[go: up one dir, main page]

JP2013118555A - Control circuit and phase modulator - Google Patents

Control circuit and phase modulator Download PDF

Info

Publication number
JP2013118555A
JP2013118555A JP2011265635A JP2011265635A JP2013118555A JP 2013118555 A JP2013118555 A JP 2013118555A JP 2011265635 A JP2011265635 A JP 2011265635A JP 2011265635 A JP2011265635 A JP 2011265635A JP 2013118555 A JP2013118555 A JP 2013118555A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
phase
differential amplifier
voltage
control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2011265635A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Hideyuki Nosaka
秀之 野坂
Munehiko Hase
宗彦 長谷
Koichi Murata
浩一 村田
Naohiko Yuki
直彦 結城
Tomonori Sugawa
智規 須川
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NTT Inc
Original Assignee
Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nippon Telegraph and Telephone Corp filed Critical Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority to JP2011265635A priority Critical patent/JP2013118555A/en
Publication of JP2013118555A publication Critical patent/JP2013118555A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

【課題】高周波にて位相制御を行う用途に対応可能な制御回路を実現する。
【解決手段】位相変調器の制御回路を構成する各差動増幅器は、制御電圧ＶＣＬＳと参照電圧Ｖｍとを入力とする第１の単位差動増幅器（１００〜１０６）と、第１の単位差動増幅器（１００〜１０６）の出力信号を入力とするエミッタフォロア（１０７〜１１２）と、エミッタフォロア（１０７〜１１２）の出力信号を入力とする第２の単位差動増幅器（１１３〜１１９）とから構成される。
【選択図】 図１A control circuit that can be used for phase control at a high frequency is realized.
Each differential amplifier constituting a control circuit of a phase modulator includes a first unit differential amplifier (100 to 106) having a control voltage VCLS and a reference voltage Vm as inputs, and a first unit difference. An emitter follower (107-112) that receives the output signal of the dynamic amplifier (100-106), and a second unit differential amplifier (113-119) that receives the output signal of the emitter follower (107-112). Consists of
[Selection] Figure 1

Description

本発明は、信号振幅を調整する四象限乗算器等の手段に対して制御信号を出力する制御回路、および四象限乗算器と制御回路とを用いて、入力信号の位相を任意に変調して出力する位相変調器に関するものである。   The present invention uses a control circuit that outputs a control signal to a means such as a four-quadrant multiplier for adjusting a signal amplitude, and a four-quadrant multiplier and a control circuit to arbitrarily modulate the phase of the input signal. The present invention relates to an output phase modulator.

無線通信の分野ではフェーズアレイアンテナや周波数シンセサイザ等において、光通信の分野では光トランシーバのＲＺ変換やクロック再生回路等において、さらに計測器の分野では任意信号発生回路等において、信号の位相を任意に変更する機能、すなわち移相器が必要とされている。移相器においては、信号の広帯域動作、位相制御の線形性、制御電圧の単一化、低電力化などの特性が求められている。   In the field of wireless communication, phase phase antennas and frequency synthesizers, in the field of optical communication, RZ conversion of optical transceivers, clock recovery circuits, etc., and in the field of measuring instruments, arbitrary signal generators, etc. A function to change, i.e. a phase shifter, is needed. A phase shifter is required to have characteristics such as wideband operation of a signal, linearity of phase control, unification of control voltage, and low power.

図１４に従来の位相変調器の構成を示す（特許文献１、非特許文献１参照）。この位相変調器は、９０°分配器１と、２つの四象限乗算器２Ｉ，２Ｑと、合成器３と、制御回路４とから構成される。図１５（Ａ）、図１５（Ｂ）、図１５（Ｃ）は図１４の位相変調器の各部の信号を平面上にコンスタレーション表示した図である。図１５（Ａ）は入力信号ＶＩＮを表す。   FIG. 14 shows a configuration of a conventional phase modulator (see Patent Document 1 and Non-Patent Document 1). This phase modulator includes a 90 ° distributor 1, two four-quadrant multipliers 2I and 2Q, a synthesizer 3, and a control circuit 4. FIG. 15A, FIG. 15B, and FIG. 15C are diagrams constellation-displayed on the plane of the signals of the respective parts of the phase modulator of FIG. FIG. 15A shows the input signal VIN.

９０°分配器１は、入力信号ＶＩＮを入力し、同相信号ＶＩＮＩと、これに対して位相が９０°ずれた直交信号ＶＩＮＱとを出力する。すなわち、入力信号ＶＩＮ（＝ｓｉｎ（ωｔ））は、９０度分配器１において同相信号ＶＩＮＩ（＝ｓｉｎ（ωｔ））と直交信号ＶＩＮＱ（＝ｃｏｓ（ωｔ））に分配される。同相成分（Ｉ）を横軸、直交成分（Ｑ）を縦軸とするコンスタレーション表示では、図１５（Ｂ）に示すように、同相信号ＶＩＮＩは同相成分（Ｉ）のみで表すことができ、直交信号ＶＩＮＱは直交成分（Ｑ）のみで表すことができる。この２つの信号ＶＩＮＩ，ＶＩＮＱを仮に合成した場合には、図１５（Ｂ）の２０（角度４５°、振幅２1/2）に相当する信号を得ることができる。 The 90 ° distributor 1 receives an input signal VIN, and outputs an in-phase signal VINI and a quadrature signal VINQ whose phase is shifted by 90 °. That is, the input signal VIN (= sin (ωt)) is distributed to the in-phase signal VINI (= sin (ωt)) and the quadrature signal VINQ (= cos (ωt)) in the 90-degree distributor 1. In the constellation display with the in-phase component (I) as the horizontal axis and the quadrature component (Q) as the vertical axis, the in-phase signal VINI can be expressed only by the in-phase component (I) as shown in FIG. The quadrature signal VINQ can be represented by only the quadrature component (Q). If these two signals VINI and VINQ are combined, a signal corresponding to 20 (angle 45 °, amplitude 2 1/2 ) in FIG. 15B can be obtained.

一方、制御回路４は、出力させたい位相に対応した制御電圧ＶＣを入力とし、四象限乗算器２Ｉ，２Ｑのための制御信号ＣＩ，ＣＱを発生する。具体的には、制御電圧ＶＣは、制御回路４において制御信号ＣＩ（＝ｃｏｓ（ＶＣ））と制御信号ＣＱ（＝ｓｉｎ（ＶＣ））に変換される。四象限乗算器２Ｉ，２Ｑは、それぞれ制御信号ＣＩ，ＣＱの符号とレベルに応じて出力の符号と利得とを変化させ、結果として同相信号ＶＩＮＩ、直交信号ＶＩＮＱの振幅を変化させて出力する。すなわち、四象限乗算器２Ｉは同相信号ＶＩＮＩと制御信号ＣＩとを乗算し、四象限乗算器２Ｑは直交信号ＶＩＮＱと制御信号ＣＱとを乗算する。   On the other hand, the control circuit 4 receives the control voltage VC corresponding to the phase to be output, and generates control signals CI and CQ for the four-quadrant multipliers 2I and 2Q. Specifically, the control voltage VC is converted into a control signal CI (= cos (VC)) and a control signal CQ (= sin (VC)) in the control circuit 4. The four-quadrant multipliers 2I and 2Q change the sign and gain of the output according to the sign and level of the control signals CI and CQ, respectively. As a result, the amplitudes of the in-phase signal VINI and the quadrature signal VINQ are changed and output. . That is, the four quadrant multiplier 2I multiplies the in-phase signal VINI and the control signal CI, and the four quadrant multiplier 2Q multiplies the quadrature signal VINQ and the control signal CQ.

四象限乗算器２Ｉ，２Ｑから出力される同相信号ＶＸＩと直交信号ＶＸＱは合成器３でベクトル合成され、出力信号ＶＯＵＴとして外部へ出力される。位相変調器の出力信号ＶＯＵＴは以下のように表わされる。
ＶＯＵＴ＝ｃｏｓ（ＶＣ）・ｓｉｎ（ωｔ）＋ｓｉｎ（ＶＣ）・ｃｏｓ（ωｔ）
・・・（１） The in-phase signal VXI and quadrature signal VXQ output from the four-quadrant multipliers 2I and 2Q are vector-synthesized by the synthesizer 3 and output to the outside as an output signal VOUT. The output signal VOUT of the phase modulator is expressed as follows:
VOUT = cos (VC) · sin (ωt) + sin (VC) · cos (ωt)
... (1)

式（１）は加法定理により次式で表わされる。
ＶＯＵＴ＝ｓｉｎ（ωｔ＋ＶＣ） ・・・（２）
結果として、出力信号ＶＯＵＴの位相は制御電圧ＶＣに比例し、出力振幅は制御電圧ＶＣに依らず一定となる。 Equation (1) is expressed by the following equation according to the addition theorem.
VOUT = sin (ωt + VC) (2)
As a result, the phase of the output signal VOUT is proportional to the control voltage VC, and the output amplitude is constant regardless of the control voltage VC.

例えば同相信号側の利得を１、直交信号側の利得を０と設定した場合、コンスタレーション表示では、出力信号ＶＯＵＴとして図１５（Ｃ）の２１（角度０°、振幅１）の信号を得ることができる。同様に、同相信号側の利得をｃｏｓ（２２．５°）≒０．９２、直交信号側の利得をｓｉｎ（２２．５°）≒０．３８と設定した場合には、出力信号ＶＯＵＴとして図１５（Ｃ）の２２（角度２２．５°、振幅（０．９２2＋０．３８2）1/2＝１）の信号を得ることができ、同相信号側の利得をｃｏｓ（４５°）≒０．７１、直交信号側の利得をｓｉｎ（４５°）≒０．７１と設定した場合には、出力信号ＶＯＵＴとして図１５（Ｃ）の２３（角度４５°、振幅（０．７１2＋０．７１2）1/2＝１）の信号を得ることができる。 For example, when the gain on the in-phase signal side is set to 1 and the gain on the quadrature signal side is set to 0, a signal of 21 (angle 0 °, amplitude 1) in FIG. 15C is obtained as the output signal VOUT in the constellation display. be able to. Similarly, when the gain on the in-phase signal side is set to cos (22.5 °) ≈0.92, and the gain on the quadrature signal side is set to sin (22.5 °) ≈0.38, the output signal VOUT In FIG. 15C, a signal of 22 (angle 22.5 °, amplitude (0.92 2 +0.38 2 ) 1/2 = 1) can be obtained, and the gain on the in-phase signal side is expressed as cos (45 ° ) ≒ 0.71, when the gain of the quadrature signal side is set to sin (45 °) ≒ 0.71 is 23 (angle 45 ° shown in FIG. 15 (C) as the output signal VOUT, the amplitude (0.71 2 +0.71 2 ) 1/2 = 1) signal can be obtained.

図１６に従来の位相変調器の制御回路の構成例を示す。制御回路４は、抵抗ラダーにより複数の参照電圧Ｖｎ（ｎ：１〜１０）を発生する電圧発生器４００Ｉｂ，４００Ｑｂと、制御電圧ＶＣおよび２つの参照電圧を入力とし制御電圧ＶＣが２つの参照電圧の範囲内にあるか範囲外にあるかを検出する差動増幅器対４０１Ｉ，４０１Ｑ，４０２Ｉ，４０２Ｑと、ＰＶＴ補償回路６００とから構成されており、アナログ演算により擬似的な正弦波関数である制御信号ＣＩ（＝ｃｏｓ（ＶＣ））と制御信号ＣＱ（＝ｓｉｎ（ＶＣ））とを発生させる。なお、図１６では、制御信号ＣＩ，ＣＱが差動信号である場合について記載しており、補信号にはバーを付記して区別している。   FIG. 16 shows a configuration example of a control circuit of a conventional phase modulator. The control circuit 4 receives voltage generators 400Ib and 400Qb that generate a plurality of reference voltages Vn (n: 1 to 10) using a resistance ladder, the control voltage VC and two reference voltages, and the control voltage VC includes two reference voltages. Is a differential amplifier pair 401I, 401Q, 402I, 402Q that detects whether it is within or outside the range, and a PVT compensation circuit 600, and is a control that is a pseudo sine wave function by analog computation. A signal CI (= cos (VC)) and a control signal CQ (= sin (VC)) are generated. FIG. 16 shows a case where the control signals CI and CQ are differential signals, and the complementary signals are distinguished by adding bars.

同相信号側の電圧発生器４００Ｉｂは、抵抗４０１１〜４０１５からなる抵抗ラダーによって構成され、直交信号側の電圧発生器４００Ｑｂは、抵抗４０１６〜４０２０からなる抵抗ラダーによって構成されている。同相信号側の抵抗ラダーと直交信号側の抵抗ラダーに参照電圧ＶＲＴ，ＶＲＢを共通に与える。電源電圧ＶＣＣと電圧ＶＲＴとの間にレベルシフトダイオード４０２２，４０２３および抵抗４０２４を設け、電源電圧ＶＥＥと電圧ＶＲＢとの間に定電流源４０２１を設けることにより、参照電圧ＶＲＴ，ＶＲＢを電圧発生器４００Ｑｂの内部で生成している。   The voltage generator 400Ib on the in-phase signal side is configured by a resistor ladder including resistors 4011 to 4015, and the voltage generator 400Qb on the quadrature signal side is configured by a resistor ladder including resistors 4016 to 4020. Reference voltages VRT and VRB are commonly applied to the resistance ladder on the in-phase signal side and the resistance ladder on the quadrature signal side. By providing level shift diodes 4022 and 4023 and a resistor 4024 between the power supply voltage VCC and the voltage VRT, and providing a constant current source 4021 between the power supply voltage VEE and the voltage VRB, the reference voltages VRT and VRB are generated as voltage generators. It is generated inside 400Qb.

レベルシフトダイオード４０２２，４０２３の１個あたりの電圧降下をＶＬＳ、定電流源４０２１の電流値をＩ、抵抗ラダー内の抵抗４０１１〜４０２０の合成抵抗値をＲＴＬ、抵抗４０２４の抵抗値をＲＲとし、差動増幅器４４０Ｉ〜４４４Ｉ，４４０Ｑ〜４４４Ｑの入力への電流の流れこみを無視すると、電圧ＶＲＴはＶＲＴ＝ＶＣＣ−２×ＶＬＳ−ＲＲ×Ｉと表すことができ、電圧ＶＲＢはＶＲＢ＝ＶＣＣ−２×ＶＬＳ−（ＲＲ＋ＲＴＬ）×Ｉと表すことができる。   The voltage drop per level shift diode 4022, 4023 is VLS, the current value of the constant current source 4021 is I, the combined resistance value of the resistors 4011-4020 in the resistor ladder is RTL, the resistance value of the resistor 4024 is RR, If the current flow into the inputs of the differential amplifiers 440I to 444I and 440Q to 444Q is ignored, the voltage VRT can be expressed as VRT = VCC-2 × VLS−RR × I, and the voltage VRB is VRB = VCC-2. × VLS− (RR + RTL) × I.

