JP2013038745A

JP2013038745A - Photoreceiver power optimization

Info

Publication number: JP2013038745A
Application number: JP2011175738A
Authority: JP
Inventors: Yoshiaki Aono; 義明青野
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2011-08-11
Filing date: 2011-08-11
Publication date: 2013-02-21
Anticipated expiration: 2031-08-11
Also published as: JP5408202B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a photoreceiver system.SOLUTION: The photoreceiver system includes a local oscillator, a mixer and a processor. The local oscillator is configured to generate a laser signal in order to instruct the selection of one out of plural channels. Further, the mixer is configured to receive signals on plural channels and use the laser signal to discriminate a signal on a selected channel from others. Further, the processor is configured to adjust the power of the laser signal fed into the mixer so as to limit a noise penalty of the receiver system, and thereby maximize a difference in power level between the laser signal and at least one of the signals among plural channels on the basis of a total number of plural channels.

Description

本発明は光受信器システムおよび動作の方法に関し、特に、そのような受信器の信号の光パワーを管理するための方法およびシステムに関する。 The present invention relates to optical receiver systems and methods of operation, and more particularly to methods and systems for managing the optical power of signals in such receivers.

［関連出願の相互参照］
本出願は、参照により本明細書に組み込まれる、２０１０年４月９日に出願された米国仮出願第６１／３２２，３９０号の優先権を主張するものである。 [Cross-reference of related applications]
This application claims priority from US Provisional Application No. 61 / 322,390, filed Apr. 9, 2010, which is incorporated herein by reference.

本出願は、さらに、本出願人が所有する２０１０年１０月１７日に出願された同時係属米国実用新案出願第１２／９００，２００号、および本出願人が所有する２００９年１０月９日に出願された米国仮出願第６１／２５０，１８５号に関連し、それらの各々は参照により本明細書に組み込まれる。 This application is further divided into co-pending US utility model application No. 12 / 900,200 filed on Oct. 17, 2010 owned by the applicant and on Oct. 9, 2009 owned by the applicant. Each of which is incorporated herein by reference in relation to filed US provisional application 61 / 250,185.

再構成可能光アド／ドロップマルチプレクサ（ＲＯＡＤＭ）ノードは、波長層における波長分割多重（ＷＤＭ）チャネルのいずれかまたはすべての信号を柔軟にアドおよびドロップできるようにする重要な光ネットワーク要素である。３方路以上をもつＲＯＡＤＭノードとすることができる多方路ＲＯＡＤＭノード（ＭＤ−ＲＯＡＤＭ）は、様々な経路間のＷＤＭ信号の交差接続機能も行う別の光ネットワーク要素である。 A Reconfigurable Optical Add / Drop Multiplexer (ROADM) node is an important optical network element that allows for the flexible addition and drop of any or all signals of a wavelength division multiplexed (WDM) channel in the wavelength layer. A multi-path ROADM node (MD-ROADM), which can be a ROADM node having three or more paths, is another optical network element that also performs a cross-connect function of WDM signals between various paths.

従来のＲＯＡＤＭノードはＷＤＭチャネルの信号をアドおよびドロップするのにある程度の柔軟性を有するが、急速に成長し、ますます動的になりつつあるインターネットベーストラヒックに適合するための十分な柔軟性をもっていない。例えば、従来のＲＯＡＤＭノードで使用されているトランスポンダは、通常、高密度波長分割多重（ＤＷＤＭ）ネットワークポートのすべてに対してノンブロッキングおよび波長透明アクセスを有しているわけではない。その結果、カラーレス／ディレクションレス（ＣＬ＆ＤＬ）ＭＤ−ＲＯＡＤＭノードが、従来のＲＯＡＤＭノードに取って代わるために最近広く研究されている。この文脈において、「カラーレス」は、各トランスポンダが、ＲＯＡＤＭノードシステムで使用されるいかなる波長の信号も受信および送信することができるＲＯＡＤＭノードの機能を指すことができる。そして次に、「ディレクションレス」は、ノードに接続された各トランスポンダが、いかなる入力ポートから生じる信号も受け取ることができ、ＲＯＡＤＭノードのいかなる出力ポートにも信号を転送することができるＲＯＡＤＭノードの機能を指すことができる。 Traditional ROADM nodes have some flexibility to add and drop WDM channel signals, but with enough flexibility to adapt to rapidly growing and increasingly dynamic Internet-based traffic Not in. For example, transponders used in conventional ROADM nodes typically do not have non-blocking and wavelength transparent access to all Dense Wavelength Division Multiplexing (DWDM) network ports. As a result, colorless / directionless (CL & DL) MD-ROADM nodes have been extensively studied recently to replace conventional ROADM nodes. In this context, “colorless” can refer to the function of a ROADM node where each transponder can receive and transmit signals of any wavelength used in the ROADM node system. And then, “Directionless” is a function of the ROADM node where each transponder connected to the node can receive a signal originating from any input port and forward the signal to any output port of the ROADM node Can be pointed to.

一実施形態は、ローカル発振器、ミクサ、およびプロセッサを含む光受信器システムに関する。ローカル発振器は、複数のチャネルのうちの１つの選択を指示するためにレーザ信号を生成するように構成される。さらに、ミクサは、複数のチャネルの信号を受け取り、選択されたチャネルの信号を区別するためにレーザ信号を利用するように構成される。さらに、プロセッサは、受信器システムの雑音ペナルティを制限するようにミクサに入力されるレーザ信号のパワーを調整することによって、複数のチャネルの総数に基づいてレーザ信号と複数のチャネルのうちの少なくとも１つとの間のパワーレベル差を最大にするように構成される。 One embodiment relates to an optical receiver system that includes a local oscillator, a mixer, and a processor. The local oscillator is configured to generate a laser signal to indicate selection of one of the plurality of channels. Further, the mixer is configured to receive the signals of the plurality of channels and utilize the laser signal to distinguish the signals of the selected channels. Further, the processor adjusts the power of the laser signal input to the mixer to limit the noise penalty of the receiver system, thereby determining at least one of the laser signal and the plurality of channels based on the total number of the plurality of channels. Configured to maximize the power level difference between the two.

別の実施形態は光信号処理システムに関する。このシステムは、複数のトランスポンダにドロップさせるために複数のチャネルから１組のチャネルを選択するように構成される選択スイッチをさらに含むＲＯＡＤＭノードを含む。このシステムは複数のトランスポンダをさらに含み、それらの各々は上述の光受信器システムの実施形態を含む。 Another embodiment relates to an optical signal processing system. The system includes a ROADM node that further includes a selection switch configured to select a set of channels from the plurality of channels for dropping to the plurality of transponders. The system further includes a plurality of transponders, each of which includes an embodiment of the optical receiver system described above.

