JP2013167580A - 物標速度測定装置、信号処理装置、レーダー装置、物標速度測定方法及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】物標のドップラ速度の測定精度を高めることである。
【解決手段】レーダアンテナ３０を介して所定の繰返し周期で送信された送信信号が物標に反射されて受信された複素受信信号に基づいて物標のドップラ速度を算出する物標速度測定装置１００であって、所定の繰返し周期に基づく速度折返しが生じる領域を含む範囲で複素受信信号に対する離散フーリエ変換である拡張ＤＦＴを行うことにより、物標のドップラ速度を算出する。
【選択図】図２

Description

本発明は、レーダーにより物標のドップラ速度を測定する技術に関する。

従来、レーダーでは、送信周期間での受信エコー信号の位相変化量に基づいて、自船に対する物標の接近速度（以下、ドップラ速度と呼ぶ）を測定する。

ドップラ速度の測定においては、ドップラ速度が大きい場合、いわゆる速度折返しが発生する。速度折返しとは、受信信号のドップラ周波数が、サンプリング定理によるサンプリング周波数（以下、ナイキスト速度とも呼ぶ）を越えてしまった場合、実際の物標の接近速度と異なる速度値が観測される現象をいう。

図８は、速度折返しが発生した場合、測定されるドップラ速度と真のドップラ速度との関係を示す図である。受信信号のドップラ周波数（つまり、測定されるドップラ速度）は、サンプリング周波数であるレーダーの送信信号のパルス繰返し周波数（以下，ＰＲＦ（pulse repetition frequency）と呼ぶ）の１／２を超えると、測定可能な速度の最大値±Ｖ_Nを超えてしまう（図８の点線）。この結果、符号が逆転したドップラ速度が検出されてしまう等、実際の接近速度と異なる速度値が測定される。

速度折返しが生じると、操船者が自船と他船との接近速度を誤って認識するため、航海の安全に支障をきたす。速度測定範囲を拡大する手法として、２種類のＰＲＦを切り替えて、それぞれの場合のドップラ速度を測定する２重ＰＲＦ方式等が用いられる場合がある（例えば、非特許文献１乃至３参照）。

深尾、浜津著「気象と大気のレーダーリモートセンシング」京都大学学術出版会、2005年、p.491 馬場、他著「気象ドップラレーダー」日本無線技報No.48,2005年、p.12-34 足立、佐藤著「ドップラ気象レーダー」東芝レビューVol.55 No.5、2000年，p.27-30

特に航海用レーダーでは、他のレーダー装置の送信信号との相互干渉の影響を抑える目的で、送信信号毎等に繰返し周期を変化させる処理（パルス毎スタガ：Pulse to pulse stagger）が一般的に用いられる。ここで、繰返し周期はＰＲＦの逆数で表される。この処理（以下、スタガ処理と呼ぶ）においては、ＰＲＦも変化するため、例えば上記の２重ＰＲＦ方式を適用すると、速度測定誤差が増大する。従って、速度折返しの回数を適切に判定できない等の不都合が生じる。

本発明の目的は、物標のドップラ速度の測定精度を高めることにある。

本発明の一つの観点によれば、レーダアンテナを介して所定の繰返し周期で送信された送信信号が物標に反射されて受信された複素受信信号に基づいて物標のドップラ速度を算出する物標速度測定装置であって、所定の繰返し周期に基づく速度折返しが生じる領域を含む範囲で複素受信信号に対する離散フーリエ変換である拡張ＤＦＴを行うことにより、物標のドップラ速度を算出する、物標速度測定装置が提供される。

本発明の別の観点によれば、レーダアンテナを介して所定の繰返し周期で送信された送信信号が物標に反射されて受信された複素受信信号に基づいて物標のドップラ速度を算出する物標速度測定装置であって、所定の繰り返し周期に基づく折り返し速度が生じない領域と該領域外にあり折り返し速度が生じる領域とを含む範囲で複素受信信号に対する離散フーリエ変換である拡張ＤＦＴを行うことにより、物標のドップラ速度を算出する。

本発明の更に別の観点によれば、上記物標速度測定装置、複素受信信号をアナログ値からデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部、及びデジタル値に変換された複素受信信号を直交検波する直交検波部を備える、信号処理装置が提供される。

