JP2013110839A - 電気自動車用のインバータ - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング回路に不具合が発生し、ＵＶＷ３相のうちの２相でモータを駆動する際の駆動効率の低下を抑制する。
【解決手段】インバータ１００は、スイッチング回路群４の入力側に直列に接続されているコンデンサＣｐ、Ｃｎと、リレー回路５と、コントローラ２と電力調整回路３を備える。リレー回路５は、ＵＶＷ３相の各モータ線の夫々の接続先を、インバータ主回路４から中性点Ｎｐへ切り換える。コントローラ２は、スイッチング回路群のいずれかが故障した場合、故障したスイッチング回路に対応するモータ線を中性点Ｎｐへ切り換えるとともに、２相でモータを駆動する駆動信号を故障していないスイッチング回路に与える。電力調整回路３は、入力端がバッテリ９に接続されており、３個の出力端は正極線１０ａ、負極線１０ｂ、及び、中性点Ｎｐに接続されている。電力調整回路３は、２個のコンデンサの両端電圧の電圧差を既定の許容範囲に維持する。
【選択図】図１

Description

本発明は、車輪駆動用の電動機（モータ）を備える電気自動車用のインバータに関する。本明細書における「電気自動車」には、燃料電池車、及び、車輪駆動用のモータとエンジンを共に備えるハイブリッド車も含まれる。

車輪駆動用のモータを備える電気自動車では、不具合が発生しても、可能な限りモータを駆動し、走行できることが好ましい。そうすれば、安全な場所まで車両を移動できるからである。特許文献１には、モータを駆動するインバータのスイッチング回路群の一つに不具合が生じ、交流３相出力のうち１相が制御不能となっても残り２相でモータを駆動することのできるインバータが開示されている。

特許文献１に開示された技術によると、インバータは、直流入力側（３相の交流電流を発生する６個のスイッチング回路群の入力側）にて正極線と負極線の間で直列に接続される２個のコンデンサを備えている。２個のコンデンサの接続点は「中性点」と呼ばれる。そして、そのインバータは、３相のアームのいずれかに不具合が発生した場合、不具合が発生したアームを中性点に接続し、残りの正常な２相でモータを駆動する。

特許文献１の技術を電気自動車に適用すると、インバータのＵＶＷ３相出力のうち１相が故障しても走行することが可能となる。

特開２００４−１２０８８３号公報

特許文献１の技術では、故障した１相をインバータ入力側の中性点に接続する。中性点は、正極線と負極線の間に直列に接続された２個のコンデンサ間の接続点であるため、インバータの正常な残り２相の交流出力により、中性点の電圧（基準電位に対する中性点の電位）が変動してしまう。中性点の電圧が変動すると、正常な２相の交流出力（出力電流波形）が乱れ、モータの駆動効率が低下する。特許文献１では、中性点の電圧変動を考慮した補正をモータ駆動信号に加えることによって、中性点の電圧変動によるモータ駆動効率の低下を抑制している。

本明細書は、直接に中性点の電圧変動を抑制することにより、特許文献１のようにモータ駆動信号に特別な補正を加えることなく、モータ駆動効率低下を抑制することのできる技術を提供する。

本明細書が開示するインバータは、バッテリの直流電力を交流電力に変換して車輪駆動用モータに供給する装置である。そのインバータは、３相の交流電流を発生する６個のスイッチング回路群の入力側にて正極線と負極線の間に直列に接続されている第１及び第２コンデンサを備えている。スイッチング回路とは、例えば、ＩＧＢＴなどのトランジスタである。スイッチング回路群は、３相交流電流を出力するインバータの主回路に相当する。なお、スイッチング回路にはトランジスタに加え、他の要素、例えば、トランジスタと逆並列に接続される還流ダイオードなどが付随していてもよい。また、第１及び第２コンデンサは、容量が等しいことが好ましい。インバータはさらに、モータから出ているＵＶＷ３相の各モータ線の接続先を切り換えるリレーを備える、そのリレーは、各モータ線の夫々の接続先を、個別に、インバータの対応する出力端（ＵＶＷ各相の出力端）から第１及び第２コンデンサの間の接続点（中性点）へと切り換える。リレーは、通常はモータ線をインバータ出力端に接続している。

