JP2013122724A

JP2013122724A - Heater drive circuit

Info

Publication number: JP2013122724A
Application number: JP2011271504A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Ito; 正浩伊藤; Tadao Furukawa; 忠男古川
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2011-12-12
Filing date: 2011-12-12
Publication date: 2013-06-20
Anticipated expiration: 2031-12-12
Also published as: JP5765210B2

Abstract

【課題】燃料噴射装置内のヒータ１０に流れる駆動電流を求める。
【解決手段】ヒータ１０を制御するヒータ制御回路にて、電源Ｖｄｄとヒータ１０との間に配置されるｎＭＯＳトランジスタ２０と、電源Ｖｄｄとグランドとの間でヒータ１０およびｎＭＯＳトランジスタ２０を通して電流が流れるようにｎＭＯＳトランジスタ２０を制御するマイクロコンピュータ３０と、マイクロコンピュータ３０によりヒータ１０およびｎＭＯＳトランジスタ２０を通して電流を流したときのｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗を記憶する不揮発メモリ４０とを備える。マイクロコンピュータ３０はＡ点２１とＢ点２２との間の電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）を求めるとともに、この求められる電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）と不揮発メモリ４０に記憶されるＯＮ抵抗とを用いて、ｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン−ソース間に流れる電流をヒータ１０に流れる駆動電流として算出する。
【選択図】図１PROBLEM TO BE SOLVED To obtain a drive current flowing in a heater 10 in a fuel injection device.
SOLUTION: In a heater control circuit that controls a heater 10, current flows through the heater 10 and the nMOS transistor 20 between an nMOS transistor 20 disposed between a power supply Vdd and the heater 10 and between the power supply Vdd and ground. Thus, the microcomputer 30 that controls the nMOS transistor 20 and the nonvolatile memory 40 that stores the ON resistance of the nMOS transistor 20 when a current is passed through the heater 10 and the nMOS transistor 20 by the microcomputer 30 are provided. The microcomputer 30 calculates the potential difference (V _A −V _B ) between the A point 21 and the B point 22, and calculates the calculated potential difference (V _A −V _B ) and the ON resistance stored in the nonvolatile memory 40. The current flowing between the drain and source of the nMOS transistor 20 is calculated as the drive current flowing through the heater 10.
[Selection] Figure 1

Description

本発明は、制御装置内のヒータを制御するヒータ駆動回路に関するものである。 The present invention relates to a heater drive circuit that controls a heater in a control device.

従来、ガソリンおよびエタノール等の混合燃料、或いはエタノールを燃料として使用するＦＦＶ用エンジン（ＦＦＶ：Ｆｌｅｘｉｂｌｅ−ＦｕｅｌＶｅｈｉｃｌｅ）では、ヒータにより燃料を加熱してからエンジンの筒内へ噴くことで、燃料の低温の始動性を確保したものがある（特許文献１参照）。 Conventionally, in a FFV engine (FFV: Flexible-Fuel Vehicle) that uses a mixed fuel such as gasoline and ethanol, or ethanol as a fuel, the fuel is heated by a heater and then injected into the cylinder of the engine. There is one in which startability is ensured (see Patent Document 1).

また、燃料の加熱手段としては、燃料噴射装置内にヒータを設けて、このヒータによりエンジンの筒内へ噴出する燃料を加熱するものがある（特許文献２および特許文献３参照）。 Further, as a means for heating the fuel, there is a means in which a heater is provided in the fuel injection device and the fuel injected into the cylinder of the engine is heated by the heater (see Patent Document 2 and Patent Document 3).

ヒータ駆動回路によりヒータを制御する際にヒータ駆動回路においてヒータに流れる駆動電流の検出方法としては、電源とグランドとの間にヒータと直列接続した電流検出用抵抗素子を設け、この電流検出用抵抗素子の両端子間の電位差により電流値を検出する方式が広く一般的に用いられている（特許文献４および特許文献５参照）。 When the heater is controlled by the heater drive circuit, a current detection resistor element connected in series with the heater is provided between the power source and the ground as a method for detecting the drive current flowing through the heater in the heater drive circuit. A method of detecting a current value based on a potential difference between both terminals of an element is widely used in general (see Patent Document 4 and Patent Document 5).

特開平６−４２４１７号公報JP-A-6-42417 特許３５７３４６８号明細書Japanese Patent No. 3573468 特開２００５−１１３７８２JP 2005-113782 A 特開平７−０７７５４６号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 7-077546 特開平４−３１７２１７号公報JP-A-4-317217

本発明者等は、ＦＦＶ用エンジンに燃料を噴出する燃料噴射装置内のヒータを制御するために、電流検出用抵抗素子を用いてヒータの駆動電流を検出することを検討したところ、ヒータに大きな駆動電流が流れる場合には、電流検出用抵抗素子の許容電力を大きくすることが必要になる。このため、電流検出用抵抗素子の体格の大型化、および高コスト化を招くといった問題が生じる。 In order to control the heater in the fuel injection device that injects fuel to the FFV engine, the present inventors have studied to detect the drive current of the heater using a current detection resistance element. When the drive current flows, it is necessary to increase the allowable power of the current detection resistance element. For this reason, there arises a problem that the size of the resistance element for current detection is increased and the cost is increased.

このような問題は、燃料噴射装置以外の各種の制御装置内のヒータを制御するヒータ駆動回路にも生じる。 Such a problem also occurs in a heater drive circuit that controls heaters in various control devices other than the fuel injection device.

本発明は上記点に鑑みて、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータに流れる駆動電流の値を求めることを第１の目的とし、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータの温度を求めることを第２の目的とし、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータの温度を制御することを第３の目的とする。 In view of the above points, the present invention has a first object to determine the value of the drive current flowing through the heater without using a current detection resistor element, and the heater temperature can be adjusted without using a current detection resistor element. The second object is to obtain the third object, and the third object is to control the temperature of the heater without using a current detecting resistor element.

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、
制御機器内に配置されるヒータ（１０）を制御するヒータ制御回路であって、
電源とグランドとの間に配置されて、前記ヒータに対して直列に接続されるＭＯＳトランジスタ（２０）と、
前記電源とグランドとの間で前記ヒータおよび前記ＭＯＳトランジスタを通して駆動電流が流れるように前記ＭＯＳトランジスタを制御する第１の制御手段（Ｓ１００）と、
前記第１の制御手段により前記ヒータおよび前記ＭＯＳトランジスタに駆動電流を流したときの前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子およびグランド側端子との間のＯＮ抵抗の値を記憶する記憶手段（４０）と、
前記第１の制御手段により前記ヒータおよび前記ＭＯＳトランジスタに駆動電流を流したときの前記ＭＯＳトランジスタのグランド側端子と電源側端子との間の電位差を検出する第１の電位差検出手段（Ｓ１１０）と、
前記第１の電位差検出手段により算出される電位差と前記記憶手段に記憶されるＯＮ抵抗の値とを用いて前記ＭＯＳトランジスタのグランド側端子および電源側端子間に流れる電流を、前記ヒータに流れる駆動電流として算出する電流算出手段（Ｓ１３０）と、を備えることを特徴とする。 In order to achieve the above object, in the invention described in claim 1,
A heater control circuit for controlling a heater (10) disposed in a control device,
A MOS transistor (20) disposed between a power source and ground and connected in series to the heater;
First control means (S100) for controlling the MOS transistor such that a drive current flows between the power source and the ground through the heater and the MOS transistor;
Storage means (40) for storing a value of an ON resistance between a power supply side terminal and a ground side terminal of the MOS transistor when a driving current is passed through the heater and the MOS transistor by the first control means;
First potential difference detection means (S110) for detecting a potential difference between a ground side terminal and a power supply side terminal of the MOS transistor when a driving current is passed through the heater and the MOS transistor by the first control means; ,
Driving the current flowing between the ground side terminal and the power supply side terminal of the MOS transistor using the potential difference calculated by the first potential difference detection means and the value of the ON resistance stored in the storage means. Current calculation means (S130) for calculating as a current.

請求項１に係る発明によれば、記憶手段に記憶されるＯＮ抵抗、および電位差算出手段により算出される電位差を用いることにより、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータに流れる駆動電流の値を求めることができる。 According to the first aspect of the present invention, by using the ON resistance stored in the storage unit and the potential difference calculated by the potential difference calculation unit, the value of the drive current flowing through the heater without using the current detection resistor element. Can be requested.

請求項２に記載の発明では、前記第１の電位差算出手段（Ｓ１３０）は、前記第１の制御手段により前記ヒータに駆動電流を流したときの前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子とグランドとの間の第１の電位差（Ｖ_A）を検出するとともに、前記第１の制御手段により前記ヒータに駆動電流を流したときの前記ＭＯＳトランジスタのグランド側端子とグランドとの間の第２の電位差（Ｖ_B）を検出し、前記第１の電位差（Ｖ_A）から前記第２の電位差（Ｖ_B）を引いた差分を、前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子と前記グランド側端子との間の電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）として求めることを特徴とする。 In the invention according to claim 2, the first potential difference calculating means (S130) is provided between the power supply side terminal of the MOS transistor and the ground when a driving current is passed through the heater by the first control means. first detects the potential difference (V _a), the second potential difference (V between the ground terminal and the ground of the MOS transistor when a current of the driving current to the heater by said first control means _B ) is detected, and the difference obtained by subtracting the second potential difference (V _B ) from the first potential difference (V _A ) is determined as the potential difference (V) between the power supply side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor. _A− V _B ).

請求項３に記載の発明では、前記記憶手段に記憶される抵抗値、および前記第１、第２の電位差（Ｖ_A、Ｖ_B）に基づいて前記第１の制御手段により前記ヒータに前記駆動電流を流したときの前記ヒータの抵抗値を算出し、前記ヒータに前記駆動電流を流したときの前記ヒータの温度（Ｔ_Rh）を前記ヒータの抵抗値に基づいて求める温度算出手段（Ｓ１３０Ａ）を備えることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, the drive to the heater is performed by the first control unit based on the resistance value stored in the storage unit and the first and second potential differences (V _A , V _B ). A temperature calculation means for calculating a resistance value of the heater when a current is passed, and obtaining a temperature (T _Rh ) of the heater when the drive current is passed to the heater based on the resistance value of the heater (S130A) It is characterized by providing.

請求項３に記載の発明によれば、ヒータの抵抗値と駆動電流とを用いることにより、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータの温度（Ｔ_Rh）を算出することができる。 According to the third aspect of the present invention, the heater temperature (T _Rh ) can be calculated by using the heater resistance value and the drive current without using the current detection resistor element.

具体的には、温度算出手段（Ｓ１３０Ａ）は、
記憶手段に記憶される抵抗値をＲ_ONとし、第１の電位差をＶ_Aとし、第２の電位差をＶ_Bとし、ヒータの抵抗値をＲ_hとしたときに、Ｒ_ON、Ｖ_A、Ｖ_Bを
Ｒ_h＝｛（Ｖ_A−Ｖ_B）／Ｖ_B｝×Ｒ_ON に代入してヒータの抵抗値を算出し、
基準温度をＴ₀とし、ヒータの温度が基準温度であるときのヒータの抵抗値をＲ₀とし、ヒータにおいて温度変化による抵抗値の変化を示す温度係数［Ω／℃]をσ_htとし、ヒータの温度をＴ_Rhとし、Ｒ_h、およびＴ₀、Ｒ₀、σ_htをＴ_Rh＝（（Ｒ_h／Ｒ₀）−１））／σ_ht＋Ｔ₀に代入してヒータの温度を算出する。 Specifically, the temperature calculation means (S130A)
When the resistance value stored in the storage means is R _ON , the first potential difference is V _A , the second potential difference is V _B , and the heater resistance value is R _h , R _ON , V _A , V Substituting _B into R _h = {(V _A −V _B ) / V _B } × R _ON to calculate the resistance value of the heater,
The reference temperature is T ₀ , the heater resistance value when the heater temperature is the reference temperature is R ₀ , the temperature coefficient [Ω / ° C.] indicating the change in resistance value due to temperature change in the heater is σ _ht , and the heater T _Rh , and R _h , T ₀ , R ₀ , and σ _ht are substituted into T _Rh = ((R _h / R ₀ ) −1)) / σ _ht + T ₀ to calculate the heater temperature. .

請求項４に記載の発明では、前記第１の制御手段は、前記ヒータの目標温度に前記温度算出手段の算出温度を近づけるように前記駆動電流を調整するために、前記ＭＯＳトランジスタを制御することを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, the first control unit controls the MOS transistor to adjust the drive current so that the calculated temperature of the temperature calculating unit approaches the target temperature of the heater. It is characterized by.

請求項４に係る発明によれば、電流検出用抵抗素子を用いることなく、温度算出手段の算出温度を用いることにより、ヒータの温度を制御することができる。 According to the invention of claim 4, the temperature of the heater can be controlled by using the calculated temperature of the temperature calculating means without using the current detecting resistance element.

請求項５に記載の発明では、前記第１の電位差検出手段による前記電位差の検出に先だって、前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子およびグランド側端子間に一定電流を流すための定電流源（１０Ａ）が前記ヒータ（１０）に代えて配置された場合に、前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子およびグランド側端子間の電位差を検出する第２の電位差検出手段（Ｓ２１０、Ｓ２２０）と、
前記第２の電位差検出手段により検出される電位差と前記定電流源によって前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子およびグランド側端子間に流される電流値とに基づいて、前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子およびグランド側端子間に一定電流が流れるときの前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子およびグランド側端子間のＯＮ抵抗の値を算出する第１の抵抗値算出手段（Ｓ２６０）と、
前記第１の抵抗値算出手段により算出されるＯＮ抵抗の値を前記記憶手段に保持させる第1の抵抗値保持手段（Ｓ２７０）と、を備えることを特徴とする。 According to the fifth aspect of the present invention, there is provided a constant current source (10A) for causing a constant current to flow between the power supply side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor prior to the detection of the potential difference by the first potential difference detection means. Second potential difference detection means (S210, S220) for detecting a potential difference between a power supply side terminal and a ground side terminal of the MOS transistor when arranged in place of the heater (10);
Based on the potential difference detected by the second potential difference detection means and the current value passed between the power supply side terminal and ground side terminal of the MOS transistor by the constant current source, the power supply side terminal and ground side of the MOS transistor First resistance value calculating means (S260) for calculating a value of ON resistance between the power supply side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor when a constant current flows between the terminals;
And a first resistance value holding means (S270) for holding the ON resistance value calculated by the first resistance value calculating means in the storage means.

請求項６に記載の発明では、前記第２の電位差検出手段（Ｓ２１０、Ｓ２２０）は、前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子とグランド側端子との間の電位差を繰り返し検出するものであり、
前記第２の電位差検出手段によって前回検出された電位差と前記第２の電位差検出手段によって今回検出された電位差との間の偏差が所定範囲内に入るか否かを判定することにより、前記ＭＯＳトランジスタの温度が飽和したか否かを判定する判定手段（Ｓ２５０）を備え、
前記第１の抵抗値算出手段（Ｓ２６０）は、前記前回検出された電位差と前記今回検出された電位差との間の偏差が所定範囲内に入ると前記判定手段（Ｓ２５０）が判定した場合において前記今回検出された電位差を用いて前記ＯＮ抵抗の値を算出することを特徴とする。 In the invention described in claim 6, the second potential difference detecting means (S210, S220) repeatedly detects a potential difference between a power supply side terminal and a ground side terminal of the MOS transistor,
The MOS transistor is determined by determining whether or not a deviation between the potential difference detected last time by the second potential difference detecting means and the potential difference detected this time by the second potential difference detecting means falls within a predetermined range. Determination means (S250) for determining whether or not the temperature is saturated,
The first resistance value calculating unit (S260) is configured to determine whether the determination unit (S250) determines that a deviation between the previously detected potential difference and the currently detected potential difference falls within a predetermined range. The value of the ON resistance is calculated using the potential difference detected this time.

具体的には、第１の抵抗値算出手段は、
ＭＯＳトランジスタの電源側端子とグランド側端子との間に一定電流が流れるときのＭＯＳトランジスタの電源側端子とグランド側端子との間の抵抗値をＲ_ONとし、第２の電位差検出手段により検出される電位差を（Ｖ_A’−Ｖ_B’）とし、定電流源によりＭＯＳトランジスタのグランド側端子および電源側端子間に流れる一定電流をＩ_constとし、（Ｖ_A’−Ｖ_B’）、およびＩ_constを、Ｒ_ON＝（Ｖ_A’−Ｖ_B’）／Ｉ_constに代入することにより、Ｒ_ONを算出する。 Specifically, the first resistance value calculating means is:
The resistance value between the power source side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor when a constant current flows between the power source side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor is R _ON and is detected by the second potential difference detecting means. (V _A ′ −V _B ′), a constant current flowing between the ground side terminal and the power source side terminal of the MOS transistor by a constant current source is defined as I _const , (V _A ′ −V _B ′), and I R _ON is calculated by substituting _const into R _ON = (V _A '−V _B ') / I _const .

請求項７に記載の発明では、前記制御機器は、車載制御機器であることを特徴とする。 The invention according to claim 7 is characterized in that the control device is an in-vehicle control device.

請求項８に記載の発明では、前記第１の電位差検出手段による前記電位差の検出に先だって、前記ＭＯＳトランジスタを一定期間だけオンして前記電源とグランドとの間で前記ヒータおよび前記ＭＯＳトランジスタに電流を流す第２の制御手段（Ｓ２００Ａ）と、
前記第２の制御手段により前記ＭＯＳトランジスタを一定期間だけオンしたときの前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子とグランドとの間の第１の電位差（Ｖ_A’’）と、前記第２の制御手段により前記ＭＯＳトランジスタを一定期間だけオンしたときの前記ＭＯＳトランジスタのグランド側端子とグランドとの間の第２の電位差（Ｖ_B’’）とを検出する第３の電位差検出手段（Ｓ２１０、Ｓ２２０）と、
前記第２の制御手段により前記ＭＯＳトランジスタを一定期間だけオンしたときに、前記車載制御機器に隣接して配置されている他の車載機器に配置される温度センサ（６１、６２）によって、前記他の車載機器の温度を前記ＭＯＳトランジスタの雰囲気温度（Ｔａ）として検出する第１の温度検出手段（Ｓ３００ａ）と、
前記第２の制御手段により前記ＭＯＳトランジスタを一定期間だけオンしたときの前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子とグランド側端子との間のＯＮ抵抗の値（Ｒ_on2@Ta）を、前記第３の電位差検出手段により検出される第１、第２の電位差（Ｖ_A’’、Ｖ_B’’）、および前記第１の温度検出手段の検出温度（Ｔａ）に基づいて算出する第２の抵抗値算出手段（Ｓ２６５）と、
前記第２の抵抗値算出手段（Ｓ２６５）により算出されるＯＮ抵抗の値に基づいて、前記第１の制御手段により前記ヒータの温度を制御するときの前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子とグランド側端子との間のＯＮ抵抗の値（Ｒ_ON2@T）を算出する第３の抵抗値算出手段（Ｓ２６７）と、
前記第３の抵抗値算出手段（Ｓ２６７）により算出されるＯＮ抵抗の値（Ｒ_ON2@T）を前記記憶手段に保持させる第２の保持手段（Ｓ２７０）と、を備えることを特徴とする。 According to an eighth aspect of the present invention, prior to the detection of the potential difference by the first potential difference detection means, the MOS transistor is turned on for a certain period, and current is supplied to the heater and the MOS transistor between the power source and the ground. Second control means (S200A) for flowing
_A first potential difference (V _A ″) between the power supply side terminal of the MOS transistor and the ground when the MOS transistor is turned on for a certain period by the second control means, and the second control means Third potential difference detection means (S210, S220) for detecting a second potential difference (V _B ″) between the ground side terminal of the MOS transistor and the ground when the MOS transistor is turned on for a predetermined period; ,
When the MOS transistor is turned on for a certain period by the second control means, the other is detected by a temperature sensor (61, 62) arranged in another in-vehicle device arranged adjacent to the in-vehicle control device. First temperature detecting means (S300a) for detecting the temperature of the in-vehicle device as the atmospheric temperature (Ta) of the MOS transistor;
The value of the ON resistance (R _{on2 @ Ta} ) between the power supply side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor when the MOS transistor is turned on for a certain period by the second control means is the third potential difference. Second resistance value calculation calculated based on the first and second potential differences (V _A ″, V _B ″) detected by the detection means and the detected temperature (Ta) of the first temperature detection means. Means (S265);
Based on the ON resistance value calculated by the second resistance value calculation means (S265), the power supply side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor when the temperature of the heater is controlled by the first control means. Third resistance value calculating means (S267) for calculating the ON resistance value (R _{ON2 @ T} ) between
And a second holding means (S270) for holding the ON resistance value (R _{ON2 @ T} ) calculated by the third resistance value calculating means (S267) in the storage means.

請求項９に記載の発明では、前記第３の抵抗値算出手段（Ｓ２６７）は、
前記第１の制御手段により前記ヒータの温度を制御するときの前記ＭＯＳトランジスタの温度を予め決められた一定温度（Ｔ）として、前記一定温度（Ｔ）から前記第１の温度検出手段の検出温度（Ｔａ）を引いた差分（Ｔ−Ｔａ）に対応する前記第２の抵抗値算出手段の算出値の補正値を算出し、この算出した補正値を前記第２の抵抗値算出手段の算出値に加算した値（Ｒ_ON3）を、前記第１の制御手段により前記ヒータの温度を制御するときの前記ＭＯＳトランジスタのＯＮ抵抗の値として算出することを特徴とする。 In the invention according to claim 9, the third resistance value calculating means (S267)
The temperature of the MOS transistor when the temperature of the heater is controlled by the first control means is a predetermined constant temperature (T), and the detected temperature of the first temperature detection means from the constant temperature (T). The correction value of the calculated value of the second resistance value calculating means corresponding to the difference (T−Ta) minus (Ta) is calculated, and this calculated correction value is calculated to the calculated value of the second resistance value calculating means. The value (R _ON3 ) added to is calculated as the value of the ON resistance of the MOS transistor when the temperature of the heater is controlled by the first control means.

