JP2014068465A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周期的に変動する直流電圧を生成する電力変換装置において、電流の電流指令に対する追従性を向上させるのに好適なインバータの制御技術を提供する。
【解決手段】電圧指令演算手段８は電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊及び回転角周波数ωから電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を求める。この際、電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊に対して所定の割合１／Ｔｃ［ｒａｄ／ｓｅｃ］で電流ｉｄ，ｉｑが追従するとした場合の想定値ｉｄｄ，ｉｑｑをフィードフォワード制御によって求める。電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊は、想定値ｉｄｄ，ｉｑｑに対してモータの電圧方程式を適用して求められる。
【選択図】図３

Description

本発明は、交流回転機を加減速駆動するインバータを制御する技術に関する。特に、当該インバータに入力する直流電圧が大きく変動する場合に電流指令に対する電流の追従性を高める制御に関する。

従来、入力交流電力を一旦整流して直流電力を得てから、スイッチングによって当該直流電力を可変電圧、可変周波数の多相（例えば三相）の交流電力に変換し、当該交流電力で多相交流の交流回転機を可変速制御する、電力変換装置が広く利用されている。

当該電力変換装置は、整流回路と、直流リンクコンデンサと、インバータとを備える。整流回路は、商用電源から供給される入力交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。インバータは、スイッチングによってその直流電圧を三相交流電圧に変換し、負荷である三相の交流回転機に供給する。

この電力変換装置において、整流回路には、コンデンサ入力型の整流回路が最も多く採用される。このコンデンサ入力型の整流回路の出力側に接続された直流リンクコンデンサは、整流回路の出力電圧を平滑化させる機能を担う場合には、電解コンデンサを用いてその静電容量が大きく設定される。これは電解コンデンサのリップル電流耐量による制限や、交流回転機の駆動性能の向上を図るためである。

しかし、このような大容量のコンデンサの採用は、電力変換装置が大きくなることや製作コストを増大させる課題がある。

しかも、このような大容量のコンデンサを実現するためには、電解コンデンサの採用が必要である。しかしながら電解コンデンサはその寿命が短いため、これを含む電力変換装置の寿命が短くなる。また電解コンデンサの温度特性に起因して電力変換装置の使用環境が制約される。

上記の課題の対策の一例として、単相交流電圧を電源とする電解コンデンサレス電力変換装置が開発された（例えば、特許文献１、非特許文献１、２）。例えば電解コンデンサレス電力変換装置では、直流リンクコンデンサとして小容量のフィルムコンデンサを使用する。

特許第４１９２９７９号公報 特開２００５−２２３９９１号公報

宇津木、大石、芳賀、「IPMSM駆動用電解コンデンサレスインバータの高調波抑制制御の一検討」、平成23年電気学会産業応用部門大会、No.1-43、ppI-265-I-268 関本、他４名、「電解コンデンサレスインバータによるグローバル電源高調波規制対応エアコンの開発」、平成23年電気学会モータドライブ研究会、No.MD-11号、pp51-56 余、中野、王、「繰返し制御系における外乱の抑制」、計測自動制御学会論文集，Vol. 37, No.5, pp. 397-402, 2001. 稲妻、他３名「IPMSM駆動用電解コンデンサレスインバータの高調波抑制制御の一検討高力率制御されたＩＰＭモータの入力電流の高調波抑制法」、電気学会研究会資料、家電・民生合同研究会、2011年3月4日、HCA-11-11、pp57-62 杉本、他２名、「ＡＣサーバシステムの理論と設計の実際−基礎からソフトウエアサーボまで−」、総合電子出版社、pp．117

特許文献１もしくは非特許文献１、2に記載された方法では、直流リンクコンデンサの容量が小さいため、直流リンク電圧が電源周波数の２倍の周波数で変動することになる。つまり直流リンク電圧が零に近い小さい値となるタイミングは、電源周波数の周期の半分の周期で繰り返されることになる。

回転機のトルクは回転機に与えられる電力に依存する。よって要求されるトルクが変わらなければ、直流リンク電圧が小さい値を採るほど大きな電流を流す必要がある。しかし電流が大きくなれば、回転機の銅損が増加する。

よって回転機が出力するトルクは、直流リンク電圧が小さいところでは小さく、直流リンク電圧がある程度大きくなると大きく、制御することが望ましい。このようなトルクとしては、例えば時間に対して台形波状の値を有することが考えられる。

しかし、電源周波数の２倍の周波数に相当する時間毎に、台形波状の波形を示すトルクを実現するためには、電流制御の応答性を高める必要がある。例えば電源周波数５０Ｈｚ（１周期が０．０２秒）の２倍の周波数１００Ｈｚ（１周期が０．０１秒）の応答性で電流を制御する必要がある。

