S_UB4をＯＦＦする。
このスイッチングパターンは、図２に示したパターン「２」に該当する。よって、出力電圧は＋V_DC/2となる。図２に示したパターン「１」から「３」は電圧指令値V_U*が０より大きいときに現れる。また、図２に示したパターン「７」から「９」は電圧指令値V_U*が０より小さいときに現れる。

以上の動作によって、インバータユニットINV_Uは、インバータＵ相電圧指令値V_U*に対応したPWM電圧V_UA−V_UBを出力できる。
また、インバータユニットINV_Uに対する電圧指令値の位相と、インバータユニットINV_Vに対する電圧指令値の位相と、インバータユニットINV_Wに対する電圧指令値の位相は、120度ずつずれている。
このように電圧指令値の位相がずれていること以外は、インバータユニットINV_U、INV_V、INV_Wの動作は共通している。

次に、コンバータユニットによる電圧出力方法をＵ相のコンバータユニットCNV_Uを例として説明する。Ｖ相のコンバータユニットCNV_Vによる電圧出力方法や、Ｗ相のコンバータユニットCNV_Wによる電圧出力方法は、コンバータユニットCNV_Uによる電圧出力方法と同様である。このコンバータユニットによる電圧出力方法は、本実施形態における、従来技術に比した顕著な特徴を示すものである。この電圧出力方法を用いれば、コンバータユニットのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御して、直流リンク電圧の変動を低減することができる。
コンバータユニットCNV_Uは三相ハーフブリッジ構成であるため、系統電圧のＲ相電圧を出力するレグを例として、電力系統の各相についての電圧出力方法を述べる。
コンバータユニットCNV_UのＲ相レグは、スイッチング素子S_UR1、S_UR2、S_UR3、S_UR4に対するＯＮ/ＯＦＦ制御によって電圧V_URを出力する。この際、直流電圧は、−V_DC/2、0、＋V_DC/2でなる３レベルの電圧となる。

図４は、実施形態における電力変換装置のコンバータユニットの出力電圧とスイッチング素子状態の関係の一例を表形式で示す図である。
図４では、出力電圧ごとに決定される、スイッチング素子S_UR1、S_UR2、S_UR3、S_UR4のＯＮ/ＯＦＦ状態が示される。図４に示すように、このＯＮ/ＯＦＦ状態のパターンは３通りである。

また、本実施形態では、制御装置１０のコンバータ制御部１２は、スイッチング素子S_UR1をＯＮとするときは、スイッチング素子S_UR3をＯＦＦとする。コンバータ制御部１２は、スイッチング素子S_UR1をＯＦＦとするときは、スイッチング素子S_UR3をＯＮとする。また、コンバータ制御部１２は、スイッチング素子S_UR2をＯＮとするときは、スイッチング素子S_UR4をＯＦＦとする。コンバータ制御部１２は、スイッチング素子S_UR2をＯＦＦとするときは、スイッチング素子S_UR4をＯＮとする。

このように、本実施形態では、コンバータ制御部１２は、コンバータユニットCNV_U内のＲ相のレグのスイッチング素子S_UR1、S_UR3をそれぞれ相補的に動作させ、コンバータユニットCNV_U内のＲ相のレグのスイッチング素子S_UR2、S_UR4をそれぞれ相補的に動作させる。

次に、コンバータユニットCNV_U、CNV_V、CNV_Wを含めたＲ相電圧V_Rの出力方法を説明する。図５は、実施形態における電力変換装置のコンバータユニットの出力電圧とスイッチング素子状態の関係の一例を示すタイミングチャートである。
図５では、各相のコンバータユニットCNV_U、CNV_V、CNV_WのＲ相の出力電圧V_UR、V_VR、V_SRと、Ｒ相電圧V_Rとのタイミングチャートを示す。
前述したように、各相のコンバータトランスTR_U、TR_V、TR_Wの交流巻線は直列接続されている。このため、Ｒ相電圧V_Rは各相コンバータユニットCNV_U、CNV_V、CNV_WのＲ相の出力電圧に基づいて求められる。
コンバータトランスTR_U、TR_V、TR_Wの巻線比を直流巻線:交流巻線＝1:Nとすると、V_R＝N×(V_UR+V_VR+V_WR)となる。
下記ａ〜ｉの動作が行われる時点は、図５に記載の記号ａ〜ｉと対応している。
例えば、ａの動作が行われる時点は、図５に記載されている記号ａの時点である。また、力行運転時と回生運転時とに分けて動作方法を記述する。