請求項１０に記載の発明では、前記制御機器は、自動車のエンジンルーム内に配置されており、
前記第１の制御手段により前記ヒータの温度を制御するときの前記ＭＯＳトランジスタの推定温度（Ｔ_h）を、前記エンジンルーム内の走行用エンジンの吸気温度を検出する吸気温センサ（６１）の検出温度と前記走行用エンジンの冷却水温度を検出する水温センサ（６２）の検出温度とに基づいて求める温度推定手段（Ｓ３００ｂ）を備えており、
前記第３の抵抗値算出手段は、前記温度推定手段により求められる推定温度（Ｔ_h）から前記ＭＯＳトランジスタの雰囲気温度（Ｔａ）を引いた差分（Ｔ_h−Ｔａ）に対応する前記第２の抵抗値算出手段の算出値の補正値を算出し、この算出した補正値を前記第２の抵抗値算出手段の算出値に加算した値（Ｒ_ON3）を、前記第１の制御手段により前記ヒータの温度を制御するときの前記ＭＯＳトランジスタのＯＮ抵抗の値として算出することを特徴とする。 In invention of Claim 10, the said control apparatus is arrange | positioned in the engine room of a motor vehicle,
Detection of an estimated temperature (T _h ) of the MOS transistor when the temperature of the heater is controlled by the first control means is detected by an intake air temperature sensor (61) that detects an intake air temperature of a traveling engine in the engine room. Temperature estimation means (S300b) for obtaining based on the temperature and the temperature detected by the water temperature sensor (62) for detecting the coolant temperature of the traveling engine;
The third resistance value calculation means is the second resistance value corresponding to a difference (T _h −Ta) obtained by subtracting the atmospheric temperature (Ta) of the MOS transistor from the estimated temperature (T _h ) obtained by the temperature estimation means. A correction value of the calculated value of the resistance value calculating means is calculated, and a value (R _ON3 ) obtained by adding the calculated correction value to the calculated value of the second resistance value calculating means is calculated by the first control means by the heater. It is calculated as the value of the ON resistance of the MOS transistor when controlling the temperature of the MOS transistor.

請求項１１に記載の発明では、自動車のエンジンルーム内の制御機器内に配置されるヒータ（１０）を制御するヒータ制御回路であって、
電源とグランドとの間に配置されて、前記ヒータに対して直列に接続されるＭＯＳトランジスタ（２０）と、
前記電源と前記グランドとの間で前記ヒータおよび前記ＭＯＳトランジスタを通して駆動電流が流れるように前記ＭＯＳトランジスタを制御する制御手段（Ｓ１００）と、
前記制御手段により前記ヒータに駆動電流を流したときの前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子とグランドとの間の第１の電位差（Ｖ_A）を求め、かつ前記制御手段により前記ヒータに駆動電流を流したときの前記ＭＯＳトランジスタのグランド側端子とグランドとの間の第２の電位差（Ｖ_B）を求めるとともに、前記第１の電位差から前記第２の電位差を引いた差分（Ｖ_A−Ｖ_B）を求める電位差算出手段（Ｓ１１０）と、
前記電位差算出手段により算出される差分（Ｖ_A−Ｖ_B）を前記第１の電位差（Ｖ_A）を予め決められた一定値としたときの前記ＭＯＳトランジスタのオン電圧（Ｖ_A-B@16V）に変換する変換手段と、
前記制御手段により前記ヒータに駆動電流を流したときの前記ＭＯＳトランジスタの推定温度（Ｔ_h）を、前記エンジンルーム内の走行用エンジンの吸気温度を検出する吸気温センサ（６１）の検出温度と前記走行用エンジンの冷却水温度を検出する水温センサ（６２）の検出温度とに基づいて求める温度推定手段（Ｓ３００ｂ）と、
前記オン電圧（Ｖ_A-B@16V）、前記制御手段により前記ヒータに駆動電流を流したときの前記ヒータの温度、および前記ＭＯＳトランジスタの推定温度（Ｔ_h）が１対１対１で特定されるように前記ヒータの温度、前記オン電圧（Ｖ_A-B@16V）、および前記ＭＯＳトランジスタの推定温度（Ｔ_h）の関係を記憶するための変換テーブルと、
前記変換テーブルにおいて、前記オン電圧（Ｖ_A-B@16V）および前記温度推定手段により算出される推定温度（Ｔ_h）に対応する前記ヒータの温度を特定するヒータ温度特定手段（Ｓ２６９）と、を備え、
前記ＭＯＳトランジスタのオン電圧（Ｖ_A-B@16V）は、前記制御手段により前記ＭＯＳトランジスタの電源側端子とグランド側端子との間に前記駆動電流を流したときの前記電源側端子とグランド側端子との間の電位差であることを特徴とする。 In invention of Claim 11, it is a heater control circuit which controls the heater (10) arrange | positioned in the control apparatus in the engine room of a motor vehicle,
A MOS transistor (20) disposed between a power source and ground and connected in series to the heater;
Control means (S100) for controlling the MOS transistor such that a drive current flows between the power source and the ground through the heater and the MOS transistor;
_A first potential difference (V _A ) between the power supply side terminal of the MOS transistor and the ground when a driving current is supplied to the heater by the control means, and a driving current is supplied to the heater by the control means. A second potential difference (V _B ) between the ground-side terminal of the MOS transistor and the ground is obtained, and a difference (V _A −V _B ) obtained by subtracting the second potential difference from the first potential difference. Potential difference calculating means (S110) for obtaining
The difference (V _A −V _B ) calculated by the potential difference calculating means is set to the ON voltage (V _{AB @ 16V} ) of the MOS transistor when the first potential difference (V _A ) is a predetermined constant value. Conversion means for converting;
The estimated temperature (T _h ) of the MOS transistor when a driving current is supplied to the heater by the control means is the detected temperature of the intake air temperature sensor (61) for detecting the intake air temperature of the traveling engine in the engine room. Temperature estimation means (S300b) to be obtained based on the detected temperature of the water temperature sensor (62) for detecting the coolant temperature of the traveling engine;
The ON voltage (V _{AB @ 16V} ), the temperature of the heater when the control means supplies a driving current to the heater, and the estimated temperature (T _h ) of the MOS transistor are specified on a one-to-one basis. A conversion table for storing the relationship between the heater temperature, the on-voltage (V _{AB @ 16V} ), and the estimated temperature (T _h ) of the MOS transistor,
Heater temperature specifying means (S269) for specifying the heater temperature corresponding to the ON voltage (V _{AB @ 16V} ) and the estimated temperature (T _h ) calculated by the temperature estimation means in the conversion table. ,
The on-voltage (V _{AB @ 16V} ) of the MOS transistor is the power-side terminal and the ground-side terminal when the driving current is passed between the power-side terminal and the ground-side terminal of the MOS transistor by the control means. Is a potential difference between the two.

請求項１１に記載の発明によれば、変換テーブル、変換手段の算出値、および温度推定手段の算出温度を用いることにより、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータの温度を算出することができる。 According to the eleventh aspect of the present invention, by using the conversion table, the calculated value of the converting means, and the calculated temperature of the temperature estimating means, the temperature of the heater can be calculated without using the resistance element for current detection. it can.

請求項１２に記載の発明では、前記第１の制御手段は、前記ヒータ温度特定手段により特定される前記ヒータの温度を前記ヒータの目標温度に近づけるように前記駆動電流を調整するために、前記ＭＯＳトランジスタを制御することを特徴とする。 In the invention according to claim 12, the first control means adjusts the drive current so that the temperature of the heater specified by the heater temperature specifying means approaches the target temperature of the heater. The MOS transistor is controlled.

請求項１２に係る発明によれば、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータ温度特定手段により特定される前記ヒータの温度を用いることにより、ヒータの温度を制御することができる。 According to the twelfth aspect of the invention, the temperature of the heater can be controlled by using the temperature of the heater specified by the heater temperature specifying means without using a resistance element for current detection.

請求項１３に記載の発明では、前記温度推定手段（Ｓ３００ｂ）は、前記吸気温センサ（６１）の検出温度（Ｔ_ha）に第１の係数（Ｒ１）を掛けた第１の値（Ｔ_ha×Ｒ１）と、前記水温センサ（６２）の検出温度（Ｔ_hw）に第２の係数（Ｒ２）を掛けた第２の値（Ｔ_hw×Ｒ２）とを加算した値を前記ＭＯＳトランジスタの設置位置の温度として算出して、この算出した温度に温度補正値（Ｔα）を足した値を、前記ＭＯＳトランジスタの推定温度（Ｔ_h）として求めるものであり、
前記ＭＯＳトランジスタの設置位置が前記エンジンルーム内のうち先頭に近いほど前記第１の係数を大きくし、かつ前記第２の係数を小さくし、前記ＭＯＳトランジスタの設置位置が前記エンジンに近いほど前記第１の係数を小さくし、かつ前記第２の係数を大きくすることを特徴とする。 In a thirteenth aspect of the present invention, the temperature estimating means (S300b) uses a first value (T _ha ) obtained by multiplying a detected temperature (T _ha ) of the intake air temperature sensor (61) by a first coefficient (R1). × R1) and a value obtained by adding a second value (T _hw × R2) obtained by multiplying the detected temperature (T _hw ) of the water temperature sensor (62) by a second coefficient (R2) is set in the MOS transistor. The position temperature is calculated, and a value obtained by adding the temperature correction value (Tα) to the calculated temperature is obtained as the estimated temperature (T _h ) of the MOS transistor.
The first coefficient is increased and the second coefficient is decreased as the MOS transistor installation position is closer to the head of the engine room, and the MOS transistor installation position is closer to the engine. The coefficient of 1 is reduced, and the second coefficient is increased.

具体的には、第２の抵抗値算出手段（Ｓ２６５）は、
第３の電位差検出手段により検出される第１、第２の電位差をＶ_A’’、Ｖ_B’’とし、第１の温度検出手段の検出温度をＴ_aとし、ＭＯＳトランジスタの温度が温度ＴａであるときのＯＮ抵抗をＲ_ON2@Taとし、ヒータの抵抗値をＲ₀とし、Ｒ_ON2@Ta＝（（（Ｔ_a−Ｔ₀）×σ_ht＋１）×Ｒ₀）／（（Ｖ_A’’−Ｖ_B’’）／Ｖ_B’’）に、Ｖ_A’’、Ｖ_B’’、Ｔ_a、Ｔ₀、σ_ht、Ｒ₀を代入してＲ_ON2@Taを算出する。 Specifically, the second resistance value calculating means (S265)
The first is detected by the third potential difference detection unit, the second potential difference V _A '', V B _'and' the temperature detected by the first temperature detecting means and T _a, the temperature of the MOS transistor is temperature Ta When ON resistance is R _{ON2 @ Ta} and the heater resistance value is R ₀ , R _{ON2 @ Ta} = (((T _a −T ₀ ) × σ _ht +1) × R ₀ ) / ((V _A _{'on), V a''' -V} B '') / V B '', V B '', T a, T 0, σ ht, by substituting R ₀ calculates the R _{ON2 @ Ta.}

第３の抵抗値算出手段（Ｓ２６７）は、温度変化に対するＭＯＳトランジスタのＯＮ抵抗の値の変化を示す温度係数をσ_MOS［Ω／℃]とし、第１の制御手段によりヒータの温度を制御するときのＭＯＳトランジスタの温度をＴとし、第１の制御手段によりヒータを制御する際のＭＯＳトランジスタＯＮ抵抗をＲ_ON2@Tとし、Ｒ_ON2@Ta、Ｔ、Ｔ_a、およびσ_MOSをＲ_ON2@T＝Ｒ_ON2@Ta＋（Ｔ−Ｔ_a）×σ_MOSに代入してＲ_ON2@Tを算出する。 The third resistance value calculating means (S267) sets the temperature coefficient indicating the change in the ON resistance value of the MOS transistor to the temperature change as σ _MOS [Ω / ° C.], and controls the heater temperature by the first control means. The MOS transistor ON resistance when controlling the heater by the first control means is R _{ON2 @ T,} and R _{ON2 @ Ta} , T, T _a , and σ _MOS are R _{ON2 @ T} = R _{ON2 @ Ta} + (T−T _a ) × σ Substituting into _MOS calculates R _{ON2 @ T.}

請求項１４に記載の発明では、前記制御機器は、エタノールおよびガソリンの混合物、或いはエタノールを燃料として使用するＦＦＶ用エンジンの燃料噴射装置であり、前記ヒータは、前記燃料噴射装置内において前記燃料に熱を加えることを特徴とする。 In a fourteenth aspect of the present invention, the control device is a mixture of ethanol and gasoline, or a fuel injection device for an FFV engine that uses ethanol as a fuel, and the heater is used for the fuel in the fuel injection device. It is characterized by applying heat.

請求項１５に記載の発明では、前記ヒータ（１０）は、セラミックヒータであることを特徴とする。 The invention according to claim 15 is characterized in that the heater (10) is a ceramic heater.

なお、この欄および特許請求の範囲で記載した各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。 In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each means described in this column and the claim shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.

本発明の第１実施形態における車載ヒータ駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the vehicle-mounted heater drive circuit in 1st Embodiment of this invention. 第１実施形態におけるマイクロコンピュータの電流算出処理を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the electric current calculation process of the microcomputer in 1st Embodiment. 第１実施形態における車載ヒータ駆動回路の作動を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the action | operation of the vehicle-mounted heater drive circuit in 1st Embodiment. 本発明の第２実施形態におけるマイクロコンピュータの温度制御処理を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the temperature control process of the microcomputer in 2nd Embodiment of this invention. 第２実施形態における車載ヒータ駆動回路の作動を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows operation of an in-vehicle heater drive circuit in a 2nd embodiment. 本発明の第３実施形態における車載ヒータ駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the vehicle-mounted heater drive circuit in 3rd Embodiment of this invention. 第３実施形態におけるマイクロコンピュータのＯＮ抵抗計測処理を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the ON resistance measurement process of the microcomputer in 3rd Embodiment. 第３実施形態における車載ヒータ駆動回路の作動を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows operation of an in-vehicle heater drive circuit in a 3rd embodiment. 本発明の第４実施形態における車載ヒータ駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the vehicle-mounted heater drive circuit in 4th Embodiment of this invention. 第４実施形態におけるマイクロコンピュータのＯＮ抵抗計測処理、および雰囲気温度計測処理を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the ON resistance measurement process of the microcomputer in 4th Embodiment, and an atmospheric temperature measurement process. 第４実施形態における車載ヒータ駆動回路の作動を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the action of the in-vehicle heater drive circuit in a 4th embodiment. 本発明の第５実施形態における車載ヒータ駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the vehicle-mounted heater drive circuit in 5th Embodiment of this invention. 第５実施形態におけるマイクロコンピュータのヒータ温度制御処理、およびＭＯＳ温度計測処理を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the heater temperature control process of the microcomputer in 5th Embodiment, and MOS temperature measurement process. 第５実施形態におけるヒータの温度を求めるための変換テーブルの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the conversion table for calculating | requiring the temperature of the heater in 5th Embodiment.

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、説明の簡略化を図るべく、図中、同一符号を付してある。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, parts that are the same or equivalent to each other are given the same reference numerals in the drawings in order to simplify the description.

（第１実施形態）
図１に、本発明に係る車載ヒータ駆動回路１の第１実施形態の回路構成を示す。車載ヒータ駆動回路１は、ＦＦＶ用エンジン用の燃料噴射装置内のヒータ１０の温度を制御するものである。ＦＦＶ用エンジンとは、ガソリンおよびエタノール等の混合燃料、或いはエタノールを燃料として使用するエンジンのことである。 (First embodiment)
FIG. 1 shows a circuit configuration of a first embodiment of an in-vehicle heater driving circuit 1 according to the present invention. The in-vehicle heater drive circuit 1 controls the temperature of the heater 10 in the fuel injection device for the FFV engine. The FFV engine is a mixed fuel such as gasoline and ethanol, or an engine using ethanol as a fuel.

ヒータ１０は、ＰＣＴヒータ等のセラミックヒータからなるヒータ負荷である。本実施形態のヒータ１０は、電源Ｖｄｄとグランド５０との間に配置されて、燃料噴射装置（制御機器）内の燃料を加熱するものである。電源Ｖｄｄは、ヒータ１０に電力を供給するためのヒータ用電源である。 The heater 10 is a heater load composed of a ceramic heater such as a PCT heater. The heater 10 of this embodiment is disposed between the power supply Vdd and the ground 50, and heats the fuel in the fuel injection device (control device). The power source Vdd is a heater power source for supplying power to the heater 10.

具体的には、車載ヒータ駆動回路１は、ｎＭＯＳトランジスタ２０、マイクロコンピュータ３０、および不揮発メモリ４０を備える。 Specifically, the in-vehicle heater drive circuit 1 includes an nMOS transistor 20, a microcomputer 30, and a nonvolatile memory 40.

ｎＭＯＳトランジスタ２０は、電源Ｖｄｄとヒータ１０との間に配置されて、電源Ｖｄｄとヒータ１０との間を接続、或いは開放する。マイクロコンピュータ３０は、ＣＰＵ、メモリ以外に、ＰＷＭ出力ポート３１、Ａ／Ｄ入力ポート３２、３３、メモリ通信ポート３４ａ、３４ｂを有する周知のものであって、後述するように、ヒータ１０に流れる駆動電流を算出する電流算出処理を実行する。 The nMOS transistor 20 is disposed between the power supply Vdd and the heater 10, and connects or opens between the power supply Vdd and the heater 10. The microcomputer 30 has a PWM output port 31, A / D input ports 32 and 33, and memory communication ports 34 a and 34 b in addition to the CPU and the memory, and is driven to flow through the heater 10 as will be described later. A current calculation process for calculating a current is executed.

本実施形態のＰＷＭ出力ポート３１は、所望のＤｕｔｙ比のＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０に出力するポートである。Ｄｕｔｙ比とは、ｎＭＯＳトランジスタ２０のオン期間とオフ期間とからなる一定周期においてオン期間が占める割合のことである。 The PWM output port 31 of this embodiment is a port that outputs a PWM drive signal having a desired duty ratio to the nMOS transistor 20. The duty ratio is a ratio of the on period in a fixed cycle composed of the on period and the off period of the nMOS transistor 20.

Ａ／Ｄ入力ポート３２は、電源ＶｄｄとｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン端子との間のＡ点２１とグランド５０との間の電圧Ｖ_Aをサンプリングするために、Ａ点から電圧Ｖ_Aを取り込むポートである。 The A / D input port 32 is a port that takes in the voltage V _A from the A point in order to sample the voltage V _A between the A point 21 between the power supply Vdd and the drain terminal of the nMOS transistor 20 and the ground 50. is there.

Ａ／Ｄ入力ポート３３は、ｎＭＯＳトランジスタ２０のソース端子とヒータ１０の間のＢ点２２とグランド５０との間の電圧Ｖ_Bをサンプリングするために、Ｂ点から電圧Ｖ_Bを取り込むポートである。 The A / D input port 33 is a port that takes in the voltage V _B from the point B in order to sample the voltage V _B between the point B 22 between the source terminal of the nMOS transistor 20 and the heater 10 and the ground 50. .

不揮発メモリ４０には、電力供給を停止しても記憶データが消えないフラッシュメモリなどの半導体メモリであって、ヒータ１０に通電する際のｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗の値が予め記憶されている。不揮発メモリ４０は、マイクロコンピュータのメモリ通信ポート３４ａ、３４ｂに接続されている。 The nonvolatile memory 40 is a semiconductor memory such as a flash memory in which stored data does not disappear even when power supply is stopped, and stores the value of the ON resistance of the nMOS transistor 20 when the heater 10 is energized in advance. The nonvolatile memory 40 is connected to the memory communication ports 34a and 34b of the microcomputer.

なお、図中符号Ｖｓｓは、マイクロコンピュータ３０や不揮発メモリ４０に電力を供給する電源である。 Reference sign Vss in the figure is a power source that supplies power to the microcomputer 30 and the nonvolatile memory 40.

次に、本実施形態の車載ヒータ駆動回路１の作動について説明する。 Next, the operation of the in-vehicle heater drive circuit 1 of this embodiment will be described.

図２は、マイクロコンピュータ３０によるヒータ１０の電流算出処理の詳細を示すフローチャートである。マイクロコンピュータ３０は、イグニッションスイッチＩＧがオンされたときに、電流算出処理の実行を開始する。電流算出処理は、繰り返し実行される。 FIG. 2 is a flowchart showing details of the current calculation processing of the heater 10 by the microcomputer 30. The microcomputer 30 starts executing the current calculation process when the ignition switch IG is turned on. The current calculation process is repeatedly executed.

まず、ステップＳ１００において、予め決められたＤｕｔｙ比を、例えば５０％とするＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力する。このことにより、一周期のうちの半分の期間でｎＭＯＳトランジスタ２０がオンし、残りの半分の期間でｎＭＯＳトランジスタ２０がオフする。 First, in step S <b> 100, a PWM drive signal for setting a predetermined duty ratio to 50%, for example, is output to the gate terminal of the nMOS transistor 20. As a result, the nMOS transistor 20 is turned on in a half period of one cycle, and the nMOS transistor 20 is turned off in the remaining half period.

ここで、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオンすることに伴って、電源Ｖｄｄとグランド５０との間でｎＭＯＳトランジスタ２０およびヒータ１０を通して駆動電流が流れる。 Here, as the nMOS transistor 20 is turned on, a drive current flows through the nMOS transistor 20 and the heater 10 between the power supply Vdd and the ground 50.

次に、ステップＳ１１０において、Ａ点２１からＡ／Ｄ入力ポート３２に与えられる電圧Ｖ_Aをアナログ／デジタル変換して第１のデジタルデータを取得する。これに加えて、Ｂ点２２からＡ／Ｄ入力ポート３３に与えられる電圧Ｖ_Bをアナログ／デジタル変換して第２のデジタルデータを取得する。 Next, in step S110, the voltage V _A supplied from the point A 21 to the A / D input port 32 is analog / digital converted to obtain first digital data. In addition, the voltage V _B supplied from the point B 22 to the A / D input port 33 is analog / digital converted to obtain second digital data.