代替の実施形態は方法に関する。この方法によれば、信号が光ミクサに入力される複数のチャネルの総数が受け取られる。この方法は、ミクサが複数のチャネルのうちの１つの信号を区別することができるように生成されたレーザ信号と、複数のチャネルの総数に基づいた複数のチャネルのうちの少なくとも１つとの間の最大パワーレベル差を決定する段階をさらに含む。さらに、ミクサに入力されたレーザ信号のパワーは、雑音ペナルティを制限するために、決定された最大パワーレベル差に従って調整される。 An alternative embodiment relates to a method. According to this method, the total number of channels through which the signal is input to the optical mixer is received. The method includes a laser signal generated so that the mixer can distinguish one signal of the plurality of channels and at least one of the plurality of channels based on the total number of the plurality of channels. The method further includes determining a maximum power level difference. Furthermore, the power of the laser signal input to the mixer is adjusted according to the determined maximum power level difference in order to limit the noise penalty.

これらならびに他の特徴および利点は、添付図面に関連して読むことができる本発明の例示的な実施形態の以下の詳細な説明から明らかになるであろう。 These as well as other features and advantages will become apparent from the following detailed description of exemplary embodiments of the invention that can be read in conjunction with the accompanying drawings.

本開示は、以下の図を参照する好適な実施形態の以下の説明において詳細を提供する。 The present disclosure provides details in the following description of preferred embodiments with reference to the following figures.

雑音ペナルティと、コヒーレント受信器に適用されるドロップチャネルの総数と、ローカル発振器レーザと受信器に適用される１つまたは複数のドロップ信号との間のパワー差との間の例示的な関係を示すグラフである。FIG. 6 illustrates an exemplary relationship between noise penalty, the total number of drop channels applied to the coherent receiver, and the power difference between the local oscillator laser and one or more drop signals applied to the receiver. It is a graph. コヒーレント受信器の例示的な最適動作条件を示すグラフである。6 is a graph illustrating exemplary optimal operating conditions for a coherent receiver. ＲＯＡＤＭノードおよび１組のトランスポンダを含む例示的な光信号処理システムの高レベルなブロック／流れ図である。2 is a high level block / flow diagram of an exemplary optical signal processing system including a ROADM node and a set of transponders. 例示的なコヒーレント受信システムの高レベルなブロック／流れ図である。2 is a high level block / flow diagram of an exemplary coherent reception system. コヒーレント受信器のパワーレベルを最適化するための例示的な方法の高レベルな流れ図である。2 is a high level flow diagram of an exemplary method for optimizing the power level of a coherent receiver. 最適化パラメータを決定するための例示的な設定方法の高レベルな流れ図である。2 is a high level flow diagram of an exemplary configuration method for determining optimization parameters. ローカル発振器レーザおよび／または１つまたは複数のドロップ信号のパワーを決定するための例示的な方法の高レベルな流れ図である。3 is a high level flow diagram of an exemplary method for determining the power of a local oscillator laser and / or one or more drop signals.

ＲＯＡＤＭノードで使用される各トランスポンダに関連する波長は動的に変化することがあるので、ＲＯＡＤＭノードのカラーレス／ディレクションレスの機能を実施するには、従来の静的な光デマルチプレクサはドロップしたＷＤＭ信号を分離するに好適でなくなる。「フィルタレス」または「デマックスレス」のカラーレス／ディレクションレス多方路ＲＯＡＤＭノード構成が、上述で参照した本出願人が所有する出願で提案された。これに関して説明された例示的な構成は、光デマルチプレクサまたはフィルタなどの波長セレクタ要素を受信器システムから除去し、ドロップするべき目標チャネルをコヒーレント光システムのＷＤＭチャネルから選択するためにローカル発振器（ＬＯ）を利用することができる。しかし、トランスポンダに他のＷＤＭチャネルが存在するために、付加的な干渉がローカル発振器と不要な信号との間で生じることがある。ここで、干渉は、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）ペナルティの形態で、受け取った信号のあるレベルの性能劣化をもたらすことがある。システムが光ネットワークで実用的に使用されるには、このペナルティは、すべての条件の中で、ある閾値レベル（例えば、システム仕様に応じて０．５ｄＢ）内に保持されるべきである。特に、ＯＳＮＲペナルティは、ＲＯＡＤＭノードが様々な時にゼロとすべてのチャネルとの間でドロップさせることがあるので、すべてのあり得るＷＤＭチャンネル数に対して考慮されるべきである。 Since the wavelength associated with each transponder used in a ROADM node can change dynamically, traditional static optical demultiplexers have been dropped to implement the colorless / directionless functionality of the ROADM node. It is not suitable for separating WDM signals. A “filterless” or “demuxless” colorless / directionless multi-way ROADM node configuration was proposed in the application owned by the applicant referred to above. The exemplary configuration described in this regard removes a wavelength selector element such as an optical demultiplexer or filter from the receiver system and selects a local oscillator (LO) to select the target channel to drop from the WDM channel of the coherent optical system. ) Can be used. However, due to the presence of other WDM channels in the transponder, additional interference may occur between the local oscillator and unwanted signals. Here, interference can result in some level of performance degradation of the received signal in the form of an optical signal-to-noise ratio (OSNR) penalty. In order for the system to be practically used in an optical network, this penalty should be kept within a certain threshold level (e.g. 0.5 dB depending on system specifications) in all conditions. In particular, the OSNR penalty should be considered for all possible WDM channel numbers, since the ROADM node may drop between zero and all channels at various times.

本明細書で説明する実施形態は、フィルタレスＲＯＡＤＭノードのＯＳＮＲペナルティを最小にすることができ、最適性能を維持する閾値レベル内にあるようにペナルティを制限することができ、それによって、システムの安定性が保証される。ＯＳＮＲペナルティは、様々な条件下でＯＳＮＲペナルティを見積もるＲＯＡＤＭ／トランスポンダシステムの理論的解析に基づいて管理することができる。特に、発明者等は、コヒーレント受信器のローカル発振器レーザとドロップ信号との間のパワーレベル差を最大にすると、ＯＳＮＲペナルティを減少させるのに著しい効果があることを発見した。固定されていると仮定することができるコヒーレント受信器のある構成情報を用いた分析の結果を使用して、実施形態はフィードフォワードループを設定することができる。ここで、ループは、ＷＤＭチャネル数の情報を集め、このＷＤＭチャネル数に対してＯＳＮＲペナルティを特定のレベル内に制限するために受信器構成要素のパワーレベルを計算し、計算したパワーレベルをコヒーレント受信器で達成するためにローカル発振器のパワーおよびＷＤＭ信号のパワーを制御するように構成することができる。具体的には、実施形態は、光検出器の飽和レベル、ショット雑音、熱雑音、および下流のデジタイザの量子化雑音に基づいてローカル発振器とＷＤＭ信号との間のパワーレベル差の最大化を最適化することができる。したがって、本原理の実施形態は、ドロップ機能を行うために受信器が対処するＷＤＭチャネルの数に関係なく、システムはいつでも最適の構成で動作することを保証することができる。 Embodiments described herein can minimize the OSNR penalty of filterless ROADM nodes and limit the penalty to be within a threshold level that maintains optimal performance, thereby enabling the system to Stability is guaranteed. The OSNR penalty can be managed based on a theoretical analysis of the ROADM / transponder system that estimates the OSNR penalty under various conditions. In particular, the inventors have discovered that maximizing the power level difference between the local oscillator laser of the coherent receiver and the drop signal has a significant effect on reducing the OSNR penalty. Using the results of the analysis with certain configuration information of the coherent receiver that can be assumed to be fixed, the embodiment can set up a feed forward loop. Here, the loop collects information on the number of WDM channels, calculates the power level of the receiver component to limit the OSNR penalty to a specific level for this number of WDM channels, and the calculated power level is coherent. It can be configured to control the power of the local oscillator and the power of the WDM signal to achieve at the receiver. Specifically, the embodiment optimizes the power level difference maximization between the local oscillator and the WDM signal based on the photodetector saturation level, shot noise, thermal noise, and downstream digitizer quantization noise. Can be Thus, embodiments of the present principles can ensure that the system will always operate in an optimal configuration, regardless of the number of WDM channels that the receiver addresses to perform the drop function.