まず、電力系統から電力が流入する力行運転を行う際の動作について、図６を参照して説明する。
まず、制御装置１０のコンバータ制御部１２の判定部１２ａは、各相のコンバータユニットCNV_U、CNV_V、CNV_Wの直流リンクコンデンサのそれぞれの電圧に対応する全直流電圧V_DCUP、V_DCUN、V_DCVP、V_DCVN、V_DCWP、V_DCWNを取得する。判定部１２ａは、これらの直流電圧のうち、最も小さい直流電圧を特定する（ステップＳ１）。この直流電圧は、各相の平均に対する変動分が最も大きい電圧である。この特定のタイミングは図５中のａのタイミングである。

全直流電圧とは、コンバータユニットCNV_U側の直流リンクコンデンサC_UPの電圧V_DCUP、コンバータユニットCNV_U側の直流リンクコンデンサC_UNの電圧V_DCUN、コンバータユニットCNV_V側の直流リンクコンデンサC_VPの電圧V_DCVP、コンバータユニットCNV_V側の直流リンクコンデンサC_VNの電圧V_DCVN、コンバータユニットCNV_W側の直流リンクコンデンサC_WPの電圧V_DCWP、および、コンバータユニットCNV_W側の直流リンクコンデンサC_WNの電圧V_DCWNである。
本実施形態においては、Ｕ相のコンバータユニットCNV_U側の直流リンクコンデンサC_UPの電圧V_DCUPが最小値であったとする。

この際、コンバータユニットCNV_UからＵ相の直流リンクコンデンサC_UPに電力を流入させて、電圧V_DCUPを全直流電圧の平均値に近づける必要がある。また、流入する電力は出力電圧と電流との積で表される。よって、コンバータユニットCNV_Uからはできるだけ大きい電圧を直流リンクコンデンサ側に出力させる必要がある。つまり、図５に示すように、コンバータ制御部１２の位相選択部１２ｂは、コンバータユニットCNV_UからのＲ相の出力電圧V_URの位相として、電圧幅が最も大きい立ち上げ位相α₁を選択する。この電圧幅とは、図５に示したタイミングチャートにおける立ち上がりから立ち下がりまでの時間の長さを意味する。コンバータ制御部１２は、出力電圧V_URの波形が、この選択した位相α₁に応じた波形となるようにスイッチング素子S_UR1、S_UR2、S_UR3、S_UR4のＯＮ／ＯＦＦを制御する（ステップＳ２）。この際のスイッチングパターンは、図４に示した「１」のパターンである。この際、コンバータユニットからの直流電圧は図４に示すように＋V_DC/2となる。この動作は図５中のｂの動作である。

そして、コンバータ制御部１２の判定部１２ａは、このＵ相以外のＶ相およびＷ相の直流電圧V_DCVP、V_DCVN、V_DCWP、V_DCWNのうち、最も小さい直流電圧を特定する（ステップＳ３）。この最も小さい直流電圧は、直流電圧V_DCVP、V_DCVN、V_DCWP、V_DCWNのうち、各相の平均に対する変動分が最も大きい電圧である。この動作は図５中のｃの動作である。本実施形態においては、Ｖ相のコンバータユニットCNV_V側の直流リンクコンデンサC_VPの直流電圧V_DCVPが最小値であったとする。

この際、コンバータユニットCNV_VからＶ相の直流リンクコンデンサC_VPに電力を流入させて、Ｖ相の直流リンクコンデンサC_VPの直流電圧V_DCVPを平均値に近づける必要がある。前述したように、コンバータユニットに流入する電力は出力電圧と電流との積で表される。よって、コンバータユニットCNV_Vからはできるだけ大きい電圧を直流リンクコンデンサ側に出力させる必要がある。つまり、図５に示すように、コンバータ制御部１２の位相選択部１２ｂは、コンバータユニットCNV_VからのＲ相の出力電圧V_VRの位相として、電圧幅が２番目に大きい立ち上げ位相α₂を選択する。コンバータ制御部１２は、出力電圧V_VRの波形がこの選択した位相α₂に応じた波形となるようにスイッチング素子S_VR1、S_VR2、S_VR3、S_VR4のＯＮ／ＯＦＦを制御する（ステップＳ４）。この際のスイッチングパターンは、図４に示した「１」のパターンである。この動作は図５中のｄの動作である。