次に、ステップＳ１２０において、第２のデジタルデータに基づいてｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているか否かを判定する。例えば、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオフしているときには、電圧Ｖ_Bが零（すなわち、グランド電圧）に等しい値（或いは、近い値）になる一方、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているときには、電圧Ｖ_Bが零よりも大きな値になる。 Next, in step S120, it is determined whether or not the nMOS transistor 20 is turned on based on the second digital data. For example, when the nMOS transistor 20 is off, the voltage V _B is equal to (or close to) zero (that is, a ground voltage), while when the nMOS transistor 20 is on, the voltage V _B is It becomes a value larger than zero.

そこで、ステップＳ１２０において、電圧Ｖ_Bが所定値以上であるか否かを判定することにより、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているか否かについて判定する。本実施形態の所定値としては、零以上の値が設定されている。 Therefore, in step S120, it is determined whether or not the nMOS transistor 20 is on by determining whether or not the voltage V _B is equal to or higher than a predetermined value. As the predetermined value in the present embodiment, a value equal to or greater than zero is set.

このとき、電圧Ｖ_Bが所定値未満であるときにはｎＭＯＳトランジスタ２０がオフしているとして、ステップＳ１２０においてＮＯと判定する。これに伴い、ステップＳ１１０に戻り、電圧Ｖ_A、Ｖ_Bをそれぞれアナログ／デジタル変換する。その後、ステップＳ１２０においてＹＥＳと判定するまで、ステップＳ１２０のＮＯ判定処理、およびステップＳ１１０のＡ／Ｄ変換処理を繰り返す。 At this time, if the voltage V _B is less than the predetermined value, it is determined that the nMOS transistor 20 is off and NO is determined in step S120. Accordingly, the process returns to step S110, and the voltages V _A and V _B are converted from analog to digital, respectively. Thereafter, the NO determination process in step S120 and the A / D conversion process in step S110 are repeated until it is determined as YES in step S120.

その後、電圧Ｖ_Bが所定値以上になると、ステップＳ１２０においてｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているとしてＹＥＳと判定する。すると、次のステップＳ１３０において、上記ステップＳ１２０でＹＥＳと判定した直前のステップＳ１１０で取得した第１、第２のデジタルデータに基づいて、ヒータ１０（すなわち、ｎＭＯＳトランジスタ２０のソース−ドレイン間）に流れる駆動電流Ｉ_hを次の数式１により算出する。 Thereafter, when the voltage V _B becomes equal to or higher than a predetermined value, it is determined YES in step S120 because the nMOS transistor 20 is turned on. Then, in the next step S130, based on the first and second digital data acquired in step S110 immediately before YES in step S120, the heater 10 (that is, between the source and drain of the nMOS transistor 20) is transferred. The flowing drive current I _h is calculated by the following formula 1.

Ｉ_h＝（Ｖ_A−Ｖ_B）／Ｒ_ON・・・・・・（数式１）
ここで、Ｖ_Aは、ｎＭＯＳトランジスタ２０のソース−ドレイン間に駆動電流が流れているときの第１の電圧である。Ｖ_Bは、ｎＭＯＳトランジスタ２０のソース−ドレイン間に駆動電流が流れているときの第２の電圧である。Ｒ_ONは、不揮発メモリ４０に記憶されているＯＮ抵抗値である。 I _h = (V _A −V _B ) / R _ON (Equation 1)
Here, V _A is a first voltage when a drive current flows between the source and drain of the nMOS transistor 20. V _B is a second voltage when a drive current flows between the source and drain of the nMOS transistor 20. R _ON is an ON resistance value stored in the nonvolatile memory 40.

次に、本実施形態における車載ヒータ駆動回路の具体的な作動について説明する。図３は、本実施形態における車載ヒータ駆動回路１の作動を示すタイミングチャートである。 Next, a specific operation of the in-vehicle heater driving circuit in the present embodiment will be described. FIG. 3 is a timing chart showing the operation of the in-vehicle heater driving circuit 1 in the present embodiment.

図３において（ａ）はｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ／ＯＦＦのタイミング、（ｂ）はＡ点２１とグランド５０との間での電圧Ｖ_A、（ｃ）はＢ点とグランド５０との間での電圧Ｖ_B、（ｄ）電圧Ｖ_A、Ｖ_Bの検出タイミング（サンプリングタイミング）、（ｅ）はＡ点とＢ点との間の電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）、（ｆ）はヒータ１０の駆動電流の算出値（図中ヒータ電流の算出値と記す）である。図３中のＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５はそれぞれ一周期を四分割した期間である。 3, (a) is the ON / OFF timing of the nMOS transistor 20, (b) is the voltage V _A between the point A and the ground 50, and (c) is the voltage between the point B and the ground 50. Voltage V _B , (d) Voltage V _A , V _B detection timing (sampling timing), (e) Potential difference between points A and B (V _A −V _B ), (f) Heater 10 It is a calculated value of drive current (denoted as a calculated value of heater current in the figure). T1, T2, T3, T4, and T5 in FIG. 3 are periods obtained by dividing one period into four.

まず、期間Ｔ１では、ｎＭＯＳトランジスタ２０をオフしている。このとき、電源Ｖｄｄからヒータ１０に電流が流れていない。 First, in the period T1, the nMOS transistor 20 is turned off. At this time, no current flows from the power supply Vdd to the heater 10.

次の期間Ｔ２では、マイクロコンピュータ３０がｎＭＯＳトランジスタ２０をオンする。このため、電源ＶｄｄからｎＭＯＳトランジスタ２０およびヒータ１０を通してグランド５０に駆動電流が流れる。これに伴い、ヒータ１０に駆動電流が流れることでＡ点２１とＢ点２２との電位差が小さくなる（図３（ｅ）参照）。このとき、マイクロコンピュータ３０がＡ／Ｄ入力ポート３２、３３より電圧Ｖ_A、Ｖ_Bを取り込み、この取り込んだＶ_A、Ｖ_Bに基づいて上述の如く数式１により駆動電流（ヒータ電流）Ｉ_hを算出する。 In the next period T2, the microcomputer 30 turns on the nMOS transistor 20. Therefore, a drive current flows from the power supply Vdd to the ground 50 through the nMOS transistor 20 and the heater 10. Along with this, the drive current flows through the heater 10 to reduce the potential difference between the point A 21 and the point B 22 (see FIG. 3E). At this time, the microcomputer 30 takes in the voltages V _A and V _B from the A / D input ports 32 and 33, and based on the taken-in V _A and V _B , the driving current (heater current) I _{h according} to Equation 1 as described above. Is calculated.

次の期間Ｔ３では、期間Ｔ２と同様、マイクロコンピュータ３０がｎＭＯＳトランジスタ２０をオンする。このため、マイクロコンピュータ３０がＡ／Ｄ入力ポート３２、３３より電圧Ｖ_A、Ｖ_Bを取り込み、この取り込んだＶ_A、Ｖ_Bに基づいて上述の如く数式１により駆動電流Ｉ_hを算出する。 In the next period T3, as in the period T2, the microcomputer 30 turns on the nMOS transistor 20. For this reason, the microcomputer 30 takes in the voltages V _A and V _B from the A / D input ports 32 and 33, and calculates the drive current I _{h according} to Equation 1 based on the taken V _A and V _B as described above.

次の期間Ｔ４では、マイクロコンピュータ３０がｎＭＯＳトランジスタ２０をオフする。このため、電源ＶｄｄからｎＭＯＳトランジスタ２０およびヒータ１０を通してグランド５０に電流が流れない。Ａ点２１とＢ点２２との電位差が大きくなる（図３（ｅ）参照）。 In the next period T4, the microcomputer 30 turns off the nMOS transistor 20. For this reason, no current flows from the power source Vdd to the ground 50 through the nMOS transistor 20 and the heater 10. The potential difference between the A point 21 and the B point 22 becomes large (see FIG. 3E).

このとき、マイクロコンピュータ３０がＡ／Ｄ入力ポート３２、３３より電圧Ｖ_A、Ｖ_Bを取り込み、この取り込んだＶ_Bが零（ＧＮＤ電圧）と等しい（或いは近い値）となるため、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオフの状態であるとして図２中のステップＳ１２０でＮＯと判定する。この場合、再び、ステップＳ１１０のＡ／Ｄ変換処理を実施する。 At this time, the microcomputer 30 takes in the voltages V _A and V _B from the A / D input ports 32 and 33, and the taken-in V _B becomes equal to (or close to) zero (GND voltage). Is determined to be NO in step S120 in FIG. In this case, the A / D conversion process of step S110 is performed again.

次の期間Ｔ５では、期間Ｔ４と同様に、マイクロコンピュータ３０がｎＭＯＳトランジスタ２０をオフする。このとき、マイクロコンピュータ３０がＡ／Ｄ入力ポート３２、３３より取り込んだＶ_Bが零（ＧＮＤ電圧）と等しい（或いは近い値）となるため、ステップＳ１２０でＮＯと判定する。この場合、再び、ステップＳ１１０のＡ／Ｄ変換処理を実施する。 In the next period T5, the microcomputer 30 turns off the nMOS transistor 20, as in the period T4. At this time, V _B taken in from the A / D input ports 32 and 33 by the microcomputer 30 becomes equal to (or close to) zero (GND voltage), and therefore NO is determined in step S120. In this case, the A / D conversion process of step S110 is performed again.

以上説明した本実施形態によれば、ＦＦＶ用エンジン用の燃料噴射装置内に設けられるヒータ１０を制御する車載ヒータ制御回路１において、電源Ｖｄｄとヒータ１０との間に配置されるｎＭＯＳトランジスタ２０と、電源Ｖｄｄとグランド５０との間でヒータ１０およびｎＭＯＳトランジスタ２０を通して駆動電流が流れるようにｎＭＯＳトランジスタ２０を制御するマイクロコンピュータ３０と、マイクロコンピュータ３０によりヒータ１０およびｎＭＯＳトランジスタ２０を通して電流を流したときのｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗の値を記憶するための不揮発メモリ４０を備える。 According to the present embodiment described above, in the in-vehicle heater control circuit 1 that controls the heater 10 provided in the fuel injection device for the FFV engine, the nMOS transistor 20 disposed between the power supply Vdd and the heater 10 When the microcomputer 30 controls the nMOS transistor 20 so that the drive current flows between the power source Vdd and the ground 50 through the heater 10 and the nMOS transistor 20, and when the microcomputer 30 causes a current to flow through the heater 10 and the nMOS transistor 20, A non-volatile memory 40 for storing the ON resistance value of the nMOS transistor 20 is provided.

マイクロコンピュータ３０は、Ａ点２１とＢ点２２との間の電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）を求めるとともに、この求められる電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）と不揮発メモリ４０に記憶されるＯＮ抵抗の値とを用いて、ｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン−ソース間に流れる電流をヒータ１０に流れる駆動電流として算出することを特徴とする。 The microcomputer 30 calculates the potential difference (V _A −V _B ) between the A point 21 and the B point 22, and calculates the calculated potential difference (V _A −V _B ) and the ON resistance stored in the nonvolatile memory 40. The current flowing between the drain and source of the nMOS transistor 20 is calculated as a drive current flowing in the heater 10 using the value.

したがって、不揮発メモリ４０に予めに記憶されるＯＮ抵抗の値、およびＡ点２１とＢ点２２との間の電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）を用いることにより、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータ１０に流れる駆動電流を精度よく求めることができる。 Therefore, by using the value of the ON resistance stored in advance in the nonvolatile memory 40 and the potential difference (V _A −V _B ) between the A point 21 and the B point 22, the current detecting resistance element is not used. The drive current flowing through the heater 10 can be obtained with high accuracy.

本実施形態では、ヒータ１０として、セラミックヒータを用いている。一般的に、セラミックヒータは、抵抗値が低い。このため、例えば、電流検出用抵抗素子を用いた場合には、セラミックヒータに流れる駆動電流が小さくなることを抑制するために、電流検出用抵抗素子の抵抗値を小さくすることが必要になる。このため、電流検出用抵抗素子には、大きな電流が流れる。これにより、電流検出用抵抗素子から大きな熱が発生して、電流検出用抵抗素子の周囲に配置される回路装置等に悪影響を与える可能性がある。 In the present embodiment, a ceramic heater is used as the heater 10. Generally, a ceramic heater has a low resistance value. For this reason, for example, when a current detection resistance element is used, it is necessary to reduce the resistance value of the current detection resistance element in order to suppress a decrease in the drive current flowing through the ceramic heater. For this reason, a large current flows through the resistance element for current detection. As a result, a large amount of heat is generated from the current detection resistance element, which may adversely affect a circuit device or the like disposed around the current detection resistance element.

これに対して、本実施形態では、電流検出用抵抗素子を用いていないので、電流検出用抵抗素子から発生する熱により、電流検出用抵抗素子の周囲の回路装置等に悪影響を与えることを未然に避けることができる。 On the other hand, in the present embodiment, since the current detection resistor element is not used, the heat generated from the current detection resistor element may adversely affect the circuit devices around the current detection resistor element. Can be avoided.

（第２実施形態）
本実施形態では、車載ヒータ駆動回路１において、ヒータ１０の温度制御を実施する例について説明する。 (Second Embodiment)
In the present embodiment, an example in which the temperature control of the heater 10 is performed in the in-vehicle heater drive circuit 1 will be described.

本実施形態の車載ヒータ駆動回路１は、不揮発メモリ４０以外の構成は、上述の第１実施形態の車載ヒータ駆動回路１と同様であるので、不揮発メモリ４０以外の構成の説明を省略する。 Since the configuration of the on-board heater driving circuit 1 according to the present embodiment is the same as that of the on-vehicle heater driving circuit 1 according to the first embodiment described above, the description of the configuration other than the non-volatile memory 40 is omitted.

本実施形態の不揮発メモリ４０には、ｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗Ｒ_ONに加えて、ヒータ１０の温度係数σ_ht［Ω／℃］が記憶されている。温度係数σ_htは、ヒータ１０において温度変化に対する抵抗値の変化の割合を示す値である。 The nonvolatile memory 40 of the present embodiment, in addition to the ON resistance R _ON of the nMOS transistor 20, the temperature coefficient sigma _ht heaters 10 [Ω / ℃] are stored. The temperature coefficient σ _ht is a value indicating the rate of change of the resistance value with respect to the temperature change in the heater 10.

図４は、マイクロコンピュータ３０によるヒータ１０の温度制御処理の詳細を示すフローチャートである。図４において、図２と同一符号は同一ステップを示す。 FIG. 4 is a flowchart showing details of the temperature control process of the heater 10 by the microcomputer 30. 4, the same reference numerals as those in FIG. 2 denote the same steps.

マイクロコンピュータ３０は、イグニッションスイッチＩＧがオンされたときに、温度制御処理の実行を開始する。 The microcomputer 30 starts executing the temperature control process when the ignition switch IG is turned on.

まず、ステップＳ１００において、予め決められたＤｕｔｙ比（例えば、１００％）のＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力する。 First, in step S100, a PWM drive signal having a predetermined duty ratio (for example, 100%) is output to the gate terminal of the nMOS transistor 20.

次に、ステップＳ１２０において、第２のデジタルデータに基づいて、電圧Ｖ_Bが所定値以上であるか否かを判定することにより、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているか否かを判定する。このとき、電圧Ｖ_Bが所定値以上であるときにはｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているとして、ステップＳ１２０においてＹＥＳと判定する。 Next, in step S120, based on the second digital data, it is determined whether or not the nMOS transistor 20 is turned on by determining whether or not the voltage V _B is equal to or higher than a predetermined value. At this time, if the voltage V _B is equal to or higher than the predetermined value, it is determined that the nMOS transistor 20 is on and YES is determined in step S120.

次に、ステップＳ１３０Ａにおいて、上記ステップＳ１２０でＹＥＳと判定した直前のステップＳ１１０で取得した第１、第２のデジタルデータに基づいて、ヒータ１０の温度（図中ヒータ温度と記す）を算出する。すなわち、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているときのヒータ１０の温度Ｔ_Rhを算出する。 Next, in step S130A, the temperature of the heater 10 (referred to as heater temperature in the figure) is calculated based on the first and second digital data acquired in step S110 immediately before YES in step S120. That is, the temperature T _Rh of the heater 10 when the nMOS transistor 20 is on is calculated.

具体的には、数式２にＶ_A、Ｖ_B、Ｒ_ONを代入してヒータ１０の通電時のヒータ１０の抵抗値Ｒ_hを算出する。 Specifically, by substituting V _A , V _B , and R _ON into Equation 2, the resistance value R _h of the heater 10 when the heater 10 is energized is calculated.

Ｒ_h＝｛（Ｖ_A−Ｖ_B）／Ｖ_B｝×Ｒ_ON・・・・・・（数式２）
ここで、Ｒ_ONは、不揮発メモリ４０に予め記憶されている抵抗値であって、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているときのｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン端子とソース端子との間のＯＮ抵抗の値である。σ_htは、上述の如く、ヒータ１０において温度変化に対する抵抗値の変化の割合を示す温度係数である。 R _h = {(V _A −V _B ) / V _B } × R _ON (Equation 2)
Here, R _ON is a resistance value stored in advance in the nonvolatile memory 40 and is a value of an ON resistance between the drain terminal and the source terminal of the nMOS transistor 20 when the nMOS transistor 20 is on. is there. As described above, σ _ht is a temperature coefficient indicating the rate of change of the resistance value with respect to the temperature change in the heater 10.

次に、基準温度をＴ₀とし、ヒータ１０の温度が基準温度Ｔ₀であるときのヒータ１０の抵抗値をＲ₀として、Ｒ_h、σ_ht、Ｔ₀、Ｒ₀を数式３に代入してヒータ１０の温度Ｔ_Rhを算出する。 Next, a reference temperature of T _0, the resistance value of the heater 10 when the temperature of the heater 10 is the reference temperature T ₀ as R _0, substituting R _h, sigma _ht, the T _0, R ₀ in Equation 3 Thus, the temperature T _{Rh of the} heater 10 is calculated.

Ｔ_Rh＝［｛Ｒ_h／（Ｒ₀−１）｝／σ_ht］＋Ｔ₀・・・・・・（数式３）
次のステップＳ１４０において、ヒータ１０の温度Ｔ_Rhに基づいてヒータ１０の加熱要求値を調整する。加熱要求値とは、ｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力されるＰＷＭ駆動信号のＤｕｔｙ比のことである。 T _Rh = [{R _h / (R ₀ −1)} / σ _ht ] + T ₀ (Equation 3)
In the next step S140, the required heating value of the heater 10 is adjusted based on the temperature T _Rh of the heater 10. The heating requirement value is the duty ratio of the PWM drive signal output to the gate terminal of the nMOS transistor 20.

ここで、Ｄｕｔｙ比をα［％］とすると、ヒータ１０の目標温度（すなわち、狙い値）から温度Ｔ_Rhを引いた差分ΔＴが小さくなるほどαが小さくなる。 Here, when the duty ratio is α [%], α decreases as the difference ΔT obtained by subtracting the temperature T _Rh from the target temperature (that is, the target value) of the heater 10 decreases.

具体的には、ΔＴ≧１００℃のときα＝１００［％］、８０℃≦ΔＴ＜１００℃のときα＝８０［％］、６０℃≦ΔＴ＜８０℃のときα＝６０［％］、４０℃≦ΔＴ＜６０℃のときα＝４０［％］、２０℃≦ΔＴ＜４０℃のときα＝２０［％］、１０℃≦ΔＴ＜２０℃のときα＝１０［％］、０＜ΔＴ（＝目標温度−Ｔ_Rh）＜１０℃のときα＝０［％］となる。 Specifically, α = 100 [%] when ΔT ≧ 100 ° C., α = 80 [%] when 80 ° C. ≦ ΔT <100 ° C., α = 60 [%] when 60 ° C ≦ ΔT <80 ° C., Α = 40 [%] when 40 ° C. ≦ ΔT <60 ° C., α = 20 [%] when 20 ° C. ≦ ΔT <40 ° C., α = 10 [%] when 10 ° C ≦ ΔT <20 ° C., 0 < When ΔT (= target temperature−T _Rh ) <10 ° C., α = 0 [%].

このように、ヒータ１０の温度Ｔ_Rhがヒータ１０の目標温度に近づくほどＤｕｔｙ比（α）を小さくして、ヒータ１０の温度Ｔ_Rhがヒータ１０の目標温度に収束することになる。すなわち、ヒータ１０の温度Ｔ_Rhを用いてヒータ１０の温度をフィードバック制御することになる。 Thus, the temperature T _Rh of the heater 10 by reducing the Duty ratio closer to the target temperature of the heater 10 (alpha), the temperature T _Rh of the heater 10 will converge to the target temperature of the heater 10. That is, the temperature of the heater 10 is feedback-controlled using the temperature T _Rh of the heater 10.

次のステップＳ１５０において、上記ステップＳ１４０にて算出されたＤｕｔｙ比が零であるか否かを判定する。このとき、Ｄｕｔｙ比が零よりも大きいときには、ステップＳ１５０においてＮＯと判定する。これに伴い、次のステップＳ１６０において、上述のステップＳ１４０で調整されたＤｕｔｙ比のＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力する。 In the next step S150, it is determined whether or not the duty ratio calculated in step S140 is zero. At this time, when the duty ratio is larger than zero, it is determined as NO in step S150. Accordingly, in the next step S160, the PWM drive signal having the duty ratio adjusted in the above-described step S140 is output to the gate terminal of the nMOS transistor 20.