このような電流制御の応答を高速化するため、電力変換器（特にインバータ）のスイッチング周波数（もしくはキャリア周波数）を上げることが考えられる。

スイッチング周波数が上がると電力変換装置の損失が大きくなり、電力変換装置を冷やす冷却器が必要となるなどの問題が顕著となる。

また電流制御の応答を高速化するためには、特許文献２のような繰返し制御を用いることも考えられる。しかし、繰返し制御を用いる場合には、キャリア周波数を上げることになってしまう。更に、非特許文献３の図２のボード線図のゲイン特性が示すように、繰返し制御を用いると応答が高速化されるものの、高い周波数域で複数の周波数のゲインが高くなる特性となる。

特許文献２や非特許文献２において、繰返し制御を用いた電流制御ではある特定の周波数を低減・抑制することができるが、その他の高域側の周波数帯が増加する傾向にある周波数特性となる課題がある。

特に非特許文献１、２に記載されているように電解コンデンサレスインバータでは電源側に流れる入力電流の電源高調波の低減を実現する必要がある。繰返し制御の電流制御を用いると高い周波数域で複数の周波数のゲインが高くなる特性となることから、電源側に流れる入力電流の電源高調波の特性が悪化する可能性がある。

かかる現象について、非特許文献４には、繰返し制御と共にバンドパスフィルタを採用し、繰返し制御において電源周波数の２倍の周波数以外でのゲインを抑える技術が紹介されている。

しかしながら、非特許文献４に記載されているバンドパスフィルタは、非特許文献４の式（９）に示すように分母、分子とも２次の構成となっており、これを実現するためには制御系を実現するための計算負荷が高いという課題がある。かかる計算負荷の増大は、高性能のマイクロコンピュータを必要とし、コストを増大させてしまう。

このように、電解コンデンサレス電力変換装置において電流制御の応答性を高めることが望まれているものの、インバータのスイッチング周波数を上げたり、繰返し制御のような高性能の電流制御を採用することは望ましくない。

本発明はかかる課題に鑑み、直流電圧を入力して多相の交流電圧を出力する技術において、直流電圧の変動が大きくても、簡単な構成で電流の電流指令に対する追従性を向上させるのに好適なインバータの制御技術を提供することを目的とする。

この発明にかかるインバータ制御装置は、直流電圧（Ｖｄｃ）を入力し、多相の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を回転電動機（２）に出力するインバータ（１）を制御するインバータ制御装置（２０）である。

そしてその第１の態様は、電流指令生成器（５）と、電圧指令生成器（１３）とを備える。

前記電流指令生成器は、前記回転電動機に流れる電流を前記回転電動機の回転角周波数で回転する回転座標系において表した二相電流（ｉｄ，ｉｑ）についての指令値たる電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）を生成する。

前記電圧指令生成器は、前記電流指令に基づいたフィードフォワード制御によって前記二相電流の想定値（ｉｄｄ，ｉｑｑ）を求め、前記想定値を用いた前記回転電動機の電圧方程式に基づいて、前記交流電圧を前記回転座標系において表した二相電圧についての指令値たる電圧指令（Ｖｄｆ，Ｖｑｆ）を生成する。

この発明にかかるインバータ制御装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記電圧指令生成器（１３）は、想定値生成器（１６ａ，１６ｂ）を有する。前記想定値生成器（１は、前記電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）に対する所定期間（Ｔｃ）に基づいた一次遅れ制御（［１＋Ｔｃ・ｓ］^−１）によって前記フィードフォワード制御を実行する。

この発明にかかるインバータ制御装置の第２の態様は、その第１の態様または第２の態様であって、前記電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）の絶対値は前記直流電圧が増大する期間においてのみ増大し、前記直流電圧が減少する期間においてのみ減少する。

この発明にかかるインバータ制御装置の第４の態様は、その第３の態様であって、指令値修正器（７）を更に備える。前記指令値修正器は、トルクの、もしくは速度の指令値（Ｔ＊）と、前記直流電圧（Ｖｄｃ）の波形を入力し、前記指令値を前記直流電圧が変動する周波数（２ｆ）で変調して、前記直流電圧が増大する期間においてのみ増大し、前記直流電圧が減少する期間においてのみ減少する修正指令値（Ｔ＊＊）を生成する。

そして前記電流指令生成器（５）は、前記修正指令値と電流位相（β）とを入力し、前記電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）を生成する。

この発明にかかるインバータ制御装置の第５の態様は、その第１の態様乃至第４の態様のいずれかであって、電圧指令補正値生成器（１４）と、電圧指令補正器（１５）とを更に備える。

