JP2014044111A - 二次電池装置及び充電状態計測方法 - Google Patents

Abstract

【課題】安価でＳＯＣ計測精度の向上を得ることができる二次電池装置及び充電状態計測方法を提供する。
【解決手段】実施形態によれば、電流計測回路は、二次電池回路の充電電流と放電電流の影響を受ける抵抗に発生する電圧に基づき、前記放電電流と前記充電電流を計測する。スイッチ回路は、前記電流計測回路の入力端子と前記抵抗との間に設けられ、第１の期間に前記電流計測回路が放電電流、第２の期間に充電電流を計測するように、前記抵抗と前記電流計測回路の計測接続状態を切り換える。制御部は、前記電流計測回路の出力を用いて前記二次電池回路の充電状態を計算する。
【選択図】図５

Description

本発明の実施形態は二次電池装置及び充電状態計測方法に関する。

二次電池装置は電流値を計測する電流計測回路を有する。電流計測回路は、増幅回路を有する。増幅回路は、例えば、電流経路に直列に接続されている低抵抗のシャント抵抗の両端に発生する電圧を増幅し、計測電圧に基づいた出力を得る。この出力は、例えばマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）に入力されデジタルアナログ（Ａ／Ｄ）変換され、この変換データに応じた値が計測電流値とされる。電流計測回路では、この計測電流値を積算演算することにより、充電状態（State Of Charge（ＳＯＣ））に反映させる。特に、開路電圧（Open Circuit Voltage(ＯＣＶ））−ＳＯＣカーブがフラットな領域において、この電流値を積算する方式が用いられている。

二次電池装置及びその充電状態計測に関する技術は、例えば特許文献に示すような技術が各種提案されている。

特開平９−２９７１６３号公報 特開２００６−８７１６０号公報 特開２０１１−４７８２０号公報

しかしながら従来の二次電池装置及び充電状態計測方法は、使用している回路素子がすべて正常で一定の性能を有することを前提として設計されている。このために例えば演算増幅器を構成するトランジスタのバラツキなどの影響により計測回路の出力電圧にオフセット電圧が含まれ、ＳＯＣの誤差が積み上がってしまう問題がある。又、オフセット電圧が小さい演算増幅器は高価となり、装置全体のコストアップの問題がある。

そこで本実施形態では、安価でＳＯＣ計測精度の向上を得ることができる二次電池装置及び充電状態計測方法を提供することを目的とする。

実施形態によれば、二次電池回路の充電電流と放電電流の影響を受ける抵抗と、前記抵抗に発生する電圧に基づき、前記放電電流と前記充電電流を計測する電流計測回路と、前記電流計測回路の入力端子と前記抵抗との間の接続回路として設けられ、第１の期間に前記電流計測回路が放電電流、第２の期間に充電電流を計測するように、前記抵抗と前記電流計測回路の計測接続状態を切り換えるスイッチ回路と、前記電流計測回路の出力を用いて前記二次電池回路の充電状態を計算する制御部と、を有する。

本実施形態の前提となる二次電池装置の一構成例を示す図である。 図１の電流計測回路の出力電圧とオフセット電圧と計測電流との関係を示す図である。 本実施形態の一構成例による二次電池装置を示す図である。 図１と図３の二次電池装置の充電電流・放電電流計測時の計測誤差の蓄積状況を説明する図である。 本実施形態の他の構成例に二次電池装置の電流計測装置を示す図である。 図５の電流計測回路の出力電圧とオフセット電圧と計測電流との関係を示す図である。

以下、実施形態について図面を参照して説明する。図１は実施形態の前提となる二次電池装置の電流計測装置の一構成例を示す。

図１において、ＢＴは、複数のセルＣｅｌｌ−１、Ｃｅｌｌ−２，Ｃｅｌｌ−３……Ｃｅｌｌ−ｎが直列接続された二次電池回路である。二次電池回路ＢＴの電流経路には、シャント抵抗Ｒｓｈが直列に挿入される。端子Ｔ１１は、二次電池回路ＢＴのプラス側端子であり、端子Ｔ１２は、二次電池回路ＢＴのマイナス側端子である。シャント抵抗Ｒｓｈは、端子Ｔ１２と二次電池回路ＢＴのマイナス電極との間に接続される。