また、コンバータ制御部１２は、残りのＷ相のコンバータユニットCNV_Wからは、電圧が出力されないようにスイッチング素子S_WR1、S_WR2、S_WR3、S_WR4のＯＮ／ＯＦＦを制御する（ステップＳ５）。この際のスイッチングパターンは、図４に示した「２」のパターンである。この動作は図５中のｅの動作である。つまり、コンバータユニットCNV_Wからは０電圧を出力するため、コンバータユニットCNV_W側の直流リンクコンデンサC_WP、C_WNに電力は流入しない。

そして、コンバータ制御部１２の判定部１２ａは、このＷ相以外のＵ相、Ｖ相の直流電圧V_DCUP、V_DCUN、V_DCVP、V_DCVNのうち、最も大きい直流電圧を特定する（ステップＳ６）。この最も大きい直流電圧は、直流電圧V_DCUP、V_DCUN、V_DCVP、V_DCVNのうち、各相の平均に対する変動分が最も大きい電圧である。この特定するタイミングは図５中のｆのタイミングである。本実施形態においては、直流電圧V_DCUPが最大値であったとする。

このときは、電力系統からコンバータユニットCNV_Uへの電力の流入を止め、Ｕ相の直流リンクコンデンサC_UPの直流電圧V_DCUPを平均値に近づける必要がある。よって、コンバータ制御部１２の位相選択部１２ｂは、コンバータユニットCNV_Uからの電圧の出力が停止するように、コンバータユニットCNV_UからのＲ相の出力電圧V_URの位相として、電圧幅が小さい立ち下げ位相π−α₂を選択する。コンバータ制御部１２は、出力電圧V_URの波形が、この位相に応じた波形となるように、スイッチング素子S_UR1、S_UR2、S_UR3、S_UR4のＯＮ／ＯＦＦを制御する（ステップＳ７）。この際のスイッチングパターンは、図４に示した「２」のパターンである。この動作は図５中のgの動作である。

そして、コンバータ制御部１２の位相選択部１２ｂは、残りのＶ相のコンバータユニットCNV_Vから電圧の出力が停止するように、コンバータユニットCNV_VからのＲ相の出力電圧V_VRの位相として電圧幅が大きい立ち下げ位相π−α₁を選択する。コンバータ制御部１２は、出力電圧V_VRの波形が、この位相に応じた波形となるように、スイッチング素子S_VR1、S_VR2、S_VR3、S_VR4のＯＮ／ＯＦＦを制御する（ステップＳ８）。この際のスイッチングパターンは、図４に示した「２」のパターンである。この動作は図５中のhの動作である。

コンバータ制御部１２は、負の電圧出力期間においては、トランスの偏磁を防止するため、正の電圧出力期間における電圧と同じ電圧が各相のコンバータユニットから出力されるように、各相のコンバータユニットのスイッチング素子を制御する。この動作は図５中のｉの動作である。

次に、電力系統に電力を流出する回生運転の場合を行う際の動作について、図７を参照して説明する。
まず、制御装置１０のコンバータ制御部１２の判定部１２ａは、各相のコンバータユニットCNV_U、CNV_V、CNV_Wの直流リンクコンデンサのそれぞれの電圧に対応する全直流電圧V_DCUP、V_DCUN、V_DCVP、V_DCVN、V_DCWP、V_DCWNを取得する。判定部１２ａは、これらの電圧のうち、最も大きい直流電圧を特定する（ステップＳ１１）。この直流電圧は、各相の平均に対する変動分が最も大きい電圧である。本実施形態においては、Ｕ相のコンバータユニットCNV_U側の直流リンクコンデンサC_UPの電圧V_DCUPが最大値であったとする。

この際、コンバータユニットCNV_U側から電力系統に電力を流出させて、Ｕ相の直流リンクコンデンサC_UPの直流電圧V_DCUPを全直流電圧の平均値に近づける必要がある。また、コンバータユニット側から電力系統に流出する電力は出力電圧と電流との積で表される。よって、コンバータユニットCNV_Uからはできるだけ大きい電圧を電力系統に出力させるようにする。つまり、図５に示すように、コンバータ制御部１２の位相選択部１２ｂは、コンバータユニットCNV_UからのＲ相の出力電圧V_URの位相として、電圧幅が最も大きい立ち上げ位相α₁を選択する。コンバータ制御部１２は、出力電圧V_URの波形が、この選択した位相α₁に応じた波形となるようにスイッチング素子S_UR1、S_UR2、S_UR3、S_UR4のＯＮ／ＯＦＦを制御する（ステップＳ１２）。この際のスイッチングパターンは、図４に示した「３」のパターンである。この際、コンバータユニットからの直流電圧は図４に示すように−V_DC/2となる。