光デマルチプレクサまたはチューナブルフィルタなどの波長セレクタをもたないＲＯＡＤＭノードでは、ドロップ信号はすべてトランスポンダシステムの各トランスポンダに到達することができる。そのようなＲＯＡＤＭノードは本明細書では「フィルタレス」ＲＯＡＤＭノードと呼ばれる。上述のように、フィルタレスＲＯＡＤＭノードの例は、上述で参照した本出願人が所有する出願に説明されている。たとえ、フィルタレスＲＯＡＤＭのコヒーレント受信器のローカル発振器（ＬＯ）が、ドロップするべき正しいチャネル（複数可）を検出することができたとしても、コヒーレント受信器は他の受け取ったＷＤＭチャネルに起因する干渉という問題がある。システムの性能は信号対干渉および雑音比（ＳＩＮＲ）パラメータに基づいて評価することができ、雑音にはＬＯ増幅された自然放出（ＡＳＥ）ビート雑音、ショット雑音、および熱雑音が含まれる。ＳＩＮＲと、上述のＯＳＮＲペナルティとは、受け取ったＷＤＭチャネルの数、受け取った信号およびローカル発振器のパワーレベル、ならびにコヒーレント受信器の品質に依存する。特に、ＳＩＮＲは、 In ROADM nodes that do not have a wavelength selector such as an optical demultiplexer or tunable filter, all drop signals can reach each transponder of the transponder system. Such ROADM nodes are referred to herein as “filterless” ROADM nodes. As mentioned above, examples of filterless ROADM nodes are described in the application owned by the applicant referred to above. Even though the local oscillator (LO) of the filterless ROADM coherent receiver can detect the correct channel (s) to be dropped, the coherent receiver will interfere with other received WDM channels. There is a problem. System performance can be evaluated based on signal-to-interference and noise ratio (SINR) parameters, including LO amplified spontaneous emission (ASE) beat noise, shot noise, and thermal noise. SINR and the OSNR penalty described above depend on the number of WDM channels received, the received signal and the local oscillator power level, and the quality of the coherent receiver. In particular, SINR is

のように表すことができ、ここで、Ｓは全信号パワーであり、Ｎは雑音を表し、Ｉは干渉を表し、Ｎ_{ＬＯ−ＡＳＥ}はＬＯ−ＡＳＥビート雑音であり、Ｎ_Ｓｈｏｔはショット雑音であり、Ｎ_{Ｔｈｅｒｍ}は熱雑音であり、Ｉ_{Ｓｉｇ−Ｓｉｇ}は信号−信号干渉項であり、Ｐ_ＬＯはＬＯの光パワーであり、Ｐ_{Ｓｉｇ，ｋ}は、目標チャネル（本明細書では「チャネルｋ」と呼ばれる）の光信号のパワーであり、Ｐ_ＡＳＥはＡＳＥ雑音のパワーであり、αは受信器設計に関連し、Ｐ_{Ｓｉｇ，ｉ}は、受信器に入力するｎ個のＷＤＭチャネルの合計の中のｉ番目のチャネルのパワーであり、βは結合損失項であり、Ｎ_Ｒｘは受信器雑音であり、γは受信器に関連する定数であり、ＣＭＲＲは受信器の同相除去比である。より包括的なモデルは以下の通りであり、 Where S is the total signal power, N is noise, I is interference, N _LO-ASE is LO-ASE beat noise, and N _Shot is shot noise. N _Therm is thermal noise, I _Sig-Sig is the signal-signal interference term, P _LO is the optical power of LO, and P _{Sig, k} is the target channel (herein “channel k”) P _ASE is the power of the ASE noise, α is related to the receiver design, and P _{Sig, i} is the sum of the n WDM channels input to the receiver. I is the power of the i th channel, β is the coupling loss term, N _Rx is the receiver noise, γ is a constant associated with the receiver, and CMRR is the common mode rejection ratio of the receiver. A more comprehensive model is as follows:

ここで、Ｐ_ＬＯ，ｑは偏波および位相ダイバーシティ受信器の所与の直交位相（ｑ）のローカル発振器のパワーであり、Ｐ_ｃｈ，ｑは所与の直交位相ｑの各入力チャネル（ｃｈ）のパワーであり、Ｒ_＋は、入力ＷＤＭチャネルが適用される光検出器の応答性であり、Ｒ₋は、ローカル発振器信号が適用される光検出器の応答性であり、Ｒ_Ｓはチャネルｋの目標信号の帯域幅であり、ｆ_ｓｐはチャネル間隔であり、Ｎ_ｃｈは光受信器に入力されるＷＤＭチャネル入力の総数であり、ｑは光検出器における電子電荷であり、ｋはボルツマン定数であり、Ｔ_ａｍｐは光受信器におけるトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ）の実効温度であり、Ｒ_ＬはＴＩＡにおけるトランスインピーダンス負荷であり、ＥＮＯＢは、デジタイザの目標ダイナミックレンジにおけるＢビット信号でのビットの実効数である。αおよびγの例が包括的なモデルに含まれていることに留意するべきである。 Where P _{LO, q} is the power of the local oscillator of the given quadrature phase (q) of the polarization and phase diversity receiver, and P _{ch, q} is each input channel (ch) of the given quadrature phase q. R ₊ is the response of the photodetector to which the input WDM channel is applied, R ₋ is the response of the photodetector to which the local oscillator signal is applied, and R _S is the channel k , F _sp is the channel spacing, N _ch is the total number of WDM channel inputs input to the optical receiver, q is the electronic charge at the photodetector, and k is the Boltzmann constant in _{and, T # 038} is the effective temperature of the transimpedance amplifier (TIA) in an optical receiver, _{R L} is a transimpedance load in TIA, ENOB is the target die digitizer Is the effective number of bits in the B-bit signal in the dynamic range. It should be noted that examples of α and γ are included in the generic model.