本発明の更に別の観点によれば、送信信号を送信すると共に、反射により複素受信信号を受信するレーダアンテナ、レーダアンテナが送信する送信信号を生成すると共に、送信信号と複素受信信号の周波数変換を行う送受信部、及び送受信部より取得した複素受信信号に基づいてドップラ速度を算出する上記信号処理装置、を備える、レーダー装置が提供される。

本発明の別の観点によれば、レーダアンテナを介して所定の繰返し周期で送信された送信信号が物標に反射されて受信された複素受信信号に基づいて物標のドップラ速度を算出する物標速度測定方法であって、ドップラ速度推定ステップ及びドップラ速度補正ステップを備える物標速度測定方法が提供される。ドップラ速度推定ステップにおいては、所定の繰返し周期に基づく速度折返しが生じない領域において、物標のドップラ速度Ｖ_dを算出する。ドップラ速度補正ステップにおいては、物標のドップラ速度Ｖ_dを測定する速度範囲を、所定の繰返し周期に基づく速度折返しが生じる領域まで拡張した離散フーリエ変換である拡張ＤＦＴを用いて、ドップラ速度推定ステップにおいて算出されたドップラ速度Ｖ_dを補正することにより、物標のドップラ速度Ｖ_ｒを算出する。

本発明の更に別の観点によれば、上記物標速度測定方法をコンピュータに実行させるためのコンピュータプログラムが提供される。

本発明によれば、物標のドップラ速度の測定精度を高めることができる。

第１実施形態によるレーダー装置の概略構成図 同実施形態による信号処理装置の構成の概略ブロック図 同実施形態による船速補正処理を説明するための図 速度折返しを補正したドップラ速度について説明するための図 一般的なＤＦＴと実施形態によるＤＦＴによりそれぞれ算出したドップラスペクトルの比較図 同実施形態による信号処理装置による処理を示すフローチャート 第２実施形態による信号処理装置の構成の概略ブロック図 速度折返しが生じた場合において測定されるドップラ速度と真のドップラ速度との関係を示す図

＜１ 第１実施形態＞
以下、本発明の実施形態に係るレーダー装置について図面を用いて説明する。
＜１−１ レーダー装置の構成＞
図１は、本実施形態に係るレーダー装置の概略構成を示す図である。図１に示すレーダー装置１は、例えば船舶等に設けられ、海上の他船やブイ、陸地などの物標を検出するための船舶用レーダー装置である。図１に示すように、レーダー装置１は、アンテナ３０、送受信部２０、信号処理部１０、及び入出力装置４０を備えている。以下、レーダー装置１を構成する各要素について詳細に説明する。

なお、ここではレーダー装置の一例として船舶用レーダー装置について説明するが、本発明は、他のレーダー装置に適用することができ、例えば、気象レーダー、港湾監視レーダー等の他の用途のレーダー装置にも適用することができる。このようなレーダー装置には、送信機に半導体増幅器を用いる固体化レーダー装置だけでなく、マグネトロンレーダー装置も含まれる。
＜１−１−１ アンテナ３０＞
レーダー装置１において、アンテナ３０は、鋭い指向性を持ったパルス状電波のビームを送信するとともに、その周囲にある物標からの反射波を受信する。ビーム幅は、例えば２度に設定される。アンテナ３０は、水平面内で回転しながら、上記の送信と受信を繰り返す。回転数は、例えば２４ｒｐｍである。アンテナ３０が１回転する間に行う処理の単位を1スキャンとよぶ。また、送信信号を送信してから次の送信信号を送信する直前までの期間における送信と受信の動作をスイープとよぶ。１スイープの時間、すなわち送信周期は、例えば１ｍｓである。そして、１スイープ当たりの受信データ数をサンプル点数とよぶ。

アンテナ３０では、送信信号を、ある方向へ集中して発射することで、物標からの反射波を含む複素受信信号を受信する。複素受信信号は、物標信号成分のほか、クラッタや他のレーダー装置からの電波干渉波や受信機雑音などの成分を含む場合もある。

