JP2013207768A

JP2013207768A - Transmission module

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Publication number: JP2013207768A
Application number: JP2012077988A
Authority: JP
Inventors: Kenji Saito; 賢志齋藤; Shunji Yoshimi; 俊二吉見; Shingo Yanagihara; 真悟柳原; Yuki Higashide; 祐樹東出
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2012-03-29
Filing date: 2012-03-29
Publication date: 2013-10-07

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a technique for simplifying a matching circuit connected between an output end of an amplification circuit and an input end of a nonreciprocal circuit.SOLUTION: An emitter size of a transistor of an amplification element 20 of an output stage of a power amplifier 2 is set such that a maximum value of an output current of the power amplifier 2 changing with load changes is within a prescribed allowable range. Such a reduced emitter size of the transistor of the amplification element 20 increases an output impedance of the power amplifier 2 to relatively reduce an impedance conversion ratio from an output terminal P1 of the power amplifier 2 to an input terminal P2 of a nonreciprocal circuit 3. This can simplify a matching circuit 4 connected between the output terminal P1 of the power amplifier 2 and the input terminal P2 of the nonreciprocal circuit 3.

Description

本発明は、増幅回路と、非可逆回路と、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路とを備える送信モジュールに関する。 The present invention relates to a transmission module including an amplifier circuit, a nonreciprocal circuit, and a matching circuit connected between an output terminal of the amplifier circuit and an input terminal of the nonreciprocal circuit.

近年、携帯電話や携帯情報端末等の携帯通信端末において、使用される周波数帯域や変調方式が異なる複数の通信方式に対応するマルチバンド化、マルチモード化が要求されている。したがって、この種の携帯通信端末の送信部分には、図９に示すように、周波数帯域が異なる複数の高周波信号に対応した送信モジュールが搭載される（例えば特許文献１）。図９に示す送信モジュール５００は、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division
Multiple Access）方式による通信において使用される複数の周波数帯域（Ｂａｎｄ：バンド）の高周波信号を増幅するものであって、高周波電力増幅素子（パワーアンプ）５０１と、パワーアンプ５０１から出力された第１の高周波信号が伝送される第１の伝送パス５０２と、パワーアンプ５０１から出力された第１の高周波信号よりも周波数が高い第２の高周波信号が伝送される第２の伝送パス５０３とを備えている。 In recent years, mobile communication terminals such as mobile phones and personal digital assistants are required to be multiband and multimode compatible with a plurality of communication systems that use different frequency bands and modulation systems. Therefore, as shown in FIG. 9, a transmission module corresponding to a plurality of high-frequency signals having different frequency bands is mounted on the transmission portion of this type of mobile communication terminal (for example, Patent Document 1). The transmission module 500 shown in FIG. 9 is, for example, W-CDMA (Wideband Code Division).
Amplifies high-frequency signals in a plurality of frequency bands (Bands) used in communication by a multiple access method, and includes a high-frequency power amplification element (power amplifier) 501 and a first output from the power amplifier 501. A first transmission path 502 through which a high-frequency signal is transmitted, and a second transmission path 503 through which a second high-frequency signal having a higher frequency than the first high-frequency signal output from the power amplifier 501 is transmitted. ing.

また、第１の伝送パス５０２には第１のスイッチ５０４が挿入され、第２の伝送パス５０３には第２のスイッチ５０５が挿入されている。そして、第１のスイッチ５０４の共用端子はパワーアンプ５０１に接続され、切替端子はバンド５の送信信号（８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ）用の整合調整回路（整合回路）５０６に接続されている。第２のスイッチ５０５の共用端子はパワーアンプ５０１に接続され、切替端子はバンド１の送信信号（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）用の整合回路５０７と、バンド９の送信信号（１７４９．９ＭＨｚ〜１７８４．９ＭＨｚ）用の整合回路５０８とにそれぞれ接続されている。 In addition, a first switch 504 is inserted in the first transmission path 502, and a second switch 505 is inserted in the second transmission path 503. The common terminal of the first switch 504 is connected to the power amplifier 501, and the switching terminal is connected to a matching adjustment circuit (matching circuit) 506 for a transmission signal (824 MHz to 849 MHz) of band 5. The shared terminal of the second switch 505 is connected to the power amplifier 501, and the switching terminal is a matching circuit 507 for a band 1 transmission signal (1920 MHz to 1980 MHz) and a band 9 transmission signal (1749.9 MHz to 1784.9 MHz). Are connected to a matching circuit 508, respectively.

特開２０１１−１５２４２号公報（段落００３６〜００４８、図１、要約書など）Japanese Patent Laying-Open No. 2011-15242 (paragraphs 0036 to 0048, FIG. 1, abstract, etc.)

上記した送信モジュール５００では、Ｗ−ＣＤＭＡ方式による通信において使用される各バンドごとに整合回路５０６〜５０８が個別に設けられているので、送信モジュール５００が備える各整合回路５０６〜５０８の構成が大規模になり送信モジュール５００が大型化するという問題がある。そこで、例えば、周波数帯域の近いバンド１、バンド９用の整合回路を共通化することにより、送信モジュール５００の小型化を図ることができる。ところが、この場合、複数のバンド用の整合回路が共通化されることにより、共通化された整合回路はより広い周波数帯域に渡って、インピーダンス整合機能を有する必要がある。したがって、複数のバンド用に共通化された整合回路を形成するのに必要なインダクタおよびキャパシタの数が増大するので、整合回路が複雑化し、共通化された整合回路の挿入損失が大きくなるという問題があった。 In the transmission module 500 described above, since the matching circuits 506 to 508 are individually provided for each band used in the communication by the W-CDMA system, the configuration of the matching circuits 506 to 508 included in the transmission module 500 is large. There is a problem that the transmission module 500 becomes large in size. Therefore, for example, the transmission module 500 can be reduced in size by sharing the matching circuits for bands 1 and 9 having close frequency bands. However, in this case, since the matching circuits for a plurality of bands are shared, the shared matching circuit needs to have an impedance matching function over a wider frequency band. Therefore, since the number of inductors and capacitors required to form a common matching circuit for a plurality of bands increases, the matching circuit becomes complicated and the insertion loss of the common matching circuit increases. was there.

この発明は、上記した課題に鑑みてなされたものであり、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路の簡素化を図ることができる技術を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and provides a technique capable of simplifying a matching circuit connected between an output terminal of an amplifier circuit and an input terminal of a nonreciprocal circuit. With the goal.

上記した目的を達成するために、本発明の送信モジュールは、増幅回路と、非可逆回路と、前記増幅回路の出力端と前記非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路とを備える送信モジュールにおいて、前記非可逆回路のアイソレーション特性に基づいて予め決定される負荷変動による前記増幅回路の出力電流の変動時の最大値が規定された許容範囲となるように、前記増幅回路の増幅素子の一方端サイズを設定することを特徴としている。 In order to achieve the above-described object, a transmission module of the present invention includes an amplifier circuit, a nonreciprocal circuit, and a matching circuit connected between an output terminal of the amplifier circuit and an input terminal of the nonreciprocal circuit. In the transmission module provided, the amplification circuit of the amplification circuit so that a maximum value at the time of fluctuation of the output current of the amplification circuit due to load fluctuation determined in advance based on the isolation characteristic of the non-reciprocal circuit is within a prescribed allowable range. It is characterized by setting one end size of the amplifying element.

このように構成された発明では、増幅回路の負荷変動への耐性は非可逆回路のアイソレーション特性に基づいて予め決定されるため、当該負荷変動による増幅回路の出力電流の変動時の最大値は、送信モジュールに非可逆回路が設けられていない場合と比較すると非常に小さくなる。したがって、増幅回路の出力段の増幅素子の一方端サイズを、当該負荷変動による増幅回路の出力電流の変動値の最大値が規定された許容範囲となるように設定することによって、前記一方端サイズの低減を図ることができる。なお、増幅素子の一方端とは、バイポーラトランジスタのエミッタや電界効果トランジスタのソースが相当する。 In the invention configured in this manner, the resistance to load fluctuation of the amplifier circuit is determined in advance based on the isolation characteristics of the non-reciprocal circuit, so the maximum value when the output current of the amplifier circuit fluctuates due to the load fluctuation is As compared with the case where the non-reciprocal circuit is not provided in the transmission module, it becomes very small. Therefore, by setting the one end size of the amplifying element of the output stage of the amplifier circuit so that the maximum value of the fluctuation value of the output current of the amplifier circuit due to the load fluctuation falls within the prescribed allowable range, the one end size Can be reduced. The one end of the amplifying element corresponds to the emitter of a bipolar transistor or the source of a field effect transistor.

