JP2014079031A - モータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機器 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷トルク変動によりモータに流れる電流が変化して、転流重なり期間の長さが変化するシステムにおける転流重なり期間中の位置情報の誤検出を防止し、零速度近傍の極低速領域からの高効率駆動が可能なセンサレス駆動方式を実現する。
【解決手段】永久磁石モータ２を１２０度通電により運転するモータ制御装置１００において、１２０度通電の非通電相に設定した相に流れるモータ電流を一次遅れフィルタの初期の入力値とし、永久磁石モータ２を含めたインバータ回路全体の電気時定数相当の時定数で、入力値をゼロあるいはゼロ近傍まで減衰させる一次遅れフィルタ器を備え、一次遅れフィルタ器の出力値からインバータの転流重なり期間の終了を判断し、転流重なり期間の終了後から永久磁石モータ２の非通電相の端子電圧の値が通電モード切替閾値を超えたかを判断することで位置推定を行い、位置推定の結果からインバータ１の非通電相を設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石モータを駆動するモータ制御装置、およびそれを用いた冷凍機器に関する。

冷蔵庫やエアコン等に用いられる圧縮機のモータ制御装置では、小型・高効率の永久磁石モータ（同期電動機）が幅広く用いられている。

しかし、永久磁石モータを駆動させるには、モータの回転子の位置情報が必要であり、そのための位置センサが必要であった。近年では、この位置センサを排除し、永久磁石モータの回転数やトルク制御を行うセンサレス制御が広く普及している。

センサレス制御の実用化によって、位置センサに掛かる費用の削減、装置の小型化が実現できるといったメリットがある。また、圧縮機においては、その構造上位置センサの取付けが困難であり、センサレス制御によって永久磁石モータを駆動する必要がある。

現在、永久磁石モータのセンサレス制御では、永久磁石モータの回転子が回転することによって発生する誘起電圧（速度誘起電圧）を直接検出し、回転子の位置情報として永久磁石モータの駆動を行う方法や、制御対象となる永久磁石モータの数式モデルから、回転子位置を推定演算する位置推定技術などが採用されている。

しかし、これらのセンサレス制御は、永久磁石モータの発生する誘起電圧に基づくものであるため、モータ停止時や誘起電圧の小さい低速領域では検出感度が低下してしまうという課題があり、これに対しては種々の解決策が提案されている。

特開２００９−１８９１７６号公報（特許文献１）に記載の方式は、永久磁石モータを１２０度通電制御するにあたり、三相固定子巻線の非通電相に回転子位置による磁気飽和状態の変化に伴い生じる起電圧（以下、開放相起電圧と称する）の変化を観測することにより回転子位置情報を得て、通電相の切替えを行うことで、零速度近傍の極低速領域からの１２０度通電制御を実現している。

特開２００９−１８９１７６号公報

特許文献１に記載の方式は、通電相を切替えた後に非通電相端子に転流スパイク電圧が発生し、この転流スパイク電圧が生じている間（以下、転流重なり期間と称する）においては、非通電相の開放相起電圧から位置情報を求めることができない。よって、開放相起電圧の観測は転流重なり期間終了後に行う必要がある。

この転流重なり期間が終了したかを判定する方法としては、通電相を切替えてから一定の待ち時間を設け、待ち時間経過後に非通電相の端子電圧を観測する方法が一般的であるが、転流重なり期間の発生時間はインバータに流れる電流の大きさとモータを含めたインバータ回路全体の電気時定数の大きさから決まるため、これらの要因が時間的に変化する場合には転流重なり期間の待ち時間を一義に決定することが困難であった。

例えば、転流重なり期間の発生時間が変化するような系に対して一定の待ち時間を設けた場合、転流重なり期間の発生時間が待ち時間よりも長い状態では位置情報が正しく検出できないため、制御が不安定となりモータ停止に至る場合がある。

そこで、本発明は、１２０度通電制御をする上で生じる転流重なり期間の長さを推定し、適切なタイミングで三相固定子巻線の非通電相に生じる開放相起電圧の変化を観測することにより、圧縮機などの転流重なり期間が変化するようなシステムにおいても零速度近傍の極低速領域からの高効率駆動が可能なセンサレス駆動方式を実現することを目的とする。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本発明の一つの特徴は、永久磁石モータを１２０度通電により運転するモータ制御装置において、１２０度通電の非通電相に設定した相に流れるモータ電流を一次遅れフィルタの初期の入力値とし、永久磁石モータを含めたインバータ回路全体の電気時定数相当の時定数で、前記入力値をゼロあるいはゼロ近傍まで減衰させる一次遅れフィルタ器を備え、前記一次遅れフィルタ器の出力値からインバータの転流重なり期間の終了を判断し、前記転流重なり期間の終了後から前記永久磁石モータの非通電相の端子電圧の値が通電モード切替閾値を超えたかを判断することで位置推定を行い、前記位置推定の結果から前記インバータの非通電相を設定することである。
なお、本発明のその他の特徴は、本願特許請求の範囲に記載の通りである。