第１の電流計測回路１０１の一方の入力端子１−１と他方の入力端子１−２は、シャント抵抗Ｒｓｈの一方の端子ａと他方の端子ｂにそれぞれ接続される。第２の電流計測回路１０２の一方の入力端子２−１と他方の入力端子２−２は、シャント抵抗Ｒｓｈの他方の端子ｂと一方の端子ａにそれぞれ接続される。

第１の電流計測回路１０１において、前記一方の入力端子１−１は、抵抗Ｒ１を介して差動増幅回路ＤＡ１の一方の入力端子（例えば負側入力端子）に接続され、前記他方の入力端子１−２は、抵抗Ｒ３を介して差動増幅回路ＤＡ１の他方の入力端子（例えば正側入力端子）に接続される。差動増幅回路ＤＡ１の出力端子と負側入力端子との間にはフィードバックバイアス用の抵抗Ｒ２が接続されている。差動増幅回路ＤＡ１の正側入力端子とのアース電位間には基準バイアス用の抵抗Ｒ４が接続されている。これらの抵抗が備わり、第１の演算増幅器を構築している。

第２の電流計測回路１０２において、前記一方の入力端子２−１は、抵抗Ｒ５を介して差動増幅回路ＤＡ２の一方の入力端子（例えば負側入力端子）に接続され、前記他方の入力端子２０２は、抵抗Ｒ７を介して差動増幅回路ＤＡ２の他方の入力端子（例えば正側入力端子）に接続される。差動増幅回路ＤＡ２の出力端子と負側入力端子との間にはフィードバックバイアス用の抵抗Ｒ６が接続されている。差動増幅回路ＤＡ２の正側入力端子とのアース電位間には基準バイアス用の抵抗Ｒ８が接続されている。これらの抵抗が備わり第２の演算増幅器を構築している。

電流計測回路１０１と電流計測回路１０２のそれぞれの出力（電流又は電圧）は、マイクロプロセッシングユニット（MPU）４００に入力される。MPU４００内部のアナログデジタル（A/D）変換モジュールは、前記出力（電流又は電圧）をデジタル値に変換し、SOC演算に利用する。電池残量（充電状態ＳＯＣ）は、充電或いは放電電流の積算分だけ増加或いは減少する。従って、MPU４００は、計測したデジタル電流値を積算演算し、予め設定した期間の積算演算値を、充電状態（State Of Charge（ＳＯＣ））として把握する。上記の積算演算により得られたSOC情報は、インターフェース（I/F）回路５００を介して外部接続装置に送信される。外部接続装置としては、例えば電池残量を表示するディスプレイ、警告器などがある。

上記の装置では、電流計測回路１０１は放電電流のみを計測でき、放電電流値Idとシャント抵抗値Rshにより放電電流計測回路１０１の出力Vout1は次式(1)になる。

Vout 1= Id×Rsh ×Av + ΔV1・・・・(1)
この時の第１の演算増幅器のオフセット電圧Voff1と差動増幅回路ＤＡ１の電圧利得Avにより、出力電圧の誤差ΔV1は次式(2)で表される。ΔVoff1は第１の演算増幅器の固有の値であり、個体、電圧、温度の条件によって異なる。

ΔV1=Voff1(1+Av) ・・・・(2)
オフセット電圧Voff1によりΔV1の分だけ電流計測値の誤差が生じてしまう。

同様に電流計測回路１０２も示すと、電流計測回路１０２は充電電流のみを計測でき、放電電流値Icとシャント抵抗値Rshにより充電電流計測回路の出力Vout2は次式(3)になる。