そして、コンバータ制御部１２の判定部１２ａは、このＲ相以外のＶ相およびＷ相の直流電圧V_DCVP、V_DCVN、V_DCWP、V_DCWNのうち、最も大きい直流電圧を特定する（ステップＳ１３）。この最も大きい直流電圧は、直流電圧V_DCVP、V_DCVN、V_DCWP、V_DCWNのうち、各相の平均に対する変動分が最も大きい電圧である。本実施形態においては、Ｖ相のコンバータユニットCNV_V側の直流電圧V_DCVPが最大値であったとする。

この際、コンバータユニットCNV_V側から電力系統に電力を流出させて、Ｖ相の直流リンクコンデンサC_VPの直流電圧V_DCVPを平均値に近づける必要がある。また、前述したように、コンバータユニット側から電力系統に流出する電力は出力電圧と電流との積で表される。よって、コンバータユニットCNV_Vからはできるだけ大きい電圧を電力系統に出力させるようにする。つまり、図５に示すように、コンバータ制御部１２の位相選択部１２ｂは、コンバータユニットCNV_VからのＲ相の出力電圧V_VRの位相として電圧幅が２番目に大きい立ち上げ位相α₂を選択する。コンバータ制御部１２は、出力電圧V_VRの波形が、この選択した位相α₂に応じた波形となるようにスイッチング素子S_VR1、S_VR2、S_VR3、S_VR4のＯＮ／ＯＦＦを制御する（ステップＳ１４）。この際のスイッチングパターンは、図４に示した「３」のパターンである。

また、コンバータ制御部１２は、残りのＷ相のコンバータユニットCNV_Wからは電力系統への電圧が出力されないようにスイッチング素子S_WR1、S_WR2、S_WR3、S_WR4のＯＮ／ＯＦＦを制御する（ステップＳ１５）。この際のスイッチングパターンは、図４に示した「２」のパターンである。つまり、コンバータユニットCNV_Wからは０電圧を出力するため、コンバータユニットCNV_W側の直流リンクコンデンサC_WP、C_WNに電力は流入しない。

そして、コンバータ制御部１２の判定部１２ａは、このＷ相以外のＵ相、Ｖ相の直流電圧V_DCUP、V_DCUN、V_DCVP、V_DCVNのうち、最も小さい直流電圧を特定する（ステップＳ１６）。この最も小さい直流電圧は、直流電圧V_DCUP、V_DCUN、V_DCVP、V_DCVNのうち、各相の平均に対する変動分が最も大きい電圧である。本実施形態においては、Ｕ相のコンバータユニットCNV_U側の直流電圧V_DCUPが最小値であったとする。

この際コンバータユニットCNV_Uから電力系統への電力の流出を止め、Ｕ相の直流リンクコンデンサC_UPの直流電圧V_DCUPを平均値に近づける必要がある。よって、コンバータ制御部１２の位相選択部１２ｂは、コンバータユニットCNV_Uから電圧の出力が停止するように、コンバータユニットCNV_UからのＲ相の出力電圧V_URの位相として電圧幅が小さい立ち下げ位相π−α₂を選択する。コンバータ制御部１２は、出力電圧V_URの波形が、この位相に応じた波形となるように、スイッチング素子S_UR1、S_UR2、S_UR3、S_UR4のＯＮ／ＯＦＦを制御する（ステップＳ１７）。この際のスイッチングパターンは、図４に示した「２」のパターンである。

そして、コンバータ制御部１２の位相選択部１２ｂは、残りのＶ相のコンバータユニットCNV_Vから電圧の出力が停止するように、コンバータユニットCNV_VからのＲ相の出力電圧V_VRの位相として電圧幅が大きい立ち下げ位相π−α₁を選択する。コンバータ制御部１２は、出力電圧V_VRの波形が、この位相に応じた波形となるように、スイッチング素子S_VR1、S_VR2、S_VR3、S_VR4のＯＮ／ＯＦＦを制御する（ステップＳ１８）。この際のスイッチングパターンは、図４に示した「２」のパターンである。

