JP2013038911A - コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】チョッパ型のコンバータにおいて、各スイッチング素子の冷却性能を保ちつつ、小型化および低コスト化を実現する。
【解決手段】コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧を直流電源Ｂの出力電圧以上の電圧に昇圧する。コンバータ１０は、直流電源Ｂの正極に一端が結合されるリアクトルＬ１と、リアクトルＬ１の他端と正極線ＰＬ２との間に設けられる第１スイッチング素子Ｑ１と、リアクトルＬ１の他端と直流電源Ｂの負極との間に設けられる第２スイッチング素子Ｑ２とを備える。第１スイッチング素子Ｑ１は、第２スイッチング素子Ｑ２よりも、素子面積が小さくなるように形成される。
【選択図】図１

Description

この発明は、コンバータに関し、より特定的には、２つのスイッチング素子とリアクトルから構成されるいわゆるチョッパ型のコンバータに関する。

近年、モータを１つの駆動源とする電動車両が広く普及しつつある。通常、電動車両は、蓄電装置を備え、その蓄電装置から供給される電力を用いてモータを回転させることによって駆動力を得ている。通常、電動車両は、蓄電装置から入力される電圧を昇圧してモータに出力する昇圧コンバータを備える。昇圧コンバータとしては、たとえば、２つのスイッチング素子とリアクトルとからなるいわゆるチョッパ型のコンバータが採用されている。

たとえば、特開２０００−２６０９３７号公報（特許文献１）には、直流電源の正負極間に上下アームとして直列接続される上側、下側半導体スイッチ素子を備えた構造が開示される。この特許文献１では、上側、下側半導体スイッチ素子のうち、電位が変動しない側の半導体スイッチ素子のコレクタ面を冷却体に直接接合し、電位が変動する側の半導体スイッチ素子のコレクタ面を絶縁物を介して冷却体に熱的に結合する。特許文献１では、電位が変動する側の半導体スイッチ素子を、電位が変動しない側の半導体スイッチが接合される冷却体と同じ冷却体に熱的に結合することにより、当該半導体スイッチ素子のコレクタからケースまたは接地までの漂遊容量を低減する。これにより、ノイズの伝搬を低減する。

特開２０００−２６０９３７号公報 特許第３２３９７２８号公報 特開平９−９３９３５号公報 特開２００４−１８６５０４号公報

上記の特許文献１では、電位が変動する側の半導体スイッチ素子の冷却体からケースまたは接地までに漂遊する容量が大きいことから大きなノイズフィルタが必要とされるところ、当該半導体スイッチ素子のコレクタ面を絶縁物を介して冷却体に結合することによって漂遊容量を低減できるため、２つの半導体スイッチ素子の冷却体を共通とすることができ、小型軽量化および低コスト化を図ることができる。また、上記の特許文献１では、電位が変動する側の半導体スイッチ素子の面積またはチップ数を、電位が変動しない側の半導体スイッチ素子のそれよりも大とする。

一方、チョッパ型のコンバータでは、直流電源の正負極間に上下アームとして直列接続される２つの半導体スイッチ素子を互いに逆の状態となるようにスイッチング動作させることにより、直流電源から供給された直流電圧を昇圧してモータに出力する。このとき、各半導体スイッチ素子のオンデューティは、コンバータの入力側電圧と出力側電圧との費であるデューティ指令値に従って制御される。そのため、上アームを構成する半導体スイッチ素子と、下アームを構成する半導体スイッチ素子とでは、デューティ指令値に応じて、半導体スイッチ素子のオン期間に流れる電流および半導体スイッチ素子に発生する損失が異なってくる。上記の特許文献１は、電位が変動する側の半導体スイッチ素子のコレクタから放射されるノイズを低減するために、電位が変動する側の半導体スイッチ素子を、電位が変動しない側の半導体スイッチ素子とは異なる構成とするものであり、上記のようなコンバータを構成する２つの半導体スイッチ素子をどのような構成とすべきかについて何ら言及していない。

それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、いわゆるチョッパ型のコンバータにおいて、各スイッチング素子の冷却性能を保ちつつ、小型化および低コスト化を実現することである。