また、増幅素子の一方端サイズが低減されることにより、増幅回路の出力インピーダンスが増大するので、増幅回路の出力端から非可逆回路の入力端までのインピーダンスの変換比が相対的に小さくなる。したがって、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路の簡素化を図ることができる。また、整合回路の簡素化を図ることにより、整合回路の挿入損失の低減を図ることができるので、送信モジュールの高効率化を図ることができる。 In addition, since the output impedance of the amplifier circuit is increased by reducing the size of one end of the amplifier element, the impedance conversion ratio from the output terminal of the amplifier circuit to the input terminal of the nonreciprocal circuit becomes relatively small. Therefore, it is possible to simplify the matching circuit connected between the output terminal of the amplifier circuit and the input terminal of the nonreciprocal circuit. In addition, by simplifying the matching circuit, the insertion loss of the matching circuit can be reduced, so that the transmission module can be highly efficient.

また、整合回路の簡素化を図ることができるので、送信モジュールの製造コストの低減を図ることができる。また、増幅回路の出力段の増幅素子の一方端サイズが低減されることにより、増幅回路の小型化を図ることができるので、送信モジュールの小型化を図ることができる。 In addition, since the matching circuit can be simplified, the manufacturing cost of the transmission module can be reduced. In addition, since the one end size of the amplification element at the output stage of the amplifier circuit is reduced, the amplifier circuit can be reduced in size, so that the transmission module can be reduced in size.

また、前記非可逆回路は、マイクロ波用磁性体と、前記マイクロ波用磁性体に互いに絶縁状態で交差して配置された第１の中心電極および第２の中心電極と、前記第１の中心電極および前記第２の中心電極の交差部分に直流磁界を印加する永久磁石とを備え、前記第１中心の電極の一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が前記非可逆回路の出力端に接続されて、前記第２の中心電極の一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が接地されて、前記非可逆回路の入力端と出力端との間に、互いに並列に接続された終端抵抗およびキャパシタが、前記第１の中心電極に並列に接続されているとよい。 The non-reciprocal circuit includes a microwave magnetic body, a first center electrode and a second center electrode that are arranged in an insulated state with respect to the microwave magnetic body, and the first center. A permanent magnet that applies a DC magnetic field to an intersection of the electrode and the second center electrode, one end of the first center electrode is connected to an input end of the nonreciprocal circuit, and the other end is the nonreciprocal circuit The one end of the second center electrode is connected to the input end of the nonreciprocal circuit, the other end is grounded, and between the input end and the output end of the nonreciprocal circuit, A termination resistor and a capacitor connected in parallel to each other may be connected in parallel to the first center electrode.

このように構成すると、第２の中心電極のインダクタンスが第１の中心電極のインダクタンスよりも大きく設定されることにより、非可逆回路の入力端から高周波信号が入力されると、第２の中心電極や終端抵抗にはほとんど電流が流れず、第１の中心電極に電流が流れて非可逆回路の出力端に出力される。また、非可逆回路の出力端から高周波信号が入力されると、第１の中心電極およびキャパシタにより形成される並列共振回路と、終端抵抗とによって電流が減衰（アイソレーション）される。このとき、第２の中心電極のインダクタンスが第１の中心電極のインダクタンスよりも相対的に大きく設定されることによって、非可逆回路の入力インピーダンスが低下し、入出力インピーダンスが共に５０Ωに設定されている従来の非可逆回路の構成と比較すると、入力インピーダンスの大きさを従来の半分程度に低くすることができる。したがって、増幅回路の出力端から非可逆回路の入力端までのインピーダンスの変換比を相対的にさらに小さくすることができるので、整合回路の構成をさらに簡素なものとすることができ、整合回路の挿入損失の低減をさらに図ることができる。 With this configuration, when the high frequency signal is input from the input terminal of the nonreciprocal circuit by setting the inductance of the second center electrode to be larger than the inductance of the first center electrode, the second center electrode Almost no current flows through the terminal resistor and current flows through the first center electrode and is output to the output terminal of the nonreciprocal circuit. Further, when a high-frequency signal is input from the output terminal of the non-reciprocal circuit, the current is attenuated (isolated) by the parallel resonance circuit formed by the first center electrode and the capacitor and the termination resistor. At this time, since the inductance of the second center electrode is set to be relatively larger than the inductance of the first center electrode, the input impedance of the nonreciprocal circuit is lowered, and both the input and output impedances are set to 50Ω. Compared with the configuration of the conventional non-reciprocal circuit, the magnitude of the input impedance can be reduced to about half of the conventional one. Therefore, since the impedance conversion ratio from the output terminal of the amplifier circuit to the input terminal of the non-reciprocal circuit can be relatively further reduced, the configuration of the matching circuit can be further simplified. The insertion loss can be further reduced.

また、増幅回路の出力インピーダンスを、予め設定された非可逆回路の出力インピーダンス（例えば５０Ω）まで変換するのに、整合回路の構成を変更したり、非可逆回路が備える各受動素子の構成を変更したりすることにより、２段階でインピーダンスの変換が行われているので、送信モジュールの設計の自由度を高めることができる。 In addition, to change the output impedance of the amplifier circuit to a preset output impedance of the nonreciprocal circuit (for example, 50Ω), the configuration of the matching circuit or the configuration of each passive element included in the nonreciprocal circuit is changed. By doing so, impedance conversion is performed in two stages, so that the degree of freedom in designing the transmission module can be increased.

また、前記非可逆回路の入力端と出力端との間に、前記終端抵抗に直列接続されたＬＣ直列共振回路が前記第１の中心電極に並列に接続されているとよい。 Further, an LC series resonance circuit connected in series to the termination resistor may be connected in parallel to the first center electrode between the input terminal and the output terminal of the nonreciprocal circuit.

このように構成すると、非可逆回路の入力端と出力端との間に、終端抵抗に直列接続されたＬＣ直列共振回路が第１の中心電極に並列に接続されているので、非可逆回路の出力端に高周波信号が入力されると、終端抵抗およびＬＣ直列共振回路のインピーダンス特性によって広帯域に整合され、非可逆回路のアイソレーション特性が向上する。また、非可逆回路の広帯域化により非可逆回路の挿入損失を低減することができる。 With this configuration, the LC series resonance circuit connected in series to the termination resistor is connected in parallel to the first center electrode between the input terminal and the output terminal of the nonreciprocal circuit. When a high-frequency signal is input to the output terminal, matching is made in a wide band by the impedance characteristics of the termination resistor and the LC series resonance circuit, and the isolation characteristics of the nonreciprocal circuit are improved. Further, the insertion loss of the nonreciprocal circuit can be reduced by widening the nonreciprocal circuit.

また、前記整合回路は、インダクタおよびキャパシタから成る１段のローパスフィルタ型に形成されているとよい。 The matching circuit may be formed in a single-stage low-pass filter type including an inductor and a capacitor.

このように構成すると、インダクタおよびキャパシタから成る簡素で実用的な構成の１段のローパスフィルタ型の整合回路を構成することができる。 With this configuration, a single-stage low-pass filter type matching circuit having a simple and practical configuration including an inductor and a capacitor can be configured.

また、前記増幅素子は、バイポーラトランジスタにより形成されており、当該バイポーラトランジスタのエミッタサイズが前記一方端サイズとして設定されるとよい。 The amplifying element may be formed of a bipolar transistor, and an emitter size of the bipolar transistor may be set as the one end size.

このように構成すると、バイポーラトランジスタのエミッタサイズを、非可逆回路のアイソレーション特性に基づいて適正に設定することにより、増幅回路の出力インピーダンスを容易に増大させることができると共に、増幅回路の小型化を図ることができる。 With this configuration, by appropriately setting the emitter size of the bipolar transistor based on the isolation characteristics of the irreversible circuit, the output impedance of the amplifier circuit can be easily increased and the amplifier circuit can be downsized. Can be achieved.

また、前記増幅回路が複数の周波数帯域、または異なる通信システムの送信信号を増幅するとよい。 The amplifier circuit may amplify transmission signals of a plurality of frequency bands or different communication systems.

このように構成すると、送信モジュールにおいて、複数の周波数帯域、または異なる通信システムの送信信号が増幅されるので、各周波数帯域ごと、または異なる通信システムごとに送信モジュールを個別に設けなくともよく、各周波数帯域の送信信号を共通の送信モジュールで増幅して送信することができるので非常に効率がよく、送信モジュールが搭載される装置の部品構成の簡素化を図ることができる。 With this configuration, in the transmission module, transmission signals of a plurality of frequency bands or different communication systems are amplified. Therefore, it is not necessary to provide a transmission module individually for each frequency band or for each different communication system. Since the transmission signal in the frequency band can be amplified and transmitted by the common transmission module, it is very efficient, and the component configuration of the device in which the transmission module is mounted can be simplified.