本発明によれば、１２０度通電制御をする上で生じる転流重なり期間の長さを推定し、適切なタイミングで三相固定子巻線の非通電相に生じる開放相起電圧の変化を観測することにより、圧縮機などの転流重なり期間が変化するようなシステムにおいても零速度近傍の極低速領域からの高効率駆動が可能なセンサレス駆動方式を実現することが可能となる。

本発明の実施例１におけるモータ制御装置の回路構成図の一例である。 本発明における１２０度通電制御方式のスイッチング方式を説明するための簡略図の一例である。 本発明における１２０度通電時のモータに対する通電パルスを説明するための簡略図の一例である。 本発明における図３に記載の通電パルスをモータに印加した場合に非通電相に発生する起電圧（開放相起電圧）と回転子の回転角度位置との関係を説明するための簡略図の一例である。 回転子の回転角度位置に対する開放相起電圧特性、インバータ２を構成するスイッチング素子のゲート信号、通電モード、スイッチング相の各関係を説明するための簡略図の一例である。 回転子の回転角度位置に対する、通電モード、非通電相、通電モードに対応した非通電相の開放相起電圧、および基準電圧の関係と通電モードの切替トリガ発生タイミングを説明するための簡略図の一例である。 転流重なり期間の影響を考慮した場合の回転子の回転角度位置に対する、通電モード、非通電相、通電モードに対応した非通電相の開放相起電圧、および基準電圧の関係を説明するための簡略図の一例である。 圧縮機の吸込および圧縮工程によって生じる負荷トルク変動と転流重なり期間の長さの関係を説明するための簡略図の一例である。 本発明の実施例１におけるモータ制御装置の制御ブロック構成図の一例である。 本発明の実施例１におけるモータ制御装置で用いる転流重なり期間推定器の制御構成ブロック図の一例である。 本発明の実施例１にて永久磁石モータを運転した場合の特徴を説明するための簡略図の一例である。 本発明の実施例１にて永久磁石モータを運転した場合の特徴を説明するための簡略図の一例である。 本発明の実施例２におけるモータ制御装置の回路構成図の一例である。 本発明の実施例２におけるモータ制御装置の制御ブロック構成図の一例である。 本発明の実施例２におけるモータ制御装置で用いる転流重なり期間推定器の制御構成ブロック図の一例である。 本発明の実施例３における転流重なり期間の終了を判定する方法を説明するための簡略図の一例である。 本発明の実施例３におけるモータ制御装置の制御ブロック構成図の一例である。 本発明の実施例３におけるモータ制御装置で用いる転流重なり期間推定器の制御構成ブロック図の一例である。 本発明の動作検証を行うための回路構成の一例である。 本発明の動作検証方法を説明するための簡略図の一例である。 本発明の動作検証方法を説明するための簡略図の一例である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。

本実施例における回路構成の一例を図１に示す。本実施例は、図１に示すように交流電圧を出力するインバータ１と、このインバータ１に接続されたモータ２と、インバータ１に対してパルス幅変調信号を出力しインバータ１を制御する制御器３を有する。なお、制御器３は、シャント抵抗器４を用いて検出されるインバータ直流電流Ｉｄｃと開放相電圧検出手段５によって検出されるモータ２の各相電圧Ｖｕ＿ｉｎ、Ｖｖ＿ｉｎ、Ｖｗ＿ｉｎを入力とし、これらの入力に応じて１２０度通電制御を行うことで、インバータ１の各スイッチング素子を駆動する。

まず、本発明における実施例を説明するにあたり、本実施例で用いる１２０度通電制御方式について各図を用いて説明する。

１２０度通電制御方式は、図１におけるインバータ１の３相の上下アームの内、２相に対してスイッチング動作をさせる。電気角で１８０度の位相中１２０度の期間スイッチングをするため、１２０度通電制御方式と呼ぶ。