アンテナ３０から物標までの距離は、その物標信号を含む受信信号の受信時間と、当該受信信号に対応する送信信号の送信時間との時間差から求められる。また、物標の方位は、対応する送信信号を送信するときのアンテナ３０の方位から求められる。
＜１−１−２ 送受信部２０＞
送受信部２０は、送信信号を生成してアンテナ３０へ送出する。また、送受信部２０は、アンテナ３０から受信信号を取り込み、受信信号を周波数変換する。そのために、この実施形態では、送受信部２０は、送信信号生成器２１、周波数変換器２２、局部発振器２３、送受切換器２４、及び周波数変換器２５を備える。

送信信号生成器２１は、後述する信号処理部１０のスタガ設定部１８からの指令に応じた、中間周波数の送信信号を生成し、周波数変換器２２へ出力する。この実施形態において、送信信号生成器２１が生成する送信信号は、繰返し周期（又は送信タイミング）を変化させる信号、つまりスタガ処理される信号である。ここで、繰返し周期（又は送信タイミング）を変化させることは、送信毎に繰返し周期（又は送信タイミング）が異なるだけでなく、同じ繰返し周期（又は送信タイミング）が一部連続する場合も含む。

周波数変換器２２は、送信信号生成器２１の出力信号を局部発振器２３から出力されるローカル信号と混合し、送信信号生成器２１の出力信号を周波数変換して送受切換器２４へ出力する。周波数変換器２２の出力信号の周波数帯は、例えば、３ＧＨｚ帯または９ＧＨｚ帯などである。

送受切換器２４は、アンテナ３０と接続可能に構成されている。送受切換器２４は、アンテナ３０と送受信部２０との間の信号の切り換えを行う。すなわち、この送受切換器２４では、送信時には、送信信号が受信回路（すなわち周波数変換器２５）に回り込まないようにし、受信時には、受信信号が送信回路（すなわち周波数変換器２２）に回り込まないようにする。送受切換器２４としては、例えば、サーキュレータ（Circulator）等の電子部品が用いられる。

周波数変換器２５は、送受切換器２４を介してアンテナ３０から出力される受信信号を取り込む。そして、周波数変換器２５は、受信信号を局部発振器２３から出力されるローカル信号と混合し、送受切換器２４の出力信号を中間周波数に変換し、後述する信号処理部１０へ出力する。

なお、図１の送受信部２０では、増幅器やフィルタの図示を省略している。
＜１−１−３ 信号処理部１０＞
信号処理部１０は、複素受信信号をデジタル信号に変換して信号処理を行う。信号処理部１０は、例えば、プロセッサやメモリを含む装置や集積回路等であり、後述するＡ／Ｄ変換部１１から出力される受信データを処理し映像信号を生成する。信号処理装置１０は、例えばメモリに格納されたプログラムを実行する汎用のＤＳＰやＦＰＧＡ等により実現する。信号処理部１０はまた、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等のデジタル回路で実現することが可能である。

信号処理部１０の詳細な構成及びその動作ついては後述する。
＜１−１−４ 入出力装置４０＞
入出力装置４０は、図示しないプロセッサやメモリ等を備えるデバイスである。入出力装置４０は、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）等の表示部と、操作者が操作可能なボタンやキーボード等の入力部等を備える。入出力装置４０は、各スイープで得られた受信データを画像表示用のメモリに記憶するとともに、記憶したデータを所定の順序でこのメモリから読み出し、映像として表示部に表示する。通常、レーダー映像は、レーダー装置（アンテナ）の位置を中心に３６０度の方位における物標が表示される。表示の原点は、レーダー装置の位置に対応する。レーダー装置１の操作者は、物標からの反射波の振幅、つまり受信信号がレーダー映像上で表示される位置から、その物標の方位と距離を認識することが可能になる。
＜１−２ 信号処理部１０の構成＞
図２は、本実施形態の信号処理部１０（信号処理装置の一例）の構成を概略的に示す。信号処理部１０は、Ａ／Ｄ変換部１１、直交検波部１２、パルス圧縮部１３、ドップラ速度測定部１００（物標速度測定装置の一例）、及びスタガ設定部１８を備える。更に、ドップラ速度測定部１００は、ドップラ速度推定部１４、折返し判定部１５、ドップラ速度補正部１６、及び船速補正部１７を備える。また、ドップラ速度推定部１４、折返し判定部１５、及びドップラ速度補正部１６は、ドップラ速度算出部１９を構成する。