この発明のある局面に従えば、直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータであって、直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、リアクトルの他端と電気負荷装置との間に設けられる第１スイッチング素子と、リアクトルの他端と直流電源の負極との間に設けられる第２スイッチング素子とを備える。第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とは、素子面積が互いに異なるように形成される。

好ましくは、第１スイッチング素子は、第２スイッチング素子よりも、素子面積が小さい。

好ましくは、コンバータは、表面に第１スイッチング素子および第２スイッチング素子が配置され、かつ、裏面に第１スイッチング素子および第２スイッチング素子の熱を放熱するヒートシンクが設けられた絶縁基板をさらに備える。第１スイッチング素子は、第２スイッチング素子よりも熱抵抗が大きい。

好ましくは、コンバータは、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子をオン・オフするための駆動回路をさらに備える。第１スイッチング素子と駆動回路との間に設けられるゲート抵抗は、第２スイッチング素子と駆動回路との間に設けられるゲート抵抗よりも、抵抗値が小さい。

この発明によれば、チョッパ型のコンバータにおいて、各スイッチング素子の冷却性能を保ちつつ、小型化および低コスト化を実現することができる。

本発明の実施の形態によるコンバータが適用されるモータ駆動装置の回路図である。 コンバータのキャリア信号、デューティ指令値、ゲート信号の関係を示す図である。 スイッチング素子Ｑ１のオン時およびデッドタイム時の電流ＩＬの流れを示す図である。 スイッチング素子Ｑ２がオン時の電流ＩＬの流れを示す図である。 電圧ＶＨと交流モータＭ１の動作可能領域との関係を示す概念図である。 スイッチング素子Ｑ１に流れる電流とスイッチング素子Ｑ２に流れる電流との関係を示す図である。 スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２で発生する電力損失と電圧ＶＨとの関係を説明する図である。 スイッチング素子Ｑ１の素子面積とスイッチング素子Ｑ２の素子面積との関係を示す図である。 スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗とスイッチング素子Ｑ２のゲート抵抗との関係を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明が繰返さない。

図１は、本発明の実施の形態によるコンバータが適用されるモータ駆動装置の回路図である。

図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、コンバータ１０と、インバータ２０と、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、電流センサ５２と、電圧センサ５４，５６と、フィルタコンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ２と、制御装置３０とを備える。

このモータ駆動装置１００は、ハイブリッド自動車や電気自動車などの電動車両に搭載される。そして、交流モータＭ１は、図示しない駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生する。あるいは、交流モータＭ１は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電する発電機として動作し、かつ、エンジンの始動を行なう電動機としてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電源Ｂは、再充電可能な蓄電装置であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。なお、直流電源Ｂとして、二次電池に代えて大容量のキャパシタを用いてもよい。

コンバータ１０は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は、直流電源Ｂの正極端子に接続される正極線ＰＬ１に接続され、他方端は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との中間点、すなわち、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正極線ＰＬ２に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負極線ＮＬに接続される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。

なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびインバータ２０に含まれる後述のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。

コンバータ１０は、制御装置３０からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬ間の電圧を直流電源Ｂの出力電圧以上の電圧に昇圧する。信号ＰＷＣには、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを制御するためのゲート信号Ｓｑ１と、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを制御するためのゲート信号Ｓｑ２とが含まれる。ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が互いに逆の状態（すなわち、Ｑ１オンのときはＱ２オフ、Ｑ１オフのときはＱ２オン）となるように関連付けられている。

電流センサ５２は、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、電流センサ５２は、直流電源ＢからリアクトルＬ１へ流れる電流を正値として検出し、リアクトルＬ１から直流電源Ｂへ流れる電流を負値として検出する。

フィルタコンデンサＣ１は、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間に接続される。電圧センサ５４は、フィルタコンデンサＣ１の両端の電圧ＶＬをコンバータ１０の入力電圧として検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

平滑コンデンサＣ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣ２は、コンバータ１０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２０へ供給する。

回転角センサ５８は、交流モータＭ１のロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム２４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム２６は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。そして、各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルにそれぞれ接続されている。