スイッチングさせる方法にはいくつか方式があり、例えば、図２に示した方式の内、いずれかを用いればよい。図２は電気角１周期における上下アームのゲート信号を概念的に示している。図中のＧｐは上アームのゲート信号、Ｇｎは下アームのゲート信号を意味している。これら上下アームのドライブ信号は、図１における制御器３からインバータ１に対して出力される。尚、モータ２に印加する電圧を決定するためには、電圧の大きさ、電圧の波形、モータ２の回転子位置に対する電圧の位相、の３点を考慮する必要がある。

モータ２を１２０度通電で駆動する際は、モータ２の３相巻線の内、通電する２相を選択してパルス電圧を印加してトルクを発生させる。通電する２つの相の組み合わせは６通り考えられ、それぞれを通電モード１〜通電モード６と定義する。

図３（ａ）はＶ相からＷ相へ通電している状態の通電モード（後述の通電モード３に対応）を示し、図３（ｂ）は反対にＷ相からＶ相へ通電している状態の通電モードを示す図である。

これらに対し、回転子の回転角度位置を電気角１周期分変化させた場合の非通電相（図４ではＵ相）に現れる起電圧は、図４のようになる。回転角度位置によって、Ｕ相の起電圧（Ｕ相の端子電圧）が変化することがわかる。

この起電圧はＶ相とＷ相に生じる磁束の変化率の差異が、非通電相であるＵ相にて電圧として観測されたものであり、速度誘起電圧と異なるため、本説明のおいては、速度誘起電圧と区別し、開放相起電圧と呼ぶこととする。

図４において、実線で示す正パルス印加時の開放相起電圧、および破線で示す負パルス印加時の開放相起電圧は、いずれも速度誘起電圧Ｅｍｕに比べて大きい。速度誘起電圧は、その名の通り回転子の回転速度に比例して変化する起電圧である。したがって、低速域における速度誘起電圧と非通電相の起電圧の大小関係は、図４に示す関係になる。

したがって、この開放相起電圧を検出すれば、モータ２の回転速度が零速度近傍から低速度域に亘って、比較的大きな回転子の位置信号が得られる。

モータ２の開放相起電圧を検出する場合、開放相電圧検出手段５を用いる。多くの適用例では、モータの端子電圧が制御部の電源電圧を超えるため、分圧抵抗を用いる。その後、オペアンプで増幅したり、制御部の保護を目的として、バッファ回路を入れたりする。

図５は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相を非通電相とした場合の回転子の回転角度位置θｄに対する開放相起電圧特性、インバータ１を構成するスイッチング素子のゲート信号、モータ２の回転子の回転角度位置θｄ、通電モード、およびスイッチング相関係を示している。

図５から分かるように、図３（ａ）および（ｂ）に示した電圧パルスは１２０度通電方式の通常の動作中に印加される。通電モード３において、図３の状態となる。モード回転角度位置θｄに応じて電気角６０度毎に通電する２相が切り替えられている。つまり、非通電相も順次切り替えられる。

図５において、図３（ａ）および（ｂ）の状態は、通電モードが通電モード３もしくは通電モード６に対応する。通電モード３もしくは通電モード６においては、Ｕ相が非通電相であるため、開放相起電圧はＵ相の起電圧波形に示した太線のように検出できる。すなわち、回転角度位置θｄが増えるにつれ、通電モード３ではマイナス方向に減少し、通電モード６ではプラス方向に増加する開放相起電圧が検出できる。

同様に、通電モード２および通電モード５では、Ｖ相の起電圧波形が検出でき、通電モード１および通電モード４では、Ｗ相の起電圧波形が検出できる。

図６に、回転角度位置θｄに対する、通電モード、非通電相、通電モードに対応した非通電相の開放相起電圧、および基準電圧の関係を示す。通電モードが切り替わる毎に非通電相の開放相起電圧が、正と負でそれぞれに上昇と減少を繰り返す波形となる。そこで、正側および負側それぞれに、閾値となる基準電圧（Ｖｈｐ、Ｖｈｎ）を設定し、この基準電圧と非通電相の開放相起電圧の大小関係から回転角度位置θｄを推定でき、これによって通電モード切替のトリガ信号を発生させる。

つまり、基準電圧が通電モードを切り替える所定の位相を表す閾値（以下、通電モード切替閾値と称す）として用いられることになり、検出した非通電相の開放相起電圧がこの閾値を超えると、その時点でモード切替トリガ信号を発生させ通電モードを順に切り替える。前述の通り、開放相起電圧は速度誘起電圧と異なり、モータが停止または極低速で回転している際にも検出可能である。したがって、モータ２の回転速度が零速度近傍から低速度域の場合においても位置センサレス駆動が可能である。このように、非通電相の開放相起電圧を検出することで、モータ２が停止した状態や極低速時においても回転子位置を精度良く検出することができる。また、これに基づいて回転速度も求められる。