コヒーレント受信器の前に、またはコヒーレント受信器で目標チャネルをフィルタ除去する従来の方法と比較すると、ＳＮＲ（信号対雑音比）を考慮する場合、「フィルタレス」システムについて上述で参照した式は付加的な信号−信号干渉項Ｉ_{Ｓｉｇ−Ｓｉｇ}を有する。上述で示したように、干渉項Ｉ_{Ｓｉｇ−Ｓｉｇ}は受信器のＣＭＲＲおよび信号パワーの総量によって決定される。各ＷＤＭチャネルのパワーは、通常、同様のレベルであるので、干渉は、（ａ）ＬＯと各チャネル信号との間のパワー差、（ｂ）受信器に適用されるＷＤＭチャネルの数、および（ｃ）受信器のＣＭＲＲによって決定される。 When considering SNR (signal-to-noise ratio) before the coherent receiver or compared to the traditional method of filtering the target channel with the coherent receiver, the above-referenced formula for the “filterless” system is added Signal-signal interference term I _Sig-Sig . As indicated above, the interference term I _Sig-Sig is determined by the receiver's CMRR and the total amount of signal power. Since the power of each WDM channel is typically at a similar level, the interference is (a) the power difference between the LO and each channel signal, (b) the number of WDM channels applied to the receiver, and ( c) Determined by the CMRR of the receiver.

次に、同様の数字が同じまたは同様の要素を表す図を詳細に参照するが、最初に図１を参照すると、ＬＯと各チャネル信号との間のパワー差（ΔＰ）の４つの設定における１×１０^−３ＢＥＲ（ビット誤り率）でのＯＳＮＲペナルティ対チャネルの数のグラフが示される。この例では、ΔＰ１＜ΔＰ２＜ΔＰ３＜ΔＰ４である。受信器のＣＭＲＲは一定のままであることが仮定される。図１によれば、曲線１〜４はそれぞれΔＰ１〜ΔＰ４に対応する。コヒーレント受信器に入力される各ＷＤＭチャネルのパワーは同等またはほぼ同等であると仮定されるが、他の実施形態では異なるパワーレベルを有するチャネルを実施することができることに留意するべきである、そのため、ΔＰは、コヒーレント受信器に入力されるチャネルとＬＯとの間の平均パワー差を示すことができる。代替として、パワー差ΔＰは、ＬＯ信号のパワーと、コヒーレント受信器に入力されるチャネルのパワーの合計との間のパワー差とすることができる。 Reference is now made in detail to the figures in which like numerals represent the same or similar elements, but referring first to FIG. 1, 1 in four settings of the power difference (ΔP) between the LO and each channel signal. A graph of OSNR penalty versus number of channels at x10 ⁻³ BER (bit error rate) is shown. In this example, ΔP1 <ΔP2 <ΔP3 <ΔP4. It is assumed that the receiver CMRR remains constant. According to FIG. 1, curves 1 to 4 correspond to ΔP1 to ΔP4, respectively. It should be noted that although the power of each WDM channel input to the coherent receiver is assumed to be equal or nearly equal, other embodiments can implement channels with different power levels, so , ΔP can indicate the average power difference between the channel input to the coherent receiver and the LO. Alternatively, the power difference ΔP may be the power difference between the LO signal power and the sum of the channel powers input to the coherent receiver.

図１に示されるように、発明者等は、固定したΔＰでは、ＯＳＮＲペナルティは、受信器に入力されるチャネルの総数が増加するにつれて増加することを発見した。そして次に、ＯＳＮＲペナルティは、受信器に入力されるチャネルの任意の特定の総数で、ΔＰが減少するにつれて増加する。受信器に入力されるチャネルの総数がある数を超えて増加するとき、またはＬＯと受け取った信号との間のパワー差があるレベル未満に減少する場合、ＯＳＮＲペナルティは、システムに対する上述した０．５ｄＢなどのＯＳＮＲペナルティ閾値５を超えることになる。したがって、これらの結果に基づいて、ＲＯＡＤＭ／トランスポンダシステムはΔＰをできるだけ高く設定することによって性能を最適化するべきである。 As shown in FIG. 1, the inventors have found that at a fixed ΔP, the OSNR penalty increases as the total number of channels input to the receiver increases. And then, the OSNR penalty is any specific total number of channels input to the receiver and increases as ΔP decreases. When the total number of channels input to the receiver increases beyond a certain number, or if the power difference between the LO and the received signal decreases below a certain level, the OSNR penalty is 0. An OSNR penalty threshold of 5 such as 5 dB will be exceeded. Therefore, based on these results, the ROADM / transponder system should optimize performance by setting ΔP as high as possible.

ΔＰを増加させるための１つの方法はＬＯパワーを最大にすることである。しかし、これは、コヒーレント受信器の光検出器（ＰＤ）がある入力パワー限界を有するので必ずしも有益とは限らない、例えば、入力光パワー（すなわち、ＬＯパワーと信号パワーとの合計から受信器でのなんらかの損失を減算したもの）がそのような限界を超えた場合、ＰＤは飽和させられ、正しいＯ／Ｅ（オプトエレクトロニクス）変換出力を供給することができない。実際は、これらのパワー限界を超えるとＰＤを損傷することさえある。さらに、ＬＯの非常に高いパワーは、さらに、それ自体望ましくない過度のパワー消費を導入することになる。 One way to increase ΔP is to maximize the LO power. However, this is not always beneficial because the coherent receiver's photodetector (PD) has certain input power limits, eg, the input optical power (ie, the sum of LO power and signal power at the receiver). If such a loss is exceeded, the PD is saturated and cannot provide the correct O / E (optoelectronic) conversion output. In fact, exceeding these power limits can even damage the PD. In addition, the very high power of LO further introduces excessive power consumption which is undesirable per se.

ΔＰを増加させる別の方法は信号パワーを減少させることである。しかし、信号パワーの減少にはそれ自体の限界がある。例えば、図１で与えた結果は、ショット雑音および熱雑音がＬＯ−ＡＳＥビート雑音および信号−信号干渉よりも非常に小さいのでショット雑音および熱雑音を考慮に入れていない。しかし、信号パワーが比較的低い場合、そのような雑音はより重要になり、受信器の出力信号の品質を阻害することになる。さらに、図１の結果は、受信器の出力を処理するデジタイザの量子化雑音を考慮に入れていない。実際的なシナリオでは、デジタイザは帯域幅の制限、ダイナミックレンジの制限、および有限のＥＮＯＢ（有効ビット数）を有する。したがって、非常に低い信号パワーは量子化プロセスの間に大きい誤差をもたらすことになる。したがって、信号パワーは下限より上に保持されるべきである。 Another way to increase ΔP is to decrease the signal power. However, the reduction in signal power has its own limitations. For example, the results given in FIG. 1 do not take shot noise and thermal noise into account because shot noise and thermal noise are much smaller than LO-ASE beat noise and signal-signal interference. However, when the signal power is relatively low, such noise becomes more important and interferes with the quality of the receiver output signal. Furthermore, the results of FIG. 1 do not take into account the quantization noise of the digitizer that processes the output of the receiver. In practical scenarios, the digitizer has bandwidth limitations, dynamic range limitations, and a finite ENOB (effective number of bits). Thus, very low signal power will result in large errors during the quantization process. Therefore, the signal power should be kept above the lower limit.