２つの抵抗ラダー内で使用される抵抗値は２種類である。抵抗４０１１，４０２０の抵抗値をＲとすると、抵抗４０１２〜４０１９の抵抗値は２Ｒとなる。つまり、例えばＶ１０とＶ９との間や、Ｖ２とＶ１との間のように隣接する参照電圧間に設けられる抵抗については抵抗値をＲとし、Ｖ１０とＶ８との間や、Ｖ９とＶ７との間のように１つおきの参照電圧間に設けられる抵抗については抵抗値を２Ｒとする。これにより、同相信号側の電圧発生器４００Ｉが発生する参照電圧Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５，Ｖ７，Ｖ９と直交信号側の電圧発生器４００Ｑが発生する参照電圧Ｖ２，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ８，Ｖ１０とが交互に等間隔の電圧レベルになるようにする（Ｖ１０−Ｖ９＝Ｖ９−Ｖ８＝Ｖ８−Ｖ７＝・・・＝Ｖ２−Ｖ１＝一定）。   There are two types of resistance values used in the two resistance ladders. When the resistance values of the resistors 4011 and 4020 are R, the resistance values of the resistors 4012 to 4019 are 2R. That is, for example, for a resistor provided between adjacent reference voltages such as between V10 and V9 or between V2 and V1, the resistance value is R, and between V10 and V8 or between V9 and V7. As for the resistance provided between every other reference voltage, the resistance value is 2R. Thus, the reference voltages V1, V3, V5, V7, V9 generated by the voltage generator 400I on the in-phase signal side and the reference voltages V2, V4, V6, V8, V10 generated by the voltage generator 400Q on the quadrature signal side are Are alternately at equal voltage levels (V10−V9 = V9−V8 = V8−V7 =... = V2−V1 = constant).

ＰＶＴ補償回路６００は、トランジスタ６０００、レベルシフトダイオード６００１，抵抗６００２，６００３、および定電流源６００４から構成される。ＰＶＴ補償回路６００は、制御電圧ＶＣのレベルをシフトするエミッタフォロアであり、以下の回路定数を電圧発生器４００Ｑｂと一致させる。まず、ＰＶＴ補償回路６００のエミッタフォロア（トランジスタ６０００）とレベルシフトダイオード６００１の合計の段数を、電圧発生器４００Ｑｂのレベルシフトダイオード４０２２，４０２３の段数と一致させる。また、ＰＶＴ補償回路６００の抵抗６００２の抵抗値を、電圧発生器４００Ｑｂの電圧レベル微調整用の抵抗４０２４の抵抗値ＲＲと一致させる。さらに、ＰＶＴ補償回路６００の定電流源６００４の定電流値を、電圧発生器４００Ｑｂの定電流源４０２１の定電流値Ｉと一致させる。ＰＶＴ補償回路６００の抵抗６００３の抵抗値ＲＴＤＬは、任意に選ぶことができる。   The PVT compensation circuit 600 includes a transistor 6000, a level shift diode 6001, resistors 6002 and 6003, and a constant current source 6004. The PVT compensation circuit 600 is an emitter follower that shifts the level of the control voltage VC, and matches the following circuit constants with the voltage generator 400Qb. First, the total number of stages of the emitter follower (transistor 6000) of the PVT compensation circuit 600 and the level shift diode 6001 is made to coincide with the number of stages of the level shift diodes 4022 and 4023 of the voltage generator 400Qb. Further, the resistance value of the resistor 6002 of the PVT compensation circuit 600 is matched with the resistance value RR of the voltage level fine adjustment resistor 4024 of the voltage generator 400Qb. Further, the constant current value of the constant current source 6004 of the PVT compensation circuit 600 is matched with the constant current value I of the constant current source 4021 of the voltage generator 400Qb. The resistance value RTDL of the resistor 6003 of the PVT compensation circuit 600 can be arbitrarily selected.

トランジスタ６０００のベース−エミッタ間電圧がレベルシフトダイオード４０２２，４０２３，６００１の１個あたりの電圧降下ＶＬＳと同一と仮定すると、差動増幅器４４０Ｉ〜４４４Ｉ，４４０Ｑ〜４４４Ｑに送られるレベルシフト後の制御電圧ＶＣＬＳは、ＶＣＬＳ＝ＶＣ−２×ＶＬＳ−ＲＲ×Ｉとなる。以上により、ＶＲＴ−ＶＣＬＳ＝ＶＣＣ−ＶＣ、ＶＣＬＳ−ＶＲＢ＝ＲＴＬ×Ｉ−（ＶＣＣ−ＶＣ）となり、電圧ＶＲＴとＶＣＬＳ間の電圧差および電圧ＶＣＬＳとＶＲＢ間の電圧差は、（ＶＣＣ−ＶＣ）の関数で表すことができる。   Assuming that the base-emitter voltage of the transistor 6000 is the same as the voltage drop VLS per one of the level shift diodes 4022, 4023, and 6001, the level-shifted control voltage sent to the differential amplifiers 440I to 444I and 440Q to 444Q. VCLS is VCLS = VC−2 × VLS−RR × I. Thus, VRT−VCLS = VCC−VC and VCLS−VRB = RTL × I− (VCC−VC). The voltage difference between the voltages VRT and VCLS and the voltage difference between the voltages VCLS and VRB are (VCC−VC). It can be expressed by the function of

差動増幅器対４０１Ｉ，４０１Ｑ，４０２Ｉ，４０２Ｑは、制御電圧ＶＣＬＳおよび２つの参照電圧Ｖｍ，Ｖｎを入力とし、制御電圧ＶＣＬＳが２つの参照電圧Ｖｍ，Ｖｎの範囲内にあるか範囲外にあるかを検出する。差動増幅器対４０１Ｉ，４０１Ｑ，４０２Ｉ，４０２Ｑに求められる機能は、制御電圧ＶＣＬＳが２つの参照電圧の範囲内にあるか範囲外にあるか単純に２状態を検出することではなく、入力される制御電圧ＶＣＬＳから制御信号ＣＩ＝ｃｏｓ（ＶＣＬＳ）、ＣＱ＝ｓｉｎ（ＶＣＬＳ）への変換をアナログ演算することである。   The differential amplifier pair 401I, 401Q, 402I, 402Q receives the control voltage VCLS and the two reference voltages Vm, Vn, and whether the control voltage VCLS is within or outside the range of the two reference voltages Vm, Vn. Is detected. The function required for the differential amplifier pair 401I, 401Q, 402I, 402Q is input, not simply detecting two states whether the control voltage VCLS is within or outside the range of the two reference voltages. The conversion from the control voltage VCLS to the control signal CI = cos (VCLS) and CQ = sin (VCLS) is performed by analog calculation.

差動増幅器対４０１Ｉは、差動増幅器４４０Ｉ，４４１Ｉによって構成され、差動増幅器対４０２Ｉは、差動増幅器４４２Ｉ，４４３Ｉによって構成されている。同様に、差動増幅器対４０１Ｑは、差動増幅器４４０Ｑ，４４１Ｑによって構成され、差動増幅器対４０２Ｑは、差動増幅器４４２Ｑ，４４３Ｑによって構成されている。同相信号側の差動増幅器４４０Ｉ〜４４４Ｉは第１の差動増幅器グループを構成し、直交信号側の差動増幅器４４０Ｑ〜４４４Ｑは第２の差動増幅器グループを構成している。参照電圧の数Ｎ（Ｎは２以上の整数）は、位相変調器の必要な総移相量を得るために任意の整数から選択することが可能であり、図１６の例ではＮ＝１０の場合を記載している。第１の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数と第２の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数との総和は、Ｎである。 The differential amplifier pair 401I is configured by differential amplifiers 440I and 441I, and the differential amplifier pair 402I is configured by differential amplifiers 442I and 443I. Similarly, the differential amplifier pair 401Q is configured by differential amplifiers 440Q and 441Q, and the differential amplifier pair 402Q is configured by differential amplifiers 442Q and 443Q. The differential amplifiers 440I to 444I on the in-phase signal side constitute a first differential amplifier group, and the differential amplifiers 440Q to 444Q on the quadrature signal side constitute a second differential amplifier group. The number N of reference voltages (N is an integer greater than or equal to 2) can be selected from any integer in order to obtain the required total phase shift amount of the phase modulator . In the example of FIG. The case is described. The sum of the number of differential amplifiers included in the first differential amplifier group and the number of differential amplifiers included in the second differential amplifier group is N.

第１の差動増幅器グループが制御信号ＣＩ（＝ｃｏｓ（ＶＣＬＳ））を発生し、第２の差動増幅器グループが制御信号ＣＱ（＝ｓｉｎ（ＶＣＬＳ））を発生する。差動増幅器対４０１Ｉ，４０１Ｑ，４０２Ｉ，４０２Ｑはそれぞれ３６０度相当の擬似的な正弦波または余弦波を発生するので、差動増幅器１個当たり１８０度相当の擬似的な正弦波または余弦波の発生を担うことになる。第１の差動増幅器グループ、第２の差動増幅器グループはそれぞれ９００度相当の擬似的な正弦波、余弦波を発生するが、正弦波と余弦波とで９０度ずれているので、擬似的な正弦波（制御信号ＣＱ）と余弦波（制御信号ＣＩ）を同時に発生できる移相範囲は８１０度となる。   The first differential amplifier group generates a control signal CI (= cos (VCLS)), and the second differential amplifier group generates a control signal CQ (= sin (VCLS)). Each of the differential amplifier pairs 401I, 401Q, 402I, and 402Q generates a pseudo sine wave or cosine wave corresponding to 360 degrees, so that a pseudo sine wave or cosine wave corresponding to 180 degrees per differential amplifier is generated. Will be responsible. The first differential amplifier group and the second differential amplifier group generate pseudo sine waves and cosine waves corresponding to 900 degrees, respectively, but the sine waves and cosine waves are shifted by 90 degrees. A phase shift range in which a simple sine wave (control signal CQ) and a cosine wave (control signal CI) can be generated simultaneously is 810 degrees.

図１７は差動増幅器の回路構成とその動作を示す図であり、図１７（Ａ）は差動増幅器の回路図、図１７（Ｂ）は図１７（Ａ）の差動増幅器の記号を示す図、図１７（Ｃ）は図１７（Ａ）の差動増幅器の入出力特性（ＶＣ−ＣＩ特性）を示す図である。差動増幅器は、図１７（Ａ）に示すように、トランジスタ５００，５０１，５０８，５０９と、電流源５０２，５１０と、レベルシフト用抵抗５０３と、負荷抵抗５０４，５０５，５１１，５１２と、エミッタ抵抗５０６，５０７，５１３，５１４とから構成される。制御信号ＣＩは、トランジスタ５０８のコレクタと負荷抵抗５１１との接続点から出力され、制御信号バーＣＩは、トランジスタ５０９のコレクタと負荷抵抗５１２との接続点から出力される。この差動増幅器を記号で表すと、図１７（Ｂ）のようになる。   FIG. 17 is a diagram showing the circuit configuration and operation of the differential amplifier. FIG. 17A is a circuit diagram of the differential amplifier, and FIG. 17B is a symbol of the differential amplifier in FIG. FIG. 17C is a diagram showing input / output characteristics (VC-CI characteristics) of the differential amplifier of FIG. As shown in FIG. 17A, the differential amplifier includes transistors 500, 501, 508, and 509, current sources 502 and 510, a level shift resistor 503, load resistors 504, 505, 511, and 512, It comprises emitter resistors 506, 507, 513, 514. The control signal CI is output from a connection point between the collector of the transistor 508 and the load resistor 511, and the control signal bar CI is output from a connection point between the collector of the transistor 509 and the load resistor 512. This differential amplifier is represented by a symbol as shown in FIG.

図１７（Ｃ）において、１５０は差動増幅器を１段使用した場合の入出力特性、１５１は図１７（Ａ）の差動増幅器の入出力特性を示している。図１７（Ａ）の構成では、複数の差動増幅器を縦続接続することにより、急峻な入出力特性（ＶＣ−ＣＩ特性）が得られるので、制御電圧ＶＣの電圧範囲（すなわち、参照電圧の電圧範囲＝ＶＲＴ−ＶＲＢ＝Ｖ１０−Ｖ１）を小さくすることが可能となり、設計の自由度を増やすことができる。
従来の位相変調器は、信号の広帯域動作、位相制御の高い線形性、単一の制御電圧による制御、低電力動作などにおいて優れた特性を得ることができる。 In FIG. 17C, reference numeral 150 indicates input / output characteristics when one stage of the differential amplifier is used, and reference numeral 151 indicates input / output characteristics of the differential amplifier of FIG. In the configuration of FIG. 17A, since a steep input / output characteristic (VC-CI characteristic) is obtained by cascading a plurality of differential amplifiers, the voltage range of the control voltage VC (that is, the voltage of the reference voltage) Range = VRT−VRB = V10−V1) can be reduced, and the degree of freedom in design can be increased.
A conventional phase modulator can obtain excellent characteristics in wideband operation of a signal, high linearity of phase control, control by a single control voltage, low power operation, and the like.

国際公開ＷＯ２０１０／０２１２８０Ａ１International Publication WO2010 / 021280A1

H.Nosaka，et al.，“Vector Modulator-Based Phase Shifter with 810° Control Range for 43-Gbps Optical Transceivers”，EuMC 2009，pp.248-251，Sep.2009H. Nosaka, et al., “Vector Modulator-Based Phase Shifter with 810 ° Control Range for 43-Gbps Optical Transceivers”, EuMC 2009, pp.248-251, Sep.2009

従来の位相変調器は、制御電圧の周波数が低い（例えばＭＨｚ程度以下）ことを前提に設計されており、無線通信、光通信、計測器において高周波帯域にて位相制御を行う用途には対応できないという問題点があった。例えば、無線通信にてフェーズアレイアンテナや周波数シンセサイザを高速に切り替える場合や、計測器にて高速で位相が変化する任意信号を発生させたい場合などには、制御電圧の帯域が不足することにより、十分に高速な位相変調動作をさせることができない。   The conventional phase modulator is designed on the assumption that the frequency of the control voltage is low (for example, about MHz or less), and cannot be used for phase control in a high frequency band in wireless communication, optical communication, and measuring instruments. There was a problem. For example, when switching the phase array antenna or frequency synthesizer at high speed by wireless communication, or when you want to generate an arbitrary signal whose phase changes at high speed with a measuring instrument, the bandwidth of the control voltage is insufficient, A sufficiently high-speed phase modulation operation cannot be performed.

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、ＧＨｚオーダーの高周波にて位相制御を行う用途に対応可能な制御回路を実現することにより、従来構成では難しかった高周波帯域の位相制御が可能な移相器、すなわち位相変調器を提供することを目的とする。特に、単一の制御電圧により高周波の位相変調が可能な位相変調器を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above problems, and by realizing a control circuit that can be used for phase control at a high frequency in the order of GHz, phase control in a high frequency band, which has been difficult with the conventional configuration, can be achieved. An object is to provide a possible phase shifter, ie a phase modulator. In particular, an object is to provide a phase modulator capable of high-frequency phase modulation with a single control voltage.