その後、ステップＳ１１０において、Ａ点２１から出力される電圧Ｖ_Aをアナログ／デジタル変換して第１のデジタルデータを取得し、Ｂ点２２から出力される電圧Ｖ_Bをアナログ／デジタル変換して第２のデジタルデータを取得する。この取得された第２のデジタルデータに基づいてｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているとして次のステップＳ１２０でＹＥＳと判定し、ステップＳ１３０Ａ、Ｓ１４０の処理を実行して、次のステップＳ１５０において、ＰＷＭ駆動信号のＤｕｔｙ比が０％であるか否かを判定する。 Thereafter, in step S110, the voltage V _A output from the point A 21 is converted from analog to digital to obtain first digital data, and the voltage V _B output from the point B 22 is converted from analog to digital. 2 digital data is acquired. Based on the acquired second digital data, it is determined that the nMOS transistor 20 is turned on, YES is determined in the next step S120, the processes of steps S130A and S140 are executed, and the PWM drive is performed in the next step S150. It is determined whether the duty ratio of the signal is 0%.

このとき、ＰＷＭ駆動信号のＤｕｔｙ比が０％よりも大きいときには、ステップＳ１５０でＮＯと判定してステップＳ１１０に戻る。一方、ＰＷＭ駆動信号のＤｕｔｙ比が０％であるときには、ステップＳ１５０でＹＥＳと判定して温度制御処理の実行を終了する。 At this time, when the duty ratio of the PWM drive signal is larger than 0%, NO is determined in step S150, and the process returns to step S110. On the other hand, when the duty ratio of the PWM drive signal is 0%, YES is determined in step S150 and the execution of the temperature control process is terminated.

次に、本実施形態における車載ヒータ駆動回路１の温度制御の具体的な作動について説明する。図５は、本実施形態における車載ヒータ駆動回路１の作動を示すタイミングチャートである。 Next, a specific operation of temperature control of the in-vehicle heater drive circuit 1 in the present embodiment will be described. FIG. 5 is a timing chart showing the operation of the in-vehicle heater driving circuit 1 in the present embodiment.

図５（ａ）はＰＷＭ駆動信号の周期（図中ＰＷＭ周期と記す）である。図中のＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５・・・Ｔ８はそれぞれ周期を示している。図５（ｂ）はｎＭＯＳトランジスタ２０のオン／オフのタイミング、図５（ｃ）はＡ点２１とグランド５０との間での電圧Ｖ_A、図５（ｄ）はＢ点とグランド５０との間での電圧Ｖ_B、図５（ｅ）はＡ点２１とＢ点２２との間の電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）、図５（ｆ）はヒータ１０の駆動電流の算出値（図中ヒータ電流の算出値と記す）である。図５（ｂ）〜（ｆ）の横軸は時間を示し、図５（ｃ）〜（ｅ）の縦軸は電圧を示し、図５（ｆ）の縦軸は電流を示している。 FIG. 5A shows a period of the PWM drive signal (denoted as a PWM period in the figure). T1, T2, T3, T4, T5... T8 in the figure indicate periods. 5B shows the ON / OFF timing of the nMOS transistor 20, FIG. 5C shows the voltage V _A between the point A 21 and the ground 50, and FIG. 5D shows the relationship between the point B and the ground 50. voltage V _B between, FIG 5 (e) is a potential difference (V _a -V _B) between the point a 21 and point B 22, FIG. 5 (f) is the calculated value of the driving current of the heater 10 (in the figure The calculated value of the heater current). 5B to 5F, time is shown, the vertical axis of FIGS. 5C to 5E is voltage, and the vertical axis of FIG. 5F is current.

まず、周期Ｔ１では、ｎＭＯＳトランジスタ２０をオフしている。このとき、電源Ｖｄｄからヒータ１０に電流が流れていない。次の期間Ｔ２において、マイクロコンピュータ３０は、Ｄｕｔｙ比を１００％とするＰＷＭ駆動信号をＰＷＭ出力ポート３１からｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力する（ステップＳ１１０）。 First, in the period T1, the nMOS transistor 20 is turned off. At this time, no current flows from the power supply Vdd to the heater 10. In the next period T2, the microcomputer 30 outputs a PWM drive signal for setting the duty ratio to 100% from the PWM output port 31 to the gate terminal of the nMOS transistor 20 (step S110).

これに伴って、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオンすると、電源Ｖｄｄからグランド５０との間でｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン−ソース間およびヒータ１０を通して電流が流れる。これにより、Ａ点とＢ点との間の電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）が小さくなる（図５（ｅ）参照）。このとき、ステップＳ１１０において、Ａ点２１、Ｂ点２２からＡ／Ｄ入力ポート３２、３３に与えられる電圧Ｖ_A、Ｖ_Bをそれぞれアナログ／デジタル変換して第１、第２のデジタルデータを取得する。そして、この取得される第２のデジタルデータに基づいてｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているとしてステップＳ１２０にてＹＥＳと判定する。 Along with this, when the nMOS transistor 20 is turned on, a current flows between the power source Vdd and the ground 50 between the drain and source of the nMOS transistor 20 and through the heater 10. As a result, the potential difference (V _A −V _B ) between the points A and B is reduced (see FIG. 5E). At this time, in step S110, the voltages V _A and V _B applied from the A point 21 and the B point 22 to the A / D input ports 32 and 33 are converted from analog to digital, respectively, to obtain the first and second digital data. To do. Then, based on the acquired second digital data, it is determined that the nMOS transistor 20 is on in step S120.

次に、ステップＳ１３０Ａにおいて、上記ステップＳ１１０で取得した第１、第２のデジタルデータおよび上記数式２、上記数式３に基づいてヒータ１０の温度（図中ヒータ温度と記す）を算出する。 Next, in step S130A, the temperature of the heater 10 (referred to as heater temperature in the figure) is calculated based on the first and second digital data acquired in step S110 and the above mathematical expressions 2 and 3.

次のステップＳ１４０において、ヒータ１０の温度Ｔ_Rhに基づいてヒータ１０の加熱要求値としてＤｕｔｙ比を算出する。例えば、Ｄｕｔｙ比として１００％を算出したときには、Ｄｕｔｙ比が零ではないとして、ステップＳ１５０にてＮＯと判定する。 In the next step S140, a duty ratio is calculated as a required heating value of the heater 10 based on the temperature T _Rh of the heater 10. For example, when 100% is calculated as the duty ratio, NO is determined in step S150 because the duty ratio is not zero.

そして、次の期間Ｔ３において、Ｄｕｔｙ比を１００％とするＰＷＭ駆動信号をＰＷＭ出力ポート３１からｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力する（ステップＳ１６０）。 Then, in the next period T3, a PWM drive signal with a duty ratio of 100% is output from the PWM output port 31 to the gate terminal of the nMOS transistor 20 (step S160).

これに伴って、ｎＭＯＳトランジスタ２０のオン状態が継続する。このため、引き続き、電源Ｖｄｄからグランド５０との間でｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン−ソース間およびヒータ１０を通して電流が流れる。これにより、電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）が徐々に小さくなる（図５（ｅ）参照）。ここで、ヒータ１０は通電により温度上昇してヒータ１０の抵抗値が上がる。 Along with this, the ON state of the nMOS transistor 20 continues. As a result, a current flows between the power source Vdd and the ground 50 between the drain and source of the nMOS transistor 20 and through the heater 10. As a result, the potential difference (V _A −V _B ) is gradually reduced (see FIG. 5E). Here, the temperature of the heater 10 is increased by energization, and the resistance value of the heater 10 is increased.

このとき、ステップＳ１１０において、電圧Ｖ_A、Ｖ_Bをそれぞれアナログ／デジタル変換して第１、第２のデジタルデータを取得する。そして、この取得される第２のデジタルデータに基づいてｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているとしてステップＳ１２０にてＹＥＳと判定する。 At this time, in step S110, the voltages V _A and V _B are converted from analog to digital, respectively, to obtain first and second digital data. Then, based on the acquired second digital data, it is determined that the nMOS transistor 20 is on in step S120.

次に、ステップＳ１３０Ａにおいて、第１、第２のデジタルデータおよび上記数式２、上記数式３に基づいてヒータ１０の温度Ｔ_Rhを算出すると、この算出された温度Ｔ_Rhに基づいてヒータ１０の加熱要求値としてＤｕｔｙ比を算出する（ステップＳ１４０）。 Next, in step S130A, the temperature T _{Rh of the} heater 10 is calculated based on the first and second digital data and the above formula 2 and the above formula 3, and then the heater 10 is heated based on the calculated temperature T _Rh. A duty ratio is calculated as a required value (step S140).

ここで、ヒータ１０は、上述の如く、通電により温度上昇するので、今回のステップＳ１３０Ａで算出される温度Ｔ_Rhは、前回のステップＳ１３０Ａで算出される温度Ｔ_Rhに比べて高くなる。このため、今回のステップＳ１４０で算出されるＤｕｔｙ比は、前回のステップＳ１４０で算出されるＤｕｔｙ比に比べて小さくなる。このように算出されるＤｕｔｙ比が零よりも大きいときにはステップＳ１５０においてＮＯと判定する。 Here, as described above, since the temperature of the heater 10 is increased by energization, the temperature T _Rh calculated in the current step S130A is higher than the temperature T _Rh calculated in the previous step S130A. For this reason, the duty ratio calculated in the current step S140 is smaller than the duty ratio calculated in the previous step S140. When the duty ratio calculated in this way is larger than zero, NO is determined in step S150.

その後、ステップＳ１２０でＹＥＳと判定し、かつステップＳ１５０でＮＯと判定する限り、ステップＳ１１０のＡ／Ｄ変換処理、ステップＳ１２０のＹＥＳ処理、ステップＳ１３０Ａのヒータ温度算出処理、ステップＳ１４０のヒータ加熱要求値算出処理、ステップＳ１５０の加熱要求判定処理、およびステップＳ１６０のＰＷＭ出力処理を繰り返す。このため、ステップＳ１３０Ａで算出される温度Ｔ_Rhはその算出毎に徐々に上昇して目標値に近づくことになる。 Thereafter, as long as YES is determined in step S120 and NO is determined in step S150, the A / D conversion process in step S110, the YES process in step S120, the heater temperature calculation process in step S130A, and the heater heating request value in step S140 The calculation process, the heating request determination process in step S150, and the PWM output process in step S160 are repeated. For this reason, the temperature T _Rh calculated in step S130A gradually increases for each calculation and approaches the target value.

これにより、ステップＳ１４０で算出されるＤｕｔｙ比がその算出毎に徐々に小さくなる。よって、周期がＴ３→Ｔ４→Ｔ５→Ｔ６→Ｔ７の順に移行すると、Ｄｕｔｙ比が８０％→６０％→４０％→２０％の順に低下する（図５（ｂ）参照）。 As a result, the duty ratio calculated in step S140 gradually decreases for each calculation. Therefore, when the cycle shifts in the order of T3 → T4 → T5 → T6 → T7, the duty ratio decreases in the order of 80% → 60% → 40% → 20% (see FIG. 5B).

その後、次の周期Ｔ８において、差分ΔＴ（＝目標温度−温度Ｔ_Rh）が零になると、ステップＳ１４０でＤｕｔｙ比として０％を算出する。よって、ステップＳ１５０においてＤｕｔｙ比が０％であるとしてＹＥＳと判定する。 Thereafter, when the difference ΔT (= target temperature−temperature T _Rh ) becomes zero in the next cycle T8, 0% is calculated as the duty ratio in step S140. Therefore, in step S150, it is determined that the duty ratio is 0% and YES.

以上説明した本実施形態によれば、不揮発メモリ４０に記憶されるＯＮ抵抗の値をＲ_ONとし、電源ＶｄｄとｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン端子との間のＡ点２１とグランド５０との間の電圧をＶ_Aとし、ｎＭＯＳトランジスタ２０のソース端子とヒータ１０の間のＢ点２２とグランド５０との間の電圧をＶ_Bとし、ヒータ１０の抵抗値をＲ_hとしたときに、上記数式２にＲ_ON、Ｖ_A、Ｖ_Bを代入してヒータ１０の抵抗値Ｒ_hを算出する。 According to the present embodiment described above, the value of the ON resistance stored in the nonvolatile memory 40 is R _ON, and the voltage between the point A 21 between the power supply Vdd and the drain terminal of the nMOS transistor 20 and the ground 50. Is V _A , the voltage between the point B 22 between the source terminal of the nMOS transistor 20 and the heater 10 and the ground 50 is V _B, and the resistance value of the heater 10 is R _h , The resistance value R _h of the heater 10 is calculated by substituting R _ON , V _A , and V _B.

これに加えて、ヒータ１０の抵抗値を計測する際の予め決められた基準温度をＴ₀とし、ヒータ１０の温度が基準温度Ｔ₀であるときのヒータ１０の抵抗値をＲ₀とし、ヒータ１０において温度変化による抵抗値の変化を示す温度係数［Ω／℃]をσ_htとし、ヒータ１０の温度をＴ_Rhとしたときに、に上記数式２で算出されるＲ_h、およびＴ₀、Ｒ₀、σ_htを上記数式３に代入してヒータ１０の温度Ｔ_Rhを算出する。したがって、Ｒ_ON、Ｖ_A、Ｖ_B、Ｔ₀、Ｒ₀、およびσ_htを用いることにより、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータ１０の温度Ｒ_hを精度よく算出することができる。 In addition, a predetermined reference temperature when measuring the resistance value of the heater 10 is T _0, and the resistance value of the heater 10 when the temperature of the heater 10 is the reference temperature T ₀ is R _0. 10, when the temperature coefficient [Ω / ° C.] indicating the change in resistance value due to the temperature change is σ _ht and the temperature of the heater 10 is T _Rh , R _h , T ₀ , The temperature T _{Rh of the} heater 10 is calculated by substituting R ₀ and σ _ht into Equation 3 above. Therefore, by using R _ON , V _A , V _B , T ₀ , R ₀ , and σ _ht , the temperature R _{h of the} heater 10 can be accurately calculated without using a current detection resistance element.

本実施形態では、マイクロコンピュータ３０は、ヒータ１０の目標温度からヒータ１０の温度Ｔ_Rhを引いた差分Δ（＝目標温度−温度Ｔ_Rh）が小さくなるほど、ｎＭＯＳトランジスタ２０をＰＷＭ制御する際のＰＷＭ駆動信号のＤｕｔｙ比を小さくして、ヒータ１０の温度を目標温度に近づける。したがって、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータ１０の温度を精度よく制御することができる。 In the present embodiment, the microcomputer 30 performs PWM control when the nMOS transistor 20 is subjected to PWM control as the difference Δ (= target temperature−temperature T _Rh ) obtained by subtracting the temperature T _{Rh of the} heater 10 from the target temperature of the heater 10 decreases. The duty ratio of the drive signal is reduced to bring the temperature of the heater 10 closer to the target temperature. Therefore, the temperature of the heater 10 can be accurately controlled without using a current detection resistance element.

（第３実施形態）
本第３実施形態では、上述の第１、第２の実施形態にて駆動電流Ｉ_hの算出に用いるｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗の値を、計測して不揮発メモリ４０に記憶させる例について説明する。 (Third embodiment)
In the third embodiment, an example in which the value of the ON resistance of the nMOS transistor 20 used for calculating the drive current I _h in the first and second embodiments is measured and stored in the nonvolatile memory 40 will be described. .

図６に本実施形態の車載ヒータ駆動回路１の回路構成を示す。 FIG. 6 shows a circuit configuration of the in-vehicle heater driving circuit 1 of the present embodiment.

本実施形態では、ヒータ１０に代えて定電流源１０Ａを用いる。定電流源１０Ａは、電源ＶｄｄからｎＭＯＳトランジスタ２０を通してグランド５０に一定値Ｉ_constの電流を流す定電流電源である。一定電流値Ｉ_constは、実際にヒータ１０を制御する際にヒータ１０に流れると想定されている駆動電流と同等の電流値である。 In the present embodiment, a constant current source 10 </ b> A is used instead of the heater 10. The constant current source 10A is a constant current power source that supplies a current of a constant value I _const from the power source Vdd to the ground 50 through the nMOS transistor 20. The constant current value I _const is a current value equivalent to a drive current assumed to flow through the heater 10 when the heater 10 is actually controlled.

本実施形態のマイクロコンピュータ３０は、車載ヒータ駆動回路１の製品出荷前の検査時に、ｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値を計測して不揮発メモリ４０に記憶させるＯＮ抵抗計測処理を実行する。本実施形態の不揮発メモリ４０には、上述の一定電流値Ｉ_constが予め記憶されている。 The microcomputer 30 of the present embodiment executes an ON resistance measurement process in which the ON resistance value of the nMOS transistor 20 is measured and stored in the nonvolatile memory 40 when the in-vehicle heater drive circuit 1 is inspected before product shipment. The above-described constant current value I _const is stored in advance in the nonvolatile memory 40 of the present embodiment.

次に、本実施形態のマイクロコンピュータ３０のＯＮ抵抗計測処理について説明する。図７はＯＮ抵抗計測処理を示すフローチャートである。ＯＮ抵抗計測処理は、車載ヒータ駆動回路１の製品出荷前の検査時にて実施される。マイクロコンピュータ３０は、検査治具からから計測要求を受けると、ＯＮ抵抗計測処理の実行を開始する。 Next, the ON resistance measurement process of the microcomputer 30 of this embodiment will be described. FIG. 7 is a flowchart showing the ON resistance measurement process. The ON resistance measurement process is performed at the time of inspection of the in-vehicle heater drive circuit 1 before product shipment. When the microcomputer 30 receives a measurement request from the inspection jig, the microcomputer 30 starts executing the ON resistance measurement process.

まず、ステップＳ２００において、Ｄｕｔｙ比を１００％とするＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力する。したがって、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオンする。これに伴って、定電流源１０Ａによって、電源ＶｓｓからｎＭＯＳトランジスタ２０および定電流源１０Ａを通してグランド５０に一定値Ｉ_constの電流を流す。 First, in step S200, a PWM drive signal for setting the duty ratio to 100% is output to the gate terminal of the nMOS transistor 20. Therefore, the nMOS transistor 20 is turned on. Along with this, the constant current source 10A causes a current of a constant value I _const to flow from the power source Vss to the ground 50 through the nMOS transistor 20 and the constant current source 10A.

次に、ステップＳ２１０において、Ａ点２１からＡ／Ｄ入力ポート３２に与えられる電圧Ｖ_A’をアナログ／デジタル変換して第１のデジタルデータを取得する。これに加えて、Ｂ点２２からＡ／Ｄ入力ポート３３に与えられる電圧Ｖ_B’をアナログ／デジタル変換して第２のデジタルデータを取得する。これに伴い、ステップＳ２２０において、第１、第２のデジタルデータに基づいて電圧Ｖ_A’から電圧Ｖ_B’を引いた電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）を算出する。 Next, in step S210, the voltage V _A ′ applied from the A point 21 to the A / D input port 32 is subjected to analog / digital conversion to obtain first digital data. In addition to this, the voltage V _B ′ applied from the point B 22 to the A / D input port 33 is subjected to analog / digital conversion to obtain second digital data. Accordingly, in step S220, first, it calculates the difference obtained by subtracting the 'voltage V _B from the' voltage _{_{_{V A (V A '-V B}}} ') based on the second digital data.

次に、ステップＳ２３０において、上記ステップＳ２１０の電圧Ｖ_A’、Ｖ_B’のアナログ／デジタル変換は１回目であるか否かを判定する。上記ステップＳ２１０の電圧Ｖ_A’、Ｖ_B’のアナログ／デジタル変換は一回目であるときには、ステップＳ２３０でＹＥＳと判定する。次のステップＳ２４０において、１回目のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）を不揮発メモリ４０に保持する。 Next, in step S230, it is determined whether or not the analog / digital conversion of the voltages V _A ′ and V _B ′ in step S210 is the first time. If the analog / digital conversion of the voltages V _A ′ and V _B ′ in step S210 is the first time, YES is determined in step S230. In the next step S240, the potential difference (V _A '−V _B ') calculated in the first step S220 is held in the nonvolatile memory 40.

その後、ステップＳ２００に戻り、Ｄｕｔｙ比を１００％とするＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力すると、次のステップＳ２１０において、電圧Ｖ_A’、Ｖ_B’をアナログ／デジタル変換して、２回目の第１、第２のデジタルデータを取得する。この取得した２回目の第１、第２のデジタルデータに基づいて（Ｖ_A’−Ｖ_B’）を算出する（ステップＳ２２０）。次に、ステップＳ２３０において、今回のステップＳ２１０のアナログ／デジタル変換は２回目であるとして、ＮＯと判定する。 Thereafter, returning to step S200, when a PWM drive signal with a duty ratio of 100% is output to the gate terminal of the nMOS transistor 20, in the next step S210, the voltages V _A ′ and V _B ′ are converted from analog to digital, Second and first digital data are acquired. Based on the acquired first and second digital data for the second time, (V _A '−V _B ') is calculated (step S220). Next, in step S230, it is determined NO because the analog / digital conversion in step S210 is the second time.

次に、ステップＳ２５０において、前回のステップＳ２２０で算出された電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）から不揮発メモリ４０から読み出して、この読み出した前回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と今回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）とが同一かを判定する。 Next, in step S250, the potential difference (V _A '-V _B ') calculated in the previous step S220 is read from the nonvolatile memory 40, and the previous potential difference (V _A '-V _B ') thus read and this time. It is determined whether the potential difference (V _A '−V _B ') calculated in step S220 is the same.

具体的には、ノイズによる検出誤差などを考慮して、前回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と今回のステップＳ２２０で算出される算出された電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）との間の偏差が一定値範囲内（例えば、±１％）であるか否かを判定することにより、前回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と今回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）が同一であるか否かを判定する。 Specifically, in consideration of detection errors due to noise, the potential difference calculated in the previous step _{_{S220 (V A '-V B'}} ) and a potential difference which is calculated is calculated in this step S220 (V _A ' −V _B ′) is within a certain value range (for example, ± 1%) to determine whether or not the previous potential difference (V _A ′ −V _B ′) and the current potential difference ( It is determined whether or not V _A '−V _B ') is the same.