これらの要因のために、実施形態は、受信器システムを最適化するために少なくとも３つの基準を同時に考慮に入れることができ、ａ）ＬＯと１つまたは複数の受け取った信号との間のパワー差はできるだけ高くあるべきであり、ｂ）受信器の入力光パワーは受信器の飽和限界未満にあるべきであり、ｃ）出力光パワーレベルは量子化誤りとショット雑音による誤りとを明らかにできるほど十分高くあるべきである。 Because of these factors, embodiments can take into account at least three criteria simultaneously to optimize the receiver system: a) Power between the LO and one or more received signals The difference should be as high as possible, b) the input optical power of the receiver should be below the saturation limit of the receiver, and c) the output optical power level can reveal quantization errors and errors due to shot noise. Should be high enough.

次に図２を参照すると、上述で与えられた３つの基準に基づいた最適化方式の簡単な例が説明される。固定した受信器特性を仮定すると、ＲＯＡＤＭ／トランスポンダシステムは、コヒーレント受信器に適用されたＷＤＭチャネルの総数が少ない場合、動作条件１（ＯＣ１）を適用するように構成することができる。特に、ＲＯＡＤＭ／トランスポンダシステムは、ＬＯパワーおよび信号パワーの両方をＯＣ１に対応するΔＰ１に設定することができる。チャネルの総数が、図２の「チャンネル数限界１」（ＣＮＬ１）として表されたあるチャネル限界を超えて増加し、その結果、ＯＳＮＲペナルティがＯＳＮＲペナルティ閾値５以上になる場合、ＲＯＡＤＭ／トランスポンダシステムは、ＬＯパワーおよび信号パワーをΔＰ２に設定することによって、動作条件２（ＯＣ２）を適用することができる。そして次に、コヒーレント受信器に適用されるチャネルの総数が図２の「チャンネル数限界２」（ＣＮＬ２）を超えてさらに増加する場合、ＲＯＡＤＭ／トランスポンダシステムは動作条件をプロットのＯＣ３に変更することができる。ここで、ＲＯＡＤＭ／トランスポンダシステムはＬＯパワーおよび信号パワーをΔＰ３に設定する。同様に、ＲＯＡＤＭノード／トランスポンダシステムは、コヒーレント受信器に適用されるチャネルの総数が図２の「チャンネル数限界３」（ＣＮＬ３）を超えて増加する場合、ＯＣ４に従ってＬＯパワーおよび信号パワーをΔＰ４に設定する。 Referring now to FIG. 2, a simple example of an optimization scheme based on the three criteria given above will be described. Assuming fixed receiver characteristics, the ROADM / transponder system can be configured to apply operating condition 1 (OC1) when the total number of WDM channels applied to the coherent receiver is small. In particular, the ROADM / transponder system can set both LO power and signal power to ΔP1 corresponding to OC1. If the total number of channels increases beyond a certain channel limit, represented as “Channel Number Limit 1” (CNL1) in FIG. 2, so that the OSNR penalty is greater than or equal to the OSNR penalty threshold 5, the ROADM / transponder system The operating condition 2 (OC2) can be applied by setting the LO power and signal power to ΔP2. And then, if the total number of channels applied to the coherent receiver further increases beyond “Channel Number Limit 2” (CNL2) in FIG. 2, the ROADM / transponder system changes the operating condition to OC3 in the plot. Can do. Here, the ROADM / transponder system sets the LO power and signal power to ΔP3. Similarly, the ROADM node / transponder system can reduce the LO power and signal power to ΔP4 according to OC4 if the total number of channels applied to the coherent receiver increases beyond the “channel number limit 3” (CNL3) of FIG. Set.

受信器特性が変化しなければならない場合、ＲＯＡＤＭ／トランスポンダシステムは、それが該当する特定の動作条件を変化させなければならないことに留意するべきである。言い換えれば、動作条件はコヒーレント光受信器の特性およびデジタイザの特性などのシステム情報から決定される。さらに、動作条件は、上述の式および基準を使用して、コヒーレント受信器に適用されるＷＤＭチャネルの総数およびチャネルごとの入力パワーなどの信号情報からも決定される。 It should be noted that if the receiver characteristics have to change, the ROADM / transponder system must change the specific operating conditions for which it applies. In other words, the operating conditions are determined from system information such as coherent optical receiver characteristics and digitizer characteristics. Furthermore, the operating conditions are also determined from signal information such as the total number of WDM channels applied to the coherent receiver and the input power per channel using the equations and criteria described above.

次に図３を参照すると、光信号処理システム１０の例示的な実施形態のブロック／流れ図が示される。実施形態は、ここでは、ＲＯＡＤＭ／トランスポンダシステムとして実施される。ＲＯＡＤＭノードシステム１１は３方路カラーレス／ディレクションレスＲＯＡＤＭノードシステムである。図３に示されるように、システム１１は３つのＲＯＡＤＭモジュール１２、１４、および１６を含むことができ、その各々はスプリッタ１８および波長選択スイッチ（ＷＳＳ）２０を含むことができる。システム１０は、トランスポンダアグリゲータ１０２と、コヒーレント受信器をもつｎ個のトランスポンダ１０９_１〜１０９_ｎとにおいてフィルタレスドロップ信号選択を行う。ＲＯＡＤＭノード１１中のトランスポンダアグリゲータ１０２およびトランスポンダ１０９_１〜１０９_ｎは、本明細書では「コヒーレント受信システム」と呼ばれ、この実施形態ではフィルタレスであるシステム１００を形成する。本明細書で説明されるパワー最適化方式はシステム１００内で適用することができる。システム１００のフィルタレス特性のうちのいくつかの説明は、上述で参照した本出願人が所有する出願に詳細に説明されている。 Referring now to FIG. 3, a block / flow diagram of an exemplary embodiment of the optical signal processing system 10 is shown. The embodiment is here implemented as a ROADM / transponder system. The ROADM node system 11 is a three-way colorless / directionless ROADM node system. As shown in FIG. 3, the system 11 can include three ROADM modules 12, 14, and 16, each of which can include a splitter 18 and a wavelength selective switch (WSS) 20. System 10 includes a transponder aggregator 102 performs filterless drop signal selected in the n-number of transponders ₁₀₉ 1 to 109 _n having a coherent receiver. The transponder aggregator 102 and the transponders 109 ₁ -109 _n in the ROADM node 11 are referred to herein as “coherent reception systems” and form a system 100 that is filterless in this embodiment. The power optimization scheme described herein can be applied within the system 100. A description of some of the filterless characteristics of system 100 is described in detail in the application owned by the applicant referred to above.

本明細書で説明する実施形態は、完全にハードウェア、完全にソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの両方の要素を含んだものとすることができることが理解されるべきである。好ましい実施形態では、本発明は、ハードウェアと、限定はしないが、ファームウェア、常駐ソフトウェア、マイクロコードなどを含むソフトウェアとで実施される。 It is to be understood that the embodiments described herein can include fully hardware, fully software, or both hardware and software elements. In a preferred embodiment, the invention is implemented in hardware and software, including but not limited to firmware, resident software, microcode, etc.