ただし、開放相起電圧を検出する場合、インバータ１のスイッチング動作時における還流電流によってスパイク電圧が生じる期間（転流重なり期間）について考慮する必要がある。図７に転流重なり期間を考慮した場合の回転角度位置θｄに対する、通電モード、非通電相、通電モードに対応した非通電相の開放相起電圧の関係を示す。図７中のＡで示す期間がスパイク電圧の発生期間すなわち転流重なり期間であり、このスパイク電圧は、開放相起電圧が減少する通電モード（モード１、３、５）に切り替わった直後には負方向に発生し、開放相起電圧が増加する通電モード（モード２、４、６）に切り替わった直後には正方向に発生する。

例えば、通電モードが６から１に変化した場合においては、スパイク電圧が負方向に発生し負側基準電圧以下となるため、この時点でモード切替トリガ信号の発生条件が成立してしまい、本来は図７中のＢ点で切り替わるべき通電モードが、Ｃ点で切り替わることになる。この場合、回転角度位置θｄに対して通電モードが正しく設定されず、モータ２に印加する電圧の位相がずれるため、モータ２を正常に運転することができない。

よって、開放相起電圧を検出する場合、通電モードを切替えてから転流重なり期間が終了するまでの時間は開放相起電圧の検出を行わない、あるいは、通電モード切替閾値との比較を行わないようにするなど、通電モードが誤切替しないようにする必要がある。

転流重なり期間が終了するまでの時間を待つための一般的な方法としては、制御器内にタイマを用意し、通電モードを切替えた時点でタイマをスタートさせ、一定時間経過した時点で転流重なり期間が終了したとみなす方法が考えられるが、インバータの負荷によってはこれが困難な場合がある。

これは、転流重なり期間の長さは、インバータに流れる電流の大きさとモータを含めたインバータ回路全体の電気時定数の大きさから決まり、インバータに流れる電流が大きいまたは電気時定数が大きいほど転流重なり期間は長くなることに起因する。

例えば、冷蔵庫や空調機器などに用いる圧縮機においては、冷媒の吸込および圧縮工程によって負荷トルクが変動するため、圧縮機駆動用の永久磁石モータおよびインバータに流れる電流も負荷トルク変動に合わせて変化する。よって、圧縮機においては、図８に示すように冷媒の吸込および圧縮工程によって生じる負荷トルク変動により転流重なり期間の長さが変化するため、転流重なり期間終了までの待ち時間を一義に決めることが困難である。

このような課題を解決するためには、転流重なり期間の長さを推定し、待ち時間を自動調整する必要がある。本実施例では、転流重なり期間の長さがインバータに流れる電流およびモータを含めたインバータ回路全体の電気時定数によって変化する点に着目し、インバータに流れる電流値を検出し、検出した電流値に電気時定数相当のフィルタ処理を施すことで、転流重なり期間中にインバータに流れる還流電流を再現し、再現した還流電流の状態から転流重なり期間の終了を判定する方法について以下に説明する。

図９に本実施例における制御器３の制御構成ブロック図を示す。

図９に示すように、制御器３はシャント抵抗４により検出されるインバータ直流電流Ｉｄｃを入力としてＵＶＷ各相に流れる電流値Ｉｕ、Ｉｖ,Ｉｗを再現して出力する電流再現器６と、モータ２の各相電圧Ｖｕ＿ｉｎ、Ｖｖ＿ｉｎ、Ｖｗ＿ｉｎおよび電流再現器６の出力値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力としてインバータの通電モードを切替えた際に生じる転流重なり期間を推定する転流重なり期間推定器７と、モータ２の各相電圧Ｖｕ＿ｉｎ、Ｖｖ＿ｉｎ、Ｖｗ＿ｉｎおよび転流重なり期間推定器７の出力および通電相選択器９の出力を入力として回転子の位置を推定する位置推定器８と、位置推定器８の出力を入力として回転子の位置に応じてインバータの通電モードを決定する通電相選択器９から構成され、電圧指令演算器およびｄｑ逆変換器により求めたＵＶＷ各相の電圧指令値がモータ２に印加されるように、通電相選択器９により決めた通電モードに従って、ＰＷＭ発生器からインバータ１のドライブ信号を出力する。尚、インバータ制御構成ブロックにおいては電圧指令値を求めるまでの過程において、速度制御器や電流制御器を介す場合など多様な演算方式があるが、本実施例においては電圧指令値を求める方法に関してはどのような方法でも構わない。例えば、本実施例における電圧指令演算器２２の最も簡素な構成としては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊をゼロとし、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をモータの速度指令値ω＊とモータの誘起電圧定数Ｋｅから式１に記載の演算式にて求める構成などが挙げられる。
Ｖｑ＊＝ω＊×Ｋｅ （式１）