前記電圧指令補正値生成器は、前記電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）と前記二相電流（ｉｄ，ｉｑ）との偏差に基づいて、前記電圧指令（Ｖｄｆ，Ｖｄｆ）を補正する電圧指令補正値（Ｖｄｂ，Ｖｄｂ）を生成する。

前記電圧指令補正器は、前記電圧指令補正値を用いて前記電圧指令を補正して、補正された電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を生成する。

直流電圧を入力して多相の交流電圧を出力する技術において、電解コンデンサレスインバータ装置などのように直流電圧の変動が大きくても、簡単な構成で電流の追従性を高めることができ、また電力変換装置の損失を抑制できる。

本発明の一実施の形態における電力変換装置及びその周辺を示す回路図である。 電力変換装置がトルク制御を行う場合の、トルク指令、修正トルク指令、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令の波形を示すグラフである。 電圧指令演算手段の構成を例示するブロック図である。 本実施の形態の効果を示すグラフである。 従来の技術の効果を示すグラフである。 従来の技術の効果を示すグラフである。 本実施の形態の効果を示すグラフである。 従来の技術の効果を示すグラフである。 従来の技術の効果を示すグラフである。

図１は本発明の一実施の形態における電力変換装置及びその周辺を示す回路図である。

当該電力変換装置は、交流回転電動機（以下、単に「回転機」と称す）２を駆動すべく、整流手段４と、直流リンクコンデンサ３と、電力変換器たるインバータ１と、インバータ制御装置たるインバータ制御信号生成手段２０とを備えている。

本実施の形態では直流リンクコンデンサ３の容量を小さくし、上述の電解コンデンサレス電力変換装置を採用する。回転機２はインバータ１の三相負荷として機能し、例えば同期機を採用することができる。

整流手段４は単相交流電源６の交流電圧を直流電圧に変換し、例えば全波整流型のダイオードブリッジが採用される。整流手段４は、ダイオードブリッジの他、ブリッジ整流回路を用いる他励式整流回路、もしくはＰＷＭ（Pulse width modulation：パルス幅変調）制御を行うコンバータを用いた自励式整流回路でも良い。

直流リンクコンデンサ３の容量は小さく、その支持する直流リンク電圧Ｖｄｃは周期的に変動する。ここでは整流手段４が全波整流を行うので、直流リンク電圧Ｖｄｃは単相交流電源６の交流電圧の半分の周期で変動する。直流リンク電圧Ｖｄｃは周知の手法によって検出される。

インバータ１は、直流リンク電圧Ｖｄｃを入力し、トルク指令Ｔ＊に対応した多相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを回転機２に出力する。

インバータ制御信号生成手段２０は、相電流ｉｕ，ｉｖ及び後述するｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を入力し、インバータ１の動作を制御するインバータ制御信号Ｓをインバータ１へ与える。

相電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれ電流検出器７ａ、７ｂによって検出される。電流検出器７ａ、７ｂとしてはカレントトランスを採用することができる。他の公知の手法を用いて、整流手段４とインバータ１とを連結する直流リンクを流れる電流と、インバータ１のスイッチング状態とを用いて相電流を検出しても良い。相電流の総和は零となる関係が成立するので、ｕ相、ｖ相の２相分の相電流の和からｗ相の相電流ｉｗを求めることができる。なお、当然ながらｖ相、ｗ相の２相分の相電流の和からｕ相の相電流ｉｕを求めても良い。

インバータ制御信号生成手段２０に備えられるｄｑ軸／三相変換手段１２は、電流検出器７ａ、７ｂから得られた相電流ｉｕ、ｉｖを座標変換することにより、ｄｑ座標系におけるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを求める。

ここでｄｑ座標系は回転二軸を有し、具体的にはｄ軸及びこれに対してπ／２進相するｑ軸を有する。またｄｑ座標系は回転機２の回転角周波数ωで回転し、所定の固定座標系に対して位相θで進相する回転座標系である。

つまり、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは、回転機２に流れる電流を、その回転角周波数ωで回転する回転二軸座標系において表した二相電流であると把握できる。

本来的には三相の電流をｄｑ軸上の電流に変換するが、既述のように三相電流の和が零であるという特徴から、実際にｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄを求めるために必要な相電流は二相分で足りる。

インバータ制御信号生成手段２０に備えられる速度演算手段９は、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑ、並びにｄ軸電圧の指令値たるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧の指令値たるｑ軸電圧指令Ｖｑ＊から、回転機２の回転角周波数ωを求める。