Ａ／Ｄ変換部１１は、送受信部２０の周波数変換器２５から出力されるアナログ値の中間周波数信号をデジタル信号に変換する。

直交検波部１２は、Ａ／Ｄ変換部１１から出力されるデジタル値の中間周波数信号を直交検波する。具体的には、直交検波部１２は、Ａ／Ｄ変換部１１の出力信号から、Ｉ（In-Phase）信号およびこれとπ／２だけ位相の異なるＱ（Quadrature）信号を生成する。ここで、Ｉ信号，Ｑ信号（以下、適宜「Ｉ」，「Ｑ」と略記する。）は、それぞれ、レーダーの複素受信信号の実数部，虚数部である。複素受信信号の振幅は、（Ｉ^２＋Ｑ^２）^１／２で表され、位相は、ｔａｎ^−１（Ｑ／Ｉ）で表される。なお、以下では、複素受信信号を単に受信データと呼ぶ場合がある。１スキャンあたりの送受信の回数（＝スイープ数）をＫ、１スイープあたりの受信データ数をＮとする。ｋ番目（０≦ｋ≦Ｋ−１）のスイープでｎ番目（０≦ｎ≦Ｎ−１）にサンプリングされる受信データＳをＳ［ｋ,ｎ］で表す。ｋはアンテナ３０の方位に対応し、ｎは距離に対応する。また、ｋを方位番号、ｎを距離番号とする。また、最初のスイープ（ｋ＝０）でのアンテナ方位を船首方位とする。また、これらの番号の組（ｋ,ｎ）をデータの座標とする。

パルス圧縮部１３は、例えば、フーリエ変換部、マッチドフィルタ、逆フーリエ変換部を備え、直交検波部１２からの変調パルス信号を既知の方法でパルス圧縮して、パルス圧縮された信号を出力する。

ドップラ速度推定部１４は、パルス圧縮部１３が出力する受信データＳ［ｋ，ｎ］（０≦ｋ≦Ｋ−１，０≦ｎ≦Ｎ−１）にパルスペア法を用いて、各座標（ｋ，ｎ）におけるドップラ速度を算出する。以下では、このドップラ速度を、Ｖ_ｄ［ｋ，ｎ］（０≦ｋ≦Ｋ−１，０≦ｎ≦Ｎ−１）で表す。なお、一般に、ドップラ速度の測定には、パルスペア法とＤＦＴ（Discrete Fourier Transform；離散フーリエ変換）の２種類の方式があるが、本実施形態においては、ＤＦＴよりも速度の測定精度の高いパルスペア法を用いる。パルスペア法は、二つの連続した送信パルスを発射し、同一距離から反射して受信された信号の複素自己相関係数を計算する。この結果（受信信号の位相差）に基づいて他船のドップラ速度を算出する。

折返し判定部１５は、パルス圧縮部１３が出力する受信データＳ［ｋ，ｎ］（０≦ｋ≦Ｋ−１，０≦ｎ≦Ｎ−１）に、後述する拡張ＤＦＴを適用して、各座標（ｋ，ｎ）での速度折返しの回数であるナイキスト数Ｎ_numを算出する。

ドップラ速度補正部１６は、折返し判定部１５により算出したナイキスト数Ｎ_numと、後述する速度折返しが生じない速度領域におけるドップラ速度Ｖ_dの最大速度±Ｖ_Nと基づいて、ドップラ速度推定部１４から出力されたドップラ速度Ｖ_ｄ［ｋ,ｎ］を補正し、真のドップラ速度又はその近似値である実際のドップラ速度Ｖ_ｒを算出する。

船速補正部１７は、ドップラ速度補正部１６が出力するドップラ速度Ｖ_ｒ（相対速度）から、自船の速度を引くことにより，他船の接近速度（絶対速度）を算出して，入出力装置４０に出力する。図３は、船速補正部１７による船速補正処理を説明するための図であり、自船が船速Ｖ₀、他船が船速Ｖ_tでそれぞれ直進している状況における、船速補正処理を表している。このとき他船の接近速度Ｖ_aは次式で表される。