転流重なり期間推定器７の制御ブロック構成図の一例を図１０に示す。図１０に示すように、電流選択器１０は通電相選択器９の出力（通電モード）とＵＶＷ各相に流れる電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力とし、通電相の状態が通電から非通電へと切り替わった相の電流を出力する。

図１０および図１１を用いて転流重なり期間推定器７の動作例を説明する。図１０に示すように、Ｕ相の通電状態が非通電に切り替わる場合、電流選択器１０のスイッチをＡ側にし、Ｕ相電流値Ｉｕを出力する。電流選択器１０の出力は一次遅れフィルタ器１１の入力となり、フィルタ入力初期設定値として設定される。

図１１に圧縮機の負荷トルク変動に対するＵ相モータ電流、Ｕ相還流電流推定値、転流重なり期間推定結果を示す。圧縮機の負荷トルクが大きい場合、Ｕ相の電流振幅が大きくなるためＵ相還流電流推定値の初期値も大きな値が設定される。反対に、圧縮機の負荷トルクが小さい場合、Ｕ相の電流振幅は小さく、Ｕ相還流電流推定値の初期値も小さい値が設定される。また、Ｂ部に示すように、一次遅れフィルタ器１１は、フィルタ入力初期設定値をフィルタ出力目標値まで減衰させる。このときの一次遅れフィルタ器の出力目標値をゼロとし、フィルタ時定数をモータも含めたインバータ回路の電気時定数とすることによって、一次遅れフィルタ器の出力値が転流重なり期間中に発生するインバータ１の還流電流に相当することになる。よって、図１２に示すように、転流重なり期間終了時の還流電流の値（ゼロもしくはゼロ近傍）を転流重なり期間終了判定閾値とし、比較器１２によって一次遅れフィルタ器の出力値と比較することによって転流重なり期間が終了したかどうかを判定することができる。

本実施例によれば、圧縮機などの転流重なり期間が変化するようなシステムにおいても、モータ２の各相に流れる電流値を一次遅れフィルタ器に通すことで還流電流を再現し転流重なり期間の終了を判定できるため、零速度近傍の極低速領域からの高効率駆動が可能なセンサレス駆動方式を実現することが可能となる。

また、冷蔵庫や空調機器においては、圧縮機の零速度近傍での回転子の位置情報が検出できるため、圧縮機の起動性能向上や、極低速領域からの高効率なセンサレス駆動による消費電力の低減の効果が期待できる。

本実施例では、実施例１に記載のモータ制御装置において、制御対象となるモータの特性や使用場所の温度状況等によってはモータを含めたインバータ回路全体の電気時定数が変化する場合に対する解決手段について説明する。

モータのインダクタンスの電流依存性が高い場合、モータに加わる負荷によって生じる電流の変化によりモータのインダクタンス変化が大きくなる。このインダクタンスの変化により電気時定数が変化するため、実施例１に記載の転流重なり期間推定器７においては、一次遅れフィルタ器による還流電流推定値の推定精度が悪化する。また、モータの周囲温度が変化すると、モータ巻線の抵抗値が変化するため電気時定数も変化する。よって、インダクタンスが変化した場合と同様に還流電流推定値の推定精度が悪化する。

このような課題を解決するためには、モータに流れる電流値やモータ周囲温度からモータのインダクタンスおよび巻線の抵抗値を推定し、その推定結果を基に転流重なり期間推定器７で用いている一次遅れフィルタ器に設定するフィルタ時定数を変更すれば良い。

本実施例における回路構成の一例を図１３に示す。なお、既に説明した実施例１に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

本実施例は、サーミスタや熱電対などの一般的な温度センサにより構成されるモータ周囲温度検出器１３によるモータ周囲温度検出値Ｔｍが制御器３に入力される点が実施例１と異なる。

図１４に本実施例における制御器１４の制御構成ブロック図を示す。

図１４に示すように、制御器１４は電流再現器６から出力されるＵＶＷ各相に流れる電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにｄｑ座標変換を行うことで得られるｄ軸電流検出値Ｉｄｃとｑ軸電流検出値Ｉｑｃおよびモータ周囲温度検出器１３から出力されるモータ周囲温度検出値Ｔｍを入力として、モータを含めたインバータ回路全体の電気時定数の推定値Ｔｓ＊を出力する電気時定数推定器１５を備えることを特徴とする。