本明細書が開示するインバータのコントローラは、スイッチング回路群のいずれかが故障した場合、モータのＵＶＷ３相の各モータ線のうち故障したスイッチング素子に接続されているモータ線の接続先を中性点へ切り換えるようにリレーを制御するとともに、２相でモータを駆動するための所定の駆動信号を故障していないスイッチング素子に与える。なお、モータがＰＷＭ駆動タイプの場合は、モータへの駆動信号はＰＷＭ信号となる。モータがＰＡＭ駆動タイプの場合は、駆動信号はＰＡＭ信号となる。２相でモータを駆動するための駆動信号の一例（ＰＷＭタイプの場合）は、特許文献１を参照されたい。

そして、本明細書が開示するインバータはさらに、電力調整回路を備える。電力調整回路は、２個の入力端と３個の出力端を備える。その入力端はバッテリに接続されており、３個の出力端は、正極線、負極線、及び、中性点に接続されている。その電力調整回路は、第１コンデンサ両端電圧と第２コンデンサ両端電圧との電圧差が予め定められた電圧差許容範囲を超えた場合に、その電圧差を電圧差許容範囲に戻す。第１と第２コンデンサの容量が等しい場合には、電力調整回路は、両コンデンサの分圧が等しくなるように動作する。上記のインバータは、正常な残りの２相が交流電流を出力しても電力調整回路が中性点の電位（基準電位に対する電位）を維持するので、モータの効率が低下しない。

電力調整回路の一例は次の通りである。電力調整回路は、バッテリの正極をインバータの正極線に接続するとともにバッテリの負極をインバータの負極線に接続する。そして、正極線と負極線の間に２個のスイッチング回路が直列に接続されている。２個のスイッチング回路の中間点がリアクトルを介して中性点に接続している。

ところで、自動車の走行中にインバータ出力の１相に不具合が発生し、３相による制御から２相の制御に切り換える際、モータが回転中であるため、逆起電力が発生している。このとき、インバータの上アームのスイッチング回路が短絡故障（スイッチング回路がＯＮしたまま動かなくなる状態）を起こしていると、バッテリからの電流も加わり、不具合を生じた相に大きな電流が流れる。従って、モータ線の接続先を切り換えるリレーには、大電流に耐えられるだけの容量が要求される。容量が小さいと、切換時にアークが発生しリレーが損傷する虞がある。モータ駆動用のバッテリは大出力であり、さらに、車輪駆動用のモータは大出力タイプであるため逆起電力も大きい。そのため、想定し得る最大電流に耐え得る容量のリレーを採用するとコストが嵩む。そこで、故障した相のリレー切換時に大電流が流れないように、コントローラは次の通りに動作することが好ましい。即ち、コントローラは、スイッチング回路の故障が開放故障の場合は直ちにリレー切換信号を出力する。なお、開放故障とは、典型的には、断線、あるいは、スイッチング素子がＯＦＦのままの状態となることである。開放故障の場合は故障したアームには電流は流れないので直ちにリレーを切り換えてもよい。他方、短絡故障の場合、コントローラは、故障していないスイッチング回路の全てをＯＮ状態に保持した後、短絡故障したスイッチング素子に流れる電流を計測する。スイッチング素子に流れる電流は、逆起電力に起因する交流成分（誘導電流成分）を有している。コントローラは、交流成分の経時変化を計測し、そのゼロクロスタイミングを特定する。そしてコントローラは、実際にリレーが切り換わるタイミングが誘導電流のゼロクロスタイミングに一致するようにリレー切換信号を出力する。別言すれば、コントローラは、リレー切換信号を出力してから実際にリレーが駆動するまでの遅延時間を考慮し、誘導電流のゼロクロスタイミングよりも遅延時間だけ先行するタイミングでリレー切換信号を出力する。そのような処理を行うことで、リレーが切り換わった際に大電流がリレーに流れることが防止できる。逆にいえば、容量の小さいリレーを採用することができる。

遅延時間を考慮するコントローラの好適な一例は次の通りである。インバータはリレーを駆動する電圧を計測する電圧センサを備え、コントローラは、電圧センサによって計測された電圧に基づいて、リレー切換信号出力から実際にリレーが切り換わるまでの遅延時間を特定する。そしてコントローラは、特定した遅延時間に基づいて、実際にリレーが切り換わるタイミングが誘導電流のゼロクロスタイミングに一致するようにリレー切換信号を出力する。