実施形態は、コンピュータもしくは任意の命令実行システムで、またはそれに関連して使用するためのプログラムコードを備えるコンピュータ使用可能あるいはコンピュータ可読媒体からアクセスできるコンピュータプログラム製品を含むことができる。コンピュータ使用可能またはコンピュータ可読媒体は、命令実行システム、装置、もしくはデバイスで、またはそれに関連して使用するためのプログラムを記憶する、通信する、伝搬する、もしくは搬送する任意の装置を含むことができる。媒体は、磁気、光学、電子、電磁気、赤外線、もしくは半導体システム（または装置もしくはデバイス）または伝搬媒体とすることができる。媒体は、半導体または固体メモリ、磁気テープ、取外し可能コンピュータディスケット、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読取り専用メモリ（ＲＯＭ）、剛性磁気ディスク、および光ディスクなどのようなコンピュータ可読記憶媒体を含むことができる。 Embodiments may include a computer program product accessible from a computer usable or computer readable medium with program code for use in or in connection with a computer or any instruction execution system. A computer-usable or computer-readable medium may include any apparatus that stores, communicates, propagates, or carries a program for use in or in connection with an instruction execution system, apparatus, or device. . The medium can be a magnetic, optical, electronic, electromagnetic, infrared, or semiconductor system (or apparatus or device) or a propagation medium. The medium can include computer readable storage media such as semiconductor or solid state memory, magnetic tape, removable computer diskettes, random access memory (RAM), read only memory (ROM), rigid magnetic disks, optical disks, and the like.

プログラムコードを記憶および／または実行するのに好適なデータ処理システムは、システムバスを通してメモリ要素に直接的または間接的に結合された少なくとも１つのプロセッサを含むことができる。メモリ要素は、プログラムコードの実際の実行の間に使用されるローカルメモリと、大容量記憶装置と、実行の間にコードが大容量記憶装置から取り出される回数を減らすために少なくともいくつかのプログラムコードの一時記憶を行うキャッシュメモリとを含むことができる。入力／出力またはＩ／Ｏデバイス（限定はしないが、キーボード、表示装置、ポインティングデバイスなどを含む）は、システムに直接にまたは介在するＩ／Ｏコントローラを通して結合することができる。 A data processing system suitable for storing and / or executing program code may include at least one processor coupled directly or indirectly to memory elements through a system bus. The memory element includes a local memory used during actual execution of the program code, a mass storage device, and at least some program code to reduce the number of times code is retrieved from the mass storage device during execution. And a cache memory that temporarily stores data. Input / output or I / O devices (including but not limited to keyboards, displays, pointing devices, etc.) can be coupled directly to the system or through an intervening I / O controller.

ネットワークアダプタをシステムにさらに結合して、介在する私設網または公衆網を通してデータ処理システムを他のデータ処理システムまたは遠隔プリンタまたは記憶デバイスに結合できるようにしてもよい。モデム、ケーブルモデム、およびイーサネット（登録商標）カードは、現在利用可能なタイプのネットワークアダプタのほんの一部にすぎない。 A network adapter may be further coupled to the system to allow the data processing system to be coupled to other data processing systems or remote printers or storage devices through an intervening private or public network. Modems, cable modems, and Ethernet cards are just a few of the currently available types of network adapters.

次に、図３を引き続き参照しながら図４を参照すると、コヒーレント受信システム１００の例示的な実施形態が示される。システム１００において、トランスポンダアグリゲータ１０２中のＷＳＳ１０１は、入力ポート１０４_１から１０４_ｎのすべてから局所的にドロップされるべき信号１０３を選択することができる。光増幅器１０６はＷＳＳ１０１から受け取ったドロップ信号を増幅する。光増幅器と協力して、オプションの可変光減衰器（ＶＯＡ）１０７は増幅器１０６からドロップ信号を受け取り、信号パワーレベルをさらに調節することができる。信号は、通常、多くのトランスポンダに向けて分割されるので、信号パワーは比較的低いはずである。したがって、信号ＶＯＡ１０７は必要ではないことがある。しかし、他の実施態様では、ＶＯＡ１０７はドロップ信号を減衰させることができる。光スプリッタ１０８は増幅器１０６またはＶＯＡ１０７からのドロップ信号を受け取ることができ、次に、ドロップ信号を分割して、すべてのトランスポンダ１０９_１〜１０９_ｎに送出することができる。各トランスポンダはコヒーレント受信器１１１を含み、コヒーレント受信器１１１は、ローカル発振器源１１２、コヒーレントミクサ１１３、および受け取った光信号を電気信号に変換するように構成された光検出器１１４のアレイを含む。 Referring now to FIG. 4 with continued reference to FIG. 3, an exemplary embodiment of the coherent reception system 100 is shown. In system 100, WSS101 in transponder aggregator 102 may be selected locally signal 103 to be dropped from all the input ports 104 ₁ 104 _n. The optical amplifier 106 amplifies the drop signal received from the WSS 101. In cooperation with the optical amplifier, an optional variable optical attenuator (VOA) 107 can receive the drop signal from the amplifier 106 and further adjust the signal power level. Since the signal is usually split towards many transponders, the signal power should be relatively low. Therefore, signal VOA 107 may not be necessary. However, in other implementations, the VOA 107 can attenuate the drop signal. Optical splitter 108 can receive the drop signal from amplifier 106 or VOA 107, which can then be split and sent to all transponders 109 ₁ -109 _n . Each transponder includes a coherent receiver 111, which includes a local oscillator source 112, a coherent mixer 113, and an array of photodetectors 114 configured to convert the received optical signal into an electrical signal.