Ｖ_a＝Ｖ_ｒ−Ｖ₀・ｃｏｓθ_t
ただし、
θ_t：自船の進行方向と現在のアンテナ方位（他船の方位）がなす角
Ｖ_a：自船の速度ベクトル
Ｖ_t：他船の速度ベクトル
Ｖ_r：パルスペア法で測定される速度（相対速度）
Ｖ_a：他船の接近速度（＝他船の速度ベクトルの半径方向成分）
とする。

スタガ設定部１８は、最大スタガ率、ＰＲＦ、及びパルス幅等から所定のスタガパターンを有する設定信号を生成し、送信信号生成器２１に出力する。
＜１−３ 信号処理部１０の動作＞
＜１−３−１ ドップラ速度の測定の概略＞
記述の通り、測定可能なドップラ周波数の最大値f_dmaxは、サンプリング定理により次式により求められる。

また、物標の相対速度、つまり測定されるドップラ速度Ｖ_dは、次式により求められる。

上記式（１）及び（２）より、速度折返しが生じない最大速度Ｖ_Nは、次式により求められる。

物標のドップラ速度がナイキスト速度を超える場合も含めると、物標のドップラ速度、つまり実際のドップラ速度Ｖ_rは、次式により求められる。

ここで、Ｎ_numは、速度折返しの回数を示す。
＜１−３−２ 速度折返しの判定＞
図４は、上記式（２）〜（４）により求められる値の関係を示す図である。

本実施形態においては、従来物標のドップラ速度Ｖ_ｄの測定に用いられていたＤＦＴを応用した方式を用いて、速度折返しの回数Ｎ_numを算出する。具体的には、次の通りである。

ＤＦＴ点数をＭとすると、ドップラスペクトルの絶対値は、幅ＰＲＦの帯域をＭ個に分割したサブバンド（チャンネル）に含まれる受信信号成分の振幅を示す。つまり、ＤＦＴ処理は、Ｍ個のフィルタからなるフィルタバンクからの出力と等価である。

観測対象となる物標の速度ｖの範囲が−Ａ・Ｖ_Nは≦ｖ≦Ａ・Ｖ_N（Ａは自然数）のとき、各フィルタバンクの出力Ｘ［ｋ_d］は、次式で算出される。

ここで、Ｍ＝０，・・・，ｍ・・・，Ｍ−１とする（ただし、Ｍは偶数）。また、Ｓ_mはスタガ率であり、スタガ処理に伴う時間シフト量の、平均送信周期に対する比とする。

なお、Ａは、例えば、物標の種類（船等）に応じて予想される最大速度に基づき設定することができる。

上記ＤＦＴによる処理（以下、拡張ＤＦＴ呼ぶ）は、観測対象となる物標の速度領域を速度折返しが生じる速度領域まで拡大し、ドップラ周波数の測定範囲（ｋの範囲）が従来のＤＦＴと比べてＡ倍となっている点と、送信信号のスタガ処理に伴う時間シフトに応じた位相誤差を補正している点において従来のＤＦＴとは異なる。

次に具体的な例を示して説明する。

観測対象となる物標の速度領域を−３Ｖ_N≦ｖ≦３Ｖ_N、物標のドップラ速度を２．５×Ｖ_N、ＤＦＴ点数Ｍ＝１６、スタガ処理ありとした場合、従来のＤＦＴと本実施形態の拡張ＤＦＴのそれぞれで算出したドップラスペクトルを図５に示す。図５(ａ)は、従来のＤＦＴにより算出したドップラスペクトルであり、図５（ｂ）は、上記拡張ＤＦＴ（式（５））により算出したドップラスペクトルである。

図５(ａ)では、ドップラ速度の測定範囲は−Ｖ_N≦ｖ≦Ｖ_Nであり、この速度範囲を超えるドップラスペクトルは、−Ｖ_N≦ｖ≦Ｖ_Nの速度範囲におけるドップラスペクトルをサンプリング周波数（ＰＲＦ）に対応する速度である２Ｖ_Nごとに繰り返したスペクトルとなる。従って、実際の物標速度に対応するドップラスペクトルと、エイリアスによる出現する偽の物標速度に対応するドップラスペクトルとのレベル差が等しくなる。このため、どちらが正しい測定結果なのかを判断できない。これに対して図５（ｂ）では、Ｓ_mを用いてスタガ処理に伴う時間シフトに応じた位相誤差を補正する。これにより、実際の物標速度に対応するドップラスペクトルに対しては、前記位相誤差が適切に補正され、スタガ処理をしない場合と同等のスペクトルレベルを維持する。一方で、偽の物標速度に対応するドップラスペクトルに対しては、前記位相誤差が適切に補正されず、スペクトルレベルが低下する。実際の物標速度に対応するドップラスペクトルのレベルが最も高くなるため、このバンクを選択することにより、速度折返し回数、すなわちＮ_numを求めることができる。