本明細書が開示する技術の一つは、３相出力のうちの１相に不具合が生じて残り２相でモータを駆動する際、モータ駆動効率低下を抑制する。また、本明細書が開示する技術の他の一つは、故障したアームに相当するモータ線の接続先を中性点に切り換える際にリレーに大きな電流が流れることを防止する。

実施例のインバータの回路図である。 故障を検知したときにコントローラが実行する処理のフローチャート図である。 大電流が流れていないときにリレーを切り換える処理のフローチャート図である。 Ｕ相上アーム短絡故障時の各相に流れる電流波形のグラフである（他のスイッチング回路はＯＦＦ状態） Ｕ相上アーム短絡故障時の各相に流れる電流波形のグラフである（全てのスイッチング回路がＯＮ状態） 電流波形とリレー切換信号と実際のリレー動作の関係を示すグラフである。 大電流が流れていないときにリレーを切り換える処理のフローチャート図である（変形例）。 リレーを駆動する励磁電圧と遅延時間の関係の一例を示すグラフである。

図１に、実施例に係るインバータ１００の回路図を示す。インバータ１００は、電気自動車に搭載され、バッテリ９の直流電力を使って車輪駆動用のモータ６に交流電力を供給する装置である。インバータ１００は、電力調整回路３、インバータ主回路４、リレー回路５、２個のコンデンサ（第１コンデンサＣｐ、第２コンデンサＣｎ）、及び、コントローラ２を主たる構成要素として備える。その他、インバータ１００は、電圧センサ１２と電流センサ１３を備える。

インバータ１００の回路構成を詳しく説明する。インバータ主回路４は、６個のスイッチング回路Ｓｗ１〜Ｓｗ６で構成される。即ち、ここでは、バッテリ９の直流電力から３相の交流電力を発生する６個のスイッチング回路群をインバータ主回路４と称している。各スイッチング回路Ｓｗ１〜Ｓｗ６は、ＩＧＢＴとダイオード（還流ダイオード）が逆並列に接続された回路構成を有している。なお、電流許容値の小さいＩＧＢＴで大電流を許容するスイッチング回路を構成するために、複数のＩＧＢＴを並列につないで一つのスイッチング回路を構成することもある。

インバータ主回路４では、２個のスイッチング回路が直列に接続された組が３組並列に接続されており、直列の２個のスイッチング回路の接続点からモータへインバータ出力線が伸びている。インバータ主回路４の出力は、ＵＶＷの３本であり、その３本の出力線は、リレー回路５を通じてモータのＵＶＷ各線（モータ線１４）に接続されている。３本の出力線の夫々と、その出力線に対応するスイッチング回路の組は「アーム」と呼ばれる。

リレー回路５は、モータから出ているＵＶＷ３相の各モータ線１４の接続先を、インバータの対応する出力端から中性点Ｎｐ（後述）へ切り換えるためのスイッチである。リレー回路５は、３個のリレー５ａ、５ｂ、及び、５ｃで構成され、モータ線１４の各線の接続先を個別に、インバータ出力から中性点へ切り換えることができる。どのリレーを切り換えるかは、コントローラ２が指令する。各リレーは電力が供給されていない状態ではモータ線１４をインバータの出力線に接続しており、リレーのコイルに所定の電圧を加えるとモータ線の接続先を中性点Ｎｐに切り換える。

リレー回路５には電圧センサ１２が備えられている。この電圧センサ１２は、リレー駆動時にリレーの電磁石コイルに供給される電圧（励磁電圧）を計測するために設けられている。なお、電圧センサ１２は、本実施例の変形例を説明するために図１に描いてある。

その他、センサとして、モータ線１４各線に流れる電流を計測する電流センサ１３と、モータの回転数を計測する回転数センサ１５が備えられている。電圧センサ１２、電流センサ１３、及び、回転数センサ１５のセンサデータはコントローラ２に送られる。また、図示を省略しているが、インバータ１００には、第１コンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐと第２コンデンサＣｎの両端電圧Ｖｃｎを計測する電圧センサも備えられている。

インバータ主回路４の入力端は、電力調整回路３を通じてバッテリ９に接続されている。図１では、バッテリ９の上側の線が正極線１０ａであり、下側の線が負極線１０ｂである。