また、本発明の送信モジュールを、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３、ＧＳＭ１８００方式、ＧＳＭ１９００方式で無線通信を行う通信システムに用いたり、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８、ＧＳＭ８００方式、ＧＳＭ９００方式で無線通信を行う通信システムに用いたり、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３とＬＴＥ方式のバンド１，２，３で無線通信を行う通信システムに用いられたり、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８とＬＴＥ方式のバンド５，８で無線通信を行う通信システムに用いられたりするとよい。 In addition, the transmission module of the present invention is used in a communication system that performs wireless communication using W-CDMA bands 1, 2, 3, GSM1800, GSM1900, or W-CDMA bands 5, 8, GSM800, Used in communication systems that perform wireless communication using the GSM900 system, used in communication systems that perform wireless communication using the bands 1, 2, and 3 of the W-CDMA system and bands 1, 2, and 3 of the LTE system, and the W-CDMA system It may be used for a communication system that performs wireless communication using bands 5 and 8 of LTE and bands 5 and 8 of the LTE system.

このように構成すると、マルチバンド、マルチモードに対応した通信システムにおいて用いられる実用的な構成の送信モジュールを提供することができる。 If comprised in this way, the transmission module of the practical structure used in the communication system corresponding to a multiband and a multimode can be provided.

本発明によれば、増幅回路の出力段の増幅素子の一方端サイズを、非可逆回路のアイソレーション特性に基づいて予め決定される負荷変動による増幅回路の出力電流の変動値の最大値が規定された許容範囲となるように設定することによって、前記一方端サイズが低減されて増幅回路の出力インピーダンスが増大し、増幅回路の出力端から非可逆回路の入力端までのインピーダンスの変換比が相対的に小さくなるので、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路の簡素化を図ることができる。 According to the present invention, the maximum size of the fluctuation value of the output current of the amplifier circuit due to the load fluctuation determined in advance based on the isolation characteristic of the non-reciprocal circuit is specified for the one end size of the amplifier element in the output stage of the amplifier circuit. By setting so as to be within the allowable range, the one end size is reduced, the output impedance of the amplifier circuit is increased, and the impedance conversion ratio from the output end of the amplifier circuit to the input end of the nonreciprocal circuit is relatively Therefore, the matching circuit connected between the output terminal of the amplifier circuit and the input terminal of the nonreciprocal circuit can be simplified.

本発明の送信モジュールの回路図である。It is a circuit diagram of the transmission module of the present invention. ＶＳＷＲの変動に伴うパワーアンプのＶ−Ｉ曲線の変動を説明するための図であって、（ａ）定常状態におけるＶ−Ｉ曲線を示し、（ｂ）は非可逆回路が設けられていないときのＶ−Ｉ曲線を示し、（ｃ）は非可逆回路が設けられているときのＶ−Ｉ曲線を示す。It is a figure for demonstrating the fluctuation | variation of the VI curve of a power amplifier accompanying the fluctuation | variation of VSWR, Comprising: (a) The VI curve in a steady state is shown, (b) is when a nonreciprocal circuit is not provided. (C) shows a V-I curve when a non-reciprocal circuit is provided. 非可逆回路を形成するアイソレータを構成するフェライト・磁石素子を示す分解斜視図である。It is a disassembled perspective view which shows the ferrite magnet element which comprises the isolator which forms a nonreciprocal circuit. 非可逆回路を形成するアイソレータのインダクタンス比とインピーダンス変換量との関係の一例を示す図であり、（ａ）はシミュレーションによる測定値を示し、（ｂ）は（ａ）のシミュレーション結果をプロットした図である。It is a figure which shows an example of the relationship between the inductance ratio of the isolator which forms a nonreciprocal circuit, and an impedance conversion amount, (a) shows the measured value by simulation, (b) is the figure which plotted the simulation result of (a) It is. 非可逆回路のアイソレーション特性の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the isolation characteristic of a nonreciprocal circuit. 非可逆回路の順方向の挿入損失の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the insertion loss of the forward direction of a nonreciprocal circuit. 図１の送信モジュールの特性を示す図であり、（ａ）はスミスチャート、（ｂ）は挿入損失を示す。It is a figure which shows the characteristic of the transmission module of FIG. 1, (a) shows a Smith chart, (b) shows an insertion loss. 第１比較例の特性を示す図であり、（ａ）はスミスチャート、（ｂ）は挿入損失を示す。It is a figure which shows the characteristic of a 1st comparative example, (a) shows a Smith chart and (b) shows insertion loss. 従来の送信モジュールを示す図である。It is a figure which shows the conventional transmission module.

本発明の送信モジュールの一実施形態について、図１〜図７を参照して説明する。図１は本発明の送信モジュールの回路図である。図２はＶＳＷＲの変動に伴うパワーアンプのＶ−Ｉ曲線の変動を説明するための図であって、（ａ）定常状態におけるＶ−Ｉ曲線を示し、（ｂ）は非可逆回路が設けられていないときのＶ−Ｉ曲線を示し、（ｃ）は非可逆回路が設けられているときのＶ−Ｉ曲線を示す。図３は非可逆回路を形成するアイソレータを構成するフェライト・磁石素子を示す分解斜視図である。図４は非可逆回路を形成するアイソレータのインダクタンス比とインピーダンス変換量との関係の一例を示す図であり、（ａ）はシミュレーションによる測定値を示し、（ｂ）は（ａ）のシミュレーション結果をプロットした図である。図５は非可逆回路のアイソレーション特性の一例を示す図である。図６は非可逆回路の挿入損失の一例を示す図である。図７は図１の送信モジュールの特性を示す図であり、（ａ）はスミスチャート、（ｂ）は挿入損失を示す。 An embodiment of the transmission module of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a circuit diagram of a transmission module of the present invention. FIG. 2 is a diagram for explaining the variation of the VI curve of the power amplifier due to the variation of VSWR. FIG. 2A shows a VI curve in a steady state, and FIG. 2B shows a non-reciprocal circuit. (C) shows a VI curve when a non-reciprocal circuit is provided. FIG. 3 is an exploded perspective view showing a ferrite / magnet element constituting an isolator forming a non-reciprocal circuit. FIG. 4 is a diagram showing an example of the relationship between the inductance ratio of the isolator forming the non-reciprocal circuit and the amount of impedance conversion, where (a) shows the measured value by simulation, and (b) shows the simulation result of (a). FIG. FIG. 5 is a diagram illustrating an example of isolation characteristics of the nonreciprocal circuit. FIG. 6 is a diagram illustrating an example of insertion loss of the nonreciprocal circuit. FIGS. 7A and 7B are diagrams showing the characteristics of the transmission module of FIG. 1, in which FIG. 7A shows a Smith chart and FIG. 7B shows insertion loss.

図１に示す送信モジュール１は、樹脂やセラミックなどにより形成された基板に、入力端子ＰＩに入力された送信信号（高周波信号）を増幅するパワーアンプ２（本発明の「増幅回路」に相当）、予め定められた特定方向にのみ信号を伝送する特性を有するアイソレータを有する非可逆回路３、増幅回路２の出力端子Ｐ１と非可逆回路３の入力端子Ｐ２との間に接続される整合回路４などが設けられて形成される電力増幅モジュールであって、携帯電話や携帯情報端末等の携帯通信端末（通信システム）の送信回路部において使用される。また、入力端子ＰＩに入力されて送信モジュール１において増幅されて出力端子ＰＯから出力された送信信号は、図示省略されたデュプレクサ等の分波回路を経由してアンテナ素子ＡＮＴに出力される。 A transmission module 1 shown in FIG. 1 is a power amplifier 2 (corresponding to an “amplifier circuit” of the present invention) that amplifies a transmission signal (high-frequency signal) input to an input terminal PI on a substrate formed of resin, ceramic, or the like. A nonreciprocal circuit 3 having an isolator having a characteristic of transmitting a signal only in a predetermined direction, and a matching circuit 4 connected between the output terminal P1 of the amplifier circuit 2 and the input terminal P2 of the nonreciprocal circuit 3 Are used in a transmission circuit unit of a mobile communication terminal (communication system) such as a mobile phone or a personal digital assistant. A transmission signal that is input to the input terminal PI, amplified in the transmission module 1 and output from the output terminal PO is output to the antenna element ANT via a branching circuit such as a duplexer (not shown).