Vout 2= Ic×Rsh ×Av + ΔV2 ・・・・(3)
この時の演算増幅器のオフセット電圧Voff2と差動増幅回路ＤＡ２の利得Avにより、出力電圧の誤差ΔV2は次式(4)で表される。Δvoff2は演算増幅器の固有の値であり、電圧、温度によって異なる。

ΔV2=Voff2(1+Av) ・・・・(4)
したがってΔV2の分だけ電流計測値の誤差が生じてしまう。

上記から定電流放電Idをt1期間流した後、定電流充電Icをt2期間流すと電流値積算値の合計Qは式(5)となり、オフセット電圧による誤差ΔQは次式(6)となる。

Q =（Id×Rsh ×Av + ΔV1）×t1 ＋ (Ic×Rsh ×Av + ΔV2) ×t2・・・・(5)
ΔQ ＝ ΔV1×t1(放電時間) ― ΔV2×t2(充電時間)・・・・(6)
（この式でのΔV1とΔV2はMPUでのA/D変換後の電流カウント値として扱う。）
誤差ΔV1とΔV2の大きさと正負方向は演算増幅器によって異なる。したがって、電流計測回路１０１と１０２のオフセットの方向が異なる場合、ΔV1とΔV2の正負が異なるので、誤差はますます大きくなる。

計測電流レンジに対して放電電流と充電電流の値が小さい場合、オフセット電圧の影響が大きくなり電流積算誤差も大きくなる。

図２に充電或いは放電電流と出力電圧のイメージ例を示す。実際は演算増幅器の設計や個別特性によりオフセット電圧の電流依存（入力電圧特性）がある。放電電流と充電電流の値が小さい場合、電流計測回路１０１或いは１０２の出力電圧に対するオフセット電圧は相対的に大きい。このために誤差も大きくなる可能性がある。

図３は上記の問題を解決した回路である。図１の回路と同様な部分は同一符号を付している。図１の回路と異なる部分を説明する。

電流計測回路１０１の一方の入力端子１−１と他方の入力端子１−２は、スイッチ回路１００を介して、差動増幅回路ＤＡ１の一方の入力端子側と他方の入力端子側のいずれにも切り替え接続可能である。

スイッチ回路１００は、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４を含む。スイッチ素子ＳＷ１は、入力端子１−１を抵抗Ｒ１を介して差動増幅回路ＤＡ１の一方の入力端子に接続することができ、スイッチＳＷ２は、入力端子１−１を抵抗Ｒ３を介して差動増幅回路ＤＡ１の他方の入力端子に接続することができる。また、スイッチ素子ＳＷ３は、入力端子１−２を抵抗Ｒ１を介して差動増幅回路ＤＡ１の一方の入力端子に接続することができ、スイッチＳＷ４は、入力端子１−２を抵抗Ｒ３を介して差動増幅回路ＤＡ１の他方の入力端子に接続することができる。

電流計測回路１０２の一方の入力端子２−１と他方の入力端子２−２は、スイッチ回路２００を介して、差動増幅回路ＤＡ２の一方の入力端子側と他方の入力端子側のいずれにも切り替え接続可能である。

スイッチ回路２００は、スイッチ素子ＳＷ５，ＳＷ６，ＳＷ７，ＳＷ８を含む。スイッチ素子ＳＷ５は、入力端子２−１を抵抗Ｒ５を介して差動増幅回路ＤＡ２の一方の入力端子に接続することができ、スイッチＳＷ６は、入力端子２−１を抵抗Ｒ７を介して差動増幅回路ＤＡ２の他方の入力端子に接続することができる。また、スイッチ素子ＳＷ７は、入力端子２−２を抵抗Ｒ５を介して差動増幅回路ＤＡ２の一方の入力端子に接続することができ、スイッチＳＷ８は、入力端子２−２を抵抗Ｒ７を介して差動増幅回路ＤＡ２の他方の入力端子に接続することができる。上記のスイッチ回路１００、２００は、半導体素子、或いは電磁スイッチなどが用いられても良い。