インバータ主回路４の入力側（スイッチング回路群の入力側）において正極線と負極線の間に２個のコンデンサＣｐとＣｎが直列に接続されている。２個のコンデンサＣｐとＣｎの容量は等しい。この２個のコンデンサＣｐ、Ｃｎは、スイッチング回路群（インバータ主回路４）のスイッチング動作の影響による入力電流の脈動を抑制するために挿入されている。そのため、このコンデンサＣｐ、Ｃｎは、平滑化コンデンサと呼ばれることがある。

２個のコンデンサＣｐ、Ｃｎの接続点が中性点Ｎｐに相当する。２個のコンデンサＣｐ、Ｃｎの容量は等しいため、インバータ主回路４が動作していない状態では、中性点Ｎｐの電位は、バッテリ９の電圧の半分である。他方、インバータ主回路４の出力側からみると、中性点Ｎｐの電位は、インバータ主回路４が出力する交流電圧における平均電圧に相当する。

電力調整回路３が、コンデンサＣｐ、Ｃｎとバッテリ９の間に接続されている。電力調整回路３の入力端がバッテリ９に接続されており、３個の出力端が正極線１０ａ、負極線１０ｂ、及び、中性点Ｎｐに接続されている。より詳しくは、電力調整回路３は、２個のスイッチング回路ＳｗａとＳｗｂ、及び、リアクトルＬで構成されている。スイッチング回路Ｓｗａ、Ｓｗｂはともに、インバータ主回路４内のスイッチング回路と構成は同じであり、ＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路で構成されている。２個のスイッチング回路ＳｗａとＳｗｂは、バッテリ９の正極線１０ａと負極線１０ｂの間に直列に接続されている。２個のスイッチング回路ＳｗａとＳｗｂの接続点ＭｐがリアクトルＬの一端に接続しており、そのリアクトルＬの他端が中性点Ｎｐに接続している。

電力調整回路３は、インバータ主回路４の３相出力のうち１相に不具合が生じ、残り２相でモータを駆動する際にモータ駆動効率が低下することを防止する。その機能を説明する。コントローラ２は、インバータ主回路４のいずれかのスイッチング回路が故障し、ＵＶＷ３相のうち１相に不具合が発生すると、不具合が発生したインバータ出力に接続されているモータ線の接続先を中性点に切り換え、残りの正常な２相で交流電力をモータ６に供給し、モータ６を駆動する。正常な２相は切り換えられたリレーを介して中性点と繋がるから、正常な２相に流れる交流電力の影響で中性点の電位が変動する。逆に、電流の下流側である中性点の電位が変化すると、モータ６に流れる交流電流の波形が乱れるのでモータの駆動効率が低下する。そこで、電力調整回路３が中性点の電位を一定に保持するように動作し、モータの駆動率の低下を防止する。

電力調整回路３は、コンデンサＣｐとＣｎのそれぞれの両端電圧の差に応じて動作する。また、電力調整回路３はコントローラ２によって制御される。電力調整回路３の動作を概説する。なお、コンデンサＣｐの両端電圧を「Ｖｃｐ」で表し、コンデンサＣｎの両端電圧を「Ｖｃｎ」と表す。図示を省略しているが、コンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐを計測する電圧センサとコンデンサＣｎの両端電圧Ｖｃｎを計測する電圧センサが備えられており、それら電圧センサのデータもコントローラ２に送られる。例えば、Ｖｃｐ＞Ｖｃｎの場合、コントローラ２は、図１の上側のスイッチング回路ＳｗａをＯＮにする（下側のスイッチング回路ＳｗｂはＯＦＦに維持する）。そうすると、第１コンデンサＣｐに蓄えられた電荷がスイッチング回路Ｓｗａを通じて流れ、リアクトルＬに電気エネルギが蓄積される。コントローラ２が上側のスイッチング回路ＳｗａをＯＦＦに切り換えると、下側スイッチング回路Ｓｗｂに挿入された還流ダイオードの働きにより、リアクトルＬに蓄積された電気エネルギは、第２コンデンサＣｎへと移る。コントローラ２は、スイッチング回路ＳｗａのＯＮ時間を調整することで、第１コンデンサＣｐから第２コンデンサＣｎへ移す電荷量を調整できる。こうして、第１コンデンサＣｐの電荷が第２コンデンサＣｎに移動し、電圧差が是正される。即ち、コンデンサＣｐに蓄えられた容量とＣｎに蓄えられた容量のアンバランスが解消し、２個のコンデンサの分圧ＶｃｐとＶｃｎがほぼ等しく保たれる。Ｖｃｐ＜Ｖｃｎの場合も同様である。なお、２個のコンデンサの分圧ＶｃｐとＶｃｎは完全に等しくなくともよく、電力調整回路３は、電圧差｜Ｖｃｐ−Ｖｃｎ｜を所定の電圧差許容範囲Ｖｔｈに維持できればよい。即ち、電圧調整回路３は、電圧差｜Ｖｃｐ−Ｖｃｎ｜が予め定められた電圧差許容範囲Ｖｔｈを超えた場合に、その電圧差を電圧差許容範囲Ｖｔｈに戻すように動作する。電圧差許容範囲Ｖｔｈは、コンデンサの容量や、電圧差の大きさに対するモータの出力低下の程度など、個々の車両システムの特性に応じて予め定めればよい。