具体的には、送信モジュール１は、マルチバンド化、マルチモード化された通信端末装置において、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）、バンド２（１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）、バンド３（１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ）、ＧＳＭ（Global
System for Mobile Communications）１８００方式（１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ）、ＧＳＭ１９００方式（１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）、あるいは、ＬＴＥ（Long Term Evolution）方式とＷ−ＣＤＭＡ方式のバンド１（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）、バンド２（１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）、バンド３（１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ）による第１の送信周波数帯域を用いた通信に共通して使用されたり、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５（８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ）、バンド８（８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）、ＧＳＭ８００方式（８０６ＭＨｚ〜８２１ＭＨｚ、８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ）、ＧＳＭ９００方式（８７０．４ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）による第２の送信周波数帯域を用いた通信に共通して使用される。なお、上記した第１の送信周波数帯域を用いた通信用の送信モジュール１と、第２の送信周波数帯域を用いた通信用の送信モジュール１とを並設して一体化することにより、２つの送信周波数帯域の両方に対応した送信モジュールを構成してもよい。また、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８とＬＴＥ方式のバンド５，８で無線通信を行う通信システムに共通して送信モジュール１を使用してもよい。 Specifically, the transmission module 1 is, for example, a W-CDMA band 1 (1920 MHz to 1980 MHz), a band 2 (1850 MHz to 1910 MHz), a band 3 ( 1710MHz to 1785MHz), GSM (Global
System for Mobile Communications (1800 system (1710 MHz to 1785 MHz), GSM1900 system (1850 MHz to 1910 MHz), LTE (Long Term Evolution) system and W-CDMA system band 1 (1920 MHz to 1980 MHz), band 2 (1850 MHz to 1910 MHz) ), Commonly used for communication using the first transmission frequency band by band 3 (1710 MHz to 1785 MHz), for example, W-CDMA band 5 (824 MHz to 849 MHz), band 8 (880 MHz to 915 MHz) , GSM800 system (806 MHz to 821 MHz, 824 MHz to 849 MHz) and GSM900 system (870.4 MHz to 915 MHz), which are commonly used for communication using the second transmission frequency band. In addition, the transmission module 1 for communication using the first transmission frequency band and the transmission module 1 for communication using the second transmission frequency band are arranged side by side to be integrated. You may comprise the transmission module corresponding to both of transmission frequency bands. In addition, the transmission module 1 may be used in common for communication systems that perform wireless communication using the W-CDMA bands 5 and 8 and the LTE bands 5 and 8.

パワーアンプ２は、エミッタ接地回路を構成するＧａＡｓＨＢＴ（ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）により形成された増幅素子２０としてのＮＰＮトランジスタを有し、当該増幅素子２０はパワーアンプ２の出力段に配置され、入力端子ＰＩに入力された送信信号を増幅する。なお、図１においては、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のみが図示されており、パワーアンプ２を構成する他の増幅素子や、増幅素子間に配置される段間整合回路などは、説明を簡易なものとするため図示省略されている。また、ヘテロ接合バイポーラトランジスタのかわりにソースが接地された電界効果トランジスタを増幅素子に用いてもよい。 The power amplifier 2 has an NPN transistor as an amplifying element 20 formed of a GaAs HBT (heterojunction bipolar transistor) that constitutes a grounded emitter circuit. The amplifying element 20 is disposed at the output stage of the power amplifier 2 and has an input terminal. Amplifies the transmission signal input to the PI. In FIG. 1, only the amplifying element 20 at the output stage of the power amplifier 2 is shown, and other amplifying elements constituting the power amplifier 2 and the interstage matching circuit disposed between the amplifying elements are as follows. The illustration is omitted for the sake of simplicity. Further, a field effect transistor whose source is grounded may be used for the amplifying element instead of the heterojunction bipolar transistor.

ところで、送信モジュール１は、図１に示すように、一般的に、その出力インピーダンスは入力インピーダンスが５０Ωのデバイスが接続される前提で設計されているが、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動によってＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）が変動する。したがって、従来では、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴いＶＳＷＲが変動するため、パワーアンプ２の増幅素子２０のトランジスタのコレクタ電流が増大し、パワーアンプ２が破損する。この現象を防止するために、当該トランジスタの一方端サイズ、すなわち、エミッタサイズが、その許容範囲がＶＳＷＲの変動に伴うコレクタ電流の増大に対して十分に大きなサイズに設定されている。 By the way, as shown in FIG. 1, the transmission module 1 is generally designed on the assumption that the output impedance of a device having an input impedance of 50Ω is connected. However, the VSWR ( Voltage Standing Wave Ratio fluctuates. Therefore, conventionally, the VSWR fluctuates with the load fluctuation of the antenna element ANT and the like, so that the collector current of the transistor of the amplifying element 20 of the power amplifier 2 increases and the power amplifier 2 is damaged. In order to prevent this phenomenon, the one end size of the transistor, that is, the emitter size, is set such that its allowable range is sufficiently large with respect to the increase in collector current accompanying the variation of VSWR.

例えば、非可逆回路を有しない場合、送信モジュール１のパワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズは、ＶＳＷＲが最大想定される値の１０倍に変動したときのコレクタ電流値が許容範囲内となるように設定されている。具体的には、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動が無く出力インピーダンスが５０Ωで安定しているときに、例えば、パワーアンプ２が図２（ａ）に示す出力特性を有する場合に、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴いＶＳＷＲが１０倍に変動すると、図２（ｂ）に示すように、パワーアンプ２の出力電流（コレクタ電流）の最大値は約２倍に増大する（約１．３Ａ→約２．６Ａ）。したがって、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズは、約２．６Ａのコレクタ電流が許容範囲となるサイズに設定される。 For example, when the non-reciprocal circuit is not provided, the collector current value when the transistor size of the amplifying element 20 in the output stage of the power amplifier 2 of the transmission module 1 fluctuates to 10 times the maximum expected value is the collector current value. It is set to be within the allowable range. Specifically, when there is no load fluctuation of the antenna element ANT or the like and the output impedance is stable at 50Ω, for example, when the power amplifier 2 has the output characteristics shown in FIG. When the VSWR fluctuates 10 times as the load fluctuates, the maximum value of the output current (collector current) of the power amplifier 2 increases about twice as shown in FIG. 2B (about 1.3 A → about 2.6A). Therefore, the emitter size of the transistor of the amplifying element 20 at the output stage of the power amplifier 2 is set to a size that allows a collector current of about 2.6 A to be within an allowable range.

しかしながら、図１に示す送信モジュール１では、非可逆回路３を経由してパワーアンプ２の出力信号がアンテナ素子ＡＮＴに出力されているため、上記したようにアンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴い送信モジュール１の出力端子ＰＯにおいて観測されるＶＳＷＲが変動しても、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１から見た負荷変動は抑制される。具体的には、例えば、非可逆回路３が−１５ｄＢのアイソレーション特性を有する場合には、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴い送信モジュール１の出力端子ＰＯにおいて観測されるＶＳＷＲが１０倍に変動しても、図２（ｃ）に示すように、パワーアンプ２の出力電流（コレクタ電流）の最大値は約１．５Ａに抑制される。 However, in the transmission module 1 shown in FIG. 1, since the output signal of the power amplifier 2 is output to the antenna element ANT via the irreversible circuit 3, transmission is performed in accordance with the load fluctuation of the antenna element ANT as described above. Even if the VSWR observed at the output terminal PO of the module 1 varies, the load variation viewed from the output terminal P1 of the power amplifier 2 is suppressed. Specifically, for example, when the non-reciprocal circuit 3 has an isolation characteristic of −15 dB, the VSWR observed at the output terminal PO of the transmission module 1 fluctuates 10 times with the load fluctuation of the antenna element ANT and the like. Even so, as shown in FIG. 2C, the maximum value of the output current (collector current) of the power amplifier 2 is suppressed to about 1.5A.

したがって、この実施形態では、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが、非可逆回路３のアイソレーション特性に基づいて予め決定される。すなわち、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動によるパワーアンプ２の出力電流の変動時の最大値（例えば１．５Ａ）が予め規定された許容範囲となるようにパワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが設定されている。このように構成すると、上記したように、ＶＳＷＲの変動に伴うパワーアンプ２の出力電流（コレクタ電流）の最大値が非可逆回路３により約２．６Ａ→約１．５Ａに抑制される場合には、増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズを約４０％削減することができる。 Therefore, in this embodiment, the emitter size of the transistor of the amplification element 20 in the output stage of the power amplifier 2 is determined in advance based on the isolation characteristics of the nonreciprocal circuit 3. That is, the amplification element 20 of the output stage of the power amplifier 2 is set so that the maximum value (for example, 1.5 A) when the output current of the power amplifier 2 fluctuates due to load fluctuation of the antenna element ANT or the like falls within a predetermined allowable range. The emitter size of the transistor is set. With this configuration, as described above, when the maximum value of the output current (collector current) of the power amplifier 2 accompanying the fluctuation of VSWR is suppressed from about 2.6 A to about 1.5 A by the nonreciprocal circuit 3. Can reduce the emitter size of the transistor of the amplifying element 20 by about 40%.

また、図１に示すように、増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが従来よりも小さく設定されることにより、従来、５Ω程度であったパワーアンプ２の出力インピーダンスが約６．５Ωに増大する。 As shown in FIG. 1, when the emitter size of the transistor of the amplifying element 20 is set smaller than the conventional one, the output impedance of the power amplifier 2 which has been about 5Ω is increased to about 6.5Ω.