本発明は、信号振幅を調整する手段に対して制御信号を出力する制御回路であって、複数の参照電圧を発生する電圧発生器と、外部から入力される制御電圧と前記参照電圧との差信号を制御信号として出力する差動増幅器群とを備え、振幅調整の対象となる信号として同相信号とこの同相信号に対して位相が９０°ずれた直交信号とが存在する場合に、前記差動増幅器群として、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし同相信号側の第１制御信号を出力する第１の差動増幅器グループと、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし直交信号側の第２の制御信号を出力する第２の差動増幅器グループとを備え、前記電圧発生器は、前記複数の参照電圧を前記第１の差動増幅器グループと前記第２の差動増幅器グループに交互に１つずつ入力し、前記第１の差動増幅器グループと前記第２の差動増幅器グループとは、それぞれ少なくとも１つずつの差動増幅器を備え、各差動増幅器は、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とする第１の単位差動増幅器と、この第１の単位差動増幅器の出力信号を入力とするエミッタフォロアと、このエミッタフォロアの出力信号を入力とする第２の単位差動増幅器とから構成され、前記制御電圧が前記参照電圧の近傍にあるときに、前記制御電圧を正弦波または余弦波に類似する前記制御信号へ変換するアナログ演算を行うことを特徴とするものである。   The present invention provides a control circuit for outputting a control signal to a means for adjusting a signal amplitude, a voltage generator for generating a plurality of reference voltages, and a difference between the control voltage input from the outside and the reference voltage A differential amplifier group that outputs a signal as a control signal, and when there is an in-phase signal and a quadrature signal whose phase is shifted by 90 ° with respect to the in-phase signal as a signal to be subjected to amplitude adjustment, As a differential amplifier group, a first differential amplifier group that inputs the control voltage and the reference voltage and outputs a first control signal on the in-phase signal side, and inputs the control voltage and the reference voltage to be orthogonal A second differential amplifier group for outputting a second control signal on the signal side, wherein the voltage generator uses the first differential amplifier group and the second differential amplifier as the plurality of reference voltages. Enter one by one alternately into the group Each of the first differential amplifier group and the second differential amplifier group includes at least one differential amplifier, and each differential amplifier receives the control voltage and the reference voltage as inputs. A first unit differential amplifier; an emitter follower that receives the output signal of the first unit differential amplifier; and a second unit differential amplifier that receives the output signal of the emitter follower. When the control voltage is in the vicinity of the reference voltage, an analog operation for converting the control voltage into the control signal similar to a sine wave or a cosine wave is performed.

また、本発明の制御回路の１構成例において、前記電圧発生器は、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の前記参照電圧を生成し、前記第１の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数と前記第２の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数との総和は、Ｎであることを特徴とするものである。
また、本発明の制御回路の１構成例において、前記第１の差動増幅器グループに含まれる隣接する２つの差動増幅器の出力は逆相で接続され、前記第２の差動増幅器グループに含まれる隣接する２つの差動増幅器の出力は逆相で接続されることを特徴とするものである。
また、本発明の制御回路の１構成例において、前記参照電圧Ｖｍと１つおきの前記参照電圧Ｖｎとは、前記第１の差動増幅器グループに含まれる隣接する２つの差動増幅器または前記第２の差動増幅器グループに含まれる隣接する２つの差動増幅器に入力されることを特徴とするものである。 Further, in one configuration example of the control circuit of the present invention, the voltage generator generates N (N is an integer of 2 or more) reference voltages, and includes a differential included in the first differential amplifier group. The sum of the number of amplifiers and the number of differential amplifiers included in the second differential amplifier group is N.
Further, in one configuration example of the control circuit of the present invention, outputs of two adjacent differential amplifiers included in the first differential amplifier group are connected in opposite phases and included in the second differential amplifier group. The outputs of two adjacent differential amplifiers are connected in opposite phases.
Further, in one configuration example of the control circuit of the present invention, the reference voltage Vm and every other reference voltage Vn may include two adjacent differential amplifiers included in the first differential amplifier group or the first differential amplifier. It is input to two adjacent differential amplifiers included in two differential amplifier groups.

また、本発明の位相変調器は、入力信号から同相信号とこの同相信号に対して位相が９０°ずれた直交信号とを生成する９０°分配器と、同相信号側の第１の制御信号に応じて前記同相信号の振幅を変化させて出力する第１の四象限乗算器と、直交信号側の第２の制御信号に応じて前記直交信号の振幅を変化させて出力する第２の四象限乗算器と、前記第１、第２の四象限乗算器から出力される同相信号と直交信号とを合成して出力する合成器と、制御回路とを備えることを特徴とするものである。
また、本発明の位相変調器の１構成例において、前記９０°分配器は、多段のポリフェーズフィルタで構成されることを特徴とするものである。 The phase modulator of the present invention includes a 90 ° distributor that generates an in-phase signal from an input signal and a quadrature signal that is 90 ° out of phase with the in-phase signal, and a first on the in-phase signal side. A first four-quadrant multiplier that outputs the in-phase signal by changing the amplitude according to the control signal; and a first quadrant multiplier that outputs the output by changing the amplitude of the quadrature signal according to the second control signal on the quadrature signal side. 2 quadrant multipliers, a combiner that combines and outputs the in-phase signal and the quadrature signal output from the first and second four-quadrant multipliers, and a control circuit. Is.
Further, in one configuration example of the phase modulator of the present invention, the 90 ° distributor is composed of a multi-stage polyphase filter.

従来の位相変調器では、制御回路を構成する差動増幅器に十分な駆動力がないため、ＧＨｚオーダーの高周波にて位相制御を行う用途には対応できなかった。これに対して、本発明では、第１、第２の単位差動増幅器の間にエミッタフォロアを挿入して駆動力を高めた差動増幅器を用いて制御回路を構成するので、制御電圧の帯域不足を解消することができ、ＧＨｚオーダーの高周波にて位相制御を行う用途に対応可能な制御回路を実現することができる。したがって、本発明の制御回路を位相変調器に適用すれば、単一の制御電圧により高周波の位相変調が可能な位相変調器を実現することができる。   In the conventional phase modulator, since the differential amplifier constituting the control circuit does not have sufficient driving force, it cannot be used for applications in which phase control is performed at a high frequency on the order of GHz. On the other hand, in the present invention, the control circuit is configured using a differential amplifier in which an emitter follower is inserted between the first and second unit differential amplifiers to increase the driving force. A short circuit can be eliminated, and a control circuit that can be used for phase control at a high frequency in the order of GHz can be realized. Therefore, when the control circuit of the present invention is applied to a phase modulator, a phase modulator capable of high-frequency phase modulation with a single control voltage can be realized.

また、本発明では、縦続接続による位相変調器であっても、後段の位相変調器の広帯域動作を担保することができるので、位相変調器の変調度を高くすることができる。   Further, in the present invention, even if the phase modulator is connected in cascade, the wideband operation of the subsequent phase modulator can be ensured, so that the modulation degree of the phase modulator can be increased.

本発明の第１の実施の形態に係る位相変調器における差動増幅器対の構成要素となる差動増幅器の構成を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a differential amplifier that is a component of a differential amplifier pair in the phase modulator according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施の形態に係る位相変調器における差動増幅器対の回路構成とその動作を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the differential amplifier pair in the phase modulator which concerns on the 1st Embodiment of this invention, and its operation | movement. 本発明の第１の実施の形態に係る位相変調器における差動増幅器対の動作の参照電圧間隔依存性を示す図である。It is a figure which shows the reference voltage space | interval dependence of the operation | movement of the differential amplifier pair in the phase modulator which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態に係る位相変調器における制御回路の入出力特性を示す図である。It is a figure which shows the input / output characteristic of the control circuit in the phase modulator which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態に係る位相変調器の移相特性を示す図である。It is a figure which shows the phase shift characteristic of the phase modulator which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態に係る位相変調器の別の移相特性を示す図である。It is a figure which shows another phase shift characteristic of the phase modulator which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施の形態に係る位相変調器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the phase modulator which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態に係る位相変調器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the phase modulator which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態に係る位相変調器の移相特性を示す図である。It is a figure which shows the phase shift characteristic of the phase modulator which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態に係る位相変調器の別の移相特性を示す図である。It is a figure which shows another phase shift characteristic of the phase modulator which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施の形態に係る位相変調器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the phase modulator which concerns on the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施の形態に係る位相変調器における９０°分配器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the 90 degree divider | distributor in the phase modulator which concerns on the 5th Embodiment of this invention. ポリフェーズフィルタの帯域特性を示す図である。It is a figure which shows the zone | band characteristic of a polyphase filter. 従来の位相変調器の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional phase modulator. 図１４の位相変調器の各部の信号を平面上にコンスタレーション表示した図である。It is the figure which displayed the signal of each part of the phase modulator of FIG. 14 on the plane constellation-displayed. 図１４の位相変調器の制御回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the control circuit of the phase modulator of FIG. 図１４の位相変調器における差動増幅器対の構成要素となる差動増幅器の回路構成と動作を示す図である。FIG. 15 is a diagram illustrating a circuit configuration and an operation of a differential amplifier that is a component of a differential amplifier pair in the phase modulator of FIG. 14.

［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１（Ａ）、図１（Ｂ）は本発明の第１の実施の形態に係る位相変調器における差動増幅器対の構成要素となる差動増幅器の回路構成を示す図である。本実施の形態においても位相変調器の構成は図１４に示したとおりであり、制御回路４の構成は図１６に示したとおりであるので、図１４、図１６の符号を用いて説明する。図１（Ａ）は差動増幅器４４０Ｉ，４４２Ｉ，４４４Ｉの構成を示しており、図１（Ｂ）は差動増幅器４４１Ｉ，４４３Ｉの構成を示している。 [First Embodiment]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. 1A and 1B are diagrams showing a circuit configuration of a differential amplifier that is a component of a differential amplifier pair in the phase modulator according to the first embodiment of the present invention. Also in the present embodiment, the configuration of the phase modulator is as shown in FIG. 14, and the configuration of the control circuit 4 is as shown in FIG. 16, and will be described using the reference numerals in FIGS. FIG. 1A shows the configuration of differential amplifiers 440I, 442I, and 444I, and FIG. 1B shows the configuration of differential amplifiers 441I and 443I.

図１（Ａ）の差動増幅器は、ベースに制御電圧ＶＣＬＳが入力されるトランジスタ１００と、ベースに参照電圧Ｖｍが入力されるトランジスタ１０１と、一端に電源電圧ＶＥＥが与えられる定電流源１０２と、一端に電源電圧ＶＣＣが与えられ、他端がトランジスタ１００のコレクタに接続される負荷抵抗１０３と、一端に電源電圧ＶＣＣが与えられ、他端がトランジスタ１０１のコレクタに接続される負荷抵抗１０４と、一端がトランジスタ１００のエミッタに接続され、他端が定電流源１０２の他端に接続されるエミッタ抵抗１０５と、一端がトランジスタ１０１のエミッタに接続され、他端が定電流源１０２の他端に接続されるエミッタ抵抗１０６と、ベースがトランジスタ１０１のコレクタと負荷抵抗１０４との接続点に接続され、コレクタに電源電圧ＶＣＣが与えられるトランジスタ１０７と、ベースがトランジスタ１００のコレクタと負荷抵抗１０３との接続点に接続され、コレクタに電源電圧ＶＣＣが与えられるトランジスタ１０８と、ベースおよびコレクタがトランジスタ１０７のエミッタに接続されたトランジスタ１０９と、ベースおよびコレクタがトランジスタ１０８のエミッタに接続されたトランジスタ１１０と、一端に電源電圧ＶＥＥが与えられ、他端がトランジスタ１０９のエミッタに接続された定電流源１１１と、一端に電源電圧ＶＥＥが与えられ、他端がトランジスタ１１０のエミッタに接続された定電流源１１２と、ベースがトランジスタ１０８のエミッタとトランジスタ１１０のベースおよびコレクタとの接続点に接続されたトランジスタ１１３と、ベースがトランジスタ１０７のエミッタとトランジスタ１０９のベースおよびコレクタとの接続点に接続されたトランジスタ１１４と、一端に電源電圧ＶＥＥが与えられる定電流源１１５と、一端に電源電圧ＶＣＣが与えられ、他端がトランジスタ１１３のコレクタに接続される負荷抵抗１１６と、一端に電源電圧ＶＣＣが与えられ、他端がトランジスタ１１４のコレクタに接続される負荷抵抗１１７と、一端がトランジスタ１１３のエミッタに接続され、他端が定電流源１１５の他端に接続されるエミッタ抵抗１１８と、一端がトランジスタ１１４のエミッタに接続され、他端が定電流源１１５の他端に接続されるエミッタ抵抗１１９とから構成される。制御信号ＣＩは、トランジスタ１１３のコレクタと負荷抵抗１１６との接続点から出力され、制御信号バーＣＩは、トランジスタ１１４のコレクタと負荷抵抗１１７との接続点から出力される。   1A includes a transistor 100 to which a control voltage VCLS is input to a base, a transistor 101 to which a reference voltage Vm is input to a base, and a constant current source 102 to which a power supply voltage VEE is applied to one end. A load resistor 103 having one end supplied with the power supply voltage VCC and the other end connected to the collector of the transistor 100; and a load resistor 104 having one end supplied with the power supply voltage VCC and the other end connected to the collector of the transistor 101; , One end connected to the emitter of the transistor 100, the other end connected to the other end of the constant current source 102, one end connected to the emitter of the transistor 101, the other end of the constant current source 102 And the base is connected to the connection point between the collector of the transistor 101 and the load resistor 104, The transistor 107 to which the power supply voltage VCC is applied to the reflector, the base is connected to the connection point between the collector of the transistor 100 and the load resistor 103, the transistor 108 to which the power supply voltage VCC is applied to the collector, and the base and collector are the emitter of the transistor 107 , A transistor 110 whose base and collector are connected to the emitter of the transistor 108, a power supply voltage VEE applied to one end, and a constant current source 111 whose other end is connected to the emitter of the transistor 109; A power source voltage VEE is applied to one end, a constant current source 112 having the other end connected to the emitter of the transistor 110, and a base 11 connected to a connection point between the emitter of the transistor 108 and the base and collector of the transistor 110. A transistor 114 whose base is connected to a connection point between the emitter of the transistor 107 and the base and collector of the transistor 109, a constant current source 115 to which a power supply voltage VEE is applied at one end, and a power supply voltage VCC at one end. A load resistor 116 having the other end connected to the collector of the transistor 113, a power supply voltage VCC applied to one end, a load resistor 117 connected to the collector of the transistor 114, and one end connected to the emitter of the transistor 113. And an emitter resistor 118 having the other end connected to the other end of the constant current source 115, and an emitter resistor 119 having one end connected to the emitter of the transistor 114 and the other end connected to the other end of the constant current source 115. Is done. The control signal CI is output from the connection point between the collector of the transistor 113 and the load resistor 116, and the control signal bar CI is output from the connection point between the collector of the transistor 114 and the load resistor 117.

トランジスタ１００，１０１と定電流源１０２と負荷抵抗１０３，１０４とエミッタ抵抗１０５，１０６とは、制御電圧ＶＣＬＳと参照電圧Ｖｍとを入力とするエミッタ結合形式の第１の単位差動増幅器を構成している。トランジスタ１０７，１０８，１０９，１１０と定電流源１１１，１１２とは、第１の単位差動増幅器から出力される差動出力信号を入力とするエミッタフォロアを構成している。トランジスタ１１３，１１４と定電流源１１５と負荷抵抗１１６，１１７とエミッタ抵抗１１８，１１９とは、エミッタフォロアから出力される差動出力信号を入力とするエミッタ結合形式の第２の単位差動増幅器を構成している。本実施の形態では、駆動力が大きく高速性に優れるエミッタフォロアを第１、第２の単位差動増幅器の間に挿入することにより、図１７（Ａ）に示した従来の差動増幅器と比較して高周波帯域の信号を扱うことが可能となる。   The transistors 100 and 101, the constant current source 102, the load resistors 103 and 104, and the emitter resistors 105 and 106 constitute an emitter-coupled first unit differential amplifier that receives the control voltage VCLS and the reference voltage Vm as inputs. ing. The transistors 107, 108, 109, and 110 and the constant current sources 111 and 112 constitute an emitter follower that receives a differential output signal output from the first unit differential amplifier. The transistors 113 and 114, the constant current source 115, the load resistors 116 and 117, and the emitter resistors 118 and 119 are emitter-coupled second unit differential amplifiers that receive the differential output signal output from the emitter follower. It is composed. In the present embodiment, an emitter follower having a large driving force and excellent in high-speed performance is inserted between the first and second unit differential amplifiers, thereby comparing with the conventional differential amplifier shown in FIG. Thus, it becomes possible to handle signals in a high frequency band.