上記のスイッチ回路１００と２００は以下のように制御される。この制御は、例えばＭＰＵ４００からの制御信号により実行される。ある期間Ａは、ＳＷ１，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ８がオンし、ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ６，ＳＷ７はオフする。この期間Ａでは、電流計測回路１０１は放電電流のみを計測でき、電流計測回路１０２は充電電流のみを計測できる。

この時ＭＰＵ４００では電流計測回路１０１の出力を放電電流、電流計測回路１０２の出力を充電電流として演算する。

次に他の期間Ｂでは、ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ６，ＳＷ７がオンし、ＳＷ１，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ８がオフする。この期間Ｂでは、電流計測回路１０１は充電電流のみを計測でき、電流計測回路１０２は放電電流のみを計測できる。

この時ＭＰＵ４００では電流計測回路１０１の出力を充電電流、電流計測回路１０２の出力を放電電流として演算する。

上記の期間Ａと期間Ｂを繰り返すことによって電流積算値の誤差をキャンセルすることが出来る。具体的には、期間Ａに定電流放電電流Idをt1期間流した後、定電流充電電流Icをt2期間流し、次の期間Ｂでスイッチ回路１００、２００を切り替え制御し、定電流放電電流Idをt1’期間流した後、定電流充電電流Icをt2’期間流すものとする。すると、
期間Ａでの誤差は
放電期間t1:ΔV1=Voff1(1+Av),
充電期間t2:ΔV2=Voff2(1+Av)となり、
期間Ｂでの誤差は
放電期間t’1:ΔV2’ =Voff2’(1+Av),
充電期間t2’:ΔV1’ =Voff1’(1+Av)となる。

期間Ａと期間Ｂの電流積算値の誤差ΔQABを求めると、
誤差ΔQAB ＝ ΔV1×t1(放電時間) ― ΔV2×t2(充電時間) + ΔV2’×t1’(放電時間) ― ΔV1’×t2’(充電時間) となる。

ここでId=IcならばVoff1=Voff1’, Voff2=Voff2’からΔV1=ΔV1’ ,ΔV2=ΔV2’ となるので、
ΔQAB＝ΔV1(t1―t2’)+ ΔV2(t1’―t2) となる。更に、Ａ及びＢ期間及びその充放電期間が等しい場合、t1=t2=t1’=t2’ならばΔQAB=０となる。したがって電流計測回路のオフセットの抑制及び又はオフセットのキャンセルすることが出来る。

図４（Ａ）には、上記した期間ＡとＢにおける図３の電流計測回路１０１と１０２が電流計測を行う期間を示している。また図４（Ｂ）には、上記した期間ＡとＢにおいて、図１の電流計測回路１０１と１０２による電流計測誤差が蓄積される様子を示している。図４（Ｃ）には、上記した期間ＡとＢにおいて、図３の電流計測回路１０１と１０２の電流計測誤差がキャンセルされる様子を示している。図４（Ｃ）では放電電流と充電電流が等しく、放電電流計測期間と充電電流計測期間が等しい場合は期間Ａと期間Ｂを経ることで誤差ΔQはキャンセルされることを示している。

上記の実施形態では、２つの電流計測回路１０１、１０２を有した。しかし本発明の考え方は図５に示すように構成されてもよい。図５の実施形態は、図３の実施形態に比べて、電流計測回路１０２が省略され電流計測回路１０２が採用されている。さらに差動増幅回路ＤＡ１の他方の入力端子（例えば負側入力端子）には、抵抗Ｒ４の一端が接続されるが、この抵抗Ｒ４の他端は基準電圧Vrefに接続されている。

この実施例では、Vrefを基準電圧として、
Vout＞Vrefの時を放電（充電）、Vout<Vrefの時を充電(放電)、Vout=Vrefの時を無電流であるものとして計測し、計測電流の演算を行う。

電流値はVout−Vrefの絶対値に基づいて算出される。従って、電流計測回路の出力電圧と、充放電電流と、基準電圧とオフセット電圧との関係を示すと図６に示すようになる。