インバータ制御信号生成手段２０に備えられる位相演算手段１０は、回転角周波数ωから位相θを求める。

インバータ制御信号生成手段２０に備えられるＰＷＭ制御手段１１は位相θ、並びにｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に基づいて、インバータ制御信号Ｓを出力する。インバータ制御信号Ｓは、インバータ１を構成するスイッチング素子（図示省略）の動作を制御し、以てインバータ１に直流リンク電圧Ｖｄｃに対して、例えばＰＷＭ制御を行わせる。かかるインバータ１の動作によって回転機２にはインバータ１から三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加され、相電流ｉｕ，ｉｖを含む三相電流が流れる。

速度演算手段９では、例えば次の演算が行われることにより、回転角周波数ωが求められる。

回転機２の電機子の抵抗値Ｒ、総磁束のｄ軸成分たるｄ軸磁束φｄ及びｑ軸成分たるｑ軸磁束φｑ、回転機２に印加される電圧のｄ軸成分たるｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸成分たるｑ軸電圧Ｖｑ、回転機２へ供給される電流のｄ軸成分たるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸成分たるｑ軸電流ｉｑを用いると、回転二軸座標が回転角周波数ωで回転している場合、式（１）、（２）が成り立つ。ここでｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑは、回転機２に印加される三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、回転二軸座標系において表した二相電圧として把握できる。

式（１）、（２）式を整理すると式（３）、（４）が得られる。

式（３）、（４）式において、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑの代わりにそれぞれの指令値であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を用いて積分の形で表現すると、式（５）、（６）が得られる。但し速度微分を行う演算子ｓを導入した。

回転二軸座標のｄ軸を総磁束と一致させることができ、この場合にはｑ軸磁束φｑがゼロとなる。よって式（３）、（４）にφｑ＝０を代入することで、式（７）、（８）を得ることができる。

速度演算手段９は、式（８）式を用いて回転角周波数ωを演算することができる。もちろん、他の周知技術を用いて回転角周波数ωを求めても良い。

位相演算手段１０、ＰＷＭ制御手段１１、及びｄｑ軸／三相変換手段１２のそれぞれ処理内容自体は周知の技術であるので、ここでは詳細な説明を省略する。

インバータ制御信号生成手段２０に備えられる電圧指令演算手段８は、ｄ軸電流ｉｄ及びその指令値たるｄ軸電流指令ｉｄ＊、並びにｑ軸電流ｉｑ及びその指令値たるｑ軸電流指令ｉｑ＊に基づいて、後に詳述する処理を行って、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを出力する。

図１では、電力変換装置がトルク制御を行う場合を例示しており、回転機２が発生させるべきトルクの指令値たるトルク指令Ｔ＊から、ｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する構成が示されている。

トルク指令修正器７は、直流リンク電圧Ｖｄｃとトルク指令Ｔ＊とを入力し、修正トルク指令Ｔ＊＊を出力する。

ｄｑ軸電流指令生成器５は、修正トルク指令Ｔ＊＊と、電流位相βとを入力し、ｄｑ座標系における電流指令ｉｑ＊，ｉｄ＊を生成する。電流位相βは、例えば回転機２に流れる電流のｑ軸に対する進相角として把握される。

図２は電力変換装置がトルク制御を行う場合の、トルク指令Ｔ＊、修正トルク指令Ｔ＊＊、ｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の波形を示すグラフである。

同図（ａ）は直流リンク電圧Ｖｄｃの波形を示し、同図（ｂ）は修正トルク指令Ｔ＊＊の波形をトルク指令Ｔ＊と併せて示し、同図（ｃ）はｑ軸電流指令ｉｑ＊及びｄ軸電流指令ｉｄ＊の波形を示す。

図２では直流リンク電圧Ｖｄｃの一周期分、即ち単相交流電源６の交流電圧の半周期Ｔ／２分における諸波形のみを示している。他の期間における諸波形は半周期Ｔ／２分における諸波形と同様になるので、図２においては省略した。

トルク指令Ｔ＊は、定常状態の運転時には、図２（ｂ）において破線で示されるように大きく変動はせず、例えば半周期Ｔ／２においてほぼ一定値を採る。回転機２が出力するトルクは、回転機２に入力する電力によって賄われる。よって半周期Ｔ／２においてほぼ一定のトルクを出力しようとすると、直流リンク電圧Ｖｄｃが小さいときに、大きな電流を回転機２に流す必要がある。

しかしながら、回転機２に流れる電流を大きくすると、回転機２の銅損を増加させる。かかる観点からは、直流リンク電圧Ｖｄｃが小さい時点では、トルクを小さくすることが望ましい。よって修正トルク指令Ｔ＊＊は、直流リンク電圧Ｖｄｃが小さいときに小さく、直流リンク電圧Ｖｄｃがある程度大きいときに大きく、それぞれ設定することが望ましい。