インバータ２０は、制御装置３０からの信号ＰＷＩに基づいて、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬから供給される直流電力を三相交流に変換して交流モータＭ１へ出力し、交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲ１によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、モータ駆動装置１００が搭載された電動車両の制動時、交流モータＭ１により発電された三相交流電力を信号ＰＷＩに基づいて直流に変換し、正極線ＰＬ２および負極線ＮＬへ出力する。

制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）により構成される。制御装置３０は、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

制御装置３０は、パルス幅変調法を用いて、コンバータ１０を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとしてコンバータ１０へ出力する。

また、制御装置３０は、図示されない外部のＥＣＵから受ける交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１に基づいて、交流モータＭ１を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩとしてインバータ２０へ出力する。

図２に、制御装置３０によって設定される、コンバータ１０のキャリア信号ＣＲ、デューティ指令値ｄ、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２の関係を示す。

基本的には、キャリア信号ＣＲがデューティ指令値ｄよりも小さい場合にゲート信号Ｓｑ１（スイッチング素子Ｑ１）がオンされ、そうでない場合にゲート信号Ｓｑ２（スイッチング素子Ｑ２）がオンされる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンとなるのを防止するために、制御装置３０は、ゲート信号Ｓｑ１，Ｓｑ２に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオフとなるデッドタイムＴｄを設けている。図２に示すように、制御装置３０は、キャリア信号ＣＲとデューティ指令値ｄとの大小関係が変化した場合に、一方のゲート信号のオンからオフへの変化を優先させ、他方のゲート信号のオフからオンへの変化をデッドタイム分だけ遅らせる。

コンバータ１０の動作中は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングによって、スイッチング素子Ｑ１またはダイオードＤ１に電流ＩＬが流れる状態と、スイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２に電流ＩＬが流れる状態との２つの状態が交互に起こる。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態と電流ＩＬの波形との関係について説明する。なお、以下では電流ＩＬが正の場合を例に説明する。

図３は、スイッチング素子Ｑ１のオン時およびデッドタイム時の電流ＩＬの流れを示す。この場合、図３に示すように、電流ＩＬがダイオードＤ１を流れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と負極線ＮＬとの間の電圧をＶｍ、リアクトルＬ１のインダクタンス値をＬ、電流ＩＬの傾き（単位時間当たりの変化量）をｄＩＬ／ｄｔとすると、この状態での電圧方程式は、下記の式（１）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０ ・・・（１）
平滑コンデンサＣ２の両端の電圧をＶＨとすると、電流ＩＬがダイオードＤ１を流れている間は電圧Ｖｍ＝ＶＨとなるため、これを式（１）に代入して変形すると下記の式（２）となり、さらに式（２）を変形すると式（３）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−ＶＨ＝０ ・・・（２）
ｄＩＬ／ｄｔ＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌ ・・・（３）
この式（３）により、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時およびデッドタイム時は、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔが（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＜ＶＨであるので、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは負である。

図４は、電流ＩＬが正の場合の、スイッチング素子Ｑ２がオン時の電流ＩＬの流れを示す。この場合、図４に示すように、電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れる。この状態での電圧方程式は、下記の式（４）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−Ｖｍ＝０ ・・・（４）
式（４）と上記式（１）とは同じであるが、電流ＩＬがスイッチング素子Ｑ２を流れている間は、電圧Ｖｍは、ＶＨではなく０となるため、これを式（４）に代入して変形すると、下記の式（５）となり、さらに式（５）を変形すると式（６）となる。

ＶＬ−Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）−０＝０ ・・・（５）
ｄＩＬ／ｄｔ＝ＶＬ／Ｌ ・・・（６）
この式（６）により、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ２のオン時は、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔがＶＬ／Ｌとなることが分かる。通常、ＶＬ＞０であるので、電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔは正である。

このように、電流ＩＬが正の場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時およびデッドタイム時の電流ＩＬは傾き（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌで減少し、スイッチング素子Ｑ２のオン時の電流ＩＬは傾きＶＬ／Ｌで増加する。

以上に説明したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の状態と電流ＩＬの波形との関係、および電圧Ｖｍを図２に示す。

電圧ＶＨを指令通りに昇圧させる場合、デッドタイムＴｄがない理想的なスイッチング状態においては、キャリア信号ＣＲの周期をＴｃ、キャリア信号ＣＲがデューティ指令値ｄよりも小さい期間をＴ１とすると、デューティ指令値ｄ＝Ｔ１／Ｔｃとなる。この場合、デューティ指令値ｄは下記の式（７）で表わすことができる。