つまり上記例では、速度折返しが１回生じているため、Ｎ_num＝１となる。これを上記式（４）に代入して、実際のドップラ速度Ｖ_rが測定される。
＜１−３−３ ドップラ速度の測定処理＞
図６は、本実施形態に係る信号処理装置１０による物標のドップラ速度の測定処理のフローチャートである。

ステップＳ１０１：送受信部２００の周波数変換機２５より出力された中間周波数信号は、Ａ／Ｄ変換器１１によりデジタル信号に変換される。

ステップＳ１０２：Ａ／Ｄ変換器１１より出力されたデジタル信号は、直交検波部１２により直交検波され、上述の通りＩ信号及びＱ信号が出力される。

ステップＳ１０３：直交検波部１２により出力されたＩ信号及びＱ信号は、パルス圧縮部１３によりパルス圧縮され、パルス圧縮信号が出力される。

ステップＳ１０４：パルス圧縮部１３より出力されたパルス圧縮信号に対し、ドップラ速度推定部１４によりパルスペア法を適用して、ドップラ速度Ｖ_ｄ［ｋ，ｎ］（０≦ｋ≦Ｋ−１，０≦ｎ≦Ｎ−１）が算出される。一方、折返し判定部１５は、パルス圧縮部１３より出力されたパルス圧縮信号に対し、上述した拡張ＤＦＴ方式を適用して、各座標（ｋ，ｎ）での速度折返しの回数Ｎ_numが算出される。

ステップＳ１０５：ドップラ速度推定部１４により算出されたドップラ速度Ｖ_ｄ［ｋ，ｎ］は、ドップラ速度補正部１６により上記式（４）を用いて、補正される。なお、ドップラ速度Ｖ_ｄが補正されるのは、速度折返しの回数Ｎ_num≠０の場合であり、速度折返しの回数Ｎ_num＝０の場合は、ドップラ速度Ｖ_ｄは補正されずそのまま出力されることになる。

ステップＳ１０６：ドップラ速度補正部１６から出力されたドップラ速度Ｖ_rに対し、船速補正部１７により船速補正処理を行う。

ステップＳ１０７：船速補正部１７からの出力を他船のドップラ速度として出力し、入出力装置４０の表示部により表示等する。

なお、上記実施形態における処理方法の実行順序は、必ずしも、上記実施形態の記載に制限されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲で、実行順序を入れ替えることができる。
＜１−４ 本実施形態の特徴＞
上記実施形態に係るレーダー装置１の信号処理部１０によれば、上述した拡張ＤＦＴを用いることにより、物標の実際の速度領域に相当するドップラ周波数範囲全域において、ドップラスペクトルを算出することができる。これにより、ドップラ速度の測定精度を高めることができる。

また、拡張ＤＦＴは速度折返しの回数Ｎ_numの算出に適用し、ドップラ速度Ｖ_dは通常のＤＦＴよりも測定精度の高いパルスペア法を用いて算出することにより、ドップラ速度の測定精度を更に高めることができる。
＜２ 第２実施形態＞
図７は、本発明の第２実施形態に係る信号処理部２１０（信号処理装置の一例）の構成を概略的に示す。なお、上記第１実施形態と同様の構成及び機能を有する部分については同一の符号を付す。

信号処理部２１０は、Ａ／Ｄ変換部１１、直交検波部１２、パルス圧縮部１３、ドップラ速度測定部２００（物標速度測定装置の一例）、及びスタガ設定部１８を備える。更に、ドップラ速度測定部２００は、ドップラ速度算出部２１９及び船速補正部１７を備える。本実施形態に係る信号処理部２１０は、ドップラ速度測定部２００が、ドップラ速度推定部１４、折返し判定部１５、及びドップラ速度補正部１６を備えず、代わりにドップラ速度算出部２１９のみを備える点で、第１実施形態とは異なる。その他については、構成や機能及び動作については、上記第１実施形態と同様であるため、詳細な説明は省略する。