つまり修正トルク指令Ｔ＊＊も直流リンク電圧Ｖｄｃと同様に、周波数（２／Ｔ）で変動することが望ましい。更に望ましくは、トルクの変動を抑制する観点から、修正トルク指令Ｔ＊＊が変動する期間は短いことが望ましい。

そこで修正トルク指令Ｔ＊＊をトルク指令Ｔ＊に替えて採用する。例えばトルク指令修正器７は、直流リンク電圧Ｖｄｃの波形を入力し、修正トルク指令Ｔ＊＊を直流リンク電圧Ｖｄｃが変動する周波数（２ｆ＝２／Ｔ）で変調する。これにより、直流リンク電圧Ｖｄｃが増大する期間においてのみ増大し、直流リンク電圧Ｖｄｃが減少する期間においてのみ減少する修正トルク指令Ｔ＊＊が得られる。

図２に即して言えば、修正トルク指令Ｔ＊＊の波形に台形波を採用する。当該台形波は直流リンク電圧Ｖｄｃが増大する期間においてのみ期間ｔｒで増大し、直流リンク電圧Ｖｄｃが減少する期間においてのみ期間ｔｄで減少する。そして半周期（Ｔ／２）における修正トルク指令Ｔ＊＊の平均値はトルク指令Ｔ＊に等しいことが望ましい。これにより当初のトルク指令Ｔ＊に対応した制御を行うことができる。

このような修正トルク指令Ｔ＊＊の波形を反映して、ｑ軸電流指令ｉｑ＊及びｄ軸電流指令ｉｄ＊の波形も台形波となる。なおここではいわゆる弱め界磁を想定して、ｄ軸電流指令ｉｄ＊は負となっている。よってｑ軸電流指令ｉｑ＊及びｄ軸電流指令ｉｄ＊の絶対値は、直流リンク電圧Ｖｄｃが増大する期間においてのみ増大し、直流リンク電圧Ｖｄｃが減少する期間においてのみ減少する。

このように周波数（２／Ｔ）で変動する修正トルク指令Ｔ＊＊に基づいてインバータ１を制御する場合、電圧指令演算手段８は周波数（２／Ｔ）における応答性を良好にする必要がある。

そして本実施の形態では、キャリア周波数を上げずに電流制御の応答性を高速化するために、回転機２の特性を考慮し、電流指令ｉｑ＊，ｉｄ＊からフィードフォワードで電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算する手法を採用する。

なお、電力変換装置が速度制御（速度指令で動作する）を行うシステムの場合、速度指令に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊が生成される。速度制御及びトルク制御共に既存の技術であるので、ここではその説明を省略する。速度制御を行う場合であれば、上記トルク指令Ｔ＊、修正トルク指令Ｔ＊＊をそれぞれ速度指令及び修正速度指令に読み替えた技術により、同様の効果を得ることができる。

つまり、本実施の形態ではトルク制御であっても、速度制御であっても、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊の変動に対するｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の応答性を高め、以てインバータ制御信号Ｓ、引いてはｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄの追従性を高める。

本実施の形態における電圧指令演算手段８の処理の原理を、数式を用いて以下に説明する。

電機子インダクタンスのｄ軸成分たるｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸成分たるｑ軸インダクタンスＬｑ及び界磁磁束Φａを導入すると、回転二軸上の同期機の電圧・電流方程式は式（９）で示される。

界磁磁束Φａは回転機２が備える、界磁巻線あるいは永久磁石によって発生される。また、ここでは回転二軸座標のｄ軸を総磁束ではなく、界磁磁束Φａと一致させる場合を例示した。

ｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊に対してそれぞれｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑが所定期間Ｔｃの逆数１／Ｔｃ［ｒａｄ／ｓｅｃ］で追従するための電圧指令を検討する。上記追従がなされた場合、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑがそれぞれ採るであろう想定値ｉｄｄ，ｉｑｑと、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊との関係は、時間微分の演算子ｓを導入して式（１０）で示される。

式（９）（１０）からｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊は式（１１）で表される。

更に、式（１２）、（１３）の関係を用いることにより、式（１１）は式（１４）で表すことができる。

よって想定値ｉｄｄ，ｉｑｑ及び所定期間Ｔｃを用いてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を求めることにより、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑがｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊に対して１／Ｔｃで追従する制御が行われる。例えば上述の修正トルク指令Ｔ＊＊の例に則して言えば、１／Ｔｃ＝２／Ｔに設定されればよい。

図３は電圧指令演算手段８の構成を例示するブロック図である。電圧指令演算手段８は、電圧指令生成器１３と、電圧指令補正値生成器１４と、電圧指令補正器１５とを備えている。