電気時定数推定器１５により電気時定数を推定する方法の例としては、ｄｑ軸の各電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃの変化量からモータのｄｑ軸の各インダクタンス成分を線形近似したｄｑ軸インダクタンス推定値と、モータ周囲温度検出値Ｔｍとモータの温度係数を用いて推定したモータ巻線抵抗推定値から電気時定数を算出する方法や、モータの周囲温度や電流値の大きさによって変化する電気時定数をテーブルデータとして予め設定しておき、電気時定数推定器１５の入力値に応じて適正値を選択する方法などが挙げられる。

上記により求めた電気時定数推定値Ｔｓ＊は、転流重なり期間推定器１６の入力として使用する。

転流重なり期間推定器１６は図１５に示すように、電気時定数推定値Ｔｓ＊を一次遅れフィルタ器１７のフィルタ時定数として設定した上で、実施例１と同様にインバータの還流電流を再現することで転流重なり期間終了の判定を行うことを特徴とする。

本実施例によれば、モータに流れる電流やモータ周囲温度の変化によってモータを含めたインバータ回路全体の電気時定数が変化するようなシステムにおいても、転流重なり期間の終了を判定できるため、零速度近傍の極低速領域からの高効率駆動が可能なセンサレス駆動方式を実現することが可能となる。

本実施例では、実施例１と同様の課題に対する、異なる解決手段について説明する。

転流重なり期間の長さを推定し待ち時間を自動調整するために、本実施例では、転流重なり期間終了前後の開放相起電圧の変化に着目し、開放相起電圧の大きさから転流重なり期間の終了を判定する方法について以下に説明する。

図１６に示すように、転流重なり期間中の開放相起電圧は、スパイク電圧によって基準電圧に対して正負に跳ね上がりが生じる。転流重なり期間が終了するとスパイク電圧は無くなり、本来の開放相起電圧が観測できる。このことから、転流重なり期間中の開放相電圧に対して基準電圧側に転流重なり期間終了判定閾値をそれぞれ設定し、開放相起電圧がこの閾値の範囲内である場合に、転流重なり期間が終了したものと見做せばよい。例えば、通電モードが６から１に変化した場合、スパイク電圧は負側に発生する。よって、モード１で通電している間は、開放相起電圧が転流重なり期間終了判定閾値よりも大きくなった時点で、転流重なり期間が終了したと判定すればよい。

図１７に本実施例における制御器３の制御構成ブロック図を示す。なお、既に説明した実施例１に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

制御器３において実施例１と異なる点は、転流重なり期間推定器１８である。

図１８に転流重なり期間推定器１８の制御構成ブロック図を示す。転流重なり期間推定器１８は、ＵＶＷ各相の開放相起電圧Ｖｕ＿ｉｎ、Ｖｖ＿ｉｎ、Ｖｗ＿ｉｎと通電モードを入力とする。入力された通電モードに従い、開放相起電圧選択器１９および閾値選択器２０は比較器２１に入力される開放相起電圧および転流重なり期間終了判定閾値を切替える。比較器２１は開放相起電圧が転流重なり期間終了判定閾値を超えたかを判定し、転流重なり期間終了判定結果を出力する。

例えば、通電モードが６から１に変化した場合、非通電相はＵ相からＷ相に切り替わるため、開放相起電圧選択器１９のスイッチをＣ側とし、Ｗ相の開放相起電圧Ｖｗ＿ｉｎを比較器２１に入力する。また、スパイク電圧は負側に発生するため、閾値選択器２０のスイッチをＢ側とし、負側の転流重なり期間終了判定閾値を比較器２１に入力する。Ｗ相の開放相起電圧Ｖｗ＿ｉｎが閾値を超えた時点で比較器２１は転流重なり期間終了と判定する。

本実施例によれば、圧縮機などの転流重なり期間が変化するようなシステムにおいても、転流重なり期間の終了を判定できるため、零速度近傍の極低速領域からの高効率駆動が可能なセンサレス駆動方式を実現することが可能となる。

また、モータ２の各相の開放相起電圧の値のみで転流重なり期間の終了を判定できるため、シャント抵抗等による電流情報を制御器３に取り込む必要がなく、入力数を減らすことができるため制御器３に掛かるコストを抑制することができる。

各実施例に関わるモータ制御装置、およびそれを用いた駆動装置、冷凍機、空調機の制御器３や制御器１４の多くは、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰなどの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成され、ソフトウェアなどで実現していることが多い。そのため、上記制御器が正しく構成されているか、検証することが難しいという課題がある。そこで、本実施例においては、各実施例に関する構成が正しく動作しているかを検証する方法について制御器３の制御構成を基に説明する。