ドップラ速度算出部２１９は、パルス圧縮部１３が出力する受信データＳ［ｋ，ｎ］（０≦ｋ≦Ｋ−１，０≦ｎ≦Ｎ−１）に対して、拡張ＤＦＴを用いて、各座標（ｋ，ｎ）におけるドップラ速度を算出する。具体的には、下記式（５）により算出された受信信号を周波数領域に変換し、図５（ｂ）に示すドップラスペクトルの最大値を検出することにより、実際のドップラ速度を算出する。

ここで、Ｍ＝０，・・・，ｍ・・・，Ｍ−１とする（ただし、Ｍは偶数）。また、Ｓ_mはスタガ率であり、スタガ処理に伴う時間シフト量の、平均送信周期に対する比とする。

なお、Ａは、例えば、物標の種類（船等）に応じて予想される最大速度に基づき設定することができる。

本実施形態においては、第１実施形態のように速度の折返し回数をカウントする必要がなく、物標のドップラ速度Ｖ_dを測定する範囲を速度折返しが生じる速度領域まで拡張した拡張ＤＦＴを直接用いてドップラ速度Ｖ_dを算出している。よって、第１実施形態に比して測定の精度は低下する可能性があるものの、速度の折返しが生じても従来よりはドップラ速度の測定精度を高めることができる。
＜３ その他実施形態＞
＜３−１＞
上記実施形態に係るレーダー装置１の信号処理部１０は、パルス圧縮部１３を備えているが、これに限定されない。パルス圧縮部がなくとも、上記実施形態による効果を得ることができる。
＜３−２＞
上記実施形態に係るレーダー装置１の信号処理部１０(又は２１０)は、船速補正部１７を有するが、これに限定されない。船速補正部がなくともドップラ速度補正部１６（又はドップラ速度算出部２１９）から出力される相対速度データを入出力装置４０に出力するようにしてもよい。
＜３−３＞
上記実施形態に係るレーダー装置１の信号処理部１０においては、ドップラ速度推定部１４はパルスペア法を用いてドップラ速度を算出しているが、これに代えて通常のＤＦＴを用いてもよい。ＤＦＴの場合、受信信号にＤＦＴ処理を適用して周波数領域（速度領域）に変換し、ドップラスペクトルを算出する。このドップラスペクトルの最大値を読み取ることによりドップラ速度を測定する。パルスペア法は、ＤＦＴよりもドップラ速度を正確に測定できる利点があるが、ＤＦＴは、ドップラスペクトル上で信号、クラッタ、ノイズを分離して、信号のみの速度を測定することが可能となる。
＜３−４＞
上記実施形態においては、信号処理装置１０は、装置や集積回路として説明したが、本発明は、物標速度測定方法やコンピュータプログラムとしても実現し得るものである。

１ レーダー装置
１０ 信号処理装置
１１ Ａ／Ｄ変換部
１２ 直交検波部
１３ パルス圧縮部
１４ ドップラ速度推定部
１５ 折返し判定部
１６ ドップラ速度補正部
１７ 船速補正部
１８ スタガ設定部
１９ ドップラ速度算出部
２０ 送受信部
２１ 送信信号生成器
２２ 周波数変換機
２３ 局部発信器
２４ 送受切換器
２５ 周波数変換器
３０ アンテナ
４０ 入出力装置
１００ ドップラ速度測定部
２００ ドップラ速度測定部
２１０ 信号処理装置
２１９ ドップラ速度算出部

Claims (14)