次に、交流電力を発生するインバータ主回路４のスイッチング回路に故障が発生した場合の処理を詳しく説明する。図２に、いずれかのスイッチング回路に故障が発生した場合にコントローラ２が実行する処理のフローチャート図を示す。なお、故障の検知は、例えば、モータの回転数の脈動や、電流センサ１３のセンサデータから検知することができる。コントローラ２は、モータ回転数の脈動幅（振幅）が所定の振幅上限値を超えた場合、あるいは、ＵＶＷ３相のいずれかの相（アーム）に流れる電流が所定の電流範囲を外れた場合に、故障が発生したと判断する。あるいは、各スイッチング回路に故障検知器（具体的には例えば温度センサ）が備えられていてもよい。

コントローラ２は、スイッチング回路群のいずれかのスイッチング回路に故障を検知すると（３相のうちの１相が制御不能となると）、リレー回路５の３個のリレーのうち、制御不能の相のリレーを切り換え、その相のモータ線を中性点Ｎｐに接続する（Ｓ２）。次にコントローラ２は、正常な残り２つの相を使ってモータを駆動する（Ｓ３）。なお、３相のうちの２相でモータを駆動する制御については、例えば、特開２００４−１２０８８３号公報（特許文献１）、特開２００８−０６７４２９号公報、あるいは特開２００４−０２８００７号公報などに開示された方法を採用すればよいので、ここでは詳しい説明は省略する。

コントローラ２は、車両が停止するまで、２相によるモータ制御を行う（Ｓ４：ＮＯ）。コントローラ２は、第１コンデンサＣｐの両端電圧Ｖｃｐと第２コンデンサＣｎの両端電圧Ｖｃｎの電圧差ｄＶ＝｜Ｖｃｐ−Ｖｃｎ｜が所定の電圧差許容範囲Ｖｔｈ内であるか否かを監視する（Ｓ５）。電圧差ｄＶが電圧差許容範囲Ｖｔｈであれば、コントローラ２は、そのまま２相でのモータ制御を続行する（Ｓ５：ＹＥＳ、Ｓ３）。他方、電圧差ｄＶが電圧差許容範囲Ｖｔｈを外れている場合、コントローラ２は、電力調整回路３を駆動し、電圧差ｄＶを小さくする（Ｓ５：ＮＯ、Ｓ６）。電力調整回路の動作については前述したとおりである。

電力調整回路３の働きによって、電圧差ｄＶが電圧差許容範囲Ｖｔｈに収まれば、コントローラ２は、２相でのモータ制御を続行する（Ｓ７：ＹＥＳ、Ｓ３）。他方、電力調整回路３によっても電圧差ｄＶが電圧差許容範囲Ｖｔｈに収まらない場合、コントローラ２は、インバータの出力（正常な２相の出力電流の大きさ）を制限する（Ｓ８）。インバータの出力を制限すれば、中性点Ｎｐの電位の変動も小さくなり、電圧差ｄＶが小さくなるからである。

以上の処理により、インバータ１００は、３相のうちの１相が制御不能になっても、正常な２相の出力によりモータ６を駆動し続けることができる。３相のうちの２相でモータを駆動するので本来のトルクを出力することはできないが、車両をゆっくり走行する程度のトルクは出力することができる。低速であっても車両を動かすことができれば、安全な場所まで移動できる。インバータ１００は、電力調整回路３の働きにより、２相でモータを駆動する際、中性点の電位変動を抑制し、モータを可能な限り効率良く駆動することができる。