コヒーレントミクサ１１３は９０度光ハイブリッドとすることができる。例えば、ミクサ１１３は偏波無依存コヒーレントミクサとするか、または偏波ダイバーシティコヒーレントミクサとすることができる。ここで、ミクサ１１３は、スプリッタ１０８により出力された入力ドロップ信号をローカル発振器レーザ１１２からの連続波信号と混合することができる。受信器１１１はカラーレスＲＯＡＤＭで使用することができるので、ローカル発振器レーザ１１２は同調可能である。レーザの波長は、目標ドロップチャネルの波長を有する単一の特定のＷＤＭチャネルに同調される。目標ドロップチャネルは、ミクサ１１３が配置されている対応するトランスポンダ１０９から下流にあるユーザーまたはクライアントを対象とした、コヒーレントミクサ１１３に入力される多数のＷＤＭ信号中のチャネルである。この技法を使用して、トランスポンダ１０９はトランスポンダアグリゲータ１０２から多数のＷＤＭチャネルを受け取るにもかかわらず、特定の選択した目標チャネルのみがコヒーレント受信技術により受け取られることになる。ミクサ１１３に入力された他のチャネルの信号と、選択した目標チャネルの信号とを区別するために、ミクサ１１３はＬＯ１１２信号と目標ドロップチャネル信号との様々なベクトル加算を生成する。次に、目標ドロップチャネル信号はフォトダイオード１１４のアレイによって検出され、電気信号に変換され、その後、処理されて目標チャネルからのデータが回復される。したがって、ローカル発振器１１２は、ミクサ１１３で受け取った多数のＷＤＭチャネルからの目標ドロップチャネル信号の選択を指示するためにレーザ信号を生成するように構成することができる。ローカル発振器１１２はＲＯＡＤＭ内のコントローラ（図示せず）によって特定のＷＤＭチャネルに同調され、選択を指示することができる。代替として、プロセッサ１１６は、目標ドロップチャネルの選択を指示するために発振器１１２の同調を実施するように構成することができる。 The coherent mixer 113 can be a 90 degree optical hybrid. For example, the mixer 113 can be a polarization independent coherent mixer or a polarization diversity coherent mixer. Here, the mixer 113 can mix the input drop signal output by the splitter 108 with the continuous wave signal from the local oscillator laser 112. Since the receiver 111 can be used in a colorless ROADM, the local oscillator laser 112 can be tuned. The wavelength of the laser is tuned to a single specific WDM channel having a target drop channel wavelength. The target drop channel is a channel in a number of WDM signals input to the coherent mixer 113 intended for a user or client downstream from the corresponding transponder 109 in which the mixer 113 is located. Using this technique, even though the transponder 109 receives multiple WDM channels from the transponder aggregator 102, only a particular selected target channel will be received by the coherent reception technique. In order to distinguish the signal of the other channel input to the mixer 113 from the signal of the selected target channel, the mixer 113 generates various vector additions of the LO 112 signal and the target drop channel signal. The target drop channel signal is then detected by an array of photodiodes 114 and converted into an electrical signal that is then processed to recover data from the target channel. Accordingly, the local oscillator 112 can be configured to generate a laser signal to direct selection of a target drop channel signal from a number of WDM channels received at the mixer 113. The local oscillator 112 can be tuned to a particular WDM channel by a controller (not shown) in the ROADM to direct selection. Alternatively, the processor 116 can be configured to perform tuning of the oscillator 112 to indicate selection of a target drop channel.

実施態様によっては、コヒーレントミクサ１１３および光検出器１１４は集積化することができる。ＷＤＭ信号が二重偏波を有する（すなわち、偏波多重されている）場合、コヒーレントミクサ１１３は、上記で示したように偏波ダイバーシティを有するべきである。シングルエンド受信器を使用することもできるが、バランス型受信器は低いＣＭＲＲを有するのでより良好な性能を備えるはずであることに留意するべきである。ＣＭＲＲが低いと、ほとんどの信号−信号干渉が除去されうる。ＬＯレーザ１１２の出力パワー範囲に応じて、光増幅器１１５を受信器１１１に内蔵させて、ＬＯ１１２のパワーレベルを増強することができる。図４に示されるように、各トランスポンダ１０９_１〜１０９_ｎはデジタイザ１１０および送信器１１９をさらに含むことができる。デジタイザ１１０は、光検出器１１４から受け取った変換済みドロップ信号をデジタル化して、対応するユーザーまたはクライアントに送信するように構成することができる。そして次に、送信器１１９は、ドロップ信号が送信されたユーザーまたはクライアントからの信号を送信することができ、ユーザー信号をカプラ１２０に供給してスプリッタ１２１に送出することができる。スプリッタ１２１は信号をシステム１１中のＲＯＡＤＭに供給する。 In some embodiments, coherent mixer 113 and photodetector 114 can be integrated. If the WDM signal has dual polarization (ie, polarization multiplexed), the coherent mixer 113 should have polarization diversity as indicated above. It should be noted that although a single-ended receiver can be used, a balanced receiver should have better performance because it has a low CMRR. If the CMRR is low, most signal-signal interference can be removed. Depending on the output power range of the LO laser 112, the optical amplifier 115 can be built in the receiver 111 to enhance the power level of the LO 112. As shown in FIG. 4, each transponder ₁₀₉ 1 to 109 _n may further include a digitizer 110 and a transmitter 119. The digitizer 110 can be configured to digitize the converted drop signal received from the photodetector 114 and send it to the corresponding user or client. Then, the transmitter 119 can transmit a signal from the user or client to which the drop signal is transmitted, and can supply the user signal to the coupler 120 and send it to the splitter 121. The splitter 121 supplies the signal to the ROADM in the system 11.

次に図５を参照すると、図３および４を参照しながら、光信号処理システム１０のコヒーレント受信器１１１のパワーレベルを最適化する例示的な方法５００が示される。特に、方法５００は、システム１００が任意の特定のＯＳＮＲ仕様内で確実に動作するように上述の３つの基準を組み込むことによって最適化を実現する。特定の一実施形態によれば、システム１００は、最適化方法５００を行い、それによって、システム１００内のパワーレベルを制御するように構成されたプロセッサ１１６を含むことができる。上述のすべての特徴は方法５００内で利用することができることに留意するべきである、 Referring now to FIG. 5, an exemplary method 500 for optimizing the power level of the coherent receiver 111 of the optical signal processing system 10 is shown with reference to FIGS. In particular, the method 500 achieves optimization by incorporating the above three criteria to ensure that the system 100 operates within any particular OSNR specification. According to one particular embodiment, system 100 can include a processor 116 configured to perform optimization method 500 and thereby control power levels within system 100. It should be noted that all the features described above can be utilized within the method 500.

方法５００は、プロセッサ１１６が設定を行うことができる段階５０２で開始することができる。図６は、段階５０２を実施するための例示的な方法を示す。ここで、段階６０２において、プロセッサ１１６は、雑音ペナルティと、コヒーレント受信器に適用されるドロップチャネルの総数と、ＬＯと１つまたは複数のドロップ信号との間のパワー差ΔＰとの間の関係を決定するためにシステムモデルを分析することができる。例えば、プロセッサ１１６は、複数のパワー差ΔＰに対する図１および２のプロットで与えれた情報を生成するために上述で参照した式を適用することができる。プロセッサ１１６が評価するパワー差ΔＰの数は、プロセッサ１１６の処理能力に依存することができ、プロセッサの応答時間がシステム仕様を確実に満たすように選択することができる。パワー差ΔＰと、ドロップチャネルの総数と、ＯＳＮＲペナルティとの関係を決定するために、プロセッサ１１６は、ＣＭＲＲなどの受信器特性と、ＥＮＯＢ指数などのデジタイザ特性とを使用することができる。システム１００の設計および製造の間に、各コヒーレント受信器およびデジタイザの特性は評価または測定することができる。そのような特性を記述する情報は、ＲＯＡＤＭノード１１の記憶媒体（図示せず）に記憶することができる。プロセッサ１１６は記憶媒体からこの情報を取り出して、方法５００の最適化計算を実施することができる。代替として、プロセッサ１１６は、受信器のＣＭＲＲおよび信号パワー損失などの受信器特性と、デジタイザ特性とを系統的に測定して、記憶したシステム情報を更新するように構成することができる。 Method 500 may begin at step 502 where processor 116 can make settings. FIG. 6 illustrates an exemplary method for performing step 502. Here, at step 602, the processor 116 determines the relationship between the noise penalty, the total number of drop channels applied to the coherent receiver, and the power difference ΔP between the LO and one or more drop signals. The system model can be analyzed to determine. For example, the processor 116 can apply the equations referenced above to generate the information given in the plots of FIGS. 1 and 2 for a plurality of power differences ΔP. The number of power differences ΔP that the processor 116 evaluates can depend on the processing capabilities of the processor 116 and can be selected to ensure that the processor response time meets system specifications. In order to determine the relationship between the power difference ΔP, the total number of drop channels, and the OSNR penalty, the processor 116 can use receiver characteristics such as CMRR and digitizer characteristics such as ENOB index. During the design and manufacture of the system 100, the characteristics of each coherent receiver and digitizer can be evaluated or measured. Information describing such characteristics can be stored in a storage medium (not shown) of the ROADM node 11. The processor 116 can retrieve this information from the storage medium and perform an optimization calculation of the method 500. Alternatively, the processor 116 may be configured to systematically measure receiver characteristics, such as receiver CMRR and signal power loss, and digitizer characteristics, and update stored system information.