つまり、今回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）をＶ_AB（ｎ）とし、前回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）をＶ_AB（ｎ−１）とし、今回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）から前回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）を引いた偏差（Ｖ_AB（ｎ）−Ｖ_AB（ｎ−１））をｄＶ_AB
としたとき、Ｖ_AB（ｎ）×０．０９≦ｄＶ_AB≦Ｖ_AB（ｎ）×１．０１ときに、偏差が一定値範囲内に入っているとして、前回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と今回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）が同一であるとする。一方、Ｖ_AB（ｎ）×０．０９＞ｄＶ_AB、或いはｄＶ_AB＞Ｖ_AB（ｎ）×１．０１ときに、偏差が一定値範囲から外れているとして、前回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と今回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）が相違すると判定する。 That is, the current potential difference (V _A ′ −V _B ′) is V _AB (n), the previous potential difference (V _A ′ −V _B ′) is V _AB (n−1), and the current potential difference (V _A). '-V _B') from the previous potential difference (V _a '-V _B') obtained by subtracting the deviation _{_{(V AB (n) -V AB}} (n-1)) the dV _AB
When V _AB (n) × 0.09 ≦ dV _AB ≦ V _AB (n) × 1.01, assuming that the deviation is within a certain range, the previous potential difference (V _A ′ −V _B ′) and the current potential difference (V _A ′ −V _B ′) are the same. On the other hand, when V _AB (n) × 0.09> dV _AB or dV _AB > V _AB (n) × 1.01, it is assumed that the deviation is out of the constant value range, and the previous potential difference (V _A '− V _B ') and this potential difference (V _a' -V _B ') is judged to be different.

このように電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）の変化に応じてｎＭＯＳトランジスタ２０の温度が飽和したか否かを判定することになる。 In this way, it is determined whether or not the temperature of the nMOS transistor 20 is saturated in accordance with the change in the potential difference (V _A '−V _B ').

ここで、今回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）が前回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と相違するとしてステップＳ２５０でＮＯと判定した場合には、次のステップＳ２４０において、２回目のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）を不揮発メモリ４０に保持する。 Here, if the current potential difference (V _A '−V _B ') is different from the previous potential difference (V _A '-V _B ') and it is determined NO in Step S250, 2 in the next Step S240. The potential difference (V _A '−V _B ') calculated in the second step S220 is held in the nonvolatile memory 40.

その後、今回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）が、前回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と相違するとしてステップＳ２５０でＮＯと判定する限り、ステップＳ２００のＰＷＭ出力処理、ステップＳ２１０のＡ／Ｄ変換処理、ステップＳ２２０の電位差算出処理、ステップＳ２３０のＮＯ判定、ステップＳ２５０のＮＯ判定、ステップＳ２４０のデータ保持処理を繰り返す。 Thereafter, the potential difference calculated in this step _{_{S220 (V A '-V B'}} ) is, NO in step S250 as different from the potential difference calculated in the previous step _{_{S220 (V A '-V B'}} ) determination As long as this is done, the PWM output process in step S200, the A / D conversion process in step S210, the potential difference calculation process in step S220, the NO determination in step S230, the NO determination in step S250, and the data holding process in step S240 are repeated.

その後、実際の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）が一定値に近づいて、今回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）が、前回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と同一になると、ステップＳ２５０でＹＥＳと判定する。 Thereafter, the actual potential difference (V _A ′ −V _B ′) approaches a constant value, and the potential difference (V _A ′ −V _B ′) calculated in the current step S220 becomes the potential difference calculated in the previous step S220. If it becomes the same as (V _A '−V _B '), YES is determined in step S250.

すると、次のステップＳ２６０において、数式４を用いてｎＭＯＳトランジスタ２０の固有のＯＮ抵抗値Ｒ_ON1を算出する。 Then, in the next step S260, a specific ON resistance value R _ON1 of the nMOS transistor 20 is calculated using Equation 4.

Ｒ_ON1＝（Ｖ_A’−Ｖ_B’）／Ｉ_const…（数式４）
一定電流値Ｉ_constは、上述の如く、実際にヒータ１０を制御する際にヒータ１０に流れると想定されている駆動電流と同等の電流値である。Ｖ_A’は、上記ステップＳ２５０でＹＥＳと判定された電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）の算出に用いられるＡ点２１およびグランド５０間の電位差である。Ｖ_B’は、上記ステップＳ２５０でＹＥＳと判定された電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）の算出に用いられるＢ点２２およびグランド５０間の電位差である。次に、ステップＳ２７０において、上記ステップＳ２６０で算出されるＯＮ抵抗値Ｒ_ON1を不揮発メモリ４０に記憶させる。 R _ON1 = (V _A '−V _B ') / I _const (Formula 4)
The constant current value I _const is a current value equivalent to a drive current assumed to flow through the heater 10 when the heater 10 is actually controlled as described above. V _A ′ is a potential difference between the A point 21 and the ground 50 used for calculation of the potential difference (V _A ′ −V _B ′) determined as YES in step S250. V _B ′ is a potential difference between the B point 22 and the ground 50 used for calculating the potential difference (V _A ′ −V _B ′) determined as YES in step S250. Next, in step S270, the ON resistance value R _ON1 calculated in step S260 is stored in the nonvolatile memory 40.

その後、ステップ２８０において、Ｄｕｔｙ比を０％とするＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力する。したがって、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオフして、コンピュータプログラムを終了する。 Thereafter, in step 280, a PWM drive signal for setting the duty ratio to 0% is output to the gate terminal of the nMOS transistor 20. Therefore, the nMOS transistor 20 is turned off and the computer program is terminated.

次に、本実施形態における車載ヒータ駆動回路１のＯＮ抵抗計測の具体的な作動について説明する。図８は、本実施形態における車載ヒータ駆動回路１の作動を示すタイミングチャートである。 Next, a specific operation of ON resistance measurement of the in-vehicle heater drive circuit 1 in the present embodiment will be described. FIG. 8 is a timing chart showing the operation of the in-vehicle heater drive circuit 1 in the present embodiment.

図８（ａ）はＰＷＭ駆動信号の周期（図中ＰＷＭ周期と記す）である。図中のＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６はそれぞれ周期を示している。図８（ｂ）はｎＭＯＳトランジスタ２０のオン／オフのタイミング、図８（ｃ）はＡ点２１とグランド５０との間での電圧Ｖ_A、図８（ｄ）はＢ点とグランド５０との間での電圧Ｖ_B、図８（ｅ）はＡ点２１とＢ点２２との間の電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）である。図８（ｃ）〜（ｅ）の横軸は時間を示し、図５（ｃ）〜（ｅ）の縦軸は電圧を示している。 FIG. 8A shows a period of the PWM drive signal (denoted as a PWM period in the figure). T1, T2, T3, T4, T5, and T6 in the figure indicate periods. 8B shows the ON / OFF timing of the nMOS transistor 20, FIG. 8C shows the voltage V _A between the point A 21 and the ground 50, and FIG. 8D shows the relationship between the point B and the ground 50. voltage V _B between FIG 8 (e) is a potential difference between point a 21 and point B 22 (V _a -V _B). The horizontal axes of FIGS. 8C to 8E indicate time, and the vertical axes of FIGS. 5C to 5E indicate voltage.

まず、周期Ｔ１では、ｎＭＯＳトランジスタ２０をオフしている。このとき、電源Ｖｄｄからヒータ１０に電流が流れていない。 First, in the period T1, the nMOS transistor 20 is turned off. At this time, no current flows from the power supply Vdd to the heater 10.

次の周期Ｔ２において、マイクロコンピュータ３０は、Ｄｕｔｙ比を１００％とするＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０に出力する（ステップＳ２００）。これに伴って、定電流源１０Ａによって、電源ＶｄｄからｎＭＯＳトランジスタ２０および定電流源１０Ａを通してグランド５０に一定値Ｉ_constの電流を流す。 In the next cycle T2, the microcomputer 30 outputs a PWM drive signal with a duty ratio of 100% to the nMOS transistor 20 (step S200). Accordingly, a constant current source 10A causes a current of a constant value I _const to flow from the power supply Vdd to the ground 50 through the nMOS transistor 20 and the constant current source 10A.

このようにｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン−ソース間に一定電流が流れることにより、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度が上昇する。このため、ｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値が上昇する。これに伴い、Ａ点２１とＢ点２２との間の電位差が上昇する。 Thus, when a constant current flows between the drain and source of the nMOS transistor 20, the temperature of the nMOS transistor 20 rises. For this reason, the ON resistance value of the nMOS transistor 20 increases. Along with this, the potential difference between the A point 21 and the B point 22 increases.

次のステップＳ２１０においてアナログ／デジタル変換処理を実施してステップＳ２２０において電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）を算出する。次に、ステップＳ２３０において上記ステップＳ２１０のアナログ／デジタル変換は一回目であるとしてＹＥＳ判定すると、次のステップＳ２４０において、１回目の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）を不揮発メモリ４０に保持する。 In the next step S210, an analog / digital conversion process is performed, and in step S220, a potential difference (V _A '−V _B ') is calculated. Next, if YES is determined in step S230 that the analog / digital conversion in step S210 is the first time, the first potential difference (V _A '−V _B ') is held in the nonvolatile memory 40 in the next step S240. .

次の周期Ｔ３において、Ｄｕｔｙ比を１００％とするＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０に出力する（ステップＳ２００）。これに伴って、定電流源１０Ａによって、電源ＶｓｓからｎＭＯＳトランジスタ２０および定電流源１０Ａを通してグランド５０に一定値Ｉ_constの電流を流す。次のステップＳ２１０においてアナログ／デジタル変換処理を実施してステップＳ２２０において電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）を算出する。 In the next cycle T3, a PWM drive signal for setting the duty ratio to 100% is output to the nMOS transistor 20 (step S200). Along with this, the constant current source 10A causes a current of a constant value I _const to flow from the power source Vss to the ground 50 through the nMOS transistor 20 and the constant current source 10A. In the next step S210, an analog / digital conversion process is performed, and in step S220, a potential difference (V _A '−V _B ') is calculated.

次に、ステップＳ２３０においてＮＯと判定すると、前回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）から不揮発メモリ４０を読み出して、この読み出した前回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と今回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）とが同じであるか否かを判定する（ステップＳ２５０）。 Next, if NO is determined in step S230, the nonvolatile memory 40 is read from the potential difference (V _A '−V _B ') calculated in the previous step S220, and the read previous potential difference (V _A '−V _B). ') And the potential difference (V _A ' -V _B ') calculated in the current step S220 are determined (step S250).

このとき、前回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と今回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）との間の偏差が一定範囲から外れていると、前回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と今回のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）が相違するとして、ステップＳ２５０でＮＯと判定する。すなわち、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度が飽和していないとして、次のステップＳ２４０において、今回の電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）を不揮発メモリ４０に保持する。 At this time, the deviation between the potential difference (V _A ′ −V _B ′) calculated in the previous step S220 and the potential difference (V _A ′ −V _B ′) calculated in the current step S220 is out of a certain range. If it has, as a potential difference (V _a '-V _B') are different, which is calculated by the potential difference (V _a '-V _B') between the current step S220 is calculated in the previous step S220, NO at step S250 Is determined. That is, assuming that the temperature of the nMOS transistor 20 is not saturated, the current potential difference (V _A ′ −V _B ′) is held in the nonvolatile memory 40 in the next step S240.

その後、周期Ｔ３、周期Ｔ４において、周期Ｔ２と同様に、ステップＳ２５０のＮＯ判定、ステップＳ２００のＰＷＭ出力処理、ステップＳ２１０のＡ／Ｄ変換処理、ステップＳ２２０の電位差算出処理、ステップＳ２３０のＮＯ判定、ステップＳ２５０のＮＯ判定、ステップＳ２４０のデータ保持処理を実施する。 Thereafter, in cycle T3 and cycle T4, as in cycle T2, NO determination in step S250, PWM output processing in step S200, A / D conversion processing in step S210, potential difference calculation processing in step S220, NO determination in step S230, A NO determination in step S250 and a data holding process in step S240 are performed.

次に、周期Ｔ５において、Ｄｕｔｙ比を１００％とするＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０に出力する（ステップＳ２００）。 Next, in the cycle T5, a PWM drive signal for setting the duty ratio to 100% is output to the nMOS transistor 20 (step S200).

このように、周期Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５に亘って、定電流源１０ＡがｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン−ソース間に一定値Ｉ_constの電流を流すことにより、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度が飽和温度に到達する。このため、ｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値が一定になる。これに伴い、Ａ点２１とＢ点２２との間の電位差が一定値になる。 As described above, the constant current source 10A causes the current of the constant value I _const to flow between the drain and the source of the nMOS transistor 20 over the periods T2, T3, T4, and T5, so that the temperature of the nMOS transistor 20 reaches the saturation temperature. To reach. For this reason, the ON resistance value of the nMOS transistor 20 becomes constant. Accordingly, the potential difference between the A point 21 and the B point 22 becomes a constant value.

このため、次のステップＳ２１０においてアナログ／デジタル変換処理を実施して、今回（すなわち、５回目）のステップＳ２２０において電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）を算出すると、この算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と、前回（すなわち、４回目）のステップＳ２２０で算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）との間の偏差が一定範囲内に入る。このため、今回算出される電位差と前回算出される電位差とが同じであるとしてステップＳ２５０でＹＥＳと判定する。すなわち、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度が飽和した判定する。この場合、ステップＳ２５０でＹＥＳと判定された直前のステップＳ２２０（すなわち、５回目のステップＳ２２０）において算出される電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と上記数式４とを用いてｎＭＯＳトランジスタ２０の固有のＯＮ抵抗値Ｒ_ON1を算出する（ステップＳ２６０）。次に、ステップＳ２７０において、上記ステップＳ２６０で算出されるＯＮ抵抗値Ｒ_ON1を不揮発メモリ４０に記憶させる。 Therefore, when the analog / digital conversion process is performed in the next step S210 and the potential difference (V _A ′ −V _B ′) is calculated in the current step S220 (ie, the fifth time), the calculated potential difference (V and _a '-V _B'), the last time (i.e., the deviation between the potential difference calculated in step S220 of the _{_{fourth) (V a '-V B'}} ) falls within a predetermined range. For this reason, it is determined that the potential difference calculated this time is the same as the previously calculated potential difference in step S250. That is, it is determined that the temperature of the nMOS transistor 20 is saturated. In this case, the potential difference (V _A ′ −V _B ′) calculated in step S 220 immediately before YES is determined in step S 250 (that is, step S 220 for the fifth time) and the above equation 4 are used to calculate the nMOS transistor 20. A unique ON resistance value R _ON1 is calculated (step S260). Next, in step S270, the ON resistance value R _ON1 calculated in step S260 is stored in the nonvolatile memory 40.

その後、Ｄｕｔｙ比を０％とするＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力して（ステップ２８０）、コンピュータプログラムの実行を終了する。 Thereafter, a PWM drive signal for setting the duty ratio to 0% is output to the gate terminal of the nMOS transistor 20 (step 280), and the execution of the computer program is terminated.

以上説明した本実施形態によれば、ヒータ１０に代えて定電流源１０Ａを用いて、ｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン−ソース間に予め決められた一定値Ｉ_constの電流を流すことにより、電位差Ｖ_A’、Ｖ_B’を検出する。そして、電位差Ｖ_A’、Ｖ_B’により求められる電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と一定電流値Ｉ_constを用いてｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値を算出する。このため、ｎＭＯＳトランジスタ２０固有のＯＮ抵抗値Ｒ_ON1を精度よく算出することができる。 According to the present embodiment described above, the potential difference V _{A is} obtained by using a constant current source 10A instead of the heater 10 and flowing a current having a predetermined constant value I _const between the drain and source of the nMOS transistor 20. ', V _B ' is detected. Then, the potential difference V _A ', V _B' for calculating the ON resistance of the nMOS transistor 20 with the potential difference obtained by the (V _A '-V _B') a constant current value I _const. Therefore, the ON resistance value R _ON1 unique to the nMOS transistor 20 can be calculated with high accuracy.

本実施形態では、電位差Ｖ_A’、Ｖ_B’を繰り返しサンプリングして、今回のステップＳ２２０で算出した電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）と前回のステップＳ２２０で算出した電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）が同じになったと判定したときの電位差（Ｖ_A’−Ｖ_B’）を用いてｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値Ｒ_ON1を算出する。したがって、定電流源１０ＡによりｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン−ソース間に電流を流し始めてから、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度が飽和温度に到達してＯＮ抵抗値が一定になったときのＯＮ抵抗値Ｒ_ON1を算出できる。よって、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度によるＯＮ抵抗値Ｒ_ON1のバラツキを小さくすることができる。 In the present embodiment, the potential differences V _A ′ and V _B ′ are repeatedly sampled, and the potential difference (V _A ′ −V _B ′) calculated in the current step S220 and the potential difference (V _A ′ − calculated in the previous step S220). The ON resistance value R _ON1 of the nMOS transistor 20 is calculated using the potential difference (V _A '−V _B ') when it is determined that V _B ') is the same. Therefore, the ON resistance value R _ON1 when the temperature of the nMOS transistor 20 reaches the saturation temperature and the ON resistance value becomes constant after the constant current source 10A starts to flow current between the drain and source of the nMOS transistor 20 is _determined . It can be calculated. Therefore, variation in the ON resistance value R _ON1 due to the temperature of the nMOS transistor 20 can be reduced.

以上により、ｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値の温度公差、ｎＭＯＳトランジスタ２０の製造バラツキによるＯＮ抵抗値の測定誤差を小さくすることができる。これに伴い、実際に車載ヒータ駆動回路１を作動した場合のｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値に、ＯＮ抵抗値Ｒ_ON1を精度よく近づけることができる。 Thus, the ON resistance value measurement error due to the temperature tolerance of the ON resistance value of the nMOS transistor 20 and the manufacturing variation of the nMOS transistor 20 can be reduced. Accordingly, the ON resistance value R _ON1 can be accurately approximated to the ON resistance value of the nMOS transistor 20 when the in-vehicle heater driving circuit 1 is actually operated.

（第４実施形態）
本第４実施形態では、車載ヒータ駆動回路１を自動車のエンジンルーム内に搭載した状態でエンジンルーム内の温度センサの検出温度を用いてｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値を算出する例について説明する。 (Fourth embodiment)
In the fourth embodiment, an example will be described in which the ON resistance value of the nMOS transistor 20 is calculated using the detected temperature of the temperature sensor in the engine room in a state where the in-vehicle heater drive circuit 1 is mounted in the engine room of the automobile.

図９に本実施形態の車載ヒータ駆動回路１の回路構成を示す。 FIG. 9 shows a circuit configuration of the in-vehicle heater drive circuit 1 of the present embodiment.

本実施形態の車載ヒータ駆動回路１は、図１の車載ヒータ駆動回路１に対して、周辺機器センサ系統６０が追加されたものである。周辺機器センサ系統６０は、エンジンルーム内に搭載されたものである。 The in-vehicle heater drive circuit 1 of the present embodiment is obtained by adding a peripheral device sensor system 60 to the in-vehicle heater drive circuit 1 of FIG. The peripheral device sensor system 60 is mounted in the engine room.

周辺機器センサ系統６０は、吸気温センサ６１、水温センサ６２、および抵抗素子６３、６４から構成されている。 The peripheral device sensor system 60 includes an intake air temperature sensor 61, a water temperature sensor 62, and resistance elements 63 and 64.

吸気温センサ６１は、自動車のエンジンに吸入される空気温度を検出するための温度センサである。吸気温センサ６１は、その抵抗値が温度によって変化するものである。吸気温センサ６１は、センサ用電源Ｖａａとグランド５０との間で抵抗素子６３と直列接続されている。吸気温センサ６１と抵抗素子６３との間の共通接続端子６５は、マイクロコンピュータ３０のＡ／Ｄ入力ポート３５ａに接続されている。 The intake air temperature sensor 61 is a temperature sensor for detecting the temperature of air taken into the automobile engine. The resistance value of the intake air temperature sensor 61 changes with temperature. The intake air temperature sensor 61 is connected in series with the resistance element 63 between the sensor power supply Vaa and the ground 50. A common connection terminal 65 between the intake air temperature sensor 61 and the resistance element 63 is connected to the A / D input port 35 a of the microcomputer 30.

水温センサ６２は、自動車のエンジンの冷却水温度を検出するための水温センサである。水温センサ６２は、その抵抗値が温度によって変化するものである。水温センサ６２は、センサ用電源Ｖａａとグランド５０との間で抵抗素子６４と直列接続されている。水温センサ６２と抵抗素子６３との間の共通接続端子６６は、マイクロコンピュータ３０のＡ／Ｄ入力ポート３５ｂに接続されている。 The water temperature sensor 62 is a water temperature sensor for detecting the cooling water temperature of the automobile engine. The water temperature sensor 62 has a resistance value that varies with temperature. The water temperature sensor 62 is connected in series with the resistance element 64 between the sensor power supply Vaa and the ground 50. A common connection terminal 66 between the water temperature sensor 62 and the resistance element 63 is connected to the A / D input port 35 b of the microcomputer 30.

本実施形態のセンサ６１、６２は、ＭＯＳトランジスタ２０（すなわち、車載ヒータ駆動回路１）の雰囲気温度を計測するためのもので、サーミスタ等の各種のセンサが用いられている。電源Ｖａａは、周辺機器センサ系統６０のセンサ６１、６２に電力を供給するための電源である。 The sensors 61 and 62 of this embodiment are for measuring the ambient temperature of the MOS transistor 20 (that is, the in-vehicle heater driving circuit 1), and various sensors such as a thermistor are used. The power source Vaa is a power source for supplying power to the sensors 61 and 62 of the peripheral device sensor system 60.

マイクロコンピュータ３０は、共通接続端子６５から出力される電圧Ｖ_Cを周期的に繰り返しサンプリングするとともに、共通接続端子６６から出力される電圧Ｖ_Dを周期的に繰り返しサンプリングする。 The microcomputer 30 periodically samples the voltage V _C output from the common connection terminal 65 and periodically samples the voltage V _D output from the common connection terminal 66.

電圧Ｖ_Cは、吸気温センサ６１の検出温度を示す電圧であって、センサ用電源Ｖａａから出力される電源電圧を吸気温センサ６１および抵抗素子６３により分圧した電圧である。 The voltage V _C is a voltage indicating the temperature detected by the intake air temperature sensor 61 and is a voltage obtained by dividing the power supply voltage output from the sensor power supply Vaa by the intake air temperature sensor 61 and the resistance element 63.