ｄ＝ＶＬ／ＶＨ ・・・（７）
この式（７）により、電圧ＶＨを増加させるに従って、デューティ指令値ｄが減少する。そして、デューティ指令値ｄが減少すると、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１が減少する一方で、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔ２が増加することが分かる。

ここで、コンバータ１０の出力電圧である電圧ＶＨの目標値を示す電圧指令値は、交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ回転数ＭＲＮ１から算出される交流モータＭ１のパワーに基づいて生成される。この電圧指令値は、交流モータＭ１のパワーが大きくなるほど高い値となる。図５は、電圧ＶＨと交流モータＭ１の動作可能領域との関係を示す概念図である。図５を参照して、交流モータＭ１の動作可能領域は、回転数およびトルクの組み合わせによって示される。交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。そのため、コンバータ１０による昇圧電圧すなわち電圧ＶＨは、このモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。このモータ必要電圧（誘起電圧）の最大値は、電圧ＶＨの上限値で決まる。図中の実線Ｌ１は、電圧ＶＨが上限値であるときの動作可能領域の限界（最大出力線）を示すものである。

たとえば、モータ駆動装置１００を搭載した電動車両において、交流モータＭ１を駆動源とする場合、ユーザによるアクセル操作量が全開位置ＷＯＴとなったときには、電圧指令値はコンバータ１０による昇圧電圧の上限値（電圧ＶＨの上限値）に設定される。あるいは、交流モータＭ１をエンジンの始動を行なう電動機とする場合では、エンジンの始動時には交流モータＭ１に要求されるパワーが大きくなるため、電圧指令値が高い値に設定される。

このように交流モータＭ１のパワーの増加に従って電圧ＶＨが高くなると、すなわちデューティ指令値ｄが減少すると、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔ２が増加する。これにより、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩＬが増大する。その結果、電圧ＶＨが高くなるに従って、スイッチング素子Ｑ２のオン期間中の損失である定常損失（オン損失）が大きくなる。また、スイッチング素子Ｑ２のオン時の電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔ（＝ＶＬ／Ｌ）が小さくなるため、スイッチング素子Ｑ２のオンオフ時に発生するスイッチング損失も増大する。

これに対して、電圧ＶＨが高くなると、すなわちデューティ指令値ｄが減少すると、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１が減少する。そのため、電圧ＶＨが低いときと比較して、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩＬが減少する。その結果、電圧ＶＨが高くなるに従って、スイッチング素子Ｑ１の定常損失が小さくなる。一方、スイッチング素子Ｑ１のオン時の電流ＩＬの傾きｄＩＬ／ｄｔ（＝（ＶＬ−ＶＨ）／Ｌ）は、電圧ＶＨが高くなるほどその絶対値が大きくなる。よって、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失は増大する。

なお、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１は、電圧ＶＨが低くなるほど増加するが、図５に示すように、電動車両の力行時には、高出力が要求されると、コンバータ１０による昇圧動作によって電圧ＶＨを昇圧する。これにより、スイッチング素子Ｑ２には、過渡的に大きな電流が流れる。したがって、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流とスイッチング素子Ｑ２に流れる電流とを比較すると、図６に示すように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流は、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流よりも低くなるという関係が成立する。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各々で発生する損失（定常損失およびスイッチング損失）については、図７に示されるように、電圧ＶＨの上昇に従って変化する。図６において、実線は、コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１（上アーム）で発生する定常損失およびスイッチング損失と、これらの損失の和に相当する昇圧上アーム損失とを示す。破線は、コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ２（下アーム）で発生する定常損失およびスイッチング損失と、これらの損失の和に相当する昇圧下アーム損失とを示す。

図７を参照して、スイッチング素子Ｑ２（下アーム）においては、電圧ＶＨが上昇するに従って定常損失およびスイッチング損失がともに増大する。その結果、昇圧下アーム損失は、電圧ＶＨの上昇に伴なって単調に増大している。