1. レーダアンテナを介して所定の繰返し周期で送信された送信信号が物標に反射されて受信された複素受信信号に基づいて物標のドップラ速度を算出する物標速度測定装置であって、
   前記所定の繰返し周期に基づく速度折返しが生じる領域を含む範囲で前記複素受信信号に対する離散フーリエ変換である拡張ＤＦＴを行うことにより、前記物標のドップラ速度を算出する、
   物標速度測定装置。
2. 前記送信信号は、前記繰返し周期が変化する信号である、
   請求項１に記載の物標速度測定装置。
3. 前記拡張ＤＦＴは、前記送信信号の前記繰返し周期の変化に伴う時間シフトに応じた位相誤差の補正を行う、
   請求項２に記載の物標速度測定装置。
4. 前記所定の繰返し周期に基づく速度折返しが生じない領域において、前記物標のドップラ速度Ｖ_dを算出するドップラ速度推定部、及び
   前記拡張ＤＦＴを用いて、前記ドップラ速度推定部により算出されたドップラ速度Ｖ_dを補正することにより、前記物標のドップラ速度Ｖ_ｒを算出するドップラ速度補正部、
   を備える、請求項１に記載の物標速度測定装置。
5. 前記拡張ＤＦＴにより、前記速度折返しの回数Ｎ_numを判定する折返し判定部を更に備え、
   前記ドップラ速度補正部は、前記速度折返しの回数Ｎ_numに基づいて、前記ドップラ速度推定部により算出された前記ドップラ速度Ｖ_dを補正する、
   請求項４に記載の物標速度測定装置。
6. 前記折返し判定部は、
   前記拡張ＤＦＴにより、物標が存在する方位θに対応するドップラスペクトルのレベルを算出し、
   前記ドップラスペクトルのレベルが最も高い速度領域を特定することにより、前記速度折返しの回数Ｎ_numを判定する、
   請求項５に記載の物標速度測定装置。
7. 前記ドップラ速度推定部は、パルスペア法を用いて前記物標のドップラ速度Ｖ_dを算出する、
   請求項４に記載の物標速度測定装置。
8. 前記ドップラ速度補正部は、次式により前記物標のドップラ速度Ｖ_ｒを算出する、
   請求項４に記載の物標速度測定装置。
   

   

   ただし、Ｖ_Nは、前記速度折返しが生じない領域の最大速度とする。
9. レーダアンテナを介して所定の繰返し周期で送信された送信信号が物標に反射されて受信された複素受信信号に基づいて物標のドップラ速度を算出する物標速度測定装置であって、
   前記所定の繰り返し周期に基づく折り返し速度が生じない領域と該領域外にあり前記折り返し速度が生じる領域とを含む範囲で前記複素受信信号に対する離散フーリエ変換である拡張ＤＦＴを行うことにより、前記物標のドップラ速度を算出する、
   物標速度測定装置。
10. 請求項１又は９に記載の物標速度測定装置、
    前記複素受信信号をアナログ値からデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部、及び
    デジタル値に変換された前記複素受信信号を直交検波する直交検波部
    を備える、信号処理装置。
11. 更に、前記送信信号の前記繰返し周期を変化させるための信号を生成するスタガ設定部、
    を備える、
    請求項１０に記載の信号処理装置。
12. 前記送信信号を送信すると共に、反射により前記複素受信信号を受信するレーダアンテナ、
    前記レーダアンテナが送信する前記送信信号を生成すると共に、前記送信信号と前記複素受信信号の周波数変換を行う送受信部、及び
    前記送受信部より取得した前記複素受信信号に基づいて前記ドップラ速度を算出する請求項１０に記載の信号処理装置、
    を備える、レーダー装置。
13. レーダアンテナを介して所定の繰返し周期で送信された送信信号が物標に反射されて受信された複素受信信号に基づいて物標のドップラ速度を算出する物標速度測定方法であって、
    前記所定の繰返し周期に基づく速度折返しが生じない領域において、前記物標のドップラ速度Ｖ_dを算出するドップラ速度推定ステップ、及び
    前記物標のドップラ速度Ｖ_dを測定する速度範囲を、前記所定の繰返し周期に基づく速度折返しが生じる領域まで拡張した離散フーリエ変換である拡張ＤＦＴを用いて、前記ドップラ速度推定ステップにおいて算出されたドップラ速度Ｖ_dを補正することにより、前記物標のドップラ速度Ｖ_ｒを算出するドップラ速度補正ステップ、
    を備える、物標速度測定方法。
14. 請求項１３に記載の物標速度測定方法をコンピュータに実行させるためのコンピュータプログラム。

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