電圧Ｖ_Dは、水温センサ６２の検出温度を示す電圧であって、センサ用電源Ｖａａから出力される電源電圧を水温センサ６２および抵抗素子６４により分圧した電圧である。 The voltage V _D is a voltage indicating the temperature detected by the water temperature sensor 62 and is a voltage obtained by dividing the power supply voltage output from the sensor power supply Vaa by the water temperature sensor 62 and the resistance element 64.

本実施形態のマイクロコンピュータ３０は、ＯＮ抵抗計測処理と雰囲気温度計測処理とを実行する。ＯＮ抵抗計測処理と雰囲気温度計測処理とは、例えば、車載ヒータ駆動回路１を車両に組み付ける製造工程において、実施されるものである。ＯＮ抵抗計測処理は、ＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値Ｒ_ON1を算出するための処理である。雰囲気温度計測処理は、ＯＮ抵抗計測処理で用いるＭＯＳトランジスタ２０の雰囲気温度を計測するための処理である。以下、ＯＮ抵抗計測処理と雰囲気温度計測処理とを別々に説明する。
（ＯＮ抵抗計測処理）
図１０（ａ）はマイクロコンピュータ３０のＯＮ抵抗計測処理を示すフローチャートである。マイクロコンピュータ３０は、検査装置から計測要求を受けると、ＯＮ抵抗計測処理の実行を開始する。ＯＮ抵抗計測処理は、車載ヒータ駆動回路１を自動車のエンジンルーム内に搭載した状態で最終確認検査を実施時に実行される。計測要求は、エンジンが停止しているときに検査装置からマイクロコンピュータ３０に出力される。 The microcomputer 30 of the present embodiment executes an ON resistance measurement process and an ambient temperature measurement process. The ON resistance measurement process and the ambient temperature measurement process are performed, for example, in a manufacturing process in which the in-vehicle heater drive circuit 1 is assembled to a vehicle. The ON resistance measurement process is a process for calculating the ON resistance value R _ON1 of the MOS transistor 20. The ambient temperature measurement process is a process for measuring the ambient temperature of the MOS transistor 20 used in the ON resistance measurement process. Hereinafter, the ON resistance measurement process and the ambient temperature measurement process will be described separately.
(ON resistance measurement process)
FIG. 10A is a flowchart showing the ON resistance measurement process of the microcomputer 30. When the microcomputer 30 receives a measurement request from the inspection apparatus, the microcomputer 30 starts executing the ON resistance measurement process. The ON resistance measurement process is executed when the final confirmation inspection is performed in a state where the in-vehicle heater drive circuit 1 is mounted in the engine room of the automobile. The measurement request is output from the inspection device to the microcomputer 30 when the engine is stopped.

まず、ステップＳ２００Ａにおいて、Ｄｕｔｙ比を所定比（例えば、２０％）とするＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力する。 First, in step S200A, a PWM drive signal that sets the duty ratio to a predetermined ratio (for example, 20%) is output to the gate terminal of the nMOS transistor 20.

ここで、Ｄｕｔｙ比により定まるｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ期間は、通電によるｎＭＯＳトランジスタ２０の温度上昇する温度幅を最小値にしつつ、Ａ／Ｄ入力ポート３２、３３から取り込んだ電圧Ｖ_A、Ｖ_Bを確実に識別することができる最短時間である。 Here, during the ON period of the nMOS transistor 20 determined by the duty ratio, the voltages V _A and V _B taken in from the A / D input ports 32 and 33 are set while the temperature range in which the temperature of the nMOS transistor 20 increases due to energization is minimized. This is the shortest time that can be reliably identified.

本実施形態において、Ｄｕｔｙ比を所定比とするＰＷＭ駆動信号としてのパルス出力をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力した際に、ｎＭＯＳトランジスタ２０が実質的に温度上昇しないと想定している。電圧Ｖ_A、Ｖ_Bのサンプリング周期をＴＳとすると、ｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ期間は、（３×ＴＳ）程度となる期間である。 In the present embodiment, it is assumed that the temperature of the nMOS transistor 20 does not substantially increase when a pulse output as a PWM drive signal having a duty ratio of a predetermined ratio is output to the gate terminal of the nMOS transistor 20. When the sampling period of the voltages V _A and V _B is TS, the ON period of the nMOS transistor 20 is a period of about (3 × TS).

このようなＯＮ期間（＝３×ＴＳ）の間にてｎＭＯＳトランジスタ２０がオンする。これに伴って、電源ＶｄｄからｎＭＯＳトランジスタ２０およびヒータ１０を通してグランド５０に電流が流れる。 During such an ON period (= 3 × TS), the nMOS transistor 20 is turned on. Along with this, a current flows from the power supply Vdd to the ground 50 through the nMOS transistor 20 and the heater 10.

次に、ステップＳ２１０において、Ａ点２１からＡ／Ｄ入力ポート３２に与えられる電圧Ｖ_A”をアナログ／デジタル変換して第１のデジタルデータを取得する。これに加えて、Ｂ点２２からＡ／Ｄ入力ポート３３に与えられる電圧Ｖ_B”をアナログ／デジタル変換して第２のデジタルデータを取得する。すなわち、電圧Ｖ_A”および電圧Ｖ_B”をサンプリングする。これに伴い、ステップＳ２２０において、第１、第２のデジタルデータに基づいて電圧Ｖ_A”から電圧Ｖ_B”を引いた電位差（Ｖ_A”−Ｖ_B”）を算出する。 Next, in step S210, the voltage V _A ″ applied from the A point 21 to the A / D input port 32 is analog / digital converted to obtain first digital data. The second digital data is obtained by analog / digital conversion of the voltage V _B ″ supplied to the / D input port 33. That is, the voltage V _A ″ and the voltage V _B ″ are sampled. Accordingly, in step S220, first, it calculates the difference obtained by subtracting the "voltage V _B from the" voltage _{_{_{V A (V A "-V B}}} ") based on the second digital data.

次に、ステップＳ２６５において、電圧Ｖ_A”、Ｖ_B”を測定したときのｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Taを数式５により算出する。数式５は、数式２及び数式３を変形して求めることができる。 Next, in step S265, the ON resistance value R _{on2 @ Ta} of the nMOS transistor 20 when the voltages V _A ″ and V _B ″ are measured is calculated by Equation 5. Equation 5 can be obtained by modifying Equation 2 and Equation 3.

Ｒ_on2@Ta＝（（（Ｔａ−Ｔ₀）×σ_ht＋１）×Ｒ₀）／
（（Ｖ_A’’−Ｖ_B’’）／Ｖ_B’’）・・・・（数式５）
ここで、Ｔａは、後述する雰囲気温度計測処理により求められる雰囲気温度である。Ｒ_on2@Taは、ｎＭＯＳトランジスタ２０が温度ＴａであるときのｎＭＯＳトランジスタ２０固有のＯＮ抵抗値である。Ｖ_A’’はＡ点２１とグランド５０との間の電圧である。Ｖ_B’’はＢ点２２とグランド５０との間の電圧である。Ｔ₀は基準温度であり、Ｒ₀はｎＭＯＳトランジスタ２０の温度が基準温度Ｔ₀であるときのｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値である。σ_htはヒータ１０の温度係数［Ω／℃］である。温度係数σ_htはヒータ１０の温度変化に対する抵抗値の変化の割合を示す値である。 R _{on2 @ Ta} = (((Ta−T ₀ ) × σ _ht +1) × R ₀ ) /
((V _A ″ −V _B ″) / V _B ″)... (Formula 5)
Here, Ta is an atmospheric temperature obtained by an atmospheric temperature measurement process described later. R _{on2 @ Ta} is an ON resistance value specific to the nMOS transistor 20 when the nMOS transistor 20 is at the temperature Ta. V _A ″ is a voltage between the A point 21 and the ground 50. V _B ″ is a voltage between the point B 22 and the ground 50. T ₀ is the reference temperature, and R ₀ is the ON resistance value of the nMOS transistor 20 when the temperature of the nMOS transistor 20 is the reference temperature T ₀ . σ _ht is the temperature coefficient [Ω / ° C.] of the heater 10. The temperature coefficient σ _ht is a value indicating the rate of change of the resistance value with respect to the temperature change of the heater 10.

ここで、実際にヒータ１０の温度を制御する際には、ｎＭＯＳトランジスタ２０にも電流が流れる。このため、ｎＭＯＳトランジスタ２０は、その温度上昇と共にＯＮ抵抗値が上昇する。そこで、上記数式５では、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度上昇に伴うＯＮ抵抗値の変化は、（Ｔａ−Ｔ₀）に温度係数σ_htを乗ずることにより算出される。温度係数σ_htは、マイクロコンピュータ３０のコンピュータプログラムの一部として不揮発メモリ４０に記憶されている。 Here, when the temperature of the heater 10 is actually controlled, a current also flows through the nMOS transistor 20. For this reason, the ON resistance value of the nMOS transistor 20 increases as its temperature increases. Therefore, in Equation 5, the change in the ON resistance value accompanying the temperature rise of the nMOS transistor 20 is calculated by multiplying (Ta−T ₀ ) by the temperature coefficient σ _ht . The temperature coefficient σ _ht is stored in the nonvolatile memory 40 as a part of the computer program of the microcomputer 30.

次に、ステップＳ２６７において、実際にヒータ１０の温度を制御する時（図中ヒータ１０実使用時と記す）のｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tを数式６により算出する。 Next, in step S267, the ON resistance value R _{on2 @ T} of the nMOS transistor 20 when the temperature of the heater 10 is actually controlled (denoted as when the heater 10 is actually used in the figure) is calculated by Equation 6.

Ｒ_on2@T＝Ｒ_on2@Ta＋（Ｔ−Ｔａ）×σ_MOS ・・・・（数式６）
ここで、Ｔａは雰囲気温度である。Ｔは、実際にヒータ１０の温度を制御する際のｎＭＯＳトランジスタ２０の温度として、予め想定された一定温度である。σ_MOSは温度係数［Ω／℃］であって、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度変化に対するＯＮ抵抗値の変化の割合を示す値である。このため、（Ｔ−Ｔａ）×σ_MOSは、（Ｔ−Ｔａ）に対応するＲ_on2@Taの補正値となる。 R _{on2 @ T} = R _{on2 @ Ta} + (T-Ta) × σ _MOS (formula 6)
Here, Ta is the ambient temperature. T is a constant temperature assumed in advance as the temperature of the nMOS transistor 20 when the temperature of the heater 10 is actually controlled. σ _MOS is a temperature coefficient [Ω / ° C.], and is a value indicating the rate of change of the ON resistance value with respect to the temperature change of the nMOS transistor 20. For this reason, (T−Ta) × σ _MOS is a correction value of R _{on2 @ Ta} corresponding to (T−Ta).

ここで、ｎＭＯＳトランジスタ２０のオン時に取得される第１、第２のデジタルデータを用いてＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが算出された場合にはＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが正常値になるものの、ｎＭＯＳトランジスタ２０のオフ時に取得される第１、第２のデジタルデータを用いてＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが算出された場合にはＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが異常値になる。 Here, when the ON resistance value R _{on2 @ T} is calculated using the first and second digital data acquired when the nMOS transistor 20 is turned on, the ON resistance value R _{on2 @ T} becomes a normal value. When the ON resistance value R _{on2 @ T} is calculated using the first and second digital data acquired when the nMOS transistor 20 is turned off, the ON resistance value R _{on2 @ T} becomes an abnormal value.

そこで、ステップＳ２６８において、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが所定値以上であるか否かを判定することにより、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが正常値であるか否かを判定する。 Therefore, in step S268, it is determined whether or not the ON resistance value R _{on2 @ T} is a normal value by determining whether or not the ON resistance value R _{on2 @ T} is greater than or equal to a predetermined value.

ここで、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが所定値未満であるとき、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが異常値であるとしてステップＳ２６８においてＮＯと判定して、次のステップＳ２８０に移行する。 Here, when the ON resistance value R _{on2 @ T} is less than the predetermined value, it is determined that the ON resistance value R _{on2 @ T} is an abnormal value, NO in step S268, and the process proceeds to the next step S280.

一方、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが所定値以上であるとき、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが正常値であるとして、ステップＳ２６８においてＹＥＳと判定して、ステップＳ２７０に進んで、上記ステップＳ２６７で算出されるＯＮ抵抗値Ｒ_on2@T、上記ステップＳ２６５で算出されるＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Ta、および上記ステップＳ３００ａで算出される雰囲気温度Ｔａを不揮発メモリ４０に記憶させる。 On the other hand, when the ON resistance value R _{on2 @ T} is equal to or greater than the predetermined value, it is determined that the ON resistance value R _{on2 @ T} is a normal value, YES is determined in step S268, and the process proceeds to step S270. In step S267, The non-volatile memory 40 stores the calculated ON resistance value R _{on2 @ T} , the ON resistance value R _{on2 @ Ta} calculated in step S265, and the ambient temperature Ta calculated in step S300a.

その後、ステップ２８０に進んで、電圧Ｖ_A”、Ｖ_B”をサンプリングしたか回数（以下、サンプリング回数という）はＮ回であるか否かを判定する。 Thereafter, the process proceeds to step 280, where it is determined whether or not the number of times the voltages V _A ″ and V _B ″ have been sampled (hereinafter referred to as the number of samplings) is N.

ここで、サンプリング回数がＮ回未満であるときには、ステップ２８０においてＮＯと判定して、ステップＳ２２０に移行する。 Here, when the number of samplings is less than N, NO is determined in step 280 and the process proceeds to step S220.

このため、不揮発メモリ４０に保持されるＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tの個数がＮ個未満である限り、ステップＳ２１０のＡ／Ｄ変換処理、ステップＳ２２０の電位差（Ａ”−Ｂ”）算出処理、ステップＳ２６５のＯＮ抵抗算出処理、ステップＳ２６７のヒータ実使用時のＯＮ抵抗算出処理、およびステップＳ２７０の算出値保持処理を繰り返す。 Therefore, as long as the number of ON resistance values R _{on2 @ T} held in the nonvolatile memory 40 is less than N, A / D conversion processing in step S210, potential difference (A ″ −B ″) calculation processing in step S220, The ON resistance calculation process in step S265, the ON resistance calculation process in actual use of the heater in step S267, and the calculated value holding process in step S270 are repeated.

その後、サンプリング回数がＮ回以上になると、ステップＳ２８０においてＹＥＳと判定して、ステップＳ２９０に進んで、Ｄｕｔｙ比を０％とするＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力する。したがって、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオフすることになる。
（雰囲気温度計測処理）
マイクロコンピュータ３０による雰囲気温度計測処理について図１０（ｂ）を参照して説明する。図１０（ｂ）はマイクロコンピュータ３０による雰囲気温度計測処理の詳細を示すフローチャートである。マイクロコンピュータ３０は、エンジン制御用電子制御装置から計測要求を受けると、雰囲気温度計測処理の実行を開始する。雰囲気温度計測処理は繰り返し実行される。 Thereafter, when the number of times of sampling becomes N or more, YES is determined in step S280, and the process proceeds to step S290 to output a PWM drive signal with a duty ratio of 0% to the gate terminal of the nMOS transistor 20. Therefore, the nMOS transistor 20 is turned off.
(Atmosphere temperature measurement processing)
An atmosphere temperature measurement process by the microcomputer 30 will be described with reference to FIG. FIG. 10B is a flowchart showing details of the atmospheric temperature measurement process by the microcomputer 30. When the microcomputer 30 receives a measurement request from the engine control electronic control unit, the microcomputer 30 starts executing the ambient temperature measurement process. The ambient temperature measurement process is repeatedly executed.

まず、ステップＳ２９０において、共通接続端子６５からＡ／Ｄ入力ポート３５ａに与えられる電圧Ｖ_Cをアナログ／デジタル変換して第３のデジタルデータ（吸気温センサ６１の検出温度）を取得する。これに加えて、共通接続端子６６からＡ／Ｄ入力ポート３５ｂに与えられる電圧Ｖ_Dをアナログ／デジタル変換して第４のデジタルデータ（水温センサ６２の検出温度）を取得する。 First, in step S290, the voltage V _C supplied from the common connection terminal 65 to the A / D input port 35a is analog / digital converted to obtain third digital data (detected temperature of the intake air temperature sensor 61). In addition, the voltage V _D supplied from the common connection terminal 66 to the A / D input port 35b is analog / digital converted to obtain fourth digital data (detected temperature of the water temperature sensor 62).

次に、ステップＳ３００ａにおいて、第３、第４のデジタルデータに基づいて、吸気温センサ６１の検出温度Ｔ_haと水温センサ６２の検出温度Ｔ_hwとの平均値｛＝（Ｔ_ha＋Ｔ_hw）／２｝を雰囲気温度Ｔａとして算出する。 Next, in step S300a, based on the third and fourth digital data, the average value {= (T _ha + T _hw ) / of the detected temperature T _ha of the intake air temperature sensor 61 and the detected temperature T _hw of the water temperature sensor 62 2} is calculated as the atmospheric temperature Ta.

このようなステップＳ２９０の第３、第４のデジタルデータの取得と、ステップＳ３００の雰囲気温度Ｔａの算出処理とは繰り返される。 Such acquisition of the third and fourth digital data in step S290 and the calculation process of the atmospheric temperature Ta in step S300 are repeated.

次に、本実施形態における車載ヒータ駆動回路１のＯＮ抵抗計測の具体的な作動について説明する。図１１は、本実施形態における車載ヒータ駆動回路１の作動を示すタイミングチャートである。 Next, a specific operation of ON resistance measurement of the in-vehicle heater drive circuit 1 in the present embodiment will be described. FIG. 11 is a timing chart showing the operation of the in-vehicle heater driving circuit 1 in the present embodiment.

図１１（ａ）はＰＷＭ駆動信号の周期（図中ＰＷＭ周期と記す）、図１１（ｂ）Ａ点２１とグランド５０との間での電圧Ｖ_A”、図１１（ｃ）はＢ点とグランド５０との間での電圧Ｖ_B”、図１１（ｄ）はＡ点２１とＢ点２２との間の電位差（Ｖ_A”−Ｖ_B”）である。図１１（ｅ）は電圧Ｖ_C、Ｖ_Dのサンプリングタイミングである。図中の上向きの矢印がサンプリングタイミングを示す。図１１（ｃ）〜（ｅ）の横軸は時間を示し、図１１（ｃ）〜（ｅ）の縦軸は電圧を示し、図１１（ａ）中のＴ１、Ｔ２、Ｔ３は周期である。 FIG. 11A shows the period of the PWM drive signal (denoted as PWM period in the figure), FIG. 11B shows the voltage V _A ″ between the point A 21 and the ground 50, and FIG. voltage V _B between the ground 50 ", FIG. 11 (d) the potential difference between the point a 21 and point B 22 (V _a" is -V _B "). FIG. 11E shows sampling timings of the voltages V _C and V _D. The upward arrow in the figure indicates the sampling timing. The horizontal axis of FIGS. 11C to 11E represents time, the vertical axis of FIGS. 11C to 11E represents voltage, and T1, T2, and T3 in FIG. 11A are periods. .

まず、周期Ｔ１では、ｎＭＯＳトランジスタ２０はオフしている。このとき、電源Ｖｄｄからヒータ１０に電流が流れていない。 First, in the period T1, the nMOS transistor 20 is turned off. At this time, no current flows from the power supply Vdd to the heater 10.

次の周期Ｔ２において、マイクロコンピュータ３０がＤｕｔｙ比を２０％とするＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０に出力する（ステップＳ２００）。これに伴って、ｎＭＯＳトランジスタ２０が瞬時オンする。これにより、電源ＶｓｓからｎＭＯＳトランジスタ２０およびヒータ１０を通してグランド５０に電流が流れる。 In the next cycle T2, the microcomputer 30 outputs a PWM drive signal for setting the duty ratio to 20% to the nMOS transistor 20 (step S200). Along with this, the nMOS transistor 20 is instantly turned on. As a result, a current flows from the power supply Vss to the ground 50 through the nMOS transistor 20 and the heater 10.

さらに、マイクロコンピュータ３０は、Ａ点２１およびＢ点２２から出力される電圧Ｖ_A”および電圧Ｖ_B”をアナログ／デジタル変換して第１、第２のデジタルデータを取得するとともに、この取得される第１、第２のデジタルデータに基づいて電位差（Ｖ_A”−Ｖ_B”）を算出する（ステップＳ２１０、Ｓ２２０）。 Further, the microcomputer 30 performs analog / digital conversion on the voltage V _A ″ and the voltage V _B ″ output from the A point 21 and the B point 22 to obtain the first and second digital data, and this is obtained. _A potential difference (V _A "-V _B ") is calculated based on the first and second digital data (steps S210 and S220).

一方、マイクロコンピュータ３０が共通接続端子６５、６６から出力される電圧Ｖ_C、Ｖ_Dをアナログ／デジタル変換して第３、第４のデジタルデータを取得する（ステップＳ２９０）。ステップＳ３００において、第３、第４のデジタルデータに基づいて雰囲気温度Ｔａ（｛＝（Ｔ_ha＋Ｔ_hw）／２｝として算出する。 On the other hand, the microcomputer 30 performs analog / digital conversion on the voltages V _C and V _D output from the common connection terminals 65 and 66 to obtain third and fourth digital data (step S290). In step S300, the ambient temperature Ta ({= (T _ha + T _hw ) / 2}) is calculated based on the third and fourth digital data.

その後、電位差（Ｖ_A”−Ｖ_B”）と雰囲気温度Ｔａとを上記数式５に代入してＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Taを算出する（ステップＳ２６５）。そして、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Taを上記数式６に代入してＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tを算出する（ステップＳ２７０）。ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが正常値であるときには、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@T、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Ta、および雰囲気温度Ｔａを不揮発メモリ４０に保持させる（ステップＳ２７０）。 Thereafter, the ON resistance value R _{on2 @ Ta} is calculated by substituting the potential difference (V _A “−V _B ”) and the ambient temperature Ta into the above equation 5 (step S265). Then, the ON resistance value R _{on2 @ Ta} is substituted into the above equation 6 to calculate the ON resistance value R _{on2 @ T} (step S270). When the ON resistance value R _{on2 @ T} is a normal value, the ON resistance value R _{on2 @ T} , the ON resistance value R _{on2 @ Ta} , and the ambient temperature Ta are held in the nonvolatile memory 40 (step S270).