図１（Ｂ）の差動増幅器は、図１（Ａ）と同様の構成であり、トランジスタ２００，２０１，２０７，２０８，２０９，２１０，２１３，２１４と、定電流源２０２，２１１，２１２，２１５と、負荷抵抗２０３，２０４，２１６，２１７と、エミッタ抵抗２０５，２０６，２１８，２１９とから構成される。トランジスタ２００，２０１と定電流源２０２と負荷抵抗２０３，２０４とエミッタ抵抗２０５，２０６とは、制御電圧ＶＣＬＳと参照電圧Ｖｎ（ＶｎはＶｍに対して１つおきの関係にある参照電圧）とを入力とするエミッタ結合形式の第１の単位差動増幅器を構成している。トランジスタ２０７，２０８，２０９，２１０と定電流源２１１，２１２とは、第１の単位差動増幅器から出力される差動出力信号を入力とするエミッタフォロアを構成している。トランジスタ２１３，２１４と定電流源２１５と負荷抵抗２１６，２１７とエミッタ抵抗２１８，２１９とは、エミッタフォロアから出力される差動出力信号を入力とするエミッタ結合形式の第２の単位差動増幅器を構成している。図１（Ａ）との違いは、参照電圧Ｖｍの代わりに参照電圧Ｖｎが入力されることと、出力が逆相になっていることである。つまり、制御信号ＣＩは、トランジスタ２１４のコレクタと負荷抵抗２１７との接続点から出力され、制御信号バーＣＩは、トランジスタ２１３のコレクタと負荷抵抗２１６との接続点から出力される。   The differential amplifier in FIG. 1B has the same configuration as that in FIG. 1A, and includes transistors 200, 201, 207, 208, 209, 210, 213, 214 and constant current sources 202, 211, 212, 215, load resistors 203, 204, 216, and 217, and emitter resistors 205, 206, 218, and 219. The transistors 200 and 201, the constant current source 202, the load resistors 203 and 204, and the emitter resistors 205 and 206 have a control voltage VCLS and a reference voltage Vn (Vn is a reference voltage that has a relationship with every other Vm). A first unit differential amplifier of an emitter coupling type as an input is configured. The transistors 207, 208, 209, 210 and the constant current sources 211, 212 constitute an emitter follower that receives the differential output signal output from the first unit differential amplifier. The transistors 213 and 214, the constant current source 215, the load resistors 216 and 217, and the emitter resistors 218 and 219 are emitter-coupled second unit differential amplifiers that receive the differential output signal output from the emitter follower. It is composed. The difference from FIG. 1A is that the reference voltage Vn is input instead of the reference voltage Vm, and the output is in reverse phase. That is, the control signal CI is output from the connection point between the collector of the transistor 214 and the load resistor 217, and the control signal bar CI is output from the connection point between the collector of the transistor 213 and the load resistor 216.

図２（Ａ）、図２（Ｂ）は差動増幅器対４０１Ｉの回路構成とその動作を示す図であり、図２（Ａ）は差動増幅器対４０１Ｉの記号を示す図、図２（Ｂ）は図２（Ａ）の差動増幅器対４０１Ｉの入出力特性（ＶＣ−ＣＩ特性）を示す図である。差動増幅器対４０１Ｉを構成する一方の差動増幅器４４０Ｉの構成は図１（Ａ）に示したとおりであり、他方の差動増幅器４４１Ｉの構成は図１（Ｂ）に示したとおりである。上記のとおり、２つの差動増幅器４４０Ｉ，４４１Ｉの出力は逆相で接続される。   2A and 2B are diagrams showing a circuit configuration and an operation of the differential amplifier pair 401I. FIG. 2A is a diagram showing a symbol of the differential amplifier pair 401I, and FIG. ) Is a diagram showing input / output characteristics (VC-CI characteristics) of the differential amplifier pair 401I of FIG. The configuration of one differential amplifier 440I constituting the differential amplifier pair 401I is as shown in FIG. 1A, and the configuration of the other differential amplifier 441I is as shown in FIG. 1B. As described above, the outputs of the two differential amplifiers 440I and 441I are connected in reverse phase.

制御電圧ＶＣＬＳが参照電圧Ｖｍ，Ｖｎよりも十分に大きい領域では２つの差動増幅器４４０Ｉ，４４１Ｉが両方ともオンとなり、制御信号ＣＩは電圧ＶＨの近傍に収束する。制御電圧ＶＣＬＳが参照電圧Ｖｍ，Ｖｎよりも十分に小さい領域では２つの差動増幅器４４０Ｉ，４４１Ｉが両方ともオフとなり、制御信号ＣＩは電圧ＶＨの近傍に収束する。制御電圧ＶＣＬＳが参照電圧ＶｍとＶｎの中間電圧となったときには、制御信号ＣＩは最小電圧ＶＬとなる。制御電圧ＶＣＬＳが参照電圧Ｖｍに近い領域では差動増幅器４４０Ｉがオフとなり差動増幅器４４１Ｉがオンとなるので、制御信号ＣＩはＶＨとＶＬの中間的なレベルとなる。制御電圧ＶＣＬＳが参照電圧Ｖｎに近い領域では差動増幅器４４０Ｉがオンとなり差動増幅器４４１Ｉがオフとなるので、制御信号ＣＩはＶＨとＶＬの中間的なレベルとなる。２つの差動増幅器４４０Ｉ，４４１Ｉは同一に製造されるので、差動増幅器対４０１Ｉの入出力特性は下に凸（または上に凸）の左右対称の形状となる。本実施の形態では、制御電圧ＶＣＬＳを参照電圧Ｖｍの近傍の値または参照電圧Ｖｎの近傍の値にして、ＶＨとＶＬの中間的なレベルを利用する。   In a region where the control voltage VCLS is sufficiently larger than the reference voltages Vm and Vn, the two differential amplifiers 440I and 441I are both turned on, and the control signal CI converges in the vicinity of the voltage VH. In a region where the control voltage VCLS is sufficiently smaller than the reference voltages Vm and Vn, the two differential amplifiers 440I and 441I are both turned off, and the control signal CI converges in the vicinity of the voltage VH. When the control voltage VCLS becomes an intermediate voltage between the reference voltages Vm and Vn, the control signal CI becomes the minimum voltage VL. In the region where the control voltage VCLS is close to the reference voltage Vm, the differential amplifier 440I is turned off and the differential amplifier 441I is turned on, so that the control signal CI is at an intermediate level between VH and VL. In a region where the control voltage VCLS is close to the reference voltage Vn, the differential amplifier 440I is turned on and the differential amplifier 441I is turned off, so that the control signal CI is at an intermediate level between VH and VL. Since the two differential amplifiers 440I and 441I are manufactured in the same manner, the input / output characteristics of the differential amplifier pair 401I have a left-right symmetrical shape that protrudes downward (or protrudes upward). In the present embodiment, the control voltage VCLS is set to a value near the reference voltage Vm or a value near the reference voltage Vn, and an intermediate level between VH and VL is used.

図３（Ａ）、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）は差動増幅器対４０１Ｉの動作の参照電圧間隔依存性を示す図であり、図３（Ａ）は参照電圧ＶｍとＶｎとの差が定数ＶＴ（ＶＴ＝ｋＴ／ｑ＝２６ｍＶであり、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷）と比較して十分に大きい場合（｜Ｖｍ−Ｖｎ｜＞＞８ＶＴ）の差動増幅器対４０１Ｉの入出力特性を示す図、図３（Ｂ）は参照電圧ＶｍとＶｎとの差が定数ＶＴの８倍程度である場合（｜Ｖｍ−Ｖｎ｜≒８ＶＴ）の差動増幅器対４０１Ｉの入出力特性を示す図、図３（Ｃ）は参照電圧ＶｍとＶｎとの差が定数ＶＴと比較して十分に小さい場合（｜Ｖｍ−Ｖｎ｜＜＜８ＶＴ）の差動増幅器対４０１Ｉの入出力特性を示す図である。   3A, FIG. 3B, and FIG. 3C are diagrams showing the dependency of the differential amplifier pair 401I on the reference voltage interval, and FIG. 3A shows the relationship between the reference voltages Vm and Vn. When the difference is sufficiently larger than the constant VT (VT = kT / q = 26 mV, k is the Boltzmann constant, T is the absolute temperature, and q is the charge of the electron) (| Vm−Vn | >> 8VT) FIG. 3B shows the input / output characteristics of the differential amplifier pair 401I. FIG. 3B shows the differential amplifier when the difference between the reference voltages Vm and Vn is about eight times the constant VT (| Vm−Vn | ≈8VT). FIG. 3C shows the input / output characteristics of the pair 401I. FIG. 3C shows a differential amplifier pair when the difference between the reference voltages Vm and Vn is sufficiently smaller than the constant VT (| Vm−Vn | << 8VT). It is a figure which shows the input / output characteristic of 401I.

制御電圧ＶＣＬＳが参照電圧ＶｍとＶｎの中間電圧となったときに制御信号ＣＩは最小となるが、参照電圧ＶｍとＶｎの電圧差と定数ＶＴとの大小関係によりその振る舞いは変化する。参照電圧ＶｍとＶｎとの差が定数ＶＴと比較して十分に大きい場合には、制御信号ＣＩは、図３（Ａ）に示すように広い制御電圧ＶＣＬＳの範囲で最小電圧ＶＬに張り付く。反対に、参照電圧ＶｍとＶｎとの差が定数ＶＴと比較して十分に小さい場合には、図３（Ｃ）に示すように制御電圧ＶＣＬＳが参照電圧ＶｍとＶｎの中間電圧となったときに制御信号ＣＩは最小となるが、制御信号ＣＩの電圧値はＶＬまで下がらない。   When the control voltage VCLS becomes an intermediate voltage between the reference voltages Vm and Vn, the control signal CI is minimized, but the behavior changes depending on the magnitude relationship between the voltage difference between the reference voltages Vm and Vn and the constant VT. When the difference between the reference voltages Vm and Vn is sufficiently larger than the constant VT, the control signal CI sticks to the minimum voltage VL within a wide control voltage VCLS range as shown in FIG. On the other hand, when the difference between the reference voltages Vm and Vn is sufficiently smaller than the constant VT, the control voltage VCLS becomes an intermediate voltage between the reference voltages Vm and Vn as shown in FIG. However, the control signal CI is minimized, but the voltage value of the control signal CI does not drop to VL.

参照電圧ＶｍとＶｎとの電圧差と、定数ＶＴとの関係を適切に（例えば、参照電圧ＶｍとＶｎとの電圧差を定数ＶＴの８倍程度）に選択すると、図３（Ｂ）に示すように制御電圧ＶＣＬＳが参照電圧ＶｍとＶｎの中間電圧となったときに、制御信号ＣＩは最小電圧ＶＬ近傍まで下がり、かつ余弦波形または正弦波形に似た極小値を持つことになる。   When the relationship between the voltage difference between the reference voltages Vm and Vn and the constant VT is appropriately selected (for example, the voltage difference between the reference voltages Vm and Vn is about eight times the constant VT), the relationship shown in FIG. As described above, when the control voltage VCLS becomes an intermediate voltage between the reference voltages Vm and Vn, the control signal CI decreases to the vicinity of the minimum voltage VL and has a minimum value similar to a cosine waveform or a sine waveform.

このように、参照電圧ＶｍとＶｎとの電圧差と、定数ＶＴとの関係を適切に選択すると、制御電圧ＶＣＬＳに対する制御信号ＣＩの変化の特性をｃｏｓ（ＶＣＬＳ）またはｓｉｎ（ＶＣＬＳ）に類似させることができる。さらに、制御電圧ＶＣＬＳの変化に対して制御信号ＣＩが大きく変化しており、雑音の影響を受けにくいことから、制御信号ＣＩは制御信号として適している。参照電圧ＶｍとＶｎとの電圧差が定数ＶＴの２倍未満または定数ＶＴの１２倍よりも大きいときには、制御信号ＣＩは余弦波形、正弦波形から外れた波形になる。このように、制御信号ＣＩを余弦波形、正弦波形に類似した波形にするには、参照電圧ＶｍとＶｎの電圧差を定数ＶＴの２倍以上１２倍以下程度に設定すると有効である。   As described above, when the relationship between the voltage difference between the reference voltages Vm and Vn and the constant VT is appropriately selected, the change characteristic of the control signal CI with respect to the control voltage VCLS is made similar to cos (VCLS) or sin (VCLS). be able to. Furthermore, the control signal CI is suitable as a control signal because the control signal CI changes greatly with respect to the change of the control voltage VCLS and is not easily affected by noise. When the voltage difference between the reference voltages Vm and Vn is less than twice the constant VT or greater than 12 times the constant VT, the control signal CI has a waveform deviating from the cosine waveform and sine waveform. Thus, in order to make the control signal CI have a waveform similar to a cosine waveform or a sine waveform, it is effective to set the voltage difference between the reference voltages Vm and Vn to be not less than 2 times and not more than 12 times the constant VT.

なお、図１〜図３では、制御信号ＣＩを演算する構成について説明しているが、制御信号ＣＱを演算する構成も同様である。すなわち、差動増幅器４４０Ｑ，４４２Ｑ，４４４Ｑの場合には図１（Ａ）の構成においてＣＩ，バーＣＩをＣＱ，バーＣＱとすればよく、差動増幅器４４１Ｑ，４４３Ｑの場合には図１（Ｂ）に示した構成においてＣＩ，バーＣＩをＣＱ，バーＣＱとすればよい。   1 to 3, the configuration for calculating the control signal CI has been described, but the configuration for calculating the control signal CQ is also the same. That is, in the case of the differential amplifiers 440Q, 442Q, and 444Q, the CI and the bar CI may be changed to CQ and bar CQ in the configuration of FIG. 1A, and in the case of the differential amplifiers 441Q and 443Q, FIG. In the configuration shown in (1), CI and bar CI may be CQ and bar CQ.

図４は制御回路４の入出力特性を示す図である。まず、参照電圧Ｖｍとして電圧Ｖ９が入力され、参照電圧Ｖｎとして電圧Ｖ７が入力される差動増幅器対４０１Ｉに注目して動作を説明する。制御電圧ＶＣＬＳが電圧Ｖ６よりも大きく、電圧Ｖ１０よりも小さい領域では、制御信号ＣＩは図３（Ｂ）と同様な特性となっている。すなわち、電圧Ｖ６を位相の基準（０°）と考えると、制御信号ＣＩのレベルは擬似的に、ＶＣＬＳ＝Ｖ６においてｃｏｓ（０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖｎ＝Ｖ７においてｃｏｓ（９０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖ８においてｃｏｓ（１８０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖｍ＝Ｖ９においてｃｏｓ（２７０°）と理解することができる。図３（Ｂ）によれば、ｃｏｓ（０°）の電圧値はＶＨ、ｃｏｓ（１８０°）の電圧値はＶＬ、ｃｏｓ（９０°）、ｃｏｓ（２７０°）の電圧値はＶＨとＶＬの中間の値である。本実施の形態では、図４に示すようにＶＨを「１」、ＶＬを「−１」、ＶＨとＶＬの中間の値を「０」としている。   FIG. 4 is a diagram showing the input / output characteristics of the control circuit 4. First, the operation will be described focusing on the differential amplifier pair 401I to which the voltage V9 is input as the reference voltage Vm and the voltage V7 is input as the reference voltage Vn. In a region where the control voltage VCLS is larger than the voltage V6 and smaller than the voltage V10, the control signal CI has the same characteristics as in FIG. That is, when the voltage V6 is considered as a phase reference (0 °), the level of the control signal CI is artificially cos (0 °) at VCLS = V6, cos (90 °) at VCLS = Vn = V7, and VCLS = It can be understood that cos (180 °) at V8 and cos (270 °) at VCLS = Vm = V9. According to FIG. 3B, the voltage value of cos (0 °) is VH, the voltage value of cos (180 °) is VL, and the voltage values of cos (90 °) and cos (270 °) are VH and VL. Intermediate value. In this embodiment, as shown in FIG. 4, VH is “1”, VL is “−1”, and an intermediate value between VH and VL is “0”.