電圧指令生成器１３は式（１４）に基づいて、即ち電流についてのフィードフォワード制御を行って、電圧指令Ｖｄｆ，Ｖｑｆを生成する。つまり電圧指令生成器１３は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊に基づいたフィードフォワード制御によってｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑの想定値ｉｄｄ，ｉｑｑ（式（１０）参照）を求め、当該想定値を用いた回転機２の電圧方程式（式（１４）参照）に基づいて、電圧指令Ｖｄｆ，Ｖｑｆを生成する。

電圧指令補正値生成器１４は電流についてのフィードバック制御を行って、電圧指令補正値Ｖｄｂ，Ｖｑｂを生成する。

電圧指令補正器１５は、電圧指令Ｖｄｆ，Ｖｑｆを電圧指令補正値Ｖｄｂ，Ｖｑｂを用いて電圧指令Ｖｄｆ，Ｖｑｆを補正し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を求める。つまり、式（１４）の左辺にいうｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊は、電圧指令演算手段８の電圧指令Ｖｄｆ，Ｖｑｆに相当する。

このように式（１４）に相当する電圧指令生成器１３のみならず、電圧指令補正値生成器１４及び電圧指令補正器１５も電圧指令演算手段８に備えられているのは、少なくとも以下の二つの理由による。

第１の理由：式（１４）で採用される抵抗値Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑが、回転機２のそれらの実値と一致していれば、式（１４）で求められるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をそのままＰＷＭ制御手段１１に与えることで、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑをｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊に対して１／Ｔｃで追従させることができる。しかしながら、式（１４）で採用される、換言すれば電圧指令生成器１３において採用される抵抗値Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、界磁磁束Φａが、回転機２のそれらの実値と一致せず乖離する場合、フィードバック制御によってｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を補正する必要がある。

第２の理由：回転機２の駆動を開始する際、いわゆる立ち上げ時には、ｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊は過渡状態にあり、一定ではない。このような場合には、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑがそれぞれ想定値ｉｄｄ，ｉｑｑを採っても、ｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊に対して１／Ｔｃで追従させることができない。式（１０）はｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊が同じ値を採り続けることを前提としているからである。

以下、電圧指令生成器１３の構成を説明する。電圧指令生成器１３は、想定値生成器１６ａ，１６ｂを有する。想定値生成器１６ａは、ｄ軸電流指令ｉｄ＊に対する所定期間Ｔｃに基づいた一次遅れ制御（［１＋Ｔｃ・ｓ］^−１）によってフィードフォワード制御を実行し、想定値ｉｄｄを生成する。想定値生成器１６ｂは、ｑ軸電流指令ｉｑ＊に対する所定期間Ｔｃに基づいた一次遅れ制御（［１＋Ｔｃ・ｓ］^−１）によってフィードフォワード制御を実行し、想定値ｉｑｑを生成する。

電圧指令生成器１３は、乗算器１７ａ，１７ｂをも有する。乗算器１７ａは想定値ｉｑｑと回転角周波数ωとの乗算を行い、乗算器１７ｂは想定値ｉｄｄと回転角周波数ωとの乗算を行う。

電圧指令生成器１３は、増幅器１８ａ，１８ｂ，１９ａ，１９ｂ，２０ａ，２０ｂ，２１をも有する。増幅器１８ａは想定値ｉｄｄを（Ｒ−Ｌｄ／Ｔｃ）倍し、増幅器１８ｂは想定値ｉｑｑを（Ｒ−Ｌｑ／Ｔｃ）倍する。増幅器１８ａ，１８ｂは、式（１４）の右辺第２項を構成する２×２行列の対角成分に対応する。

増幅器１９ａはｄ軸電流指令ｉｄ＊をＬｄ／Ｔｃ倍し、増幅器１９ｂはｑ軸電流指令ｉｑ＊をＬｑ／Ｔｃ倍する。これにより式（１４）の右辺第１項が求められる。

増幅器２０ａは乗算器１７ａから得られた値ω・ｉｑｑをＬｑ倍し、増幅器２０ｂは乗算器１７ｂから得られた値ω・ｉｄｄをＬｄ倍する。増幅器２０ａ，２０ｂは上記２×２行列の非対角成分に対応する（但し増幅器２０ａのゲインは非対角成分と負号が異なる）。

増幅器２１は回転角周波数ωをΦａ倍して値ω・Φａを得る。増幅器２１は式（１４）の右辺第３項に対応する。

電圧指令生成器１３は、加減算器２２、加算器２３ａ，２３ｂをも有する。加減算器２２は増幅器１８ａ，１９ａの出力を加算し、増幅器２０ａの出力を減算する。これにより式（１４）の左辺に現われるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊が、電圧指令Ｖｄｆとして得られる。