このようなステップＳ２１０〜ステップＳ２６８（或いは、ステップＳ２７０）、およびステップＳ２９０、Ｓ３００ａの処理がＮ回繰り返し実行される。このため、ステップＳ２６８でＹＥＳと判定される毎に、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@T、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Ta、および雰囲気温度Ｔａを不揮発メモリ４０に保持させる（ステップＳ２７０）。このため、その後ステップＳ２８０でＮＯと判定されると、ステップＳ２９０に進んで、ｎＭＯＳトランジスタ２０をオフさせる。その後、周期Ｔ３でおいては、ｎＭＯＳトランジスタ２０はオフしている。このとき、電源Ｖｄｄからヒータ１０に電流が流れていない。 Such processes of step S210 to step S268 (or step S270) and steps S290 and S300a are repeatedly executed N times. Therefore, every time it is determined as YES in step S268, the ON resistance value R _{on2 @ T} , the ON resistance value R _{on2 @ Ta} , and the ambient temperature Ta are held in the nonvolatile memory 40 (step S270). Therefore, if it is determined NO in step S280 thereafter, the process proceeds to step S290, and the nMOS transistor 20 is turned off. Thereafter, in the period T3, the nMOS transistor 20 is turned off. At this time, no current flows from the power supply Vdd to the heater 10.

以上により、Ｎ個のＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tが不揮発メモリ４０に保持される。このため、Ｎ個のＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tのうちいずれか１つの値（或いは、Ｎ個のＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tの平均値）をＯＮ抵抗値Ｒ_ONとして上記数式１、上記数式２、上記数式３のそれぞれに代入して、駆動電流Ｉ_h、ヒータ１０の抵抗値Ｒ_h、温度Ｔ_Rhを算出することになる。 As described above, N ON resistance values R _{on2 @ T} are held in the nonvolatile memory 40. Therefore, any one value among the N ON resistance R _{on2 @ T} (or, N mean value of number of ON resistance R _{on2 @ T)} the equation 1 as ON resistance R _ON, the equation 2. Substituting into each of the above formulas 3, the drive current I _h , the resistance value R _h of the heater 10, and the temperature T _Rh are calculated.

以上説明した本実施形態によれば、Ｄｕｔｙ比が通電によるｎＭＯＳトランジスタ２０の温度上昇する温度幅を最小値にするように設定されている。このため、通電によってｎＭＯＳトランジスタ２０の温度が実質的に上昇しない。よって、車載ヒータ駆動回路１の外部に配置されるセンサ６１、６２を用いてｎＭＯＳトランジスタ２０（或いは、ヒータ１０）の雰囲気温度Ｔａを求める。これに加えて、ｎＭＯＳトランジスタ２０が温度ＴａであるときのｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Taを算出する。さらに、ＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Taに対して補正値｛（Ｔ−Ｔａ）×σ_MOS｝を加算して、実際にヒータ１０の温度を制御する時のｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tを算出する。これにより、電流検出用抵抗素子を用いることなく、実際にヒータ１０の温度を制御した時のｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tを精度よく算出することができる。 According to the present embodiment described above, the duty ratio is set so that the temperature range in which the temperature of the nMOS transistor 20 rises due to energization is minimized. For this reason, the temperature of the nMOS transistor 20 is not substantially increased by energization. Therefore, the ambient temperature Ta of the nMOS transistor 20 (or the heater 10) is obtained using the sensors 61 and 62 arranged outside the on-vehicle heater drive circuit 1. In addition, the ON resistance value R _{on2 @ Ta} of the nMOS transistor 20 when the nMOS transistor 20 is at the temperature Ta is calculated. Furthermore, by adding the correction value to the ON resistance _{R on2 @ Ta {(T-} Ta) × σ MOS}, actually ON resistance of the nMOS transistor 20 at the time of controlling the temperature of the heater 10 R _{on2 @} Calculate _T. As a result, the ON resistance value R _{on2 @ T} of the nMOS transistor 20 when the temperature of the heater 10 is actually controlled can be accurately calculated without using a current detection resistance element.

以上により、ｎＭＯＳトランジスタ２０が実質的に温度上昇しない範囲で、ＰＷＭ駆動信号としてのパルス出力をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力するので、定電流源１０ＡによりｎＭＯＳトランジスタ２０に大電流を流す必要もない。さらに、ヒータ１０を使用してｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値を測定するので、余分な装置を必要とせずに、ｎＭＯＳトランジスタ２０の初期公差に対応してｎＭＯＳトランジスタ２０の固有のＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tを求めることができる。これにより、車載ヒータ駆動回路１を車両に組み付ける製造工程の最終確認検査において初期バラツキの合わせこみを実施することが可能になる。
（第５実施形態）
上述の第４実施形態では、車両生産工程にて車載ヒータ駆動回路１を車両に組み付けて最終確認検査を実施する際に実際にヒータ１０に通電した時のｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Tを算出した例について説明したが、これに代えて、本第５実施形態では、車載ヒータ駆動回路１およびヒータ１０が車両に搭載された状態で車載ヒータ駆動回路１によりヒータ１０の温度制御する例について説明する。 As described above, since the pulse output as the PWM drive signal is output to the gate terminal of the nMOS transistor 20 in a range where the temperature of the nMOS transistor 20 does not substantially increase, it is necessary to flow a large current to the nMOS transistor 20 from the constant current source 10A. Absent. Furthermore, since the heater 10 is used to measure the ON resistance value of the nMOS transistor 20, an inherent device ON resistance value R _on2 corresponding to the initial tolerance of the nMOS transistor 20 can be obtained without requiring an extra device. You can ask for _@T . Thereby, it becomes possible to carry out the initial variation in the final confirmation inspection of the manufacturing process for assembling the in-vehicle heater drive circuit 1 to the vehicle.
(Fifth embodiment)
In the above-described fourth embodiment, the ON resistance value R _{on2 @} of the nMOS transistor 20 when the heater 10 is actually energized when the in-vehicle heater drive circuit 1 is assembled in the vehicle and the final confirmation inspection is performed in the vehicle production process. _In the fifth embodiment, the temperature of the heater 10 is controlled by the in-vehicle heater driving circuit 1 in a state where the in-vehicle heater driving circuit 1 and the heater 10 are mounted on the vehicle. An example will be described.

本実施形態の車載ヒータ駆動回路１は、自動車のエンジンルーム内に搭載されたもので、上述の第４実施形態と同様の回路構成を有している（図１２参照）。 The in-vehicle heater drive circuit 1 of this embodiment is mounted in the engine room of an automobile and has a circuit configuration similar to that of the above-described fourth embodiment (see FIG. 12).

本実施形態のマイクロコンピュータ３０は、図１３（ａ）、（ｂ）のフローチャートにしたがって、コンピュータプログラムを実行する。図１３（ａ）において、図２と同一符号は同一ステップを示している。図１３（ｂ）において、図１０（ｂ）と同一符号は同一ステップを示している。 The microcomputer 30 of this embodiment executes a computer program according to the flowcharts of FIGS. In FIG. 13A, the same reference numerals as those in FIG. 2 indicate the same steps. In FIG. 13B, the same reference numerals as those in FIG. 10B indicate the same steps.

次に、本実施形態の車載ヒータ駆動回路１の作動について図１３、図１４を参照して説明する。 Next, the operation of the in-vehicle heater drive circuit 1 of the present embodiment will be described with reference to FIGS.

図１３（ａ）はマイクロコンピュータ３０による温度制御処理を示すフローチャートである。図１３（ｂ）は、マイクロコンピュータ３０によるＭＯＳ温度計測処理を示すフローチャートである。マイクロコンピュータ３０は、ヒータ温度制御処理とＭＯＳ温度計測処理とを交互に繰り返し実施する。以下、ヒータ温度制御処理とＭＯＳ温度計測処理とについて別々に説明する。
（ＭＯＳ温度計測処理）
まず、車載ヒータ駆動回路１によりｎＭＯＳトランジスタ２０に駆動電流が流れると、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度が上昇する。そこで、本実施形態のＭＯＳ温度計測処理では、車載ヒータ駆動回路１によりヒータ１０の温度制御する際のｎＭＯＳトランジスタ２０の温度を推定する。 FIG. 13A is a flowchart showing temperature control processing by the microcomputer 30. FIG. 13B is a flowchart showing MOS temperature measurement processing by the microcomputer 30. The microcomputer 30 repeatedly performs the heater temperature control process and the MOS temperature measurement process alternately. Hereinafter, the heater temperature control process and the MOS temperature measurement process will be described separately.
(MOS temperature measurement process)
First, when a drive current flows through the nMOS transistor 20 by the in-vehicle heater drive circuit 1, the temperature of the nMOS transistor 20 rises. Therefore, in the MOS temperature measurement process of the present embodiment, the temperature of the nMOS transistor 20 when the temperature of the heater 10 is controlled by the in-vehicle heater drive circuit 1 is estimated.

具体的には、ステップＳ２９０において、共通接続端子６５からＡ／Ｄ入力ポート３５ａに与えられる電圧Ｖ_Cをアナログ／デジタル変換して第３のデジタルデータ（吸気温センサ６１の検出温度）を取得する。これに加えて、共通接続端子６６からＡ／Ｄ入力ポート３５ｂに与えられる電圧Ｖ_Dをアナログ／デジタル変換して第４のデジタルデータ（水温センサ６２の検出温度）を取得する。 Specifically, in step S290, the voltage V _C supplied from the common connection terminal 65 to the A / D input port 35a is converted from analog to digital to obtain third digital data (detected temperature of the intake air temperature sensor 61). . In addition, the voltage V _D supplied from the common connection terminal 66 to the A / D input port 35b is analog / digital converted to obtain fourth digital data (detected temperature of the water temperature sensor 62).

次に、ステップＳ３００ｂにおいて、第３のデジタルデータ（吸気温センサ６１の検出温度）と第４のデジタルデータ（水温センサ６２の検出温度）とに基づいて、ｎＭＯＳトランジスタ２０の推定温度Ｔ_hを算出する。 Next, in step S300b, based on the third digital data (detected temperature of the intake air temperature sensor 61) the fourth digital data (detected temperature of the water temperature sensor 62), calculates an estimated temperature T _h of the nMOS transistor 20 To do.

具体的には、吸気温センサ６１の検出温度をＴ_haとし、水温センサ６２の検出温度をＴ_hwとし、Ｔ_haおよびＴ_hwを次の数式７に代入してｎＭＯＳトランジスタ２０の推定温度Ｔ_hを求める。 Specifically, the detected temperature of the intake air temperature sensor 61 is set to T _ha , the detected temperature of the water temperature sensor 62 is set to T _hw, and T _ha and T _hw are substituted into the following Equation 7 to estimate the estimated temperature T _{h of the} nMOS transistor 20. Ask for.

Ｔ_h＝Ｔ_ha×Ｒ１＋Ｔ_hw×Ｒ２＋Ｔα ・・・・・・（数式７）
ここで、Ｒ１はＴ_ha（エンジン水温）に乗ぜられる第１の係数であり、Ｒ２はＴ_ha（吸気温度）に乗ぜられる第２の係数である。Ｒ１、Ｒ２は、車載ヒータ駆動回路１の搭載位置によって設定されるものであって、Ｒ１＋Ｒ２＝１、０≦Ｒ１≦１、０≦Ｒ２≦１とする。 T _h = T _ha × R1 + T _hw × R2 + Tα (Equation 7)
Here, R1 is a first coefficient multiplied by T _ha (engine water temperature), and R2 is a second coefficient multiplied by T _ha (intake air temperature). R1 and R2 are set according to the mounting position of the in-vehicle heater drive circuit 1, and R1 + R2 = 1, 0 ≦ R1 ≦ 1, and 0 ≦ R2 ≦ 1.

ここで、ｎＭＯＳトランジスタ２０の設置場所がエンジンルーム内で車両の先頭に近いほど、補正係数Ｒ２を大きくし、かつ補正係数Ｒ１を小さくする。これは、車両の先頭は、外気に触れやすい位置であるからである。一方、エンジン側に近いほど、補正係数Ｒ２を小さくし、かつ補正係数Ｒ１を大きくする。これは、エンジンに近いほど、エンジンの廃熱の影響を受けやすいからである。 Here, the closer the installation location of the nMOS transistor 20 is to the head of the vehicle in the engine room, the larger the correction coefficient R2 and the smaller the correction coefficient R1. This is because the top of the vehicle is a position where it is easy to touch outside air. On the other hand, the closer to the engine side, the smaller the correction coefficient R2 and the larger the correction coefficient R1. This is because the closer to the engine, the more susceptible to the waste heat of the engine.

なお、車載ヒータ駆動回路１内部にサーミスタ等の温度センサ配置されている場合には、この温度センサの検出温度を用いてｎＭＯＳトランジスタ２０の推定温度Ｔ_hを求めてもよい。 Incidentally, if it is a temperature sensor arrangement, such as a thermistor, within-vehicle heater driving circuit 1 may determine the estimated temperature T _h of the nMOS transistor 20 by using the detection temperature of the temperature sensor.

また、雰囲気温度補正定数Ｔαは、水温センサ６２の検出温度Ｔ_haおよび水温センサ６２の検出温度Ｔ_haによって求められるｎＭＯＳトランジスタ２０の設置位置の温度（＝Ｔ_ha×Ｒ１＋Ｔ_hw×Ｒ２）とｎＭＯＳトランジスタ２０の実際の温度との間の乖離幅（温度差）を示す値である。 Moreover, the ambient temperature correction constant Tα is the detected temperature T _ha and a water temperature sensor 62 for detecting the temperature T _ha by the installation position of the nMOS transistor 20 required temperature _{(= T ha × R1 + T} hw × R2) and nMOS transistor of the water temperature sensor 62 It is a value indicating a deviation width (temperature difference) between 20 actual temperatures.

雰囲気温度補正定数Ｔαは、ｎＭＯＳトランジスタ２０に駆動電流が流れることにより、ｎＭＯＳトランジスタ２０から生じる熱に対応する温度変化を示す温度補正値であって、ｎＭＯＳトランジスタ２０の通電時間、および通電電力量によって変更される。雰囲気温度補正定数Ｔαとしては、コンピュータプログラムの一部として不揮発メモリ４０に予め記憶されている。 The ambient temperature correction constant Tα is a temperature correction value indicating a temperature change corresponding to the heat generated from the nMOS transistor 20 when a drive current flows through the nMOS transistor 20, and depends on the energization time of the nMOS transistor 20 and the energization power amount. Be changed. The ambient temperature correction constant Tα is stored in advance in the nonvolatile memory 40 as a part of the computer program.

（ヒータ温度制御処理）
まず、ステップＳ１００において、予め決められたＤｕｔｙ比のＰＷＭ駆動信号をｎＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力する。 (Heater temperature control process)
First, in step S100, a PWM drive signal having a predetermined duty ratio is output to the gate terminal of the nMOS transistor 20.

ここで、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオンすることに伴って、電源Ｖｄｄとグランド５０との間でｎＭＯＳトランジスタ２０およびヒータ１０を通して駆動電流が流れる。このため、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度が上昇する。 Here, as the nMOS transistor 20 is turned on, a drive current flows through the nMOS transistor 20 and the heater 10 between the power supply Vdd and the ground 50. For this reason, the temperature of the nMOS transistor 20 rises.

次に、ステップＳ１２０において、電圧Ｖ_Bが所定値以上であるか否かを判定することにより、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているか否かを判定する。 Next, in step S120, it is determined whether or not the nMOS transistor 20 is turned on by determining whether or not the voltage V _B is equal to or higher than a predetermined value.

このことにより、第１、第２のデジタルデータがｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているときに取得されたものであるか否かを判定することになる。 As a result, it is determined whether or not the first and second digital data are obtained when the nMOS transistor 20 is on.

ここで、電圧Ｖ_Bが所定値未満であるときにはｎＭＯＳトランジスタ２０がオフしているとして、ステップＳ１２０においてＮＯと判定する。これに伴い、ステップＳ１１０に戻り、電圧Ｖ_A、Ｖ_Bをそれぞれアナログ／デジタル変換する。その後、ステップＳ１２０においてＹＥＳと判定するまで、ステップＳ１２０のＮＯ判定処理、およびステップＳ１１０のＡ／Ｄ変換処理を繰り返す。 Here, when the voltage V _B is less than the predetermined value, it is determined that the nMOS transistor 20 is off and NO is determined in step S120. Accordingly, the process returns to step S110, and the voltages V _A and V _B are converted from analog to digital, respectively. Thereafter, the NO determination process in step S120 and the A / D conversion process in step S110 are repeated until it is determined as YES in step S120.

その後、電圧Ｖ_Bが所定値以上になると、ステップＳ１２０においてｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているとしてＹＥＳと判定する。つまり、ｎＭＯＳトランジスタ２０がオンしているときの第１、第２のデジタルデータを取得したと判定する。 Thereafter, when the voltage V _B becomes equal to or higher than a predetermined value, it is determined YES in step S120 because the nMOS transistor 20 is turned on. That is, it is determined that the first and second digital data when the nMOS transistor 20 is on are acquired.

ここで、ｎＭＯＳトランジスタ２０はそのＯＮ抵抗値Ｒ_on3が温度に対して所定の傾きにて線形に変化する温度特性を有しており、その温度特性の傾き（係数）の個体差は十分に小さいため、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度の推定により、ＯＮ抵抗値を精度良く算出できる。 Here, the nMOS transistor 20 has a temperature characteristic in which the ON resistance value R _on3 linearly changes with a predetermined inclination with respect to the temperature, and the individual difference of the inclination (coefficient) of the temperature characteristic is sufficiently small. Therefore, the ON resistance value can be accurately calculated by estimating the temperature of the nMOS transistor 20.

そこで、次のステップＳ２６７において、上述のステップＳ３００ｂで算出される推定温度Ｔ_h、上述の第４実施形態で算出される雰囲気温度Ｔａ、およびＯＮ抵抗値Ｒ_on2@Taを次の数式８に代入して、ｎＭＯＳトランジスタ２０を使用してヒータ１０を制御しているときのｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ抵抗値Ｒ_on3を算出する。 Therefore, substituting in the next step S 267, the estimated temperature T _h is calculated in the above step S300b, the atmospheric temperature Ta calculated in the fourth embodiment described above, and the ON resistance R _{on2 @ Ta} in Equation 8 Then, the ON resistance value R _on3 of the nMOS transistor 20 when the heater 10 is controlled using the nMOS transistor 20 is calculated.

Ｒ_on3＝（Ｔ_h−Ｔａ）×σ_MOS＋Ｒ_on2@Ta・・・・・・・（数式８）
σ_MOS［℃／Ω］は、温度係数であって、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度変化に対する抵抗値の変化の割合を示す値である。［（Ｔ_h−Ｔａ）×σ_MOS］は、（Ｔ_h−Ｔａ）に対応するＲ_on2@Taの補正値となる。 R _on3 = (T _h −Ta) × σ _MOS + R _{on2 @ Ta} (Equation 8)
σ _MOS [° C./Ω] is a temperature coefficient, and is a value indicating the rate of change of the resistance value with respect to the temperature change of the nMOS transistor 20. [(T _h −Ta) × σ _MOS ] is a correction value of R on2 _{@ Ta} corresponding to (T _h −Ta).

次に、ステップＳ２６８において、上記ステップＳ１２０でＹＥＳと判定される直前のステップＳ１１０で取得される第１、第２のデジタルデータ（Ｖ_A、Ｖ_B）を上述の数式１に代入して駆動電流Ｉ_hを算出する。 Next, in step S268, the first and second digital data (V _A , V _B ) acquired in step S110 immediately before YES is determined in step S120 are substituted into the above-described equation 1 to drive current. I _h is calculated.

ここで、数式１を再記すると、
Ｉ_h＝（Ｖ_A−Ｖ_B）／Ｒ_ON・・・・・・（数式１）
ここで、数式１中のＲ_ONに代わるＲ_on3を用いて駆動電流Ｉ_hを算出することになる。 Here, when Formula 1 is rewritten,
I _h = (V _A −V _B ) / R _ON (Equation 1)
Here, the drive current I _h is calculated using R _{on3 instead} of R _ON in Equation 1.

次に、ステップＳ２６９において、上記ステップＳ１２０でＹＥＳと判定される直前のステップＳ１１０で取得される第１、第２のデジタルデータ（Ｖ_A、Ｖ_B）、上記数式７で求められるｎＭＯＳトランジスタ２０の推定温度Ｔ_h、および図１４の変換テーブルを用いて、ヒータ１０の温度Ｔ_Rhを算出する。 Next, in step S269, the first and second digital data (V _A , V _B ) acquired in step S110 immediately before YES is determined in step S120, and the nMOS transistor 20 obtained by the above equation 7 The temperature T _{Rh of the} heater 10 is calculated using the estimated temperature T _h and the conversion table of FIG.

まず、上記ステップＳ１２０でＹＥＳと判定される直前のステップＳ１１０で取得される第１、第２のデジタルデータ（Ｖ_A、Ｖ_B）に基づいて、Ａ点２１とＢ点２２との間の電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）を差分として求める。そして、変換手段として、電位差（Ｖ_A−Ｖ_B）を、ヒータ電源（＝Ｖ_A）を１６ＶとしたときのｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ電圧Ｖ_A-B@16Vに変換する。ＯＮ電圧Ｖ_A-B@16Vは、ｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン端子−ソース端子間に駆動電流Ｉ_hが流れているときのｎＭＯＳトランジスタ２０のドレイン端子およびソース端子との間の電位差である。 First, based on the first and second digital data (V _A , V _B ) acquired in step S110 immediately before YES is determined in step S120, the potential difference between the point A and the point B 22 is determined. (V _A −V _B ) is obtained as a difference. Then, as a conversion means, the potential difference (V _A −V _B ) is converted into the ON voltage V _{AB @ 16V} of the nMOS transistor 20 when the heater power supply (= V _A ) is 16V. The ON voltage V _{AB @ 16V} is a potential difference between the drain terminal and the source terminal of the nMOS transistor 20 when the drive current I _h flows between the drain terminal and the source terminal of the nMOS transistor 20.