コンバータ制御部１２は、負の電圧出力期間においては、トランスの偏磁を防止するため、正の電圧出力期間における電圧と同じ電圧が各相のコンバータユニットから出力されるように、各相のコンバータユニットのスイッチング素子を制御する。

電圧の立ち上がり位相α₁、α₂は、出力電圧振幅に従って決定される。図１に示した各相のコンバータユニットが出力するＲ相電圧V_Rは、フーリエ級数展開を行うと以下の式（１）で示される。

nは高調波次数であり、n＝1のときが基本波電圧となる。つまり、Ｒ相電圧V_Rの基本波は以下の式（２）で示される。

電圧振幅を、ある電圧利用率M(電圧ピーク値が2V_DCのときM＝1)を満たすように制御するとき、以下の式（３）を満たす必要がある。

このように、制御装置１０のコンバータ制御部１２により電圧の立ち上がり位相α₁、α₂を変えれば、コンバータユニットからの出力電圧振幅を任意の値として出力することができ、コンバータユニットにかかる入出力電力を制御できる。また、コンバータユニットからの電圧の立ち上がり位相差を考慮することで、特定次数の高調波が低減される。例えば、以下の式（４）を満たすことで、５，７次高調波を低減することができる。

α_１−α_２＝π／６ …式（４）
つまり、本実施形態では、式（３）と式（４）とを同時に満たす電圧の立ち上がり位相α₁、α₂を式（３）で示した電圧利用率Mに応じて予め計算しておく。制御装置１０のコンバータ制御部１２は、直流電圧の大小に従って、立ち上がり位相α₁、α₂のうちいずれかを、コンバータユニットからの各相の出力電圧の位相として選択する。このように立ち上がり位相を選択することにより、電圧振幅と高調波低減とを同時に満足するようなコンバータ電圧出力が可能となる。

前述した例では、力行運転時におけるステップＳ５にて、電圧の立ち上がり位相α₁、α₂を選択した後の残り１相のコンバータユニットからは電圧が出力されないようにスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御すると説明した。しかし、これに限らず、制御装置１０のコンバータ制御部１２は、電圧の立ち上がり位相α₁、α₂を選択した後において、立ち上がり位相α_３を選択し、この位相に応じた波形となるように、残り１相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するようにしてもよい。

このように、立ち上がり位相α_３を選択した際には、コンバータ制御部１２の判定部１２ａは、ステップＳ６の代わりに、各相の直流電圧V_DCUP、V_DCUN、V_DCVP、V_DCVN、V_DCWP、V_DCWN、のうち、最も大きい直流電圧を特定する。そして、コンバータ制御部１２の位相選択部１２ｂは、この特定した電圧が関わる相のコンバータユニットから電圧の出力が停止するように、このコンバータユニットからのＲ相の出力電圧の位相として立ち下げ位相π−α_３を選択する。コンバータ制御部１２は、この位相に応じた波形となるように、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する。

また、前述した例では、回生運転時におけるステップＳ１５にて、電圧の立ち上がり位相α₁、α₂を選択した後の残り１相のコンバータユニットからは電圧が出力されないようにスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御すると説明した。しかし、これに限らず、制御装置１０のコンバータ制御部１２は、電圧の立ち上がり位相α₁、α₂を選択した後において、立ち上がり位相α_３を選択し、この位相に応じた波形となるように、残り１相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するようにしてもよい。

このように、立ち上がり位相α_３を選択した際には、コンバータ制御部１２の判定部１２ａは、ステップＳ１６の代わりに、各相の直流電圧V_DCUP、V_DCUN、V_DCVP、V_DCVN、V_DCWP、V_DCWN、のうち、最も小さい直流電圧を特定する。そして、コンバータ制御部１２の位相選択部１２ｂは、この特定した電圧が関わる相のコンバータユニットから電圧の出力が停止するように、このコンバータユニットからのＲ相の出力電圧の位相として立ち下げ位相π−α_３を選択する。コンバータ制御部１２は、この位相に応じた波形となるように、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する。