なお、実施例１から実施例３に示した、同一の符号を付された構成と同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

検証するにあたり測定が必要な値は、図１９に示すように、インバータ１のＵＶＷ各相のドライブ信号と、モータまたはインバータ１の交流出力の３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、ＵＶＷ各相の開放相起電圧Ｖｕ＿ｉｎ、Ｖｖ＿ｉｎ、Ｖｗ＿ｉｎである。

各測定値の検出方法の一例として、まず、ドライブ信号は制御器３の基準電位からの電位差で測定できる。また、３相電流は、カレントトランス２２で測定できる。また、ＵＶＷ各相の開放相起電圧は制御器３に入力される値を測定し分圧抵抗比を換算することで測定できる。

制御器の開放相起電圧Ｖｕ＿ｉｎ、Ｖｖ＿ｉｎ、Ｖｗ＿ｉｎの入力部には、直流電圧源２４が接続される。直流電圧源はそれぞれ独立して直流電圧を０Ｖから制御器の電源電圧の範囲の電圧を出力する端子Ａ、Ｂ、Ｃを備え、制御器へ入力される開放相起電圧検出値を任意に可変することができる。

検証方法としては、まず、インバータ１のドライブ信号を測定し、その状態からどの通電モードになっているかを判定する。尚、ドライブ信号と通電モードの関係は図５に示す通りである。

１２０度通電によるインバータ駆動時においては、３相電流の内、通電相から非通電相に切替えた直後に図２０に示すような還流電流が観測できる。

実施例１に記載の制御器３の構成では、この還流電流を推定し、推定した還流電流値がゼロもしくはゼロ近傍になった時点で転流重なり期間が終了したものするため、還流電流が流れている間は、通電モードの切替えは実施されない。

そこで、制御器３の開放相起電圧検出値を図２０に示すようにクランプする。尚、図２０においては、インバータ直流電源電圧の１／２を０Ｖ基準点としている。また、通電モード１、３、５の場合は−Ｅｄｃ／２側、通電モード２、４、６の場合はＥｄｃ／２側へクランプする。

開放相起電圧検出値をクランプする際には、直流電圧源２４を用いる。制御器３へ入力される開放相起電圧検出値は、実際には開放相電圧検出手段５（例えば、分圧抵抗）の出力値であるため、直流電圧源２４から出力する値は、Ｅｄｃ／２あるいは−Ｅｄｃ／２の電圧値が開放相電圧検出手段５を経た結果と同じ値とすればよい。

図２０に示すように、開放相起電圧検出値がクランプされている場合、通電モードを切替えた時点で、開放相起電圧検出値が次の通電モードへの切替閾値を超えている状態となる。そこで、本願の発明が正しく動作していれば、例えば、通電モードが２から３に切り替わった後、転流重なり期間が終わるまですなわち還流電流がゼロもしくはゼロ近傍になるまで、通電モードは切り替わらない。逆に、本願の発明が正しく動作していない場合は、通電モードが２から３に切り替わった後、即座に次の通電モード４へと切り替わることになる。

実施例２に記載の制御器３の構成では、還流電流の推定は行わず、開放相起電圧検出値の大きさが設定閾値の範囲内に収まった場合に転流重なり期間が終了したものとするため、開放相起電圧検出値が設定閾値範囲外の間は、通電モードの切替えは実施されない。

そこで、制御器３の開放相起電圧検出値を図２１に示すように可変させる。尚、図２１においては、インバータ直流電源電圧の１／２を０Ｖ基準点としている。また、開放相起電圧検出値をクランプする場合は、通電モード１、３、５の場合は−Ｅｄｃ／２側、通電モード２、４、６の場合はＥｄｃ／２側へクランプする。

実施の検証方法としては、通電モード２から３に変わった場合を例とすると、通電モード切替後に還流電流がゼロになるまですなわち転流重なり期間が終了するまで開放相起電圧検出値を−Ｅｄｃ／２側へ直流電圧源２４によってクランプし、転流重なり期間終了後から徐々に転流重なり期間終了判定閾値を超えるまで直流電圧源２４の値を変化させる。

本願の発明が正しく動作している場合は、直流電圧源２４の値が転流重なり期間終了判定閾値を超えるまでは通電モードは切り替わらず、本願の発明が正しく動作していない場合は、通電モードが２から３に切り替わった後、即座に次の通電モード４へと切り替わることになる。