これに対して、スイッチング素子Ｑ１（上アーム）では、電圧ＶＨが上昇するに従ってスイッチング損失が増大する一方で、定常損失が減少する。その結果、昇圧下アーム損失は、昇圧上アーム損失とは異なり、電圧ＶＨの上昇に伴なって単調に増大していない。そして、このような損失の相違により、昇圧下アーム損失と昇圧上アーム損失との間には、昇圧下アーム損失＞昇圧上アーム損失という関係が成り立っている。

以上に説明したように、コンバータ１０において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とでは、流れる電流の大きさおよび発生する損失が異なる。詳細には、スイッチング素子Ｑ１（上アーム）は、スイッチング素子Ｑ２（下アーム）と比較して電流が小さく、かつ、損失が小さい。

本実施の形態によるコンバータでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２における電流および損失の違いに着目し、これらの違いに基づいて、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との間で素子面積（チップサイズ、平面視におけるチップの占有面積に相当）を異ならせる。

具体的には、電流および電力損失が相対的に小さいスイッチング素子Ｑ１の素子面積を、電流および損失が相対的に大きいスイッチング素子Ｑ２の素子面積よりも小さくする。これにより、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング素子Ｑ２と同じ素子面積で形成する従来のコンバータと比較して、コンバータの小型化および低コスト化を図ることができる。その結果、モータ駆動装置１００の小型化および低コスト化を実現することができる。

ここで、モータ駆動装置１００（図１）においては、交流モータＭ１、インバータ２０およびコンバータ１０は、直流電源Ｂからの電力を変換して交流モータＭ１を駆動する電力変換ユニット（ＰＣＵ：Power Control Unit)として電動車両に搭載される。この電力変換ユニットは、インバータ２０およびコンバータ１０を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８と、当該スイッチング素子を駆動する駆動回路とが統合されたパワーモジュールを含んでいる。

このパワーモジュールにおいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８は、高い熱伝導性を有する絶縁基板上に配置されている。絶縁基板に対してスイッチング素子と反対側には放熱板を介してヒートシンクが設けられている。スイッチング素子で発生した熱は、絶縁基板および放熱板を介してヒートシンクに伝わると、ヒートシンクを介して冷媒に放出される。

このような構成において、スイッチング素子の発熱量は、（スイッチング素子の損失Ｐ）×（熱抵抗Ｒｔｈ）により表わすことができる。熱抵抗Ｒｔｈの値は、素子面積に応じて変化する。素子面積が小さくなるほど、熱抵抗Ｒｔｈの値は大きくなる。

本実施の形態によるコンバータ１０においては、図７で説明したように、スイッチング素子Ｑ１で発生する損失（昇圧上アーム損失）が、スイッチング素子Ｑ２で発生する損失（昇圧下アーム損失）と比較して小さくなる。したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の耐熱温度が同等である場合、スイッチング素子Ｑ１の熱抵抗Ｒｔｈを、スイッチング素子Ｑ２の熱抵抗Ｒｔｈよりも下げても、素子間で同等の耐熱性を保つことができる。すなわち、図８に示すように、スイッチング素子Ｑ１の素子面積を、スイッチング素子Ｑ２の素子面積よりも小さくすることができる。

また、スイッチング素子の損失は、素子の電流密度が低くなるほど小さくなる。素子の電流密度は、（素子に流れる電流）／（素子面積）により表わすことができる。したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電流密度を一定値とすると、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流はスイッチング素子Ｑ２に流れる電流よりも小さいため（図６参照）、スイッチング素子Ｑ１の素子面積を、スイッチング素子Ｑ２の素子面積よりも小さくすることができる。

なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各々の素子面積は、所望の冷却性能が確保されるように定められる。図８におけるスイッチング素子Ｑ１の素子面積とスイッチング素子Ｑ２の素子面積との比率は、上述した電力損失および電流の大きさの違いを反映したものとなる。

さらに、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流がスイッチング素子Ｑ２に流れる電流よりも小さいことを利用して、スイッチング素子Ｑ１と駆動回路との間に設けられるゲート抵抗の抵抗値を、スイッチング素子Ｑ２と駆動回路とに間に設けられるゲート抵抗の抵抗値よりも小さくすることができる。具体的には、図９に示すように、スイッチング素子Ｑ１のゲートとスイッチング素子Ｑ１の駆動回路であるドライバ１１２との間には、ゲート抵抗１１０が接続される。同様に、スイッチング素子Ｑ２のゲートとスイッチング素子Ｑ２の駆動回路であるドライバ１２２との間には、ゲート抵抗１２０が接続される。本実施の形態によるコンバータでは、ゲート抵抗１１０の抵抗値Ｒ１を、ゲート抵抗１２０の抵抗値Ｒ２よりも小さくする。