加算器２３ａは増幅器１８ｂ，１９ｂ，２０ｂの出力を加算し、増幅器２３ｂは加算器２３ａに出力に増幅器２１の出力を加算する。これにより式（１４）の左辺に現われるｑ軸電圧指令Ｖｑ＊が、電圧指令Ｖｑｆとして得られる。

電圧指令補正値生成器１４は、減算器２４ａ，２４ｂ並びにｑ軸電流制御器２５ａ及びｄ軸電流制御器２５ｂを有する。

減算器２４ａはｑ軸電流指令ｉｑ＊からｑ軸電流ｉｑを引き、偏差（ｉｑ＊−ｉｑ）を求める。減算器２４ｂはｄ軸電流指令ｉｄ＊からｄ軸電流ｉｄを引き、偏差（ｉｄ＊−ｉｄ）を求める。ｑ軸電流制御器２５ａは偏差（ｉｑ＊−ｉｑ）から電圧指令補正値Ｖｑｂを求め、ｄ軸電流制御器２５ｂは偏差（ｉｄ＊−ｉｄ）から電圧指令補正値Ｖｄｂを求める。

このような構成を有する電圧指令補正値生成器１４は、従来の技術において電圧指令生成手段として扱われていた。即ち従来の技術では電圧指令生成器１３が生成する電圧指令Ｖｑｆ，Ｖｄｆは用いられておらず、本実施の形態にいう電圧指令補正値Ｖｑｂ，Ｖｄｂがそれぞれｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊として扱われていた。

ｑ軸電流制御器２５ａ及びｄ軸電流制御器２５ｂは、公知の技術を用いて容易に実現される。例えば非特許文献５において示されるように、ＰＩ制御（比例積分制御）を採用することができる。

電圧指令補正器１５は加算器２６ａ，２６ｂを有する。加算器２６ａは、電圧指令補正値Ｖｄｂを電圧指令Ｖｄｆに加算して、補正されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を得る。加算器２６ｂは、電圧指令補正値Ｖｑｂを電圧指令Ｖｑｆに加算して、補正されたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を得る。

なお、本実施の形態において電圧指令補正値生成器１４の、より具体的にはｑ軸電流制御器２５ａ及びｄ軸電流制御器２５ｂにおける電流制御の応答性を高速化させる必要はない。その理由は、上記第１の理由に即してみれば、回転機２の諸元について実値と計算に用いられる値とが乖離してもかかる乖離は定常的だからである。また上記第２の理由に即してみれば、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊が定常状態であることが式（１１）の、引いては式（１４）の前提であるからである。

よって電圧指令補正値生成器１４の周波数特性を向上させる必要なく、電圧指令生成器１３によってｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑのｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊に対する追従性を高めることができる。

図４乃至図９は本実施の形態の効果を従来と比較するグラフである。これらの図は、単相電源の周波数を５０Ｈｚとし、回転機２を４ｋＷの同期機とし、１／Ｔｃ＝１００Ｈｚとしたシミュレーション結果を示す。なお、ここでは電圧指令補正値生成器１４の電流制御の応答性を考慮するため、回転機２の諸元について実値と計算に用いられる値とが乖離している場合について例示した。これにより、偏差（ｉｑ＊−ｉｑ），（ｉｄ＊−ｉｄ）が変動しつつ発生している。

図４乃至図６はｑ軸電流ｉｑ、ｑ軸電流指令ｉｑ＊、偏差（ｉｑ＊−ｉｑ）を示す。図７乃至図９はｄ軸電流ｉｄ、ｄ軸電流指令ｉｄ＊、偏差（ｉｄ＊−ｉｄ）を示す。

図４及び図７は、本実施の形態において電圧指令補正値生成器１４の電流制御の応答周波数を１００Ｈｚとしたシミュレーション結果である。

図５，６及び図８，９は、本実施の形態にいう電圧指令補正値Ｖｑｂ，Ｖｄｂがそれぞれｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊として採用した場合のシミュレーションであり、従来の技術に相当する。

但し、図５及び図８は電圧指令補正値Ｖｑｂ，Ｖｄｂを得るための電流制御（本実施の形態の電圧指令補正値生成器１４に相当）の電流制御の応答周波数を１０００Ｈｚとした場合を示す。また図６及び図９は電流制御の応答周波数を１００Ｈｚとした場合を示す。

図４と図５における偏差（ｉｑ＊−ｉｑ）は、図６のそれよりも低減していることが明らかに見て取れる。同様に、図７と図８における偏差（ｉｄ＊−ｉｄ）は、図９のそれよりも低減していることが明らかに見て取れる。