さらに、参照電圧Ｖｍとして電圧Ｖ５が入力され、参照電圧Ｖｎとして電圧Ｖ３が入力される差動増幅器対４０２Ｉに注目して動作を説明する。制御電圧ＶＣＬＳが電圧Ｖ２よりも大きく、電圧Ｖ６よりも小さい領域では、制御信号ＣＩは図３（Ｂ）と同様な特性となっている。すなわち、電圧Ｖ２を位相の基準（０°）と考えると、制御信号ＣＩのレベルは擬似的に、ＶＣＬＳ＝Ｖ２においてｃｏｓ（０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖｎ＝Ｖ３においてｃｏｓ（９０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖ４においてｃｏｓ（１８０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖｍ＝Ｖ５においてｃｏｓ（２７０°）と理解することができる。   Further, the operation will be described by paying attention to the differential amplifier pair 402I to which the voltage V5 is input as the reference voltage Vm and the voltage V3 is input as the reference voltage Vn. In the region where the control voltage VCLS is larger than the voltage V2 and smaller than the voltage V6, the control signal CI has the same characteristics as in FIG. That is, when the voltage V2 is considered as a phase reference (0 °), the level of the control signal CI is pseudo, cos (0 °) when VCLS = V2, cos (90 °) when VCLS = Vn = V3, and VCLS = It can be understood that cos (180 °) at V4 and cos (270 °) at VCLS = Vm = V5.

以上説明した２つの差動増幅器対４０１Ｉ，４０２Ｉにより、制御電圧ＶＣＬＳが電圧Ｖ２からＶ１０の領域で７２０°分に相当する疑似的な余弦波形が得られることが分かる。さらに、電圧Ｖ１が入力される差動増幅器４４４Ｉが設けられることにより、制御信号ＣＩは電圧Ｖ１においてｃｏｓ（２７０°）に相当する値となる。２つの差動増幅器対４０１Ｉ，４０２Ｉと差動増幅器４４４Ｉとを合わせると、制御電圧ＶＣＬＳが電圧Ｖ１からＶ１０の領域で８１０°分に相当する疑似的な余弦波形が得られることになる。   It can be seen that the two differential amplifier pairs 401I and 402I described above provide a pseudo cosine waveform corresponding to 720 ° in the region where the control voltage VCLS is from the voltage V2 to V10. Further, by providing the differential amplifier 444I to which the voltage V1 is input, the control signal CI has a value corresponding to cos (270 °) at the voltage V1. When the two differential amplifier pairs 401I, 402I and the differential amplifier 444I are combined, a pseudo cosine waveform corresponding to 810 ° in the region where the control voltage VCLS is from the voltage V1 to V10 is obtained.

次に、参照電圧Ｖｍとして電圧Ｖ１０が入力され、参照電圧Ｖｎとして電圧Ｖ８が入力される差動増幅器対４０１Ｑに注目して動作を説明する。制御電圧ＶＣＬＳが電圧Ｖ７よりも大きい領域では、制御信号ＣＱは図３（Ｂ）の制御信号ＣＩと同様な特性となっている。９０°基準をずらして考えて、Ｖ６を位相の基準（０°）と考えると、制御信号ＣＱのレベルは擬似的に、ＶＣＬＳ＝Ｖ６においてｓｉｎ（０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖ７においてｓｉｎ（９０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖｎ＝Ｖ８においてｓｉｎ（１８０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖ９においてｓｉｎ（２７０°）と理解することができる。   Next, the operation will be described by paying attention to the differential amplifier pair 401Q to which the voltage V10 is input as the reference voltage Vm and the voltage V8 is input as the reference voltage Vn. In the region where the control voltage VCLS is greater than the voltage V7, the control signal CQ has the same characteristics as the control signal CI in FIG. Considering that the 90 ° reference is shifted and V6 is considered as the phase reference (0 °), the level of the control signal CQ is artificially sin (0 °) at VCLS = V6, and sin (90 ° at VCLS = V7). ), It can be understood that sin (180 °) when VCLS = Vn = V8, and sin (270 °) when VCLS = V9.

さらに、参照電圧Ｖｍとして電圧Ｖ６が入力され、参照電圧Ｖｎとして電圧Ｖ４が入力される差動増幅器対４０２Ｑに注目して動作を説明する。制御電圧ＶＣＬＳが電圧Ｖ３よりも大きく、電圧Ｖ７よりも小さい領域では、制御信号ＣＱは図３（Ｂ）の制御信号ＣＩと同様な特性となっている。９０°基準をずらして考えて、Ｖ２を位相の基準（０°）と考えると、制御信号ＣＱのレベルは擬似的に、ＶＣＬＳ＝Ｖ２においてｓｉｎ（０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖ３においてｓｉｎ（９０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖｎ＝Ｖ４においてｓｉｎ（１８０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖ５においてｓｉｎ（２７０°）と理解することができる。   Further, the operation will be described by paying attention to the differential amplifier pair 402Q to which the voltage V6 is input as the reference voltage Vm and the voltage V4 is input as the reference voltage Vn. In the region where the control voltage VCLS is larger than the voltage V3 and smaller than the voltage V7, the control signal CQ has the same characteristics as the control signal CI in FIG. If the 90 ° reference is shifted and V2 is considered as the phase reference (0 °), the level of the control signal CQ is artificially sin (0 °) at VCLS = V2 and sin (90 ° at VCLS = V3). ), Sin (180 °) when VCLS = Vn = V4, and sin (270 °) when VCLS = V5.

以上説明した２つの差動増幅器対４０１Ｑ，４０２Ｑにより、制御電圧ＶＣＬＳが電圧Ｖ２からＶ１０の領域で７２０°分に相当する疑似的な正弦波形が得られることが分かる。さらに、電圧Ｖ２が入力される差動増幅器４４４Ｑが設けられることにより、制御信号ＣＱはＶＣＬＳ＝Ｖ２においてｓｉｎ（０°）、ＶＣＬＳ＝Ｖ１においてｓｉｎ（２７０°）に相当する値となる。２つの差動増幅器対４０１Ｑ，４０２Ｑと差動増幅器４４４Ｑとを合わせると、制御電圧ＶＣＬＳが電圧Ｖ１からＶ１０の領域で８１０°分に相当する疑似的な正弦波形が得られることになる。   It can be seen that the two differential amplifier pairs 401Q and 402Q described above provide a pseudo sine waveform corresponding to 720 ° in the region where the control voltage VCLS is from the voltage V2 to V10. Further, by providing the differential amplifier 444Q to which the voltage V2 is input, the control signal CQ becomes a value corresponding to sin (0 °) when VCLS = V2 and sin (270 °) when VCLS = V1. When the two differential amplifier pairs 401Q and 402Q and the differential amplifier 444Q are combined, a pseudo sine waveform corresponding to 810 ° in the region where the control voltage VCLS is from the voltage V1 to V10 is obtained.

このように、制御回路４は、制御電圧ＶＣＬＳから、制御信号ＣＩ＝ｃｏｓ（ＶＣＬＳ）、ＣＱ＝ｓｉｎ（ＶＣＬＳ）への変換をリアルタイムで行うアナログ演算回路となっている。同相信号側の制御信号ＣＩと直交信号側の制御信号ＣＱを同時に得ることができるのは、制御回路４内の電圧発生器４００Ｉｂ，４００Ｑｂが発生する複数の参照電圧を、同相信号側の演算を行う差動増幅器対と直交信号側の演算を行う差動増幅器対に交互に入力するからである。例えば図１６の例では、電圧Ｖ９，Ｖ７，Ｖ５，Ｖ３，Ｖ１を同相信号側の演算に使用し、電圧Ｖ１０，Ｖ８，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ２を直交信号側の演算に使用している。   As described above, the control circuit 4 is an analog arithmetic circuit that performs conversion from the control voltage VCLS to the control signals CI = cos (VCLS) and CQ = sin (VCLS) in real time. The control signal CI on the in-phase signal side and the control signal CQ on the quadrature signal side can be obtained at the same time by using a plurality of reference voltages generated by the voltage generators 400Ib and 400Qb in the control circuit 4 on the in-phase signal side. This is because they are alternately input to the differential amplifier pair that performs the operation and the differential amplifier pair that performs the operation on the orthogonal signal side. For example, in the example of FIG. 16, the voltages V9, V7, V5, V3, and V1 are used for the calculation on the in-phase signal side, and the voltages V10, V8, V6, V4, and V2 are used for the calculation on the quadrature signal side.

図５は本実施の形態の位相変調器の移相特性を示す図である。横軸は制御電圧ＶＣＬＳ、縦軸はＶＣＬＳ＝Ｖ１を基準にした場合の出力信号ＶＯＵＴの移相量である。５０は制御回路４が理想的な余弦波、正弦波を発生すると仮定した場合の位相変調器の移相特性を示し、５１は実際の移相特性を示している。制御回路４が理想的な余弦波、正弦波を発生する場合、ＶＣＬＳ＝Ｖ１で０度の移相量となり、ＶＣＬＳ＝Ｖ１０で８１０度の移相量となる直線的な移相特性となる。しかしながら、現実の制御回路４は、理想的な余弦波、正弦波を発生するものではなく、余弦波、正弦波の特性に近い特性（擬似正弦波、擬似余弦波）を発生するので、移相特性は理想的な直線にはならない。   FIG. 5 is a diagram showing the phase shift characteristics of the phase modulator according to the present embodiment. The horizontal axis represents the control voltage VCLS, and the vertical axis represents the phase shift amount of the output signal VOUT when VCLS = V1 is used as a reference. Reference numeral 50 denotes a phase shift characteristic of the phase modulator when it is assumed that the control circuit 4 generates ideal cosine wave and sine wave, and 51 denotes an actual phase shift characteristic. When the control circuit 4 generates an ideal cosine wave and sine wave, the phase shift amount is 0 degree when VCLS = V1 and the phase shift amount is 810 degrees when VCLS = V10. However, the actual control circuit 4 does not generate ideal cosine waves and sine waves, but generates characteristics (pseudo sine waves and pseudo cosine waves) close to the characteristics of the cosine waves and sine waves. The characteristic is not an ideal straight line.

現実の移相特性の形状は、擬似余弦波の理想的な余弦波に対する振幅歪み、擬似正弦波の理想的な正弦波に対する振幅歪みや、９０°分配器１の分配誤差（振幅ばらつき、位相ばらつき）等によって影響を受ける。
まず、９０°分配器１の分配誤差よりも擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みの方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合を考える。振幅歪みは１８０度周期で理想からのずれとして現れるが、擬似余弦波にて１８０度毎に現れ、擬似正弦波にて１８０度毎に現れる。擬似余弦波と擬似正弦波には９０度相当の差があるので、結果として出力には９０度周期の位相誤差として現れる。図５の５１で示した移相特性は、このような振幅歪みが支配的な場合の移相特性の例を表わしている。 The shape of the actual phase shift characteristic is the amplitude distortion of the pseudo cosine wave with respect to the ideal cosine wave, the amplitude distortion of the pseudo sine wave with respect to the ideal sine wave, and the distribution error (amplitude variation and phase variation of the 90 ° distributor 1). ) Etc.
First, let us consider a case where the amplitude distortion of the pseudo cosine wave and the pseudo sine wave has a greater influence on the phase shift characteristics of the phase modulator than the distribution error of the 90 ° distributor 1. Amplitude distortion appears as a deviation from ideal at a cycle of 180 degrees, but appears every 180 degrees as a pseudo cosine wave and every 180 degrees as a pseudo sine wave. Since there is a difference corresponding to 90 degrees between the pseudo cosine wave and the pseudo sine wave, the result appears as a phase error with a period of 90 degrees in the output. The phase shift characteristic indicated by 51 in FIG. 5 represents an example of the phase shift characteristic when such amplitude distortion is dominant.

次に、擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みよりも９０°分配器１の分配誤差の方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合を考える。９０°分配器１の分配誤差は１８０度周期であるので、結果として出力には１８０度周期の位相誤差として現れる。
図６は擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みよりも９０°分配器１の分配誤差の方が移相特性に大きな影響を与える場合の位相変調器の移相特性を示す図である。６０は理想的な移相特性を示し、６１は実際の移相特性を示している。 Next, consider the case where the distribution error of the 90 ° distributor 1 has a greater influence on the phase shift characteristics of the phase modulator than the amplitude distortion of the pseudo cosine wave and pseudo sine wave. Since the distribution error of the 90 ° distributor 1 has a period of 180 degrees, as a result, it appears as a phase error with a period of 180 degrees in the output.
FIG. 6 is a diagram showing the phase shift characteristic of the phase modulator when the distribution error of the 90 ° distributor 1 has a greater influence on the phase shift characteristic than the amplitude distortion of the pseudo cosine wave and pseudo sine wave. Reference numeral 60 denotes an ideal phase shift characteristic, and reference numeral 61 denotes an actual phase shift characteristic.

以上のように、本実施の形態では、第１、第２の単位差動増幅器の間にエミッタフォロアを挿入して駆動力を高めた差動増幅器を用いて制御回路４を構成するので、制御電圧ＶＣの帯域不足を解消することができ、ＧＨｚオーダーの高周波にて位相制御を行う用途に対応可能な制御回路４を実現することができる。したがって、本実施の形態の制御回路４を図１４に示した位相変調器に適用すれば、単一の制御電圧ＶＣにより高周波の位相変調が可能な位相変調器を実現することができる。
このように、本実施の形態の位相変調器では、単一の制御信号により高周波の位相変調が可能であるが、制御回路４の出力に振幅歪みが存在する場合や、９０°分配器１に分配誤差が存在する場合には、移相特性の線形性が悪化する。 As described above, in the present embodiment, the control circuit 4 is configured using the differential amplifier in which the emitter follower is inserted between the first and second unit differential amplifiers to increase the driving force. The bandwidth shortage of the voltage VC can be solved, and the control circuit 4 that can be used for phase control at a high frequency of the GHz order can be realized. Therefore, if the control circuit 4 of the present embodiment is applied to the phase modulator shown in FIG. 14, a phase modulator capable of high-frequency phase modulation with a single control voltage VC can be realized.
As described above, in the phase modulator according to the present embodiment, high-frequency phase modulation is possible with a single control signal. However, when amplitude distortion exists in the output of the control circuit 4 or the 90 ° distributor 1 When there is a distribution error, the linearity of the phase shift characteristic is deteriorated.