例えば演算増幅器が、正のオフセットを持つとする。すると、計測した電流値が Vout＞Vref の範囲での電流値であれば、本来の電流値より大きい値として計測される、逆に計測した電流値がVout＜Vrefの範囲での電流値であれば、本来の電流値より小さい値として計測されることになる。このオフセットによる誤差を軽減するために、スイッチ素子ＳＷ１−ＳＷ４が制御される。即ち、ある期間ＡはＳＷ１，ＳＷ４がオンし、ＳＷ２，ＳＷ３はオフされるので電流計測回路の出力がVout＞Vrefの時を放電、Vout＜Vrefの時を充電としてＭＰＵ４００で演算される。次の期間ＢではＳＷ２，ＳＷ３がオンし、ＳＷ１，ＳＷ４はオフされるので電流計測回路の出力がVout＞Vrefの時を充電、Vout＜Vrefの時を放電としてＭＰＵ４００で演算される。

上記の期間Ａと期間Ｂを繰り返すことによって電流積算値に含まれる誤差をキャンセルすることが出来る。具体的には、期間Ａに定電流放電Idをt1期間流した後、定電流充電Icをt2期間流し、次の期間Ｂでスイッチ回路１００を切り替え制御し、定電流放電Idをt1’期間流した後、定電流充電Icをt2’期間流すものとする。

期間Ａの電流計測回路１００のオフセット電圧は放電領域Voff1、充電Voff2とし期間Ｂのフセット電圧は放電Voff1’、充電Voff2’とする。したがって誤差は下記のようになる。

期間Ａのそれぞれの誤差は、放電期間t1:ΔV1=Voff1(1+Av), 充電期間t2:ΔV2=Voff2(1+Av) となり、
期間Ｂのそれぞれの誤差は、放電期間t1’:ΔV2’ =Voff2’(1+Av), 充電期間t2’:ΔV1’ =Voff1’(1+Av) となる。

したがって期間Ａと期間Ｂの電流積算値の誤差ΔQABは、
ΔQAB ＝ΔV1×t1(放電時間) ― ΔV2×t2(充電時間) + ΔV2’×t1’(放電時間) ― ΔV1’×t2’(充電時間) となる。

ここでId=IcならばVoff1=Voff1’, Voff2=Voff2’からΔV1=ΔV1’ ,ΔV2=ΔV2’ となるので、ΔQAB＝ΔV1(t1―t2)+ ΔV2(t1―t2) となる。更に、A,B期間ＡとＢが等しくまたその充放電期間が等しい場合、t1=t2=t1’=t2’ならばΔQAB=０となる。更にt1=t2ならばΔQAB=０となる。したがって電流計測回路のオフセットを抑制しまたはキャンセルすることが出来る。

実際の使用では電流計測回路がそれぞれ一方向の電流に対応する期間ともう一方に対応する期間を同等にするため、期間Ａと期間Ｂを頻繁に切り替えたほうがが望ましい。例えば無電流が一定の時間継続したタイミングや装置を起動したタイミングなどで期間Ａと期間Ｂを切り替えるよう制御する。特に充放電パターン、期間が一定である装置において有効である。

上記した電流計測回路を二次電池回路の充放電路に接続する場合、必ずしも、図１、図３、図５に示した場所に限定されるものではない。要は、二次電池回路に対する充電電流、放電電流の変化を検出できる同一場所（充放電検出路）であればよい。また電流計測回路とスイッチの構成に関しては、半導体集積回路で一体化して構成し、スイッチは制御回路からの制御信号で制御される構成であってもよい。

また本装置は種々の装置（自動車、列車などの車両）に適用できることは勿論のことである。そのためにスイッチ回路１００，２００を制御するタイミングは、ＭＰＵ４００により決定することができる。この場合、ＭＰＵ４００が、電池回路ＢＴに対する充電期間と放電期間を検出することができる。そして、ＭＰＵ４００が期間Ａ、期間Ｂを設定し、上記した計測のためのスイッチ制御を行う。図４は原理的な期間Ａと、期間Ｂを示したが、期間Ａと期間Ｂは、時間軸上で分散されていてもよい。