つまり、本実施の形態のように式（１４）に基づいた制御により、電流制御の応答周波数が１００Ｈｚの装置を用いて、電流制御の応答周波数が１０００Ｈｚである場合と同等の、電流指令に対する電流の追従性を実現できることが判る。

しかも、非特許文献５には、キャリア周波数が３ｋＨｚのとき、電流制御の応答周波数は６０００ｒａｄ／ｓｅｃ（９５５Ｈｚ）程度が限界であることが記載されている。つまり、電流制御の応答周波数１０００Ｈｚを実現するためには、キャリア周波数を３ｋＨｚ以上にしなければならないことが判る。他方、１００Ｈｚ程度の電流制御の応答周波数を実現するためには、キャリア周波数は３００Ｈｚ程度あれば十分であることも判る。

つまり、本実施の形態では電流制御の応答周波数が１０００Ｈｚの装置と同程度の追従性を得る場合であっても、キャリア周波数を下げることができるという効果がある。

以上より、本実施の形態では、電流制御の応答周波数を高めずに電流指令（例えばその波形が台形波である）への電流の追従性を高めることができるので、計算の負荷を上げたり、キャリア周波数やスイッチング周波数を上げたりする必要がない。

よって直流電圧を入力して多相の交流電圧を出力する技術において、電解コンデンサレスインバータ装置などのように直流電圧の変動が大きくても、簡単な構成で電流の追従性を高めることができ、また電力変換装置の損失を抑制できる。

上記の説明では、電流のフィードフォワードにおいて、所定期間Ｔｃに基づいた一次遅れ制御を採用した。しかし他の制御、例えば無駄時間制御や、二次以上の遅れ制御を用いてもよいことは明白である。

１ インバータ（電力変換器）
２ 回転機（交流回転電動機）
５ 電流指令生成器
７ 指令値修正器
１３ 電圧指令生成器
１４ 電圧指令補正値生成器
１５ 電圧指令補正器
１６ａ，１６ｂ 想定値生成器
２０ インバータ制御装置

Claims (5)

1. 直流電圧（Ｖｄｃ）を入力し、多相の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を回転電動機（２）に出力するインバータ（１）を制御するインバータ制御装置（２０）であって、
   前記回転電動機に流れる電流を前記回転電動機の回転角周波数で回転する回転座標系において表した二相電流（ｉｄ，ｉｑ）についての指令値たる電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）を生成する電流指令生成器（５）と、
   前記電流指令に基づいたフィードフォワード制御によって前記二相電流の想定値（ｉｄｄ，ｉｑｑ）を求め、前記想定値を用いた前記回転電動機の電圧方程式に基づいて、前記交流電圧を前記回転座標系において表した二相電圧についての指令値たる電圧指令（Ｖｄｆ，Ｖｑｆ）を生成する電圧指令生成器（１３）と
   を備えるインバータ制御装置。
2. 前記電圧指令生成器（１３）は、
   前記電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）に対する所定期間（Ｔｃ）に基づいた一次遅れ制御（［１＋Ｔｃ・ｓ］^−１）によって前記フィードフォワード制御を実行する想定値生成器（１６ａ，１６ｂ）
   を有する、請求項１記載のインバータ制御装置。
3. 前記電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）の絶対値は前記直流電圧が増大する期間においてのみ増大し、前記直流電圧が減少する期間においてのみ減少する、請求項１又は請求項２記載のインバータ制御装置。
4. トルクの、もしくは速度の指令値（Ｔ＊）と、前記直流電圧（Ｖｄｃ）の波形を入力し、前記指令値を前記直流電圧が変動する周波数（２ｆ）で変調して、前記直流電圧が増大する期間においてのみ増大し、前記直流電圧が減少する期間においてのみ減少する修正指令値（Ｔ＊＊）を生成する指令値修正器（７）
   を更に備え、
   前記電流指令生成器（５）は、前記修正指令値と電流位相（β）とを入力し、前記電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）を生成する、請求項３記載のインバータ制御装置。
5. 前記電流指令（ｉｄ＊，ｉｑ＊）と前記二相電流（ｉｄ，ｉｑ）との偏差に基づいて、前記電圧指令（Ｖｄｆ，Ｖｄｆ）を補正する電圧指令補正値（Ｖｄｂ，Ｖｄｂ）を生成する電圧指令補正値生成器（１４）と、
   前記電圧指令補正値を用いて前記電圧指令を補正して、補正された電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を生成する電圧指令補正器（１５）と、
   を更に備える、請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載のインバータ制御装置。

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