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図７は本発明の第２の実施の形態に係る位相変調器の構成を示すブロック図である。本実施の形態の位相変調器は、９０°分配器１−１，１−２と、四象限乗算器２Ｉ−１，２Ｑ−１，２Ｉ−２，２Ｑ−２と、合成器３−１，３−２と、制御回路４−１，４−２と、相殺回路５とから構成される。本実施の形態は、９０°分配器１−１と四象限乗算器２Ｉ−１，２Ｑ−１と合成器３−１と制御回路４−１とからなる第１の位相変調器と、９０°分配器１−２と四象限乗算器２Ｉ−２，２Ｑ−２と合成器３−２と制御回路４−２とからなる第２の位相変調器とを縦続接続した構成になっている。 [Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the phase modulator according to the second embodiment of the present invention. The phase modulator according to the present embodiment includes 90 ° distributors 1-1 and 1-2, four-quadrant multipliers 2I-1, 2Q-1, 2I-2, and 2Q-2, and combiners 3-1, 3-2, control circuits 4-1 and 4-2, and cancellation circuit 5. The present embodiment includes a first phase modulator comprising a 90 ° distributor 1-1, four-quadrant multipliers 2I-1, 2Q-1, a combiner 3-1, and a control circuit 4-1, and a 90 ° A distributor 1-2, four-quadrant multipliers 2I-2 and 2Q-2, a combiner 3-2, and a second phase modulator composed of a control circuit 4-2 are connected in cascade.

９０°分配器１−１，１−２は第１の実施の形態の９０°分配器１と同一であり、四象限乗算器２Ｉ−１，２Ｑ−１，２Ｉ−２，２Ｑ−２は第１の実施の形態の四象限乗算器２Ｉ，２Ｑと同一であり、合成器３−１，３−２は第１の実施の形態の合成器３と同一であり、制御回路４−１，４−２は第１の実施の形態の制御回路４と同一である。したがって、これら構成要素の説明は省略する。   The 90 ° distributors 1-1 and 1-2 are the same as the 90 ° distributor 1 of the first embodiment, and the four-quadrant multipliers 2I-1, 2Q-1, 2I-2, and 2Q-2 are the first ones. The same as the four-quadrant multipliers 2I and 2Q of the first embodiment, the combiners 3-1, 3-2 are the same as the combiner 3 of the first embodiment, and the control circuits 4-1, 4 -2 is the same as the control circuit 4 of the first embodiment. Therefore, description of these components is omitted.

すでに述べたように、第１の実施の形態では、位相変調器の移相特性の誤差は９０度または１８０度の周期で現れる。そこで、第１の実施の形態で説明した位相変調器を２つ用意し、これらの位相変調器を縦続接続し、移相特性の誤差の周期を相殺する２つの制御電圧ＶＣ１，ＶＣ２を発生する相殺回路５を設ける。相殺回路５は、単一の制御電圧ＶＣから制御電圧ＶＣ１，ＶＣ２を生成して制御回路４−１，４−２に入力する。このとき、相殺回路５は、予め定められた動作特性により制御電圧ＶＣ１，ＶＣ２の電圧レベルを調整したり、予め定められた動作特性により制御電圧ＶＣ１，ＶＣ２間のタイミングを調整したりすることで、位相変調器の２つの移相特性の誤差を相殺する。   As described above, in the first embodiment, the phase shift characteristic error of the phase modulator appears in a period of 90 degrees or 180 degrees. Therefore, two phase modulators described in the first embodiment are prepared, and these phase modulators are cascaded to generate two control voltages VC1 and VC2 that cancel out the period of the phase shift characteristic error. A cancellation circuit 5 is provided. The cancellation circuit 5 generates control voltages VC1 and VC2 from a single control voltage VC and inputs them to the control circuits 4-1 and 4-2. At this time, the cancellation circuit 5 adjusts the voltage levels of the control voltages VC1 and VC2 according to predetermined operation characteristics, or adjusts the timing between the control voltages VC1 and VC2 according to predetermined operation characteristics. The error of the two phase shift characteristics of the phase modulator is canceled out.

つまり、９０°分配器１−１と四象限乗算器２Ｉ−１，２Ｑ−１と合成器３−１と制御回路４−１とからなる第１の位相変調器の移相特性と、９０°分配器１−２と四象限乗算器２Ｉ−２，２Ｑ−２と合成器３−２と制御回路４−２とからなる第２の位相変調器の移相特性との間には、４５度または９０度に相当するずれが存在するので、制御電圧ＶＣ１，ＶＣ２の電圧レベルを調整したり、制御電圧ＶＣ１，ＶＣ２間のタイミングを調整したりすることで、これら２つの移相特性の誤差を相殺することができる。制御電圧ＶＣ１，ＶＣ２の調整は、電圧レベルのみを調整してもよいし、タイミングのみを調整してもよいし、これら２つの調整を同時に実施してもよい。   That is, the phase shift characteristic of the first phase modulator including the 90 ° distributor 1-1, the four-quadrant multipliers 2I-1, 2Q-1, the combiner 3-1, and the control circuit 4-1, and the 90 ° 45 degrees between the phase shift characteristics of the second phase modulator composed of the divider 1-2, the four-quadrant multipliers 2I-2 and 2Q-2, the combiner 3-2, and the control circuit 4-2. Alternatively, since there is a deviation corresponding to 90 degrees, adjusting the voltage levels of the control voltages VC1 and VC2 or adjusting the timing between the control voltages VC1 and VC2 can reduce the error between these two phase shift characteristics. Can be offset. The adjustment of the control voltages VC1 and VC2 may be performed by adjusting only the voltage level, adjusting only the timing, or performing these two adjustments simultaneously.

以上の構成により、本実施の形態では、単一の制御電圧ＶＣにより高周波の位相変調が可能であり、かつ、制御回路４−１，４−２の出力に振幅歪みが存在する場合や、９０°分配器１−１，１−２に分配誤差が存在する場合でも、移相特性の線形性の悪化を抑圧することができる。   With the above configuration, in the present embodiment, high-frequency phase modulation is possible with a single control voltage VC, and amplitude distortion exists in the outputs of the control circuits 4-1 and 4-2. Even when there is a distribution error in the distributors 1-1 and 1-2, the deterioration of the linearity of the phase shift characteristic can be suppressed.

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図８は本発明の第３の実施の形態に係る位相変調器の構成を示すブロック図であり、図７と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の位相変調器は、９０°分配器１−１，１−２と、四象限乗算器２Ｉ−１，２Ｑ−１，２Ｉ−２，２Ｑ−２と、合成器３−１，３−２と、制御回路４−１，４−２と、レベルシフト回路６とから構成される。 [Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the phase modulator according to the third embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals. The phase modulator according to the present embodiment includes 90 ° distributors 1-1 and 1-2, four-quadrant multipliers 2I-1, 2Q-1, 2I-2, and 2Q-2, and combiners 3-1, 3-2, control circuits 4-1 and 4-2, and a level shift circuit 6.

本実施の形態は、第２の実施の形態の相殺回路５の具体例としてレベルシフト回路６を用いるものである。制御回路４−１には、制御電圧ＶＣが制御電圧ＶＣ１としてそのまま入力される。レベルシフト回路６は、入力される制御電圧ＶＣの高周波特性は維持しながら、制御電圧ＶＣの直流成分のみ電圧レベルをシフトさせて制御電圧ＶＣ２として出力する機能を有する。   In this embodiment, a level shift circuit 6 is used as a specific example of the canceling circuit 5 of the second embodiment. The control voltage VC is directly input to the control circuit 4-1 as the control voltage VC1. The level shift circuit 6 has a function of shifting the voltage level of only the DC component of the control voltage VC and outputting it as the control voltage VC2 while maintaining the high frequency characteristics of the input control voltage VC.

例えば、図５で説明したように制御回路４が発生する擬似余弦波および擬似正弦波に振幅歪みが存在する場合、第１の実施の形態の位相変調器の移相特性は９０度周期の位相誤差を持つ。この位相誤差は、制御電圧ＶＣではＶ（ｎ＋１）−Ｖｎの電圧レベル、すなわち参照電圧の間隔に相当する。そこで、９０°分配器１−１，１−２の分配誤差よりも制御回路４−１，４−２が発生する擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みの方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合、レベルシフト回路６は、制御電圧ＶＣ１とＶＣ２の電圧レベル差が（Ｖ（ｎ＋１）−Ｖｎ）の１／２に相当する値になるように制御電圧ＶＣ２の電圧レベルをシフトさせればよい。   For example, when amplitude distortion exists in the pseudo cosine wave and pseudo sine wave generated by the control circuit 4 as described with reference to FIG. 5, the phase shift characteristic of the phase modulator of the first embodiment is a phase with a period of 90 degrees. Has an error. This phase error corresponds to a voltage level of V (n + 1) −Vn in the control voltage VC, that is, a reference voltage interval. Therefore, the amplitude distortion of the pseudo cosine wave and pseudo sine wave generated by the control circuits 4-1 and 4-2 is more in phase shift characteristics of the phase modulator than the distribution error of the 90 ° distributors 1-1 and 1-2. Level shift circuit 6 sets the voltage level of control voltage VC2 so that the voltage level difference between control voltages VC1 and VC2 becomes a value corresponding to ½ of (V (n + 1) −Vn). What is necessary is just to shift.

図９は本実施の形態の位相変調器の移相特性を示す図である。９０°分配器１−１と四象限乗算器２Ｉ−１，２Ｑ−１と合成器３−１と制御回路４−１とからなる第１の位相変調器の移相特性は図９の９０で表わされる９０度周期の位相誤差を持ち、９０°分配器１−２と四象限乗算器２Ｉ−２，２Ｑ−２と合成器３−２と制御回路４−２とからなる第２の位相変調器の移相特性は図９の９１で表わされる９０度周期の位相誤差を持つ。本実施の形態では、レベルシフト回路６を設け、制御電圧ＶＣ１とＶＣ２の電圧レベル差を（Ｖ（ｎ＋１）−Ｖｎ）の１／２に相当する値にすることにより、２つの移相特性が４５度に相当するずれを持つことになるので、２つの移相特性を相殺することができ、位相変調器のトータルの移相特性として図９の９２で示す直線の移相特性を実現することができる。   FIG. 9 is a diagram illustrating the phase shift characteristics of the phase modulator according to the present embodiment. The phase shift characteristic of the first phase modulator composed of the 90 ° distributor 1-1, the four-quadrant multipliers 2I-1, 2Q-1, the combiner 3-1, and the control circuit 4-1, is 90 in FIG. A second phase modulation having a phase error of 90 ° period and comprising a 90 ° distributor 1-2, four-quadrant multipliers 2I-2 and 2Q-2, a combiner 3-2, and a control circuit 4-2. The phase shift characteristic of the detector has a phase error of 90 ° period represented by 91 in FIG. In this embodiment, the level shift circuit 6 is provided, and the voltage level difference between the control voltages VC1 and VC2 is set to a value corresponding to 1/2 of (V (n + 1) −Vn), so that two phase shift characteristics are obtained. Since there is a shift corresponding to 45 degrees, the two phase shift characteristics can be canceled, and the linear phase shift characteristic indicated by 92 in FIG. 9 is realized as the total phase shift characteristic of the phase modulator. Can do.

また、図６で説明したように９０°分配器１に分配誤差が存在する場合、第１の実施の形態の位相変調器の移相特性は１８０度周期の位相誤差を持つ。この位相誤差は、制御電圧ＶＣではＶ（ｎ＋２）−Ｖｎの電圧レベル、すなわち参照電圧の間隔の２倍の電圧レベルに相当する。そこで、制御回路４−１，４−２が発生する擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みよりも９０°分配器１−１，１−２の分配誤差の方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合、レベルシフト回路６は、制御電圧ＶＣ１とＶＣ２の電圧レベル差が（Ｖ（ｎ＋２）−Ｖｎ）の１／２に相当する値になるように制御電圧ＶＣ２の電圧レベルをシフトさせればよい。   In addition, as described with reference to FIG. 6, when there is a distribution error in the 90 ° distributor 1, the phase shift characteristic of the phase modulator of the first embodiment has a phase error of 180 degrees. This phase error corresponds to a voltage level of V (n + 2) −Vn in the control voltage VC, that is, a voltage level twice the interval of the reference voltage. Therefore, the distribution error of the 90 ° distributors 1-1 and 1-2 is more in phase shift characteristics of the phase modulator than the amplitude distortion of the pseudo cosine wave and pseudo sine wave generated by the control circuits 4-1 and 4-2. Level shift circuit 6 sets the voltage level of control voltage VC2 so that the voltage level difference between control voltages VC1 and VC2 becomes a value corresponding to 1/2 of (V (n + 2) -Vn). What is necessary is just to shift.

図１０は本実施の形態の位相変調器の別の移相特性を示す図である。９０°分配器１−１と四象限乗算器２Ｉ−１，２Ｑ−１と合成器３−１と制御回路４−１とからなる第１の位相変調器の移相特性は図１０の１２０で表わされる１８０度周期の位相誤差を持ち、９０°分配器１−２と四象限乗算器２Ｉ−２，２Ｑ−２と合成器３−２と制御回路４−２とからなる第２の位相変調器の移相特性は図１０の１２１で表わされる１８０度周期の位相誤差を持つ。本実施の形態では、レベルシフト回路６を設け、制御電圧ＶＣ１とＶＣ２の電圧レベル差を（Ｖ（ｎ＋２）−Ｖｎ）の１／２に相当する値にすることにより、２つの移相特性が９０度に相当するずれを持つことになるので、２つの移相特性を相殺することができ、位相変調器のトータルの移相特性として図１０の１２２で示す直線の移相特性を実現することができる。   FIG. 10 is a diagram showing another phase shift characteristic of the phase modulator according to the present embodiment. The phase shift characteristic of the first phase modulator composed of the 90 ° distributor 1-1, the four-quadrant multipliers 2I-1, 2Q-1, the combiner 3-1, and the control circuit 4-1, is 120 in FIG. A second phase modulation having a phase error of 180 degrees and represented by a 90 ° distributor 1-2, four-quadrant multipliers 2I-2 and 2Q-2, a combiner 3-2 and a control circuit 4-2. The phase shift characteristic of the detector has a phase error of a 180 degree period represented by 121 in FIG. In the present embodiment, the level shift circuit 6 is provided, and the voltage level difference between the control voltages VC1 and VC2 is set to a value corresponding to 1/2 of (V (n + 2) −Vn). Since there is a shift corresponding to 90 degrees, the two phase shift characteristics can be canceled, and the linear phase shift characteristic indicated by 122 in FIG. 10 is realized as the total phase shift characteristic of the phase modulator. Can do.

以上の構成により、本実施の形態では、単一の制御電圧ＶＣにより高周波の位相変調が可能であり、かつ、制御回路４−１，４−２の出力に振幅歪みが存在する場合や、９０°分配器１−１，１−２に分配誤差が存在する場合でも、移相特性の線形性の悪化を抑圧することができる。   With the above configuration, in the present embodiment, high-frequency phase modulation is possible with a single control voltage VC, and amplitude distortion exists in the outputs of the control circuits 4-1 and 4-2. Even when there is a distribution error in the distributors 1-1 and 1-2, the deterioration of the linearity of the phase shift characteristic can be suppressed.