具体的には、ｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ電圧Ｖ_A-B@16Vは、次の数式９にＶ_A、Ｖ_Bを代入して求められる。 Specifically, the ON voltage V _{AB @ 16V} of the nMOS transistor 20 is obtained by substituting V _A and V _B into the following formula 9.

Ｖ_A-B@16V＝（Ｖ_A−Ｖ_B）／Ｖ_A×１６・・・・・・・数式９
図１４の変換テーブルは、ＯＮ電圧Ｖ_A-B@16V、ヒータ１０の温度Ｔ_Rh、およびｎＭＯＳトランジスタ２０の推定温度Ｔ_hといった三者の関係を記憶するためのものである。 V _{AB @ 16 V} = (V _A −V _B ) / V _A × 16 Equation 9
Conversion table of FIG. 14 is for storing ON voltage V _{AB @ 16V,} the temperature T _Rh of the heater 10, and the tripartite relationship such estimated temperature T _h of the nMOS transistor 20.

具体的には、図１４の変換テーブルは、縦方向に並べられるＯＮ電圧Ｖ_A-B@16V（電源１６Ｖ時ＭＯＳトランジスタＯＮ電圧（Ｖ）と記す）と、横方向に並べられる推定温度Ｔ_h（図中ＭＯＳトランジスタ推定温度と記す）と、ＯＮ電圧Ｖ_A-B@16Vと推定温度Ｔ_hとに対応するヒータ１０の温度Ｔ_Rhの複数の候補値とを備える。 Specifically, the conversion table of FIG. 14 includes an ON voltage V _{AB @ 16V} arranged in the vertical direction (denoted as a MOS transistor ON voltage (V) when the power supply is 16V) and an estimated temperature T _h arranged in the horizontal direction (FIG. 14). and referred to as medium-MOS transistor estimated temperature), and a plurality of candidate values of the temperature T _Rh of the heater 10 corresponding to the oN voltage V _{AB @ 16V} and the estimated temperature T _h.

変換テーブルを構成するヒータ１０の温度Ｔ_Rhの複数の候補値は、上記数式２中に、Ｒ_ONに代わる上記数式８のＯＮ抵抗値Ｒ_on3を代入してヒータ１０の抵抗値Ｒ_hを算出し、この算出した抵抗値Ｒ_hを上記数式３に代入して算出した温度である。 For the plurality of candidate values of the temperature T _Rh of the heater 10 constituting the conversion table, the resistance value R _h of the heater 10 is calculated by substituting the ON resistance value R _on3 of the above equation 8 _instead of R _ON into the above equation 2. The calculated resistance value R _h is substituted by the above Equation 3 to calculate the temperature.

そこで、ＯＮ電圧Ｖ_A-B@16Vが、例えば０．２０（Ｖ）であり、推定温度Ｔ_hが例えば、５（℃）であるときには、図１４の変換テーブルによって、２３０℃をヒータ１０の温度Ｔ_Rhとして特定する。 Therefore, ON voltage V _{AB @ 16V} is, for example, 0.20 (V), the estimated temperature T _h is, for example, when a 5 (° C.) is the conversion table of FIG. 14, the heater 10 a 230 ° C. temperature T Identified as _Rh .

次のステップＳ１４０において、上述の第２実施形態と同様に、ヒータ１０の温度Ｔ_Rhに基づいてヒータ１０の加熱要求値としてのＰＷＭ駆動信号のＤｕｔｙ比を算出する。 In the next step S140, the duty ratio of the PWM drive signal as the heating required value of the heater 10 is calculated based on the temperature _{TRH of the} heater 10 as in the second embodiment described above.

その後、Ｄｕｔｙ比が零よりも大きいときには、ステップＳ１１０のＡ／Ｄ変換処理、ステップＳ１２０のＯＮ判定処理、ステップＳ２６７のＯＮ抵抗算出処理、ステップＳ２６８のヒータ電流値算出処理、ステップＳ２６９のヒータ温度算出処理、ステップＳ１４０のヒータ加熱要求値算出処理、およびステップＳ１５０のＮＯ判定処理、およびステップＳ１６０のＰＷＭ出力処理を繰り返す。 Thereafter, when the duty ratio is greater than zero, the A / D conversion process in step S110, the ON determination process in step S120, the ON resistance calculation process in step S267, the heater current value calculation process in step S268, and the heater temperature calculation in step S269. The process, the heater heating request value calculation process in step S140, the NO determination process in step S150, and the PWM output process in step S160 are repeated.

その後、ヒータ１０の温度Ｔ_Rhが目標温度に近づくと、Ｄｕｔｙ比が零になり、ステップＳ１５０でＹＥＳと判定してコンピュータプログラムを終了する。 Thereafter, when the temperature T _{Rh of the} heater 10 approaches the target temperature, the duty ratio becomes zero, and YES is determined in step S150 and the computer program is terminated.

以上説明した本実施形態によれば、ｎＭＯＳトランジスタ２０によりヒータ１０の温度制御を実施しているときのｎＭＯＳトランジスタ２０の推定温度Ｔ_hを水温センサ６２の検出温度と水温センサ６２の検出温度とに基づいて求める。この推定温度Ｔ_hにより、ＯＮ電圧Ｖ_A-B@16V、推定温度Ｔ_h、および変換テーブルからヒータ１０の温度Ｔ_Rhを求める。したがって、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータ１０の温度Ｔ_Rhを精度良く算出することができる。これに伴い、電流検出用抵抗素子を用いることなく、ヒータ１０の温度を精度良く制御することができる。 According to the embodiment described above, the nMOS transistor 20 to the detection temperature detected temperature and the water temperature sensor 62 of the water temperature sensor 62 to estimate the temperature T _h of the nMOS transistor 20 while carrying out temperature control of the heater 10 Ask based. From this estimated temperature T _h , the temperature T _{Rh of the} heater 10 is obtained from the ON voltage V _{AB @ 16V} , the estimated temperature T _h , and the conversion table. Therefore, the temperature T _{Rh of the} heater 10 can be accurately calculated without using a current detection resistor element. Accordingly, the temperature of the heater 10 can be accurately controlled without using a current detection resistor element.

本実施形態では、Ｔ_haにＲ１を掛けた値と、Ｔ_haにＲ２を掛けた値と、雰囲気温度補正定数Ｔαとをそれぞれ加算した値をｎＭＯＳトランジスタ２０の推定温度Ｔ_hとしている。そして、ｎＭＯＳトランジスタ２０の設置場所がエンジンルーム内で車両の先頭側に近いほど、補正係数Ｒ２を大きくし、かつ補正係数Ｒ１を小さくする一方、エンジン側に近いほど、補正係数Ｒ２を小さくし、かつ補正係数Ｒ１を大きくする。このため、ｎＭＯＳトランジスタ２０の温度を精度良く推定することができる。
（他の実施形態）
上述の第１〜第５の実施形態では、制御機器としては、ヒータ１０を内蔵するＦＦＶ用エンジン用燃料噴射装置を用いた例を示したが、これに代えて、制御機器としては、各種のアクチュエータやセンサを備える機器にヒータ１０を内蔵したものを用いてもよい。 In the present embodiment, the value obtained by multiplying the R1 to T _ha, and the value multiplied by R2 to T _ha, the value obtained by adding the atmospheric temperature correction constant Tα respectively estimated temperature T _h of the nMOS transistor 20. Then, the closer the installation location of the nMOS transistor 20 is to the front side of the vehicle in the engine room, the larger the correction coefficient R2 and the smaller the correction coefficient R1, while the closer to the engine side, the smaller the correction coefficient R2; In addition, the correction coefficient R1 is increased. For this reason, the temperature of the nMOS transistor 20 can be estimated with high accuracy.
(Other embodiments)
In the above-described first to fifth embodiments, the example in which the fuel injection device for the engine for FFV incorporating the heater 10 is used as the control device is shown. You may use what equipped the heater 10 in the apparatus provided with an actuator or a sensor.

上述の第５の実施形態では、ヒータ１０の温度Ｔ_Rhを変換テーブルによって求めるために、ヒータ電源（＝Ｖ_A）を１６ＶとしたときのｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ電圧Ｖ_A-B@16Vを用いた例について説明したが、これに代えて、ヒータ電源（＝Ｖ_A）を１６Ｖ以外の一定の電圧値としたときのｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ電圧を用いて、ヒータ１０の温度Ｔ_Rhを求めるための変換テーブルを構成してもよい。つまり、ｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ電圧Ｖ_A-B@16V
を求めるための１６Ｖは任意の値であって、１６Ｖ以外の値を用いてもよい。 In the fifth embodiment described above, an example in which the ON voltage V _{AB @ 16V} of the nMOS transistor 20 when the heater power supply (= V _A ) is 16 _V is used to obtain the temperature T _{Rh of the} heater 10 using the conversion table. However, instead of this, the conversion for _obtaining the temperature T _{Rh of the} heater 10 using the ON voltage of the nMOS transistor 20 when the heater power supply (= V _A ) is a constant voltage value other than 16V. A table may be configured. That is, the ON voltage V _{AB @ 16V of} the nMOS transistor 20
16V is an arbitrary value, and a value other than 16V may be used.

上述の第５の実施形態では、変換テーブルにおいて、ｎＭＯＳトランジスタ２０のＯＮ電圧Ｖ_A-B@16V、およびｎＭＯＳトランジスタ２０の推定温度Ｔ_hに対応するヒータ１０の温度Ｔ_Rhを特定して、この特定される温度Ｔ_Rhをヒータ１０の目標温度に近づけるようにＭＯＳトランジスタ２０に流れる駆動電流を制御する例について説明したが、これに代えて、上記数式２中に、Ｒ_ONに代わる上記数式８のＯＮ抵抗値Ｒ_on3を代入してヒータ１０の抵抗値Ｒ_hを算出し、この算出した抵抗値Ｒ_hを上記数式３に代入してヒータ１０の温度Ｔ_Rhを算出してもよい。 In the fifth embodiment described above, in the conversion table, to identify the temperature T _Rh of the heater 10 corresponding to the estimated temperature T _h of the ON voltage V _{AB @ 16V,} and the nMOS transistor 20 of the nMOS transistor 20, it is this particular that although the temperature T _Rh been described for controlling the drive current flowing to the MOS transistor 20 to approach the target temperature of the heater 10, instead of this, in the above equation 2, oN in the equation 8 in place of R _oN The resistance value R _on3 may be substituted to calculate the resistance value R _h of the heater 10, and the calculated resistance value R _h may be substituted into Equation 3 to calculate the temperature T _{Rh of the} heater 10.

上述の各実施形態では、本発明に係るＭＯＳトランジスタ（２０）としてｎＭＯＳトランジスタを用いた例について説明したが、これに代えて、ＭＯＳトランジスタ（２０）としてｐＭＯＳトランジスタを用いてもよい。 In each of the above-described embodiments, the example in which the nMOS transistor is used as the MOS transistor (20) according to the present invention has been described, but a pMOS transistor may be used as the MOS transistor (20) instead.

１車載ヒータ駆動回路
１０ヒータ（負荷）
２０ｎＭＯＳトランジスタ
３０マイクロコンピュータ
３１ＰＷＭ出力ポート
３２Ａ／Ｄ入力ポート
３３Ａ／Ｄ入力ポート
３４ａメモリ通信ポート
３４ｂメモリ通信ポート
３５ａＡ／Ｄ入力ポート
３５ｂＡ／Ｄ入力ポート
４０不揮発メモリ
５０グランド
Ｖｄｄ電源（ヒータ用電源）
Ｖｓｓ電源（マイクロコンピュータ用電源） 1 Onboard heater drive circuit 10 Heater (load)
20 nMOS transistor 30 microcomputer 31 PWM output port 32 A / D input port 33 A / D input port 34a memory communication port 34b memory communication port 35a A / D input port 35b A / D input port 40 nonvolatile memory 50 ground Vdd power supply ( Power supply for heater)
Vss power supply (microcomputer power supply)

Claims

A heater control circuit for controlling a heater (10) disposed in a control device,
A MOS transistor (20) disposed between a power source and ground and connected in series to the heater;
First control means (S100) for controlling the MOS transistor such that a drive current flows between the power source and the ground through the heater and the MOS transistor;
Storage means (40) for storing a value of an ON resistance between a power supply side terminal and a ground side terminal of the MOS transistor when a driving current is passed through the heater and the MOS transistor by the first control means;
First potential difference detection means (S110) for detecting a potential difference between a ground side terminal and a power supply side terminal of the MOS transistor when a driving current is passed through the heater and the MOS transistor by the first control means; ,
Driving the current flowing between the ground side terminal and the power supply side terminal of the MOS transistor using the potential difference calculated by the first potential difference detection means and the value of the ON resistance stored in the storage means. Current calculation means (S130) for calculating as a current;
A heater drive circuit comprising:

The first potential difference calculating means (S130) is configured to provide a first potential difference (V _A ) between the power supply side terminal of the MOS transistor and the ground when a driving current is passed through the heater by the first control means. And detecting a second potential difference (V _B ) between the ground side terminal of the MOS transistor and the ground when a driving current is passed through the heater by the first control means, to seek potential difference the difference obtained by subtracting the second difference from the _{_{(V a) (V B)}} , as a potential difference between the ground-side terminal and the power source side terminal of said MOS transistor (V _a -V _B) The heater driving circuit according to claim 1, wherein:

The heater when the drive current is supplied to the heater by the first control means based on the resistance value stored in the storage means and the first and second potential differences (V _A , V _B ). The temperature calculation means (S130A) which calculates resistance value and calculates | requires the temperature (T _Rh ) of the heater when the drive current is supplied to the heater based on the resistance value of the heater is provided. The heater drive circuit according to 2.

The said 1st control means controls the said MOS transistor in order to adjust the said drive current so that the calculation temperature of the said temperature calculation means may be brought close to the target temperature of the said heater, The said MOS transistor is characterized by the above-mentioned. Heater drive circuit.

Prior to the detection of the potential difference by the first potential difference detection means, a constant current source (10A) for allowing a constant current to flow between the power supply side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor is arranged instead of the heater (10). Second potential difference detecting means (S210, S220) for detecting a potential difference between the power supply side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor,
Based on the potential difference detected by the second potential difference detection means and the current value passed between the power supply side terminal and ground side terminal of the MOS transistor by the constant current source, the power supply side terminal and ground side of the MOS transistor First resistance value calculating means (S260) for calculating a value of ON resistance between the power supply side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor when a constant current flows between the terminals;
First resistance value holding means (S270) for causing the storage means to hold the value of the ON resistance calculated by the first resistance value calculating means;
The heater drive circuit according to claim 4, further comprising:

The second potential difference detecting means (S210, S220) repeatedly detects a potential difference between a power supply side terminal and a ground side terminal of the MOS transistor,
The MOS transistor is determined by determining whether or not a deviation between the potential difference detected last time by the second potential difference detecting means and the potential difference detected this time by the second potential difference detecting means falls within a predetermined range. Determination means (S250) for determining whether or not the temperature is saturated,
The first resistance value calculating unit (S260) is configured to determine whether the determination unit (S250) determines that a deviation between the previously detected potential difference and the currently detected potential difference falls within a predetermined range. 6. The heater driving circuit according to claim 5, wherein the value of the ON resistance is calculated using the potential difference detected this time.

The heater driving circuit according to claim 4, wherein the control device is an in-vehicle control device.

Prior to the detection of the potential difference by the first potential difference detection means, second control means (S200A) that turns on the MOS transistor for a certain period and flows current to the heater and the MOS transistor between the power supply and the ground. )When,
_A first potential difference (V _A ″) between the power supply side terminal of the MOS transistor and the ground when the MOS transistor is turned on for a certain period by the second control means, and the second control means Third potential difference detection means (S210, S220) for detecting a second potential difference (V _B ″) between the ground side terminal of the MOS transistor and the ground when the MOS transistor is turned on for a predetermined period; ,
When the MOS transistor is turned on for a certain period by the second control means, the other is detected by a temperature sensor (61, 62) arranged in another in-vehicle device arranged adjacent to the in-vehicle control device. First temperature detecting means (S300a) for detecting the temperature of the in-vehicle device as the atmospheric temperature (Ta) of the MOS transistor;
The value of the ON resistance (R _{on2 @ Ta} ) between the power supply side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor when the MOS transistor is turned on for a certain period by the second control means is the third potential difference. Second resistance value calculation calculated based on the first and second potential differences (V _A ″, V _B ″) detected by the detection means and the detected temperature (Ta) of the first temperature detection means. Means (S265);
Based on the ON resistance value calculated by the second resistance value calculation means (S265), the power supply side terminal and the ground side terminal of the MOS transistor when the temperature of the heater is controlled by the first control means. Third resistance value calculating means (S267) for calculating the ON resistance value (R _{ON2 @ T} ) between
Second holding means (S270) for causing the storage means to hold the ON resistance value (R _{ON2 @ T} ) calculated by the third resistance value calculating means (S267);
The heater drive circuit according to claim 7, comprising:

The third resistance value calculating means (S267)
The temperature of the MOS transistor when the temperature of the heater is controlled by the first control means is a predetermined constant temperature (T), and the detected temperature of the first temperature detection means from the constant temperature (T). The correction value of the calculated value of the second resistance value calculating means corresponding to the difference (T−Ta) minus (Ta) is calculated, and this calculated correction value is calculated to the calculated value of the second resistance value calculating means. 9. The heater drive according to claim 8, wherein a value (R _ON3 ) added to is calculated as an ON resistance value of the MOS transistor when the temperature of the heater is controlled by the first control means. circuit.

The control device is arranged in an engine room of an automobile,
Detection of an estimated temperature (T _h ) of the MOS transistor when the temperature of the heater is controlled by the first control means is detected by an intake air temperature sensor (61) that detects an intake air temperature of a traveling engine in the engine room. Temperature estimation means (S300b) for obtaining based on the temperature and the temperature detected by the water temperature sensor (62) for detecting the coolant temperature of the traveling engine;
The third resistance value calculation means is the second resistance value corresponding to a difference (T _h −Ta) obtained by subtracting the atmospheric temperature (Ta) of the MOS transistor from the estimated temperature (T _h ) obtained by the temperature estimation means. A correction value of the calculated value of the resistance value calculating means is calculated, and a value (R _ON3 ) obtained by adding the calculated correction value to the calculated value of the second resistance value calculating means is calculated by the first control means by the heater. The heater driving circuit according to claim 8, wherein the heater driving circuit calculates the ON resistance value of the MOS transistor when the temperature of the MOS transistor is controlled.

A heater control circuit for controlling a heater (10) disposed in a control device in an engine room of an automobile,
A MOS transistor (20) disposed between a power source and ground and connected in series to the heater;
Control means (S100) for controlling the MOS transistor such that a drive current flows between the power source and the ground through the heater and the MOS transistor;
_A first potential difference (V _A ) between the power supply side terminal of the MOS transistor and the ground when a driving current is supplied to the heater by the control means, and a driving current is supplied to the heater by the control means. A second potential difference (V _B ) between the ground-side terminal of the MOS transistor and the ground is obtained, and a difference (V _A −V _B ) obtained by subtracting the second potential difference from the first potential difference. Potential difference calculating means (S110) for obtaining
The difference (V _A −V _B ) calculated by the potential difference calculating means is set to the ON voltage (V _{AB @ 16V} ) of the MOS transistor when the first potential difference (V _A ) is a predetermined constant value. Conversion means for converting;
The estimated temperature (T _h ) of the MOS transistor when a driving current is supplied to the heater by the control means is the detected temperature of the intake air temperature sensor (61) for detecting the intake air temperature of the traveling engine in the engine room. Temperature estimation means (S300b) to be obtained based on the detected temperature of the water temperature sensor (62) for detecting the coolant temperature of the traveling engine;
The ON voltage (V _{AB @ 16V} ), the temperature of the heater when the control means supplies a driving current to the heater, and the estimated temperature (T _h ) of the MOS transistor are specified on a one-to-one basis. A conversion table for storing the relationship between the heater temperature, the on-voltage (V _{AB @ 16V} ), and the estimated temperature (T _h ) of the MOS transistor,
Heater temperature specifying means (S269) for specifying the heater temperature corresponding to the ON voltage (V _{AB @ 16V} ) and the estimated temperature (T _h ) calculated by the temperature estimation means in the conversion table. ,
The on-voltage (V _{AB @ 16V} ) of the MOS transistor is the power-side terminal and the ground-side terminal when the driving current is passed between the power-side terminal and the ground-side terminal of the MOS transistor by the control means. A heater driving circuit characterized by being a potential difference between the two.

The first control unit controls the MOS transistor to adjust the drive current so that the temperature of the heater specified by the heater temperature specifying unit approaches a target temperature of the heater. The heater drive circuit according to claim 11.

The temperature estimation means (S300b) includes a first value (T _ha × R1) obtained by multiplying a detected temperature (T _ha ) of the intake air temperature sensor (61) by a first coefficient (R1), and the water temperature sensor ( 62), a value obtained by adding a second value (T _hw × R2) obtained by multiplying the detected temperature (T _hw ) by the second coefficient (R2) is calculated as the temperature of the installation position of the MOS transistor. A value obtained by adding a temperature correction value (Tα) to the calculated temperature is obtained as an estimated temperature (T _h ) of the MOS transistor;
The first coefficient is increased and the second coefficient is decreased as the MOS transistor installation position is closer to the head of the engine room, and the MOS transistor installation position is closer to the engine. 13. The heater driving circuit according to claim 11, wherein the coefficient of 1 is reduced and the second coefficient is increased.

The control device is a fuel injection device for an FFV engine that uses a mixture of ethanol and gasoline, or ethanol as fuel,
The heater driving circuit according to any one of claims 1 to 13, wherein the heater applies heat to the fuel in the fuel injection device.

15. The heater driving circuit according to claim 1, wherein the heater (10) is a ceramic heater.