非可逆回路３は、アイソレータ３０と、アイソレータ３０の特性を決定するために基板に実装されるチップコンデンサやチップコイル、チップ抵抗などのチップ部品とにより形成される。アイソレータ３０は、一対の対向する主面を有するマイクロ波用のフェライト３１（本発明の「磁性体」に相当）と、一対の永久磁石３２とを備え、一方の永久磁石３２の一の磁極と他方の永久磁石３２の反対の磁極との間にフェライト３１が配置されて形成されている。具体的には、フェライト３１および永久磁石３２は直方体状に形成されており、永久磁石３２の直流磁界が、フェライト３１の主面に対してほぼ垂直方向に印加されるように、フェライト３１および永久磁石３２が、例えばエポキシ系の接着剤３８を介して接合される。 The nonreciprocal circuit 3 is formed by an isolator 30 and chip components such as a chip capacitor, a chip coil, and a chip resistor that are mounted on a substrate in order to determine the characteristics of the isolator 30. The isolator 30 includes a microwave ferrite 31 having a pair of opposed main surfaces (corresponding to the “magnetic body” of the present invention) and a pair of permanent magnets 32, and one magnetic pole of one permanent magnet 32 A ferrite 31 is formed between the other permanent magnet 32 and the opposite magnetic pole. Specifically, the ferrite 31 and the permanent magnet 32 are formed in a rectangular parallelepiped shape, and the ferrite 31 and the permanent magnet 32 are applied so that the DC magnetic field of the permanent magnet 32 is applied in a direction substantially perpendicular to the main surface of the ferrite 31. The magnet 32 is bonded through, for example, an epoxy adhesive 38.

また、フェライト３１の両主面に直交する側面のうちの一つには、入力ポート３５、出力ポート３６および接地ポート３７が設けられている。また、フェライト３１には、一端が入力ポート３５に接続され、他端が出力ポート３６に接続された第１の中心電極３３（インダクタＬ１）と、両主面上で第１の中心電極３３と絶縁された状態で、一端が入力ポート３５に接続され、他端が接地ポート３７に接続された第２の中心電極３４（インダクタＬ２）とが設けられている。そして、第１の中心電極３３および第２の中心電極３４の交差部分に永久磁石３２により直流磁界が印加される。 Further, an input port 35, an output port 36, and a ground port 37 are provided on one of the side surfaces orthogonal to both main surfaces of the ferrite 31. Further, the ferrite 31 has a first center electrode 33 (inductor L1) having one end connected to the input port 35 and the other end connected to the output port 36, and the first center electrode 33 on both main surfaces. In the insulated state, a second center electrode 34 (inductor L2) having one end connected to the input port 35 and the other end connected to the ground port 37 is provided. A DC magnetic field is applied by the permanent magnet 32 to the intersecting portion of the first center electrode 33 and the second center electrode 34.

また、第１の中心電極３３は、フェライト３１に導体膜により形成されており、フェライト３１の一方の主面の右下の出力ポート３６から立ち上がり、２本に分岐した状態で左上方に比較的小さな角度で傾斜して延伸されている。そして、第１の中心電極３３は、左上方に立ち上がり、上端面に設けられた中継用電極を介して他方の主面に回り込んでいる。さらに、第１の中心電極３３は、他方の主面において、一方の主面から見て、当該主面に形成された第１の中心電極３３とほぼ重なるように左上方から右下方に向かって形成されて出力入力ポート３５と接続される。 The first center electrode 33 is formed of a conductor film on the ferrite 31, rises from the lower right output port 36 on one main surface of the ferrite 31, and is relatively upper left in a state of being branched into two. Stretched at a small angle. The first center electrode 33 rises to the upper left and wraps around the other main surface via a relay electrode provided on the upper end surface. Further, the first center electrode 33 is located on the other main surface from the upper left to the lower right so as to substantially overlap with the first center electrode 33 formed on the main surface. It is formed and connected to the output input port 35.

また、第２の中心電極３４は、フェライト３１の両主面上で第１の中心電極３３と絶縁された状態で導体膜によりフェライト３１に形成されており、フェライト３１の一方の主面の右下の入力ポート３５から、フェライト３１の長辺に対して比較的大きな角度で傾斜した状態で第１の中心電極３３と交差しつつフェライト３１を巻回するように形成されて接地ポート３７と接続される。 The second center electrode 34 is formed on the ferrite 31 by a conductor film in a state of being insulated from the first center electrode 33 on both main surfaces of the ferrite 31. The lower input port 35 is formed so as to wind the ferrite 31 while intersecting the first center electrode 33 in a state inclined at a relatively large angle with respect to the long side of the ferrite 31 and connected to the ground port 37. Is done.

また、フェライト３１は、例えばＹＩＧフェライトにより形成することができ、第１、第２の中心電極３３，３４および各ポート３５〜３７は、銀や銀合金の厚膜または薄膜として印刷、転写、フォトリソグラフィなどの工法によりで形成することができる。また、第１、第２の中心電極３３，３４を絶縁する絶縁膜は、ガラスやアルミナなどの誘電体厚膜、ポリイミドなどの樹脂膜などを用いて、印刷、転写、フォトリソグラフィなどの工法で形成することができる。 Further, the ferrite 31 can be formed of, for example, YIG ferrite, and the first and second center electrodes 33 and 34 and the ports 35 to 37 are printed, transferred, or photographed as a thick film or thin film of silver or a silver alloy. It can be formed by a method such as lithography. The insulating film that insulates the first and second center electrodes 33 and 34 is a dielectric thick film such as glass or alumina, a resin film such as polyimide, and the like by a method such as printing, transfer, or photolithography. Can be formed.

なお、フェライト３１は、絶縁膜および各種電極を含めて磁性体材料にて一体的に焼成することができ、この場合、各種電極を高温焼成に耐えるＰｄ、Ａｇまたはこれらの合金により形成するとよい。 The ferrite 31 can be integrally fired with a magnetic material including an insulating film and various electrodes. In this case, the various electrodes are preferably formed of Pd, Ag, or an alloy thereof that can withstand high-temperature firing.

また、永久磁石３２の材質としては、残留磁束密度、保磁力といった磁気特性に優れ、高周波帯における絶縁性（低損失性）にも優れているストロンチウム系フェライトマグネットや、残留磁束密度、保磁力といった磁気特性に優れており、小型化に適し、高周波帯における絶縁性を考慮しても使用可能なランタン・コバルト系フェライトマグネットなど、どのような材質のものを採用してもよい。 Further, as the material of the permanent magnet 32, a strontium ferrite magnet having excellent magnetic properties such as residual magnetic flux density and coercive force and excellent insulation (low loss) in a high frequency band, residual magnetic flux density, coercive force and the like. Any material such as a lanthanum-cobalt ferrite magnet that has excellent magnetic properties, is suitable for miniaturization, and can be used even in consideration of insulation in a high frequency band may be adopted.

また、アイソレータ３０の入力ポート３５と出力ポート３６との間に、互いに並列に接続された終端抵抗ＲおよびキャパシタＣ１が、インダクタＬ１（第１の中心電極３３）に並列に接続されることにより、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１により共振回路が形成されている。また、アイソレータ３０の入力ポート３５と出力ポート３６との間に、終端抵抗Ｒに直列接続されたＬＣ直列共振回路５が、第１の中心電極３３（インダクタＬ１）に並列に接続されている。なお、この実施形態では、ＬＣ直列共振回路５は、直列接続されたインダクタＬ３およびキャパシタＣ２により構成されているが、インダクタを２つのキャパシタにより挟んだり、キャパシタを２つのインダクタにより挟んだりしてＬＣ直列共振回路５を含む回路構成にしてもよい。 Further, the termination resistor R and the capacitor C1 connected in parallel with each other between the input port 35 and the output port 36 of the isolator 30 are connected in parallel with the inductor L1 (first center electrode 33). A resonant circuit is formed by the inductor L1 and the capacitor C1. Further, between the input port 35 and the output port 36 of the isolator 30, the LC series resonance circuit 5 connected in series to the termination resistor R is connected in parallel to the first center electrode 33 (inductor L1). In this embodiment, the LC series resonance circuit 5 includes the inductor L3 and the capacitor C2 that are connected in series. However, the LC may be obtained by sandwiching the inductor between two capacitors or sandwiching the capacitor between two inductors. A circuit configuration including the series resonance circuit 5 may be adopted.

また、アイソレータ３０の入力ポート３５および出力ポート３６には、それぞれインピーダンス調整用のキャパシタＣＳ１，ＣＳ２が接続されている。 The impedance adjustment capacitors CS1 and CS2 are connected to the input port 35 and the output port 36 of the isolator 30, respectively.