以上のように、本願の発明が正しく動作しているかどうかは、通電モードの切り替わりタイミングから判断することができる。尚、ここでは例として通電モードが２から３に変わる場合について記載したが、それぞれの通電モードの切り替わり時についても同様に検証できる。

なお、本発明は上記した各実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した各実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。

モータは、永久磁石モータとして説明したが、その他の電動機（例えば、誘導機、同期機、スイッチトリラクタンスモータ、シンクロナスリラクタンスモータなど）を用いても構わない。その際、電動機によっては電圧指令値作成器での演算方法が変わるが、それ以外については同様に適用でき、本発明の目的を達成可能である。

１.インバータ、２.永久磁石モータ、３.制御器、４.シャント抵抗器、５. 開放相電圧検出手段、６.電流再現器、７.転流重なり期間推定器、８.位置推定器、９．通電相選択器、１０．電流選択器、１１.一次遅れフィルタ器、１２.比較器、１３．モータ周囲温度検出器、１４制御器、１５．電気時定数推定器、１６．転流重なり期間推定器、１７．一次遅れフィルタ器、１８．転流重なり期間推定器、１９．開放相起電圧選択器、２０．閾値選択器、２１．比較器、２２．カレントトランス、２３．検証手段、２４．直流電圧源、２５．通電モード測定器、２６．開放相起電圧測定器、２７．三相電流測定器、１００.モータ制御装置

Claims (6)

1. 永久磁石モータを１２０度通電により運転するモータ制御装置において、１２０度通電の非通電相に設定した相に流れるモータ電流を一次遅れフィルタの初期の入力値とし、永久磁石モータを含めたインバータ回路全体の電気時定数相当の時定数で、前記入力値をゼロあるいはゼロ近傍まで減衰させる一次遅れフィルタ器を備え、前記一次遅れフィルタ器の出力値からインバータの転流重なり期間の終了を判断し、前記転流重なり期間の終了後から前記永久磁石モータの非通電相の端子電圧の値が通電モード切替閾値を超えたかを判断することで位置推定を行い、前記位置推定の結果から前記インバータの非通電相を設定することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記永久磁石モータに流れる電流値や永久磁石モータの周囲温度からインダクタンスおよび巻線の抵抗値を推定し、該推定の結果を基に前記一次遅れフィルタ器に設定するフィルタ時定数を変更する機能を有した請求項１に記載のモータ制御装置
3. 永久磁石モータを１２０度通電により運転するモータ制御装置において、１２０度通電時における非通電相の端子電圧の大きさが、一定範囲内に収まった時点でインバータの転流重なり期間が終了したものと判断し、前記転流重なり期間の終了後から前記永久磁石モータの非通電相の端子電圧の値を用いて位置推定を行い、前記位置推定の結果から前記インバータの非通電相を設定することを特徴とするモータ制御装置。
4. 前記インバータのＵＶＷ各相のドライブ信号を検出し通電モードの状態を判定する通電モード測定器と、前記永久磁石モータ又は前記インバータの交流出力の３相電流を測定する電流検出器と、ＵＶＷ各相の開放相起電圧を測定する開放相起電圧測定器と、モータ制御装置の開放相起電圧検出部の検出電圧を可変させる直流電圧源と、を備え、
   １２０度通電駆動時に、通電相から非通電相に切り替わった相の前記開放相起電圧検出部の電圧値を前記直流電圧源によって変化させた場合、前記インバータの還流電流の大きさがゼロあるいはゼロ近傍かつ前記開放相起電圧検出部の電圧値が前記通電モード切替閾値を超えている場合に前記インバータの非通電相を切替えることを特徴とする、請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
5. 前記インバータのＵＶＷ各相のドライブ信号を検出し通電モードの状態を判定する通電モード測定器と、前記永久磁石モータ又は前記インバータの交流出力の３相電流を測定する電流検出器と、ＵＶＷ各相の開放相起電圧を測定する開放相起電圧測定器と、モータ制御装置の開放相起電圧検出部の検出電圧を可変させる直流電圧源と、を備え、１２０度通電駆動時に、通電相から非通電相に切り替わった相の前記開放相起電圧検出部の電圧値を前記直流電圧源によって変化させた場合、前記インバータの還流電流の大きさがゼロあるいはゼロ近傍かつ、前記開放相起電圧検出部の電圧値が転流重なり期間終了判定閾値を超えている場合かつ、通電モード切替閾値を超えている場合に前記インバータの非通電相を切替えることを特徴とする、請求項３に記載のモータ制御装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載のモータ制御装置を備えたことを特徴とする冷凍機器。