［第４の実施の形態］
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。図１１は本発明の第４の実施の形態に係る位相変調器の構成を示すブロック図であり、図７、図８と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の位相変調器は、９０°分配器１−１，１−２と、四象限乗算器２Ｉ−１，２Ｑ−１，２Ｉ−２，２Ｑ−２と、合成器３−１，３−２と、制御回路４−１，４−２と、遅延回路７とから構成される。 [Fourth Embodiment]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of the phase modulator according to the fourth embodiment of the present invention. The same components as those in FIGS. 7 and 8 are given the same reference numerals. The phase modulator according to the present embodiment includes 90 ° distributors 1-1 and 1-2, four-quadrant multipliers 2I-1, 2Q-1, 2I-2, and 2Q-2, and combiners 3-1, 3-2, control circuits 4-1 and 4-2, and a delay circuit 7.

本実施の形態は、第２の実施の形態の相殺回路５の具体例として遅延回路７を用いるものである。制御回路４−１には、制御電圧ＶＣが制御電圧ＶＣ１としてそのまま入力される。遅延回路７は、入力される制御電圧ＶＣの高周波特性は維持しながら、制御電圧ＶＣのタイミングをずらして制御電圧ＶＣ２として出力する機能を有する。   In this embodiment, a delay circuit 7 is used as a specific example of the canceling circuit 5 of the second embodiment. The control voltage VC is directly input to the control circuit 4-1 as the control voltage VC1. The delay circuit 7 has a function of shifting the timing of the control voltage VC and outputting the control voltage VC2 while maintaining the high frequency characteristics of the input control voltage VC.

例えば、図５で説明したように制御回路４が発生する擬似余弦波および擬似正弦波に振幅歪みが存在する場合、第１の実施の形態の位相変調器の移相特性は９０度周期の位相誤差を持つ。この位相誤差は、制御電圧ＶＣのタイミングを、入力信号ＶＩＮで９０度の位相に相当するタイミングずらした場合に相当する。そこで、９０°分配器１−１，１−２の分配誤差よりも制御回路４−１，４−２が発生する擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みの方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合、遅延回路７は、制御電圧ＶＣ１とＶＣ２のタイミング差が、入力信号ＶＩＮで４５度の位相に相当する値になるように制御電圧ＶＣ２のタイミングをずらせばよい。この場合の位相変調器の動作は図９で説明することができる。   For example, when amplitude distortion exists in the pseudo cosine wave and pseudo sine wave generated by the control circuit 4 as described with reference to FIG. 5, the phase shift characteristic of the phase modulator of the first embodiment is a phase with a period of 90 degrees. Has an error. This phase error corresponds to a case where the timing of the control voltage VC is shifted by a timing corresponding to a phase of 90 degrees with the input signal VIN. Therefore, the amplitude distortion of the pseudo cosine wave and pseudo sine wave generated by the control circuits 4-1 and 4-2 is more in phase shift characteristics of the phase modulator than the distribution error of the 90 ° distributors 1-1 and 1-2. When the delay circuit 7 has a large influence on the delay time, the delay circuit 7 may shift the timing of the control voltage VC2 so that the timing difference between the control voltages VC1 and VC2 becomes a value corresponding to a phase of 45 degrees in the input signal VIN. The operation of the phase modulator in this case can be described with reference to FIG.

９０°分配器１−１と四象限乗算器２Ｉ−１，２Ｑ−１と合成器３−１と制御回路４−１とからなる第１の位相変調器の移相特性は図９の９０で表わされる９０度周期の位相誤差を持ち、９０°分配器１−２と四象限乗算器２Ｉ−２，２Ｑ−２と合成器３−２と制御回路４−２とからなる第２の位相変調器の移相特性は図９の９１で表わされる９０度周期の位相誤差を持つ。本実施の形態では、遅延回路７を設け、制御電圧ＶＣ１とＶＣ２のタイミング差を、入力信号ＶＩＮで４５度の位相に相当する値にすることにより、２つの移相特性が４５度に相当するずれを持つことになるので、位相変調器のトータルの移相特性として図９の９２で示す直線の移相特性を実現することができる。   The phase shift characteristic of the first phase modulator composed of the 90 ° distributor 1-1, the four-quadrant multipliers 2I-1, 2Q-1, the combiner 3-1, and the control circuit 4-1, is 90 in FIG. A second phase modulation having a phase error of 90 ° period and comprising a 90 ° distributor 1-2, four-quadrant multipliers 2I-2 and 2Q-2, a combiner 3-2, and a control circuit 4-2. The phase shift characteristic of the detector has a phase error of 90 ° period represented by 91 in FIG. In this embodiment, the delay circuit 7 is provided, and the timing difference between the control voltages VC1 and VC2 is set to a value corresponding to a phase of 45 degrees in the input signal VIN, so that the two phase shift characteristics correspond to 45 degrees. Since there is a shift, a linear phase shift characteristic indicated by 92 in FIG. 9 can be realized as the total phase shift characteristic of the phase modulator.

また、図６で説明したように９０°分配器１に分配誤差が存在する場合、第１の実施の形態の位相変調器の移相特性は１８０度周期の位相誤差を持つ。この位相誤差は、制御電圧ＶＣのタイミングを、入力信号ＶＩＮで１８０度の位相に相当するタイミングずらした場合に相当する。そこで、制御回路４−１，４−２が発生する擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みよりも９０°分配器１−１，１−２の分配誤差の方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合、遅延回路７は、制御電圧ＶＣ１とＶＣ２のタイミング差が、入力信号ＶＩＮで９０度の位相に相当する値になるように制御電圧ＶＣ２のタイミングをずらせばよい。この場合の位相変調器の動作は図１０で説明することができる。   In addition, as described with reference to FIG. 6, when there is a distribution error in the 90 ° distributor 1, the phase shift characteristic of the phase modulator of the first embodiment has a phase error of 180 degrees. This phase error corresponds to a case where the timing of the control voltage VC is shifted by a timing corresponding to a phase of 180 degrees with the input signal VIN. Therefore, the distribution error of the 90 ° distributors 1-1 and 1-2 is more in phase shift characteristics of the phase modulator than the amplitude distortion of the pseudo cosine wave and pseudo sine wave generated by the control circuits 4-1 and 4-2. When the delay circuit 7 has a great influence on the delay time, the delay circuit 7 may shift the timing of the control voltage VC2 so that the timing difference between the control voltages VC1 and VC2 becomes a value corresponding to a phase of 90 degrees in the input signal VIN. The operation of the phase modulator in this case can be described with reference to FIG.

９０°分配器１−１と四象限乗算器２Ｉ−１，２Ｑ−１と合成器３−１と制御回路４−１とからなる第１の位相変調器の移相特性は図１０の１２０で表わされる１８０度周期の位相誤差を持ち、９０°分配器１−２と四象限乗算器２Ｉ−２，２Ｑ−２と合成器３−２と制御回路４−２とからなる第２の位相変調器の移相特性は図１０の１２１で表わされる１８０度周期の位相誤差を持つ。本実施の形態では、遅延回路７を設け、制御電圧ＶＣ１とＶＣ２のタイミング差を、入力信号ＶＩＮで９０度の位相に相当する値にすることにより、２つの移相特性が９０度に相当するずれを持つことになるので、位相変調器のトータルの移相特性として図１０の１２２で示す直線の移相特性を実現することができる。   The phase shift characteristic of the first phase modulator composed of the 90 ° distributor 1-1, the four-quadrant multipliers 2I-1, 2Q-1, the combiner 3-1, and the control circuit 4-1, is 120 in FIG. A second phase modulation having a phase error of 180 degrees and represented by a 90 ° distributor 1-2, four-quadrant multipliers 2I-2 and 2Q-2, a combiner 3-2 and a control circuit 4-2. The phase shift characteristic of the detector has a phase error of a 180 degree period represented by 121 in FIG. In the present embodiment, the delay circuit 7 is provided, and the timing difference between the control voltages VC1 and VC2 is set to a value corresponding to a phase of 90 degrees with the input signal VIN, whereby the two phase shift characteristics correspond to 90 degrees. Since there is a shift, the linear phase shift characteristic indicated by 122 in FIG. 10 can be realized as the total phase shift characteristic of the phase modulator.

以上の構成により、本実施の形態では、単一の制御電圧ＶＣにより高周波の位相変調が可能であり、かつ、制御回路４−１，４−２の出力に振幅歪みが存在する場合や、９０°分配器１−１，１−２に分配誤差が存在する場合でも、移相特性の線形性の悪化を抑圧することができる。   With the above configuration, in the present embodiment, high-frequency phase modulation is possible with a single control voltage VC, and amplitude distortion exists in the outputs of the control circuits 4-1 and 4-2. Even when there is a distribution error in the distributors 1-1 and 1-2, the deterioration of the linearity of the phase shift characteristic can be suppressed.

［第５の実施の形態］
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）は本発明の第５の実施の形態に係る位相変調器の９０°分配器の構成を示す回路図である。図１２（Ａ）は第１〜第４の実施の形態の９０°分配器１，１−１，１−２を１段のポリフェーズフィルタで実現する場合の回路図であり、図１２（Ｂ）は９０°分配器１，１−１，１−２を２段のポリフェーズフィルタで実現する場合の回路図である。 [Fifth Embodiment]
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described. 12A and 12B are circuit diagrams showing the configuration of the 90 ° distributor of the phase modulator according to the fifth embodiment of the present invention. FIG. 12A is a circuit diagram in the case where the 90 ° distributors 1, 1-1, 1-2 of the first to fourth embodiments are realized by a single-stage polyphase filter, and FIG. ) Is a circuit diagram when the 90 ° distributor 1, 1-1, 1-2 is realized by a two-stage polyphase filter.

図１２（Ａ）に示すポリフェーズフィルタは、一端が入力信号ＶＩＮの入力端子に接続され、他端が同相信号ＶＩＮＩの出力端子に接続された抵抗３００と、一端が入力信号ＶＩＮの入力端子に接続され、他端が直交信号ＶＩＮＱの出力端子に接続された抵抗３０１と、一端が入力信号バーＶＩＮの入力端子に接続され、他端が同相信号バーＶＩＮＩの出力端子に接続された抵抗３０２と、一端が入力信号バーＶＩＮの入力端子に接続され、他端が直交信号バーＶＩＮＱの出力端子に接続された抵抗３０３と、一端が入力信号ＶＩＮの入力端子に接続され、他端が直交信号ＶＩＮＱの出力端子に接続された容量３０４と、一端が入力信号ＶＩＮの入力端子に接続され、他端が同相信号バーＶＩＮＩの出力端子に接続された容量３０５と、一端が入力信号バーＶＩＮの入力端子に接続され、他端が直交信号バーＶＩＮＱの出力端子に接続された容量３０６と、一端が入力信号バーＶＩＮの入力端子に接続され、他端が同相信号ＶＩＮＩの出力端子に接続された容量３０７とから構成される。   In the polyphase filter shown in FIG. 12A, one end is connected to the input terminal of the input signal VIN, the other end is connected to the output terminal of the in-phase signal VINI, and one end is the input terminal of the input signal VIN. Connected to the output terminal of the quadrature signal VINQ, one end connected to the input terminal of the input signal bar VIN, and the other end connected to the output terminal of the in-phase signal bar VINI. 302, one end connected to the input terminal of the input signal bar VIN, the other end connected to the output terminal of the quadrature signal bar VINQ, one end connected to the input terminal of the input signal VIN, and the other end orthogonal A capacitor 304 connected to the output terminal of the signal VINQ, a capacitor 305 having one end connected to the input terminal of the input signal VIN and the other end connected to the output terminal of the in-phase signal bar VINI, and one end The capacitor 306 is connected to the input terminal of the input signal bar VIN, the other end is connected to the output terminal of the quadrature signal bar VINQ, the one end is connected to the input terminal of the input signal bar VIN, and the other end is the in-phase signal VINI. And a capacitor 307 connected to the output terminal.

図１２（Ｂ）に示すポリフェーズフィルタは、一端が入力信号ＶＩＮの入力端子に接続された抵抗３０８，３０９と、一端が入力信号バーＶＩＮの入力端子に接続された抵抗３１０，３１１と、一端が抵抗３０８の他端に接続され、他端が同相信号ＶＩＮＩの出力端子に接続された抵抗３１２と、一端が抵抗３０９の他端に接続され、他端が直交信号ＶＩＮＱの出力端子に接続された抵抗３１３と、一端が抵抗３１０の他端に接続され、他端が同相信号バーＶＩＮＩの出力端子に接続された抵抗３１４と、一端が抵抗３１１の他端に接続され、他端が直交信号バーＶＩＮＱの出力端子に接続された抵抗３１５と、一端が入力信号ＶＩＮの入力端子に接続され、他端が抵抗３０９，３１３の接続点に接続された容量３１６と、一端が入力信号ＶＩＮの入力端子に接続され、他端が抵抗３１０，３１４の接続点に接続された容量３１７と、一端が入力信号バーＶＩＮの入力端子に接続され、他端が抵抗３１１，３１５の接続点に接続された容量３１８と、一端が入力信号バーＶＩＮの入力端子に接続され、他端が抵抗３０８，３１２の接続点に接続された容量３１９と、一端が抵抗３０８，３１２の接続点に接続され、他端が直交信号ＶＩＮＱの出力端子に接続された容量３２０と、一端が抵抗３０９，３１３の接続点に接続され、他端が同相信号バーＶＩＮＩの出力端子に接続された容量３２１と、一端が抵抗３１０，３１４の接続点に接続され、他端が直交信号バーＶＩＮＱの出力端子に接続された容量３２２と、一端が抵抗３１１，３１５の接続点に接続され、他端が同相信号ＶＩＮＩの出力端子に接続された容量３２３とから構成される。   The polyphase filter shown in FIG. 12B has resistors 308 and 309 having one end connected to the input terminal of the input signal VIN, resistors 310 and 311 having one end connected to the input terminal of the input signal bar VIN, and one end. Is connected to the other end of the resistor 308, the other end is connected to the output terminal of the in-phase signal VINI, one end is connected to the other end of the resistor 309, and the other end is connected to the output terminal of the quadrature signal VINQ. Resistor 313, one end connected to the other end of resistor 310, the other end connected to the output terminal of in-phase signal bar VINI, one end connected to the other end of resistor 311 and the other end A resistor 315 connected to the output terminal of the orthogonal signal bar VINQ, a capacitor 316 having one end connected to the input terminal of the input signal VIN and the other end connected to a connection point of the resistors 309 and 313, and one end input signal V A capacitor 317 connected to the N input terminal, the other end connected to the connection point of the resistors 310 and 314, one end connected to the input terminal of the input signal bar VIN, and the other end to the connection point of the resistors 311 and 315. One end of the connected capacitor 318 is connected to the input terminal of the input signal bar VIN, the other end is connected to the connection point of the resistors 308 and 312, and one end is connected to the connection point of the resistors 308 and 312. A capacitor 320 having the other end connected to the output terminal of the quadrature signal VINQ, a capacitor 321 having one end connected to the connection point of the resistors 309 and 313, and the other end connected to the output terminal of the in-phase signal bar VINI, One end is connected to the connection point of the resistors 310 and 314, the other end is connected to the output terminal of the quadrature signal bar VINQ, one end is connected to the connection point of the resistors 311 and 315, and the other end is the in-phase signal. V Composed of a capacitor connected 323 to the output terminal of the NI.