車両の走行中、即ち、モータ６が車軸側から駆動されていると、逆起電力が発生し、モータ線１４に逆起電力による交流電流（誘導電流）が流れる。このとき、上アームのスイッチング回路（図１のＳｗ１、Ｓｗ３、Ｓｗ５のいずれか）が短絡故障（スイッチング回路がＯＮのまま動かなくなった状態）を起こした場合は、バッテリ９からも電流が流れるので、故障した相には大きな電流が流れることになる。そのため、モータの回転中にリレー回路５を切り換えると、切り換えたリレーが損傷する虞がある。例えば大電流が流れている最中にリレーを切り換えるとアークが発生し、接点が焼け付く可能性がある。損傷を避けるために容量の大きいリレーを採用するとコストが嵩む。次に、リレー切換時に流れる電流を抑制する技術について説明する。

図３に、大きな電流が流れていないタイミングでリレーを切り換える処理のフローチャート図を示す。図３の処理は、図２の処理に先だって実行される。

スイッチング回路群のいずれかに故障が発見されると、コントローラ２は、まずインバータ主回路４を停止する（Ｓ１２）。即ち、全てのスイッチング回路をＯＦＦにする。ここで、故障した相に電流が流れれば、その故障は短絡故障（故障したスイッチング回路がＯＮのまま動かなくなった状態）であることが判明する。他方、故障した相に電流が流れなければ、その故障は開放故障（故障したスイッチング回路がＯＦＦのまま動かなくなった状態）であることが判明する。コントローラ２は、電流センサ１３によって各相の電流をモニタし、故障のタイプを判別する（Ｓ１３）。故障が開放故障の場合は、リレー回路５に大電流が流れる虞がないので、直ちに故障した相のモータ線の接続先を中性点Ｎｐに切り換えるようにリレー回路５を制御する。即ち、開放故障の場合は図２のステップＳ２へ移行する（Ｓ１３：開放故障）。以後の処理は前述したとおりである。

他方、故障が短絡故障の場合、コントローラ２は、モータ回転数（即ち車速）が所定の回転数閾値以下になるまで待機する（Ｓ１４）。これは、逆起電力に起因する交流電流（誘導電流）の周波数が所定の値以下となるまで待つためである。交流電流の周波数が高いと、大電流が流れていないタイミングでリレーを作動させる際のそのタイミングの精度が低くなるからである。

モータ回転数が回転数閾値以下となったら、コントローラ２はインバータ主回路４の全てのスイッチング回路（Ｓｗ１〜Ｓｗ６）をＯＮにする（Ｓ１５）。全てのスイッチング回路をＯＮにする理由を説明する。図４は、Ｕ相の上アームのスイッチング回路（図１のＳｗ１）が短絡故障を起こし、他のスイッチング回路が開放されているとき（スイッチング回路ＯＦＦ）に逆起電力に起因して各相に流れる交流電流の波形である。Ｕ相上アームにはバッテリ９からの電流が加わるため電流値が大きくなる。図４の例の場合、１５０［Ａ］がバッテリ９の寄与であり、±７５［Ａ］の交流成分が逆起電力による電流（誘導電流）である。他方、Ｖ相、Ｗ相は、Ｕ相とは反対に直流成分が負側にシフトする。図４の例の場合、Ｕ相を切り換えるリレー５ａ（図１参照）に最大２００［Ａ］以上の電流が流れる可能性がある。

インバータ主回路４の全てのスイッチング回路をＯＮに切り換えると、各相に流れる電流波形は図５の通りとなる。全ての相の電流が平均化され、電流値ゼロを中心に正負に振れる交流電流となる。このように全てのスイッチング回路をＯＮにするだけで、短絡故障した相に流れる電流を抑制することができる。本実施例のインバータは、リレー切換時に流れる電流をさらに小さくする。

一般にリレーは電磁コイルに電流を流し、接点を駆動する。そのため、リレーに切換信号を出力してから実際にリレーが作動するまで遅延時間Ｔｒｄが存在する。リレーの機械的特性とコイルを駆動する電圧の大きさが既知であれば、遅延時間Ｔｒｄも特定できる。コントローラ２は、予め定められた遅延時間Ｔｒｄを記憶している。