ここで、ゲート抵抗の抵抗値を小さくすると、スイッチング素子に流れる電流の立ち上がりおよび立下りが急峻になるため、スイッチング素子のターンオン期間およびターンオフ期間が短くなる。これにより、スイッチング素子で発生するスイッチング損失が小さくなる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のゲート抵抗を低い抵抗値とすることにより、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失を低減することができる。その結果、スイッチング素子Ｑ１で発生する損失（昇圧上アーム損失）をさらに低減できるため、スイッチング素子Ｑ１の素子面積をさらに小さくすることができる。

その一方で、上記のようにゲート抵抗の抵抗値を下げると、スイッチング損失を低減できる反面、スイッチング素子のオンオフ時に発生するサージ電圧が増大する。このサージ電圧は、コンバータ１０による昇圧電圧に重畳される。そのため、サージ電圧が増大すると、素子耐圧を超える過大な電圧がスイッチング素子に印加されることによってスイッチング素子を損傷する虞がある。したがって、コンバータ１０による昇圧電圧とサージ電圧との和をスイッチング素子の素子耐圧以下に抑える必要がある。

しかしながら、サージ電圧はスイッチング素子に流れる電流が大きくなるに従って増大することから、流れる電流がスイッチング素子Ｑ２と比較して小さいスイッチング素子Ｑ１では、オンオフ時に発生するサージ電圧もスイッチング素子Ｑ２で発生するサージ電圧よりも小さくなる。その結果、スイッチング素子Ｑ１では、サージ電圧に余裕が生じるため、ゲート抵抗１１０の抵抗値を下げることによってスイッチング損失を低減できる。

以上に説明したように、この発明の実施の形態によれば、チョッパ型のコンバータを構成する２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を、スイッチング素子に流れる電流の大きさおよびスイッチング素子で発生する損失の違いに基づいて、素子面積が互いに異なるように形成する。これにより、２つのスイッチング素子を、電流および損失が相対的に大きいスイッチング素子を基準として定められた素子面積に統一する従来のコンバータと比較して、２つのスイッチング素子の冷却性能を確保しながら、コンバータの小型化および低コスト化を実現することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ コンバータ、２０ インバータ、２２ Ｕ相アーム、２４ Ｖ相アーム、２６ Ｗ相アーム、３０ 制御装置、５２ 電流センサ、５４，５６ 電圧センサ、５８ 回転角センサ、１００ モータ駆動装置、１１０，１２０ ゲート抵抗、１１２，１２２ ドライバ、Ｂ 直流電源、Ｃ１ フィルタコンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、ＮＬ 負極線、ＰＬ１，ＰＬ２ 正極線、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子。

Claims (4)

1. 直流電源と電気負荷装置との間で電圧変換を行なうコンバータであって、
   前記直流電源の正極に一端が結合されるリアクトルと、
   前記リアクトルの他端と前記電気負荷装置との間に設けられる第１スイッチング素子と、
   前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に設けられる第２スイッチング素子とを備え、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とは、素子面積が互いに異なるように形成される、コンバータ。
2. 前記第１スイッチング素子は、前記第２スイッチング素子よりも、素子面積が小さい、請求項１に記載のコンバータ。
3. 表面に前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子が配置され、かつ、裏面に前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の熱を放熱するヒートシンクが設けられた絶縁基板をさらに備え、
   前記第１スイッチング素子は、前記第２スイッチング素子よりも熱抵抗が大きい、請求項２に記載のコンバータ。
4. 前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子をオン・オフするための駆動回路をさらに備え、
   前記第１スイッチング素子と前記駆動回路との間に設けられるゲート抵抗は、前記第２スイッチング素子と前記駆動回路との間に設けられるゲート抵抗よりも、抵抗値が小さい、請求項２に記載のコンバータ。

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