図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）に示したポリフェーズフィルタを第１の実施の形態の９０°分配器１に適用してもよいが、第２〜第４の実施の形態の９０°分配器１−１，１−２に適用すると、より効果的である。第２〜第４の実施の形態では、位相変調器を縦続接続するので、後段の第２の位相変調器には前段の第１の位相変調器によって位相変調された信号が入力される。したがって、第２の位相変調器の各構成要素は広帯域での動作が担保されている必要がある。   The polyphase filter shown in FIGS. 12A and 12B may be applied to the 90 ° distributor 1 of the first embodiment, but the 90 ° of the second to fourth embodiments. It is more effective when applied to the distributors 1-1 and 1-2. In the second to fourth embodiments, since the phase modulators are connected in cascade, the signal that is phase-modulated by the first phase modulator in the preceding stage is input to the second phase modulator in the succeeding stage. Therefore, each component of the second phase modulator needs to be guaranteed to operate in a wide band.

９０°分配器１，１−１，１−２は、利用する回路構成により広帯域性に大きく差が生じる。ポリフェーズフィルタは広帯域性に優れた９０度分配を実現することができるが、前段の第１の位相変調器の変調度が大きい場合には、１段のポリフェーズフィルタでは必要な帯域をカバーできないケースが生じる。
そこで、図１２（Ａ）に示した１段のポリフェーズフィルタでは必要な帯域をカバーできない場合には、図１２（Ｂ）に示すように９０°分配器１−１，１−２として多段のポリフェーズフィルタを使用すればよい。 The 90 ° distributors 1, 1-1, 1-2 have a large difference in broadband characteristics depending on the circuit configuration used. The polyphase filter can realize 90-degree distribution with excellent broadband characteristics, but if the modulation degree of the first phase modulator in the previous stage is large, the necessary band cannot be covered by the single-stage polyphase filter. A case arises.
Therefore, when the necessary band cannot be covered with the single-stage polyphase filter shown in FIG. 12A, as shown in FIG. A polyphase filter may be used.

図１３は１段、２段、３段、４段のポリフェーズフィルタの帯域特性を示す図である。横軸は周波数、縦軸は位相である。図１３の１３０は１段のポリフェーズフィルタの帯域特性を示し、１３１は２段のポリフェーズフィルタの帯域特性を示し、１３２は３段のポリフェーズフィルタの帯域特性を示し、１３３は４段のポリフェーズフィルタの帯域特性を示している。図１３によれば、ポリフェーズフィルタの段数を増やすことにより、９０度分配の広帯域性が良好になることが分かる。   FIG. 13 is a diagram illustrating the band characteristics of the first, second, third, and fourth stage polyphase filters. The horizontal axis is frequency and the vertical axis is phase. In FIG. 13, 130 indicates the band characteristic of the one-stage polyphase filter, 131 indicates the band characteristic of the two-stage polyphase filter, 132 indicates the band characteristic of the three-stage polyphase filter, and 133 indicates the band characteristic of the four-stage polyphase filter. The band characteristic of a polyphase filter is shown. According to FIG. 13, it can be seen that the wideband property of 90-degree distribution is improved by increasing the number of stages of the polyphase filter.

以上の構成により、本実施の形態では、縦続接続による位相変調器であっても、後段の位相変調器の広帯域動作を担保することができるので、位相変調器の変調度を高くすることができる。   With the above configuration, in the present embodiment, even in the case of a phase modulator using cascade connection, the wideband operation of the subsequent phase modulator can be secured, so that the degree of modulation of the phase modulator can be increased. .

本発明は、特に、位相変調を高周波（ＲＦ）帯域で行う無線通信、光通信、計測器の分野に適している。   The present invention is particularly suitable for the fields of wireless communication, optical communication, and measuring instruments that perform phase modulation in a radio frequency (RF) band.

１，１−１，１−２…９０°分配器、２Ｉ，２Ｑ，２Ｉ−１，２Ｑ−１，２Ｉ−２，２Ｑ−２…四象限乗算器、３，３−１，３−２…合成器、４，４−１，４−２…制御回路、５…相殺回路、６…レベルシフト回路、７…遅延回路、１００，１０１，１０７〜１１０，１１３，１１４，２００，２０１，２０７〜２１０，２１３，２１４，６０００…トランジスタ、１０２，１１１，１１２，１１５，２０２，２１１，２１２，２１５，４０２１，６００４…定電流源、１０３〜１０６，１１６〜１１９，２０３〜２０６，２１６〜２１９，３００，３００，３０８〜３１５，４０１１〜４０２０，４０２４，６００２，６００３…抵抗、３０４，３０７，３１６〜３２３…容量、４００Ｉｂ，４００Ｑｂ…電圧発生器、４０１Ｉ，４０１Ｑ，４０２Ｉ，４０２Ｑ…差動増幅器対、４４０Ｉ〜４４４Ｉ，４４０Ｑ〜４４４Ｑ…差動増幅器、６００…ＰＶＴ補償回路、４０２１，６００４…定電流源、４０２２，４０２３，６００１…レベルシフトダイオード。   1, 1-1, 1-2... 90 ° distributor, 2I, 2Q, 2I-1, 2Q-1, 2I-2, 2Q-2, four quadrant multiplier, 3, 3-1, 3-2,. Synthesizer, 4, 4-1, 4-2 ... control circuit, 5 ... cancellation circuit, 6 ... level shift circuit, 7 ... delay circuit, 100, 101, 107 to 110, 113, 114, 200, 201, 207 to 210, 213, 214, 6000 ... transistors, 102, 111, 112, 115, 202, 211, 212, 215, 4021, 6004 ... constant current sources, 103-106, 116-119, 203-206, 216-219, 300, 300, 308 to 315, 4011 to 4020, 4024, 6002, 6003... Resistor, 304, 307, 316 to 323 ... capacity, 400Ib, 400Qb ... voltage generator, 401I, 401Q 402i, 402Q ... differential amplifier pair, 440I~444I, 440Q~444Q ... differential amplifier, 600 ... PVT compensation circuit, 4021,6004 ... constant current source, 4022,4023,6001 ... level shifting diodes.

Claims (6)

信号振幅を調整する手段に対して制御信号を出力する制御回路であって、
複数の参照電圧を発生する電圧発生器と、
外部から入力される制御電圧と前記参照電圧との差信号を制御信号として出力する差動増幅器群とを備え、
振幅調整の対象となる信号として同相信号とこの同相信号に対して位相が９０°ずれた直交信号とが存在する場合に、前記差動増幅器群として、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし同相信号側の第１制御信号を出力する第１の差動増幅器グループと、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし直交信号側の第２の制御信号を出力する第２の差動増幅器グループとを備え、
前記電圧発生器は、前記複数の参照電圧を前記第１の差動増幅器グループと前記第２の差動増幅器グループに交互に１つずつ入力し、
前記第１の差動増幅器グループと前記第２の差動増幅器グループとは、それぞれ少なくとも１つずつの差動増幅器を備え、
各差動増幅器は、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とする第１の単位差動増幅器と、この第１の単位差動増幅器の出力信号を入力とするエミッタフォロアと、このエミッタフォロアの出力信号を入力とする第２の単位差動増幅器とから構成され、前記制御電圧が前記参照電圧の近傍にあるときに、前記制御電圧を正弦波または余弦波に類似する前記制御信号へ変換するアナログ演算を行うことを特徴とする制御回路。 A control circuit for outputting a control signal to a means for adjusting a signal amplitude,
A voltage generator for generating a plurality of reference voltages;
A differential amplifier group that outputs, as a control signal, a difference signal between a control voltage input from the outside and the reference voltage;
When there is an in-phase signal and a quadrature signal whose phase is shifted by 90 ° with respect to the in-phase signal as a signal to be subjected to amplitude adjustment, the control voltage and the reference voltage are set as the differential amplifier group. A first differential amplifier group that outputs a first control signal on the in-phase signal side as an input, and a second difference that outputs the second control signal on the quadrature signal side as an input using the control voltage and the reference voltage A dynamic amplifier group,
The voltage generator inputs the plurality of reference voltages alternately one by one to the first differential amplifier group and the second differential amplifier group,
Each of the first differential amplifier group and the second differential amplifier group includes at least one differential amplifier,
Each differential amplifier includes a first unit differential amplifier that receives the control voltage and the reference voltage, an emitter follower that receives an output signal of the first unit differential amplifier, A second unit differential amplifier that receives an output signal, and converts the control voltage into the control signal similar to a sine wave or cosine wave when the control voltage is in the vicinity of the reference voltage. A control circuit characterized by performing an analog operation. 請求項１に記載の制御回路において、
前記電圧発生器は、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の前記参照電圧を生成し、
前記第１の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数と前記第２の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数との総和は、Ｎであることを特徴とする制御回路。 The control circuit according to claim 1,
The voltage generator generates N (N is an integer of 2 or more) pieces of the reference voltages,
The control circuit according to claim 1, wherein the sum of the number of differential amplifiers included in the first differential amplifier group and the number of differential amplifiers included in the second differential amplifier group is N. 請求項１または２に記載の制御回路において、
前記第１の差動増幅器グループに含まれる隣接する２つの差動増幅器の出力は逆相で接続され、
前記第２の差動増幅器グループに含まれる隣接する２つの差動増幅器の出力は逆相で接続されることを特徴とする制御回路。 The control circuit according to claim 1 or 2,
The outputs of two adjacent differential amplifiers included in the first differential amplifier group are connected in reverse phase,
The control circuit, wherein outputs of two adjacent differential amplifiers included in the second differential amplifier group are connected in opposite phases. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の制御回路において、
前記参照電圧Ｖｍと１つおきの前記参照電圧Ｖｎとは、前記第１の差動増幅器グループに含まれる隣接する２つの差動増幅器または前記第２の差動増幅器グループに含まれる隣接する２つの差動増幅器に入力されることを特徴とする制御回路。 The control circuit according to any one of claims 1 to 3,
The reference voltage Vm and every other reference voltage Vn are two adjacent differential amplifiers included in the first differential amplifier group or two adjacent differential amplifiers included in the second differential amplifier group. A control circuit which is inputted to a differential amplifier. 入力信号から同相信号とこの同相信号に対して位相が９０°ずれた直交信号とを生成する９０°分配器と、
同相信号側の第１の制御信号に応じて前記同相信号の振幅を変化させて出力する第１の四象限乗算器と、
直交信号側の第２の制御信号に応じて前記直交信号の振幅を変化させて出力する第２の四象限乗算器と、
前記第１、第２の四象限乗算器から出力される同相信号と直交信号とを合成して出力する合成器と、
請求項１乃至４のいずれか１項に記載の制御回路とを備えることを特徴とする位相変調器。 A 90 ° distributor that generates an in-phase signal from the input signal and a quadrature signal that is 90 ° out of phase with the in-phase signal;
A first four-quadrant multiplier that changes and outputs the amplitude of the in-phase signal in accordance with a first control signal on the in-phase signal side;
A second four-quadrant multiplier for changing and outputting the amplitude of the orthogonal signal in accordance with a second control signal on the orthogonal signal side;
A combiner that combines and outputs the in-phase signal and the quadrature signal output from the first and second four-quadrant multipliers;
A phase modulator comprising: the control circuit according to claim 1. 請求項５記載の位相変調器において、
前記９０°分配器は、多段のポリフェーズフィルタで構成されることを特徴とする位相変調器。 The phase modulator according to claim 5.
The 90 ° distributor is composed of a multi-stage polyphase filter.
JP2011265635A 2011-12-05 2011-12-05 Control circuit and phase modulator Pending JP2013118555A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011265635A JP2013118555A (en) 2011-12-05 2011-12-05 Control circuit and phase modulator

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011265635A JP2013118555A (en) 2011-12-05 2011-12-05 Control circuit and phase modulator

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2013118555A true JP2013118555A (en) 2013-06-13

Family

ID=48712814

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2011265635A Pending JP2013118555A (en) 2011-12-05 2011-12-05 Control circuit and phase modulator

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2013118555A (en)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2023505071A (en) * 2019-11-26 2023-02-08 チュービス テクノロジー インコーポレイテッド Wideband tunable frequency single sideband converter with PVT tracking
JPWO2024013883A1 (en) * 2022-07-13 2024-01-18

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0447704A (en) * 1990-06-14 1992-02-17 Nec Corp Emitter follower circuit
WO2002017485A1 (en) * 2000-08-21 2002-02-28 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha π/2 PHASE SHIFTER
JP2003008399A (en) * 2001-04-20 2003-01-10 Nec Microsystems Ltd Phase shifter
JP2003229738A (en) * 2002-01-31 2003-08-15 Mitsubishi Electric Corp Analog type phase shifter
JP2008010991A (en) * 2006-06-27 2008-01-17 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Optical receiver amplifier and optical receiver using the same
WO2010021280A1 (en) * 2008-08-18 2010-02-25 日本電信電話株式会社 Vector synthesis type phase shifter, optical transceiver, and control circuit
JP2010232767A (en) * 2009-03-26 2010-10-14 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Differential drive circuit

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0447704A (en) * 1990-06-14 1992-02-17 Nec Corp Emitter follower circuit
WO2002017485A1 (en) * 2000-08-21 2002-02-28 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha π/2 PHASE SHIFTER
JP2003008399A (en) * 2001-04-20 2003-01-10 Nec Microsystems Ltd Phase shifter
JP2003229738A (en) * 2002-01-31 2003-08-15 Mitsubishi Electric Corp Analog type phase shifter
JP2008010991A (en) * 2006-06-27 2008-01-17 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Optical receiver amplifier and optical receiver using the same
WO2010021280A1 (en) * 2008-08-18 2010-02-25 日本電信電話株式会社 Vector synthesis type phase shifter, optical transceiver, and control circuit
JP2010232767A (en) * 2009-03-26 2010-10-14 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> Differential drive circuit

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2023505071A (en) * 2019-11-26 2023-02-08 チュービス テクノロジー インコーポレイテッド Wideband tunable frequency single sideband converter with PVT tracking
JP7555411B2 (en) 2019-11-26 2024-09-24 チュービス テクノロジー インコーポレイテッド Wideband tunable frequency single sideband converter using pvt tracking - Patents.com
JPWO2024013883A1 (en) * 2022-07-13 2024-01-18
WO2024013883A1 (en) * 2022-07-13 2024-01-18 日本電信電話株式会社 Phase adjustment circuit

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8687968B2 (en) Vector sum phase shifter, optical transceiver, and control circuit
CN102232204B (en) Voltage generator, control circuit, vector synthesis type phase shifter and optical transceiver
JP5859444B2 (en) Digital affine transformation modulation power amplifier for wireless communication
US8660508B2 (en) Calibration of passive harmonic-rejection mixer
JP2010538560A (en) Multipliers, mixers, modulators, receivers and transmitters
JP2008236135A (en) Frequency converter
US7450913B2 (en) Circuit arrangement for a wideband mixer with predistortion and high linearity
JP2013118555A (en) Control circuit and phase modulator
JP2012049882A (en) Iq signal generating circuit
EP2999116A1 (en) Direct digital radio frequency modulator
JP2013118554A (en) Phase modulator
US11128258B2 (en) Mixer circuitry
US20060252396A1 (en) Phase generator using polyphase architecture
US6665353B1 (en) Quadrant switching method for phase shifter
JP5144474B2 (en) Adder and power combiner, quadrature modulator, quadrature demodulator, power amplifier, transmitter, and wireless communication device using the same
JP6445286B2 (en) Phase detector, phase adjustment circuit, receiver and transmitter
US20260019065A1 (en) Signal generation circuit
JP5971102B2 (en) Clock phase adjusting circuit and receiving circuit
US20070075805A1 (en) Phase shift circuit and phase correcting method
US10476717B1 (en) Digital-controlled vector signal modulator
Shi et al. A novel design using translinear circuit for linear LINC transmitters
EP4657754A1 (en) Signal generation circuit

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20140124

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20141017

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20141111

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20150317