上記したように本実施形態によると、電流計測回路のオフセットを計測電流方向を一定期間毎に切り替えることによって、SOC演算におけるオフセットをキャンセルし、SOC精度を向上することができる。よって、SOC精度の更なる向上が見込める。又、高価な演算増幅器を採用することなく安価なスイッチの追加のみでSOC精度を向上することが出来る。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１００，２００・・・スイッチ回路、１０１，１０２・・・・電流計測回路、４００・・・ＭＰＵ，５００・・・I/F回路、ＢＴ・・・二次電池回路、Ｒｓｈ・・・シャント抵抗。

Claims (6)

1. 二次電池回路の充電電流と放電電流の影響を受ける抵抗と、
   前記抵抗に発生する電圧に基づき、前記放電電流と前記充電電流を計測する電流計測回路と、
   前記電流計測回路の入力端子と前記抵抗との間の接続回路として設けられ、第１の期間に前記電流計測回路が放電電流、第２の期間に充電電流を計測するように、前記抵抗と前記電流計測回路の計測接続状態を切り換えるスイッチ回路と、
   前記電流計測回路の出力を用いて前記二次電池回路の充電状態を計算する制御部と、を有する二次電池装置。
2. 二次電池回路の充電電流と放電電流の影響を受ける抵抗と、
   前記抵抗に発生する電圧に基づき、前記放電電流と前記充電電流を計測する第１の電流計測回路と、
   前記抵抗に発生する電圧に基づき、前記放電電流と前記充電電流を計測する第２の電流計測回路と、
   第１の期間に前記第１の電流計測回路が前記放電電流、前記第２の電流計測回路が前記充電電流を計測し、第２の期間に前記第１の電流計測回路が前記充電電流、前記第２の電流計測回路が前記放電電流を計測するように、前記抵抗と前記第１及び第２の電流計測回路の接続状態を切り換えるスイッチ回路と、
   前記第1と第2の電流計測回路の出力を用いて前記電池回路の充電状態を計算する制御部と、を有する二次電池装置。
3. 前記スイッチ回路により計測電流方向を切り替えるタイミングは、前記充電電流及び前記放電電流が一定期間流れていないと判断された時及び又は前記二次電池回路の電圧を用いる機器が起動された時である請求項1又は２に記載の二次電池装置。
4. 前記スイッチ回路が半導体素子で構成されている請求項1又は２に記載の二次電池装置。
5. 二次電池回路の充電電流と放電電流の影響を受ける抵抗と、前記抵抗に発生する電圧に基づき前記放電電流と前記充電電流を計測する電流計測回路と、制御部を含み前記二次電池回路の充電状態を計測する方法であって、前記制御部が、
   第１の期間に前記電流計測回路が放電電流、第２の期間に充電電流を計測するように、前記電流計測回路の入力端子と前記抵抗との間の接続状態を切り換え、
   前記電流計測回路の出力を用いて前記二次電池回路の充電状態を計算する、充電状態計測方法。
6. 二次電池回路の充電電流と放電電流の影響を受ける抵抗と、前記抵抗に発生する電圧に基づき、前記放電電流と前記充電電流を計測する第１の電流計測回路と、前記抵抗に発生する電圧に基づき、前記放電電流と前記充電電流を計測する第２の電流計測回路と、制御部を含み前記二次電池回路の充電状態を計測する方法であって、前記制御部が、
   第１の期間に前記第１の電流計測回路が前記放電電流、前記第２の電流計測回路が前記充電電流を計測し、第２の期間に前記第１の電流計測回路が前記充電電流、前記第２の電流計測回路が前記放電電流を計測するように、前記抵抗と前記第１及び第２の電流計測回路の接続状態を切り換え、
   前記第1と第２の電流計測回路の出力を用いて前記電池回路の充電状態を計算する、充電状態計測方法。

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