電圧の立ち上がり位相α₁、α₂、α₃は、出力電圧振幅に従って決定される。図１のコンバータが出力するＲ相電圧V_Rはフーリエ級数展開すると以下の式（５）で示される。

nは高調波次数であり、n＝１のときの電圧が基本波電圧となる。つまり、Ｒ相電圧V_Rの基本波は以下の式（６）で示される。

電圧振幅を、ある電圧利用率Ｍ（電圧ピーク値が３V_DCのときＭ＝１）を満たすように制御するとき、以下の式（７）を満たす必要がある。

このように、コンバータ制御部１２により電圧の立ち上がり位相α₁、α₂、α₃を変えれば、出力電圧振幅を任意の値で出力することができ、コンバータへの入出力電力を制御できる。また、電圧の立ち上がり位相差を考慮することで、特定次数の高調波が低減される。例えば、以下の式（８）および式（９）を満たすことで、５，７次高調波を理論上０にできる。

ｃｏｓ（５α_１）＋ｃｏｓ（５α_２）＋ｃｏｓ（５α_３）＝０ …式（８）
ｃｏｓ（７α_１）＋ｃｏｓ（７α_２）＋ｃｏｓ（７α_３）＝０ …式（９）
このように説明した電圧出力方法と同様にして、コンバータユニットCNV_U、CNV_V、CNV_Wを含めたＳ相電圧V_Sの出力、およびコンバータユニットCNV_U、CNV_V、CNV_Wを含めたＴ相電圧V_Tの出力を行うことができる。

以上のように、本実施形態における電力変換装置は、三相交流負荷の各相に対応する直流電圧の変動を低減させるための電圧がコンバータから出力されるように、コンバータにおけるスイッチング素子のオンオフ制御を行う。これにより、インバータが低周波数電圧を出力する状況において、直流リンクコンデンサの容量値を大きくせずとも、直流リンク電圧の変動を低減することができる。よって、直流リンク電圧の変動の低減を実現した上で直流リンクコンデンサの容量値を低減できる。

本実施形態では、コンバータユニットに対する制御にはワンパルス制御を採用する。このワンパルス制御とは、コンバータユニットからの各相の電圧の１周期につき１回のスイッチング制御のことである。このため、各相のコンバータユニットの電圧立ち上がり位相をＵＶＷ相の各相に応じて0、α₁、α₂に区分するので、各相のコンバータユニットの出力電圧の電圧幅に自由度を持たせることができる。

本実施形態における作用により、電力系統から各相のコンバータユニットに流入する電力を制御することが可能となるので、直流リンク電圧の変動を低減することができる。さらに、電圧立ち上がり位相を複数に区分できるので、電圧振幅の調整による、コンバータユニットに流入する電流の制御と高調波の低減とを両立することができる。

付随的な効果として、ワンパルス制御の採用によりコンバータユニットのスイッチング回数を最低限に抑えることができる。よって、コンバータユニットのスイッチング素子に生じる損失が小さくなるので、電力変換装置の冷却器を小型化につながる。

また、本実施形態では、電力変換装置は、各相のコンバータユニットCNV_U、CNV_V、CNV_Wの直流リンクコンデンサのそれぞれの電圧に対応する全直流電圧V_DCUP、V_DCUN、V_DCVP、V_DCVN、V_DCWP、V_DCWNのうち最大値または最小値を抽出して、この抽出した値が各相の平均値に近づくように優先的に電力を補償する。よって直流電圧変動を最小に低減することができる。

さらに、本実施形態では、コンバータ制御部１２は、各相のコンバータユニットCNV_U側、CNV_V側、CNV_W側のそれぞれの中性点で区分した直流リンクコンデンサの直流電圧V_DCUP、V_DCUN、V_DCVP、V_DCVN、V_DCWP、V_DCWNを変動抑制の対象としている。よって、コンバータユニットの中性点電位の変動抑制をあわせて実現することができる。

前述したように、本実施形態では、コンバータ制御部１２は、各相のコンバータユニットCNV_U側、CNV_V側、CNV_W側の中性点で区分した直流電圧を変動対象とした。しかし、この代わりに、中性点で区分せずに、Ｕ相の２つの直流リンクコンデンサの直流電圧、Ｖ相の２つの直流リンクコンデンサの直流電圧、Ｗ相の２つの直流リンクコンデンサの直流電圧でなる３つの直流電圧を変動抑制の対象としてもよい。

発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…三相交流電源、２…三相電動機、１０…制御装置、１１…インバータ制御部、１２…コンバータ制御部、１２ａ…判定部、１２ｂ…位相選択部。

Claims (6)