このように構成された非可逆回路３では、インダクタＬ２（第２の中心電極３４）のインダクタンスがインダクタＬ１（第１の中心電極３３）のインダクタンスよりも大きく設定されることにより、非可逆回路３の入力端子Ｐ２から高周波信号が入力されると、インダクタＬ２や終端抵抗Ｒにはほとんど電流が流れず、インダクタＬ１に電流が流れて非可逆回路３の出力端子Ｐ３に入力された高周波信号が出力される。また、非可逆回路３の出力端子Ｐ３から高周波信号が逆方向に入力されると、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１により形成される並列共振回路と、終端抵抗Ｒとによって電流が減衰（アイソレーション）される。 In the nonreciprocal circuit 3 configured as described above, the inductance of the inductor L2 (second central electrode 34) is set to be larger than the inductance of the inductor L1 (first central electrode 33). When a high-frequency signal is input from the input terminal P2, almost no current flows through the inductor L2 and the terminating resistor R, but a current flows through the inductor L1 and the high-frequency signal input to the output terminal P3 of the nonreciprocal circuit 3 is output. Is done. Further, when a high frequency signal is input in the reverse direction from the output terminal P3 of the nonreciprocal circuit 3, the current is attenuated (isolated) by the parallel resonance circuit formed by the inductor L1 and the capacitor C1 and the termination resistor R. .

このとき、インダクタＬ２のインダクタンスがインダクタＬ１のインダクタンスよりも相対的に大きく設定されることによって、図１に示すように、非可逆回路３の入力インピーダンスが約２５Ωに低下し、入出力インピーダンスが共に５０Ωに設定されている従来の非可逆回路の構成と比較すると、入力インピーダンスの大きさを従来の半分程度に低くすることができる。 At this time, by setting the inductance of the inductor L2 to be relatively larger than the inductance of the inductor L1, the input impedance of the nonreciprocal circuit 3 is reduced to about 25Ω as shown in FIG. Compared with the configuration of the conventional non-reciprocal circuit set to 50Ω, the magnitude of the input impedance can be reduced to about half of the conventional one.

なお、第１、第２の中心電極３３，３４の交差角など、第１、第２の中心電極３３，３４のフェライト３１に対する巻回状態が適宜調整されることで、非可逆回路３の入力インピーダンスや挿入損失などの電気的特性が調整される。第１の中心電極３３（インダクタＬ１）および第２の中心電極３４（インダクタＬ２）のインダクタンス比（Ｌ２／Ｌ１）とインピーダンス変換量との関係について図４を参照して説明する。図４（ａ）において、インダクタンス比（Ｌ２／Ｌ１）は、第１、第２の中心電極３３，３４のフェライト３１への巻数比に対応する。また、図４（ｂ）において、特性曲線Ａはインピーダンスの実部を示し、特性曲線Ｂはインピーダンスの虚部を示す。また、図４（ｂ）において、直線Ｃと実部特性曲線Ａとの交点は、図１における非可逆回路３の実部のインピーダンス変換量２５Ω（入力２５Ω、出力５０Ω）を示す。 Note that the winding state of the first and second center electrodes 33 and 34 around the ferrite 31 such as the crossing angle of the first and second center electrodes 33 and 34 is appropriately adjusted, so that the input of the nonreciprocal circuit 3 can be performed. Electrical characteristics such as impedance and insertion loss are adjusted. The relationship between the inductance ratio (L2 / L1) of the first center electrode 33 (inductor L1) and the second center electrode 34 (inductor L2) and the amount of impedance conversion will be described with reference to FIG. In FIG. 4A, the inductance ratio (L2 / L1) corresponds to the turn ratio of the first and second center electrodes 33 and 34 to the ferrite 31. In FIG. 4B, the characteristic curve A shows the real part of the impedance, and the characteristic curve B shows the imaginary part of the impedance. In FIG. 4B, the intersection of the straight line C and the real part characteristic curve A represents the impedance conversion amount 25Ω (input 25Ω, output 50Ω) of the real part of the nonreciprocal circuit 3 in FIG.

すなわち、図４（ｂ）に示すように、インダクタンス比（Ｌ２／Ｌ１）の増大に伴い、インピーダンス変換量は実部、虚部共に増大し、第１、第２の中心電極３３，３４の巻数を適切に設定することによりインピーダンス変換量を調整することができる。なお、インピーダンスの虚部に関しては、インピーダンス調整用のキャパシタＣＳ１，ＣＳ２により任意の値から０Ωに調整されている。 That is, as shown in FIG. 4B, as the inductance ratio (L2 / L1) increases, the impedance conversion amount increases in both the real part and the imaginary part, and the number of turns of the first and second center electrodes 33 and 34 increases. The amount of impedance conversion can be adjusted by appropriately setting. The imaginary part of the impedance is adjusted from an arbitrary value to 0Ω by the impedance adjusting capacitors CS1 and CS2.

また、非可逆回路３の入力ポート３５と出力ポート３６との間に、終端抵抗Ｒに直列接続されたＬＣ直列共振回路５がインダクタＬ１（第１の中心電極３３）に並列に接続されている。したがって、非可逆回路３の出力端子Ｐ３に高周波信号が逆方向に入力されると、終端抵抗ＲおよびＬＣ直列共振回路５のインピーダンス特性によって広帯域に整合される。このため、広い周波数帯域に渡って、非可逆回路３のアイソレーション特性が向上すると共に、送信モジュールの非可逆回路３の挿入損失を低減することができる。 Further, between the input port 35 and the output port 36 of the non-reciprocal circuit 3, the LC series resonance circuit 5 connected in series to the termination resistor R is connected in parallel to the inductor L1 (first center electrode 33). . Therefore, when a high-frequency signal is input in the reverse direction to the output terminal P3 of the non-reciprocal circuit 3, matching is made in a wide band by the impedance characteristics of the termination resistor R and the LC series resonance circuit 5. For this reason, the isolation characteristic of the irreversible circuit 3 can be improved over a wide frequency band, and the insertion loss of the irreversible circuit 3 of the transmission module can be reduced.

具体的には、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８の送信周波数帯域（８２４ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）を利用した通信において送信モジュール１が使用された場合に、非可逆回路３の出力端子Ｐ３に高周波信号が入力されたときに約−１０ｄＢのアイソレーション特性を確保できる帯域が図５に示すように拡大される。また、非可逆回路３の挿入損失が、図６に示すように、通信に使用される周波数帯域内において最大約−０．６４ｄＢに抑制されている。 Specifically, for example, when the transmission module 1 is used in communication using the transmission frequency bands (824 MHz to 915 MHz) of the bands 5 and 8 of the W-CDMA system, a high frequency is applied to the output terminal P3 of the nonreciprocal circuit 3. As shown in FIG. 5, the band capable of securing an isolation characteristic of about −10 dB when a signal is input is expanded. Further, as shown in FIG. 6, the insertion loss of the irreversible circuit 3 is suppressed to a maximum of about −0.64 dB within the frequency band used for communication.

整合回路４は、図１に示すように、インダクタＬ１１およびキャパシタＣ１１から成る１段のローパスフィルタ型に形成されている。 As shown in FIG. 1, the matching circuit 4 is formed in a one-stage low-pass filter type including an inductor L11 and a capacitor C11.

この実施形態では、図１および図７（ａ）に示すように、整合回路により、パワーアンプ２の出力インピーダンス６．５Ωから非可逆回路３の入力インピーダンス２５Ωにインピーダンスが変換されている。このとき、例えば、上記した第１の送信周波数帯域を利用した通信において送信モジュール１が使用された場合の、整合回路の挿入損失、非可逆回路３（アイソレータ）の挿入損失は図７（ｂ）に示すようになる。なお、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１と非可逆回路３の出力端子Ｐ３間の挿入損失は、整合回路と非可逆回路３との間の整合のミスマッチによる損失を含んでいるため、整合回路および非可逆回路３のそれぞれの損失を加算した値よりも大きくなっている。 In this embodiment, as shown in FIGS. 1 and 7A, the impedance is converted from the output impedance 6.5Ω of the power amplifier 2 to the input impedance 25Ω of the nonreciprocal circuit 3 by the matching circuit. At this time, for example, when the transmission module 1 is used in the communication using the first transmission frequency band, the insertion loss of the matching circuit and the insertion loss of the nonreciprocal circuit 3 (isolator) are shown in FIG. As shown. Note that the insertion loss between the output terminal P1 of the power amplifier 2 and the output terminal P3 of the nonreciprocal circuit 3 includes a loss due to a mismatch of matching between the matching circuit and the nonreciprocal circuit 3, so It is larger than the sum of the losses of the reversible circuit 3.