図３に戻り説明を続ける。コントローラ２は、逆起電力に起因する交流電流の周波数と位相を特定する（Ｓ１６）。それらは、電流センサ１３（図１参照）のセンサデータから得られる。図６（Ａ）に、特定したＵ相の電流波形の一例を示す。なお、図６（Ｂ）は、リレー切換信号の出力タイミングＴｓを示しており、図６（Ｃ）は、実際にリレーが動作するタイミングＴｘを示している。図５にて示したように、全てのスイッチング回路をＯＮにしたので、Ｕ相を流れる交流電流もゼロを中心として正負に振れる正弦波となる。コントローラ２は、電流センサ１３のセンサデータから、ゼロクロス点Ｚｘを検知し、電流の周波数ｆと位相（ゼロクロス点Ｚｘのタイミング）を特定する。

この正弦波のゼロクロス点Ｚｘにてリレー５ａを切り換えることができれば、流れる電流がゼロ（あるいは微小）のときにリレーを切り換えることができる。そこで、コントローラ２は、ゼロクロス点ＺｘとなるタイミングＴｘでリレー５ａが作動するように、タイミングＴｘよりも遅延時間Ｔｒｄだけ先行する時刻Ｔｓでリレー切換信号を出力する。より具体的には、コントローラ２は、特定した電流の周波数ｆから、遅延時間Ｔｒｄに相当する電流位相Ｐｈ（＝２π×Ｔｒｄ／ｆ）を算出する。コントローラ２は、ゼロクロス点Ｚｘから位相（２π−Ｐｈ）を経過した時点をリレー切換タイミングとして決定する（Ｓ１７）。コントローラ２は、電流センサ１３のセンサデータからゼロクロス点Ｚｘを検知し、ゼロクロス点Ｚｘから位相（２π−Ｐｈ）経過したタイミング（即ちリレー切換タイミングＴｓ）でリレー切換信号を出力する（Ｓ１８、図６（Ｂ））。そうすると、リレー５ａは遅延時間Ｔｒｄ（位相はＰｈ）だけ遅れて動作するから、次のゼロクロス点Ｚｘ（タイミングＴｘ）でリレー５ａは切り換わる。即ち、リレー５ａが切り換わるタイミングでは流れる電流はほぼゼロとなる。リレーを切り換えた後は、図３のステップ３へと移行すればよい。なお、リレー切換タイミングＴｓは、別言すれば、ゼロクロスタイミングから時間（１／ｆ−Ｔｒｄ）経過後に相当する。

例えばモータが６０００［ｒｐｍ］で回転していると、電流周波数ｆは１００［Ｈｚ］となり、その周期は１０［ｍｓｅｃ］となる。従ってリレー切換タイミングを１［ｍｓｅｃ］のオーダーで特定できなければ効果は小さい。遅延時間Ｔｒｄは、リレーを駆動する電圧（励磁電圧）に依存し、励磁電圧は回路全体の電圧事情に依存する。そこで、より正確にリレー切換タイミングを特定するためには、遅延時間Ｔｒｄ、即ち、励磁電圧の大きさをリアルタイムで特定できるのがよい。図３の処理の改良として、励磁電圧をリアルタイムに計測し、その結果に基づいてリレー切換タイミングを特定する処理を図７に示す。

図７の処理は、図３の処理のステップＳ１６とＳ１７の間にステップＳ２１とＳ２２を加えたものである。コントローラ２は、リレー回路５に備えられた電圧センサ１２のセンサデータに基づいて、励磁電圧Ｖｅｘを計測する（Ｓ２１）。励磁電圧Ｖｅｘと遅延時間Ｔｒｄの間には、特定の関係がある。図８にその一例を示す。傾向として、励磁電圧Ｖｅｘが大きいほど遅延時間は小さい。この関係は予め特定することができるので、図８のグラフ（あるいはグラフに相当する関係式）をコントローラ２は予め記憶している。コントローラ２は、計測された励磁電圧Ｖｅｘと図８の関係から、遅延時間Ｔｒｄをリアルタイムに特定する（Ｓ２２）。遅延時間Ｔｒｄが特定されれば、後は前述したステップＳ１７、Ｓ１８の処理に従ってリレー切換信号を出力する。図７の処理によれば、図３の処理よりも、電流のゼロクロス点により近いタイミングでリレーを切り換えることができる。

図３あるいは図７の処理を備えるインバータ１００は、故障した相のリレーを切り換える際にリレーに流れる電流が小さい。従ってインバータ１００は、リレー回路５が損傷する可能性が小さいという利点を有する。