1. 三相交流電源から出力される三相交流電圧を三相交流負荷の各相のそれぞれの直流電圧に変換するコンバータと、
   前記コンバータにより変換された直流電圧を、前記三相交流負荷の各相のそれぞれの単相交流電圧に変換するインバータと、
   前記コンバータと前記インバータとの間の端子に接続されるコンデンサとを備え、
   前記コンバータは、直列に接続された複数のスイッチング素子でなる回路を電力系統の各相のそれぞれについて有し、
   前記電力系統の各相のそれぞれについて、前記コンバータと前記インバータとの間における、前記三相交流負荷の各相に対応する直流電圧の変動を低減させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記電力系統のいずれかの相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行う制御手段を備えた
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御手段は、
   前記コンバータと前記インバータとの間における、前記三相交流負荷の各相に対応する直流電圧のうち各相の平均に対する変動分が最も大きい電圧および、この電圧に係る相を特定し、この変動分を低減させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記特定した相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行い、
   前記特定した相以外の前記三相交流負荷の各相の直流電圧のうち変動分が最も大きい電圧および、この電圧に係る相を特定し、この変動分を低減させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記特定した相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行う
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御手段は、
   力行時において、前記コンバータと前記インバータとの間における、前記三相交流負荷の各相に対応する直流電圧のうち最も小さい電圧および、この電圧に係る相を特定し、この電圧を増加させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記特定した相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行い、
   前記特定した相以外の前記三相交流負荷の各相の直流電圧のうち最も小さい電圧およびこの電圧に係る相を特定し、この電圧を増加させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記特定した相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行い、
   回生時において、前記コンバータと前記インバータとの間における前記三相交流負荷の各相の直流電圧のうち最も大きい電圧およびこの電圧に係る相を特定し、この電圧を減少させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記特定した相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行い、
   前記特定した相以外の前記三相交流負荷の各相の直流電圧のうち最も大きい電圧およびこの電圧に係る相を特定し、この電圧を減少させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記特定した相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行う
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記コンバータは、
   直列に接続されて中性点で区分された複数のスイッチング素子でなる回路を電力系統の各相のそれぞれについて有し、
   前記制御手段は、
   前記電力系統の各相のそれぞれについて、前記コンバータと前記インバータとの間における、前記三相交流負荷の各相に対応して前記中性点で高電位側と低電位側とに区分された６つの直流電圧の変動分を低減させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記電力系統のいずれかの相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行う
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記制御手段は、
   力行時において、前記コンバータと前記インバータとの間の前記三相交流負荷の各相の直流電圧のうち最も小さい電圧およびこの電圧に係る相を特定し、この電圧を増加させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記特定した相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行い、
   前記特定した相以外の前記三相交流負荷の各相の直流電圧のうち最も小さい電圧およびこの電圧に係る相を特定し、この電圧を増加させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記特定した相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行い、
   前記特定を行っていない相の直流電圧が前記コンバータから出力されないように、前記コンバータにおける前記特定を行っていない相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行い、
   回生時において、前記コンバータと前記インバータとの間の前記三相交流負荷の各相の直流電圧のうち最も大きい電圧およびこの電圧に係る相を特定し、この電圧を減少させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記特定した相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行い、
   前記特定した相以外の前記三相交流負荷の各相の直流電圧のうち最も大きい電圧およびこの電圧に係る相を特定し、この電圧を減少させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記特定した相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行い、
   前記特定を行っていない相の直流電圧が前記コンバータから出力されないように、前記コンバータにおける前記特定を行っていない相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行う
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 三相交流電源から出力される三相交流電圧を三相交流負荷の各相のそれぞれの直流電圧に変換するコンバータと、
   前記コンバータにより変換された直流電圧を、前記三相交流負荷の各相のそれぞれの単相交流電圧に変換するインバータと、
   前記コンバータと前記インバータとの間の端子に接続されるコンデンサとを備え、
   前記コンバータは、直列に接続された複数のスイッチング素子でなる回路を電力系統の各相のそれぞれについて有する電力変換装置に用いられる電力変換方法であって、
   前記電力系統の各相のそれぞれについて、前記コンバータと前記インバータとの間における、前記三相交流負荷の各相に対応する直流電圧の変動を低減させるための電圧が前記コンバータから出力されるように、前記コンバータにおける前記電力系統のいずれかの相に対応するスイッチング素子のオンオフ制御を行う
   ことを特徴とする電力変換方法。

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