なお、図７（ａ）では、スミスチャートにおける３つの周波数（１７１０ＭＨｚ、１８５０ＭＨｚ、１９８０ＭＨｚ）それぞれのインピーダンス曲線が表されているが、３つの曲線がほぼ重なった状態で描画されている。以下の説明で参照する図８（ａ）においても同様であるためその説明は省略する。 In FIG. 7A, impedance curves of three frequencies (1710 MHz, 1850 MHz, 1980 MHz) in the Smith chart are shown, but the three curves are drawn in a substantially overlapping state. Since the same applies to FIG. 8A referred to in the following description, the description thereof is omitted.

（第１比較例）
図８を参照して第１比較例について説明する。図８は第１比較例の特性を示す図であり、（ａ）はスミスチャート、（ｂ）は挿入損失を示す。この第２比較例では、所謂、マルチバンド用の送信モジュールを例に挙げて説明する。また、第２比較例における送信モジュールでは、非可逆回路が設けられておらず、５Ωに設定されたパワーアンプの出力インピーダンスが、図８（ａ）に示すようにパワーアンプの後段に接続された整合回路により５０Ωに変換される。 (First comparative example)
A first comparative example will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a diagram showing the characteristics of the first comparative example, where (a) shows the Smith chart and (b) shows the insertion loss. In the second comparative example, a so-called multiband transmission module will be described as an example. Further, in the transmission module in the second comparative example, an irreversible circuit is not provided, and the output impedance of the power amplifier set to 5Ω is connected to the subsequent stage of the power amplifier as shown in FIG. It is converted to 50Ω by the matching circuit.

マルチバンド用の送信モジュールは、複数バンドを利用した通信に共通して使用されるが、第１比較例における送信モジュールの整合回路の図７（ｂ）を参照して説明した３つの周波数における挿入損失は図８（ｂ）に示すようになる。すなわち、図８（ｂ）に示すように、第１比較例における送信モジュールの整合回路の各周波数における挿入損失は、上記した送信モジュール１の整合回路４の挿入損失と比較して非常に大きく、上記した送信モジュール１の整合回路４および非可逆回路３の挿入損失を合わせた損失とほぼ同じ大きさとなる（図７（ｂ）参照）。 The multi-band transmission module is commonly used for communication using a plurality of bands, but the insertion of the matching circuit of the transmission module in the first comparative example at the three frequencies described with reference to FIG. The loss is as shown in FIG. That is, as shown in FIG. 8B, the insertion loss at each frequency of the matching circuit of the transmission module in the first comparative example is very large compared to the insertion loss of the matching circuit 4 of the transmission module 1 described above. The loss is almost the same as the combined loss of the matching circuit 4 and the irreversible circuit 3 of the transmission module 1 (see FIG. 7B).

以上のように、上記した実施形態によれば、パワーアンプ２の負荷変動は非可逆回路３のアイソレーション特性に基づいて予め決定されるが、当該負荷変動によるパワーアンプ２の出力電流の変動時の最大値は、送信モジュール１に非可逆回路３が設けられていない場合と比較すると非常に小さくなる。したがって、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズを、当該負荷変動によるパワーアンプ２の出力電流の変動値の最大値が予め規定された許容範囲となるように設定することによって、増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズの低減を図ることができる。 As described above, according to the above-described embodiment, the load fluctuation of the power amplifier 2 is determined in advance based on the isolation characteristic of the irreversible circuit 3, but when the output current of the power amplifier 2 fluctuates due to the load fluctuation. The maximum value of is very small as compared with the case where the irreversible circuit 3 is not provided in the transmission module 1. Therefore, by setting the emitter size of the transistor of the amplifying element 20 in the output stage of the power amplifier 2 so that the maximum value of the fluctuation value of the output current of the power amplifier 2 due to the load fluctuation falls within a predetermined allowable range. The emitter size of the transistor of the amplifying element 20 can be reduced.

また、増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが低減されることにより、パワーアンプ２の出力インピーダンスが増大するので、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１から非可逆回路３の入力端子Ｐ２までのインピーダンスの変換比が相対的に小さくなる。したがって、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１と非可逆回路３の入力端子Ｐ２との間に接続される整合回路４の簡素化を図ることができる。また、整合回路４の簡素化を図ることにより、整合回路４の挿入損失の低減を図ることができるので、送信モジュール１の高効率化を図ることができる。 Further, since the output impedance of the power amplifier 2 is increased by reducing the emitter size of the transistor of the amplification element 20, the impedance conversion ratio from the output terminal P1 of the power amplifier 2 to the input terminal P2 of the nonreciprocal circuit 3 is increased. Becomes relatively small. Therefore, the matching circuit 4 connected between the output terminal P1 of the power amplifier 2 and the input terminal P2 of the nonreciprocal circuit 3 can be simplified. Further, by simplifying the matching circuit 4, it is possible to reduce the insertion loss of the matching circuit 4, so that the transmission module 1 can be highly efficient.

また、整合回路４の簡素化を図ることができるので、送信モジュール１の製造コストの低減を図ることができる。また、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが低減されることにより、パワーアンプ２の小型化を図ることができるので、送信モジュール１の小型化を図ることができる。 In addition, since the matching circuit 4 can be simplified, the manufacturing cost of the transmission module 1 can be reduced. Further, since the emitter size of the transistor of the amplifying element 20 at the output stage of the power amplifier 2 is reduced, the power amplifier 2 can be reduced in size, so that the transmission module 1 can be reduced in size.

また、非可逆回路３の入力インピーダンスが従来よりも低減されているので、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１から非可逆回路３の入力端子Ｐ２までのインピーダンスの変換比を相対的にさらに小さくすることができるので、整合回路４の構成をさらに簡素なものとすることができ、整合回路４の挿入損失の低減をさらに図ることができる。また、整合回路４の簡素化を図ることができるので、インダクタＬ１１およびキャパシタＣ１１から成る簡素で実用的な構成の１段のローパスフィルタ型の整合回路４を構成することができる。 In addition, since the input impedance of the nonreciprocal circuit 3 is reduced as compared with the prior art, the impedance conversion ratio from the output terminal P1 of the power amplifier 2 to the input terminal P2 of the nonreciprocal circuit 3 can be relatively further reduced. Therefore, the configuration of the matching circuit 4 can be further simplified, and the insertion loss of the matching circuit 4 can be further reduced. In addition, since the matching circuit 4 can be simplified, the one-stage low-pass filter type matching circuit 4 having a simple and practical configuration including the inductor L11 and the capacitor C11 can be configured.

また、パワーアンプ２の出力インピーダンスを、予め設定された非可逆回路３の出力インピーダンス（例えば５０Ω）まで変換するのに、整合回路４の構成を変更したり、非可逆回路３が備える各受動素子やアイソレータ３０の構成を変更したりすることにより、２段階でインピーダンスの変換が行われているので、送信モジュール１の設計の自由度を高めることができる。 Further, in order to convert the output impedance of the power amplifier 2 to a preset output impedance of the nonreciprocal circuit 3 (for example, 50Ω), the configuration of the matching circuit 4 is changed, or each passive element included in the nonreciprocal circuit 3 is provided. Since the impedance conversion is performed in two stages by changing the configuration of the isolator 30 or the isolator 30, the degree of freedom in designing the transmission module 1 can be increased.

また、図７および図８に示すように、送信モジュール１は非可逆回路３を備えているにも関わらず、非可逆回路３が設けられていない送信モジュールと同様の挿入損失であり、非可逆回路３を備えることにより、従来よりも負荷変動に対する耐性が大きく、しかも、挿入損失が従来と同等、もしくは、より低損失の送信モジュール１を提供することができる。 Further, as shown in FIGS. 7 and 8, although the transmission module 1 includes the nonreciprocal circuit 3, the insertion loss is the same as that of the transmission module not provided with the nonreciprocal circuit 3, and is irreversible. By providing the circuit 3, it is possible to provide a transmission module 1 that has higher resistance to load fluctuations than before and that has an insertion loss equal to or lower than that of the conventional one.

また、バイポーラトランジスタにより形成される増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズを、非可逆回路３のアイソレーション特性に基づいて適正に設定することにより、パワーアンプ２の出力インピーダンスを高く設定することができる。 In addition, the output impedance of the power amplifier 2 can be set high by appropriately setting the emitter size of the transistor of the amplification element 20 formed of a bipolar transistor based on the isolation characteristics of the non-reciprocal circuit 3.

また、送信モジュール１において、複数の周波数帯域、または異なる通信システムの送信信号を低損失で効率よく増幅することができる。したがって、各周波数帯域ごと、または異なる通信システムごとに送信モジュール１を個別に設けなくともよく、各周波数帯域の送信信号を共通の送信モジュール１で増幅して送信することができるので非常に効率がよく、送信モジュール１が搭載される装置の部品構成の簡素化を図ることができる。 Further, the transmission module 1 can efficiently amplify transmission signals of a plurality of frequency bands or different communication systems with low loss. Therefore, it is not necessary to provide the transmission module 1 individually for each frequency band or for each different communication system, and the transmission signal of each frequency band can be amplified and transmitted by the common transmission module 1, so that it is very efficient. It is possible to simplify the component configuration of the device on which the transmission module 1 is mounted.