実施例のインバータ１００についての留意点を述べる。実施例のモータ６は、ＰＷＭ駆動タイプであり、インバータ１００が出力するモータ駆動信号はＰＷＭ信号であった。モータはＰＷＭ駆動タイプに限られない。例えば、ＰＡＭ駆動タイプや他の駆動タイプであってもよい。また、実施例のインバータ１００は、１モータの電気自動車用の装置であった。本明細書が開示する技術は、車輪を駆動するモータとエンジンを備えるハイブリッド車に適用することも好適である。また、図１に示した電力調整回路３の回路構成は一例であり、電力回路構成として他の回路構成も取り得ることに留意されたい。

実施例では、いくつかのフローチャートを説明した。フローチャートにおける処理の順番は、本明細書が開示する技術的思想を超えない範囲で変更してもよい。例えば、図３のフローチャートでは、インバータの主回路を停止した後に（Ｓ１２）、故障のタイプを判別する（Ｓ１３）。そのような処理の順番に代えて、故障のタイプを判別した後にインバータの主回路を停止してもよい。なお、その場合は、故障のタイプが開放故障と短絡故障のいずれであってもインバータ主回路を停止するように図３のフローチャートは修正されることに留意されたい。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

２：コントローラ
３：電力調整回路
４：インバータ主回路（スイッチング回路群）
５：リレー回路
５ａ、５ｂ、５ｃ：リレー
６：モータ
９：バッテリ
１０ａ：正極線
１０ｂ：負極線
１２：電圧センサ
１３：電流センサ
１４：モータ線
１５：回転数センサ
１００：インバータ
Ｃｐ：第１コンデンサ
Ｃｎ：第２コンデンサ
Ｌ：リアクトル
Ｎｐ：中性点
Ｓｗ：スイッチング回路

Claims (4)

1. バッテリの直流電力を交流電力に変換して車輪駆動用モータに供給するインバータであり、
   ３相の交流電流を出力するスイッチング回路群の入力側にて正極線と負極線の間に直列に接続されている第１及び第２コンデンサと、
   モータから出ているＵＶＷ３相の各モータ線の接続先を切り換えるリレーであり、各モータ線の接続先を、個別に、インバータの対応する出力端から第１及び第２コンデンサの間の接続点（中性点）へ切り換えるリレーと、
   前記スイッチング回路群のいずれかが故障した場合に、モータのＵＶＷ３相の各モータ線のうち故障したスイッチング回路に接続されているモータ線の接続先を前記中性点へ切り換えるように前記リレーを制御するとともに、２相でモータを駆動するための駆動信号を故障していないスイッチング回路に与えるコントローラと、
   入力端がバッテリに接続されているとともに、３個の出力端が正極線、負極線、及び、前記中性点に接続されており、第１コンデンサ両端電圧と第２コンデンサ両端電圧との電圧差が予め定められた電圧差許容範囲を超えた場合に、当該電圧差を前記電圧差許容範囲に戻すように動作する電力調整回路と、
   を備えることを特徴とする電気自動車用インバータ。
2. コントローラは、
   スイッチング回路の故障が開放故障の場合は直ちにリレー切換信号を出力し、
   短絡故障の場合は、故障していないスイッチング回路の全てをＯＮ状態に保持した後、短絡故障したスイッチング回路に流れる電流を計測し、実際にリレーが切り換わるタイミングが前記電流のゼロクロスタイミングに一致するようにリレー切換信号を出力する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電気自動車用インバータ。
3. リレーを駆動する電圧を計測する電圧センサをさらに備え、
   コントローラは、
   電圧センサによって計測された電圧に基づいて、リレー切換信号出力から実際にリレーが切り換わるまでの遅延時間を特定し、
   特定した遅延時間に基づいて、実際にリレーが切り換わるタイミングが前記ゼロクロスタイミングに一致するようにリレー切換信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の電気自動車用インバータ。
4. 前記電力調整回路は、
   バッテリの正極をスイッチング回路群の正極線に接続するとともにバッテリの負極をスイッチング回路群の負極線に接続し、
   正極線と負極線の間に２個のスイッチング回路が直列に接続され、
   ２個のスイッチング回路の中間点を、前記中性点に接続する、
   構成を有していることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電気自動車用インバータ。

Images