具体的には、上記したように、広帯域に優れた損失特性とアイソレーション特性を有する送信モジュール１は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３、ＧＳＭ１８００方式、ＧＳＭ１９００方式それぞれに対応して無線通信を行う通信システムや、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８、ＧＳＭ８００方式、ＧＳＭ９００方式それぞれに対応して無線通信を行う通信システム、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３とＬＴＥ方式のバンド１，２，３ぞれぞれに対応して無線通信を行う通信システムなど、マルチバンド、マルチモードに対応した通信システムにおいて好適に使用することができる。 Specifically, as described above, the transmission module 1 having excellent loss characteristics and isolation characteristics in a wide band is wirelessly compatible with W-CDMA bands 1, 2, 3, GSM1800, and GSM1900. A communication system that performs communication, a W-CDMA system band 5, 8, a GSM 800 system, a GSM 800 system, a GSM 900 system, a wireless communication system, a W-CDMA system band 1, 2, 3, and an LTE system band It can be suitably used in a communication system that supports multiband and multimode, such as a communication system that performs wireless communication corresponding to 1, 2, and 3 respectively.

なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて、上記したもの以外に種々の変更を行なうことが可能であり、例えば、上記した送信モジュール１の特性は全て一例であって、送信モジュール１が使用される無線通信機器や携帯通信端末の構成や使用周波数帯域に応じて、パワーアンプ２、非可逆回路３および整合回路４の構成を、適宜、上記したように適切に設計すればよい。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications other than those described above can be made without departing from the spirit thereof. For example, the characteristics of the transmission module 1 described above can be made. Are all examples, and the configurations of the power amplifier 2, the irreversible circuit 3, and the matching circuit 4 are appropriately set in accordance with the configuration of the wireless communication device or portable communication terminal in which the transmission module 1 is used and the frequency band used. Design as appropriate.

非可逆回路３の構成は、上記したアイソレータ３０を備えるものに限られるものではなく、その他の構成を有する周知のアイソレータを適宜、非可逆回路３として採用してもよい。また、サーキュレータにより非可逆回路３を形成してもよい。例えば、中心電極を、一対の永久磁石３２のフェライト３１の両主面との対向面にそれぞれ形成すると共に、一対の永久磁石３２とフェライト３１とが接合された状態で、各永久磁石３２に形成された中心電極どうしが、フェライト３１の上端面および下端面に形成された中継用の電極を介して電気的に接続されるようにしてもよい。 The configuration of the nonreciprocal circuit 3 is not limited to the one provided with the isolator 30 described above, and a known isolator having other configurations may be appropriately adopted as the nonreciprocal circuit 3. Further, the irreversible circuit 3 may be formed by a circulator. For example, the center electrode is formed on each of the surfaces of the pair of permanent magnets 32 facing the main surfaces of the ferrite 31, and is formed on each permanent magnet 32 in a state where the pair of permanent magnets 32 and the ferrite 31 are joined. The formed center electrodes may be electrically connected to each other via relay electrodes formed on the upper end surface and the lower end surface of the ferrite 31.

また、送信モジュール１が備える基板上に配設される電子部品としては上記した例に限られるものではなく、送信モジュール１の使用目的や設計に応じて、適宜、最適な電子部品を選択して基板に実装すればよい。例えば、送信モジュール１に、段間フィルタ（ＳＡＷフィルタ）や電力検出器がさらに搭載されていてもよいし、スイッチ、ダイプレクサなどのマルチプレクサ、カプラなどがさらに搭載されていてもよい。また、上記した各インダクタＬ３，Ｌ１１やキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ１１、終端抵抗Ｒなどの受動素子は、基板上に実装されるチップ部品に代えて、基板内に内蔵されるものや、基板内の配線パターンにより形成されたものであってもよい。また、増幅素子２０のトランジスタを、上記したＧａＡｓＨＢＴに代えて、ＦＥＴ等の周知の増幅素子により構成してもよい。 In addition, the electronic component disposed on the substrate included in the transmission module 1 is not limited to the above-described example, and an optimal electronic component is appropriately selected according to the purpose and design of the transmission module 1. What is necessary is just to mount on a board | substrate. For example, the transmission module 1 may further include an interstage filter (SAW filter) or a power detector, or a switch, a multiplexer such as a diplexer, or a coupler. In addition, the passive elements such as the inductors L3 and L11, the capacitors C1, C2 and C11, and the termination resistor R described above may be built in the board instead of the chip components mounted on the board, It may be formed by a wiring pattern. Further, the transistor of the amplifying element 20 may be constituted by a well-known amplifying element such as an FET instead of the above-described GaAsHBT.

また、上記した実施形態では、整合回路４が１段のローパスフィルタ型に形成されているが、整合回路４の構成としては、２段もしくは３段以上のローパスフィルタ型や、ハイパスフィルタ型など、どのような構成であってもよく、必要に応じて、整合回路４を周知の回路構成により形成すればよい。 In the above-described embodiment, the matching circuit 4 is formed in a single-stage low-pass filter type. However, the configuration of the matching circuit 4 is a two-stage or three-stage or more low-pass filter type, a high-pass filter type, or the like. Any configuration may be used, and the matching circuit 4 may be formed by a known circuit configuration as necessary.

そして、増幅回路と、非可逆回路と、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される整合回路とを備える送信モジュールに本発明を広く適用することができる。 The present invention can be widely applied to a transmission module including an amplifier circuit, a nonreciprocal circuit, and a matching circuit connected between the output terminal of the amplifier circuit and the input terminal of the nonreciprocal circuit.

１送信モジュール
２パワーアンプ
２０増幅素子
３非可逆回路
３１フェライト（磁性体）
３２永久磁石
３３第１の中心電極
３４第２の中心電極
４整合回路
５ＬＣ直列共振回路
Ｃ１キャパシタ
Ｒ終端抵抗 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Transmission module 2 Power amplifier 20 Amplifying element 3 Nonreciprocal circuit 31 Ferrite (magnetic substance)
32 permanent magnet 33 first center electrode 34 second center electrode 4 matching circuit 5 LC series resonance circuit C1 capacitor R termination resistance

Claims

In a transmission module comprising an amplifier circuit, a nonreciprocal circuit, and a matching circuit connected between an output terminal of the amplifier circuit and an input terminal of the nonreciprocal circuit,
The amplification element at the output stage of the amplifier circuit so that the maximum value when the output current of the amplifier circuit fluctuates due to load fluctuations determined in advance based on the isolation characteristics of the non-reciprocal circuit falls within a prescribed allowable range. A transmission module characterized by setting one end size of the.

The nonreciprocal circuit is:
A magnetic material for microwaves;
A first center electrode and a second center electrode arranged to intersect with each other in an insulating state with respect to the microwave magnetic body;
A permanent magnet that applies a DC magnetic field to the intersection of the first center electrode and the second center electrode;
One end of the first central electrode is connected to the input end of the nonreciprocal circuit, and the other end is connected to the output end of the nonreciprocal circuit,
One end of the second center electrode is connected to the input end of the nonreciprocal circuit, the other end is grounded,
The terminal resistor and the first capacitor connected in parallel with each other between the input terminal and the output terminal of the nonreciprocal circuit are connected in parallel with the first center electrode. The transmission module according to 1.

The LC series resonance circuit connected in series to the termination resistor is connected in parallel to the first center electrode between an input terminal and an output terminal of the nonreciprocal circuit. The described transmission module.

4. The transmission module according to claim 1, wherein the matching circuit is formed in a one-stage low-pass filter type including an inductor and a capacitor.

5. The transmission module according to claim 1, wherein the amplifying element is formed of a bipolar transistor, and an emitter size of the bipolar transistor is set as the one end size.

The transmission module according to claim 1, wherein the amplification circuit amplifies transmission signals of a plurality of frequency bands or different communication systems.

The transmission module according to any one of claims 1 to 6, wherein the transmission module is used in a communication system that performs wireless communication using W-CDMA band 1, 2, 3, GSM1800 system, or GSM1900 system.

7. The transmission module according to claim 1, wherein the transmission module is used in a communication system that performs wireless communication using W-CDMA bands 5 and 8, GSM800 system, and GSM900 system.

7. The transmission module according to claim 1, wherein the transmission module is used in a communication system that performs wireless communication using W-CDMA bands 1, 2, and 3 and LTE bands 1, 2, and 3.

7. The transmission module according to claim 1, wherein the transmission module is used in a communication system that performs wireless communication using W-CDMA bands 5 and 8 and LTE bands 5 and 8.