段階６０４において、プロセッサ１１６は入力光パワーのパワー上限を決定することができる。上記のように、入力光パワーは、ＬＯパワーと信号パワーとの合計から受信器１１１のなんらかの損失を減算したものである。言い換えれば、入力光パワーは、光検出器１１４に入力される信号のパワーに対応することができる。さらに、やはり上記したように、光検出器１１４は、ＰＤを飽和させることになり、変換出力に誤りを引き起こすか、またはＰＤ自体を破損することになる飽和出力レベルに対応する入力パワー限界を一般に有する。したがって、ここでプロセッサによって決定される上限は、システム１００で使用される特定のＰＤの飽和出力レベルとすることができる。飽和出力レベルは、段階６０２で上述した受信器特性とともに記憶するか、またはプロセッサ１１６で直接測定することができる。 In step 604, the processor 116 may determine an upper power limit for input optical power. As described above, the input optical power is obtained by subtracting some loss of the receiver 111 from the sum of the LO power and the signal power. In other words, the input optical power can correspond to the power of the signal input to the photodetector 114. Further, as also noted above, the photodetector 114 will typically saturate the PD, causing an input power limit corresponding to the saturation output level that will cause errors in the conversion output or damage the PD itself. Have. Thus, the upper limit determined here by the processor can be the saturation output level of the particular PD used in the system 100. The saturation power level can be stored with the receiver characteristics described above in step 602 or measured directly by the processor 116.

段階６０６において、プロセッサ１１６は、受信器１１１によって出力される１つまたは複数のドロップ信号のパワー下限を決定することができる。例えば、上記のように、低い信号パワーは、ショット雑音および熱雑音ならびにデジタイザ１１０の量子化雑音をもたらすことがある。ここで、ショット雑音および熱雑音は、システム１００の製造の間に様々な信号パワーレベルについて事前測定することができ、さらには、信号パワーレベルは内挿することができる。ショット雑音および熱雑音の最大許容レベルはシステム仕様に基づいて事前決定することができる。許容可能なショット雑音および熱雑音レベルに対する対応する信号パワーレベルは、段階６０２に関して上述した記憶媒体に他の受信器特性とともに記憶することができる。代替として、プロセッサ１１６は、増幅器１０６および／またはＶＯＡ１０７を制御することによって種々の信号パワーレベルを掃引して、段階６０６における各信号パワーレベルに関連したショット雑音および熱雑音を決定することができる。プロセッサ１１６は、その後、記憶媒体に事前記憶された最大許容ショット雑音および熱雑音レベルを参照して、それらに関連する信号パワーレベルを決定することができる。さらに、プロセッサ１１６は、記憶媒体に事前記憶された周波数応答、ダイナミックレンジ、およびＥＮＯＢ指数などのデジタイザ特性を参照して、量子化雑音へのパワーレベルの影響を評価することができる。ショット雑音および熱雑音の検討と同様に、最大許容レベルの量子化雑音はシステム仕様に基づいて事前決定することができ、プロセッサ１１６は評価に基づいて許容量子化雑音に対する対応するパワーレベルを計算することができる。したがって、プロセッサ１１６は、より低いパワー限界として、最大許容ショット雑音レベル、熱雑音レベル、および量子化雑音レベルに関連するパワーレベルのうちの最低のものを選択することができる。 In step 606, the processor 116 may determine a power lower limit for one or more drop signals output by the receiver 111. For example, as noted above, low signal power may result in shot noise and thermal noise and digitizer 110 quantization noise. Here, shot noise and thermal noise can be pre-measured for various signal power levels during manufacture of the system 100, and further, the signal power levels can be interpolated. Maximum allowable levels of shot noise and thermal noise can be predetermined based on system specifications. Corresponding signal power levels for acceptable shot noise and thermal noise levels can be stored along with other receiver characteristics in the storage medium described above with respect to stage 602. Alternatively, the processor 116 can sweep various signal power levels by controlling the amplifier 106 and / or the VOA 107 to determine shot noise and thermal noise associated with each signal power level in step 606. The processor 116 can then refer to the maximum allowable shot noise and thermal noise levels pre-stored in the storage medium to determine their associated signal power levels. Further, the processor 116 can evaluate the effect of power level on quantization noise with reference to digitizer characteristics such as frequency response, dynamic range, and ENOB index pre-stored in the storage medium. Similar to the shot and thermal noise considerations, the maximum allowable level of quantization noise can be pre-determined based on the system specifications, and the processor 116 calculates a corresponding power level for the allowable quantization noise based on the evaluation. be able to. Accordingly, the processor 116 can select the lowest power limit associated with the maximum allowable shot noise level, thermal noise level, and quantization noise level as the lower power limit.

方法５００の段階５０４において、プロセッサ１１６は、システム１００の様々な構成要素から、および／または対応するＲＯＡＤＭノード１１が配置されている光ネットワークからシステム構成情報を取り出すか、または受け取ることができる。例えば、システム構成情報は、受信器１１１に局所的にドロップされるＷＤＭチャネルの総数およびＷＤＭチャネルごとの入力信号パワーレベルなどの信号情報を含むことができる。プロセッサ１１６は、ＲＯＡＤＭノード１１から、およびＲＯＡＤＭノード１１が配置されている光ネットワークの管理システムからドロップチャネル数を受け取ることができる。さらに、ＷＳＳ１０１の出力部（またはノードにおける他のポイント）における光性能モニタ（ＯＰＭ）または光チャネルモニタ（ＯＣＭ）が、ドロップチャネル数ならびにドロップチャネルごとの信号パワーレベルをプロセッサ１１６に供給することができる。システム構成情報は、段階５０２に関して上述した受信器特性および／またはデジタイザ特性をさらに含むことができる。例えば、プロセッサ１１６は、１つまたは複数の受信器および／またはデジタイザ要素が取り替えられるか、またはシステム１００に追加される場合、特性を取り出すか、または受け取ることができる。例えば、追加要素のそのような特性は、ユーザーによって、または追加要素自体によって入力されうる。 At stage 504 of method 500, processor 116 may retrieve or receive system configuration information from various components of system 100 and / or from the optical network in which the corresponding ROADM node 11 is located. For example, the system configuration information can include signal information such as the total number of WDM channels that are locally dropped in the receiver 111 and the input signal power level for each WDM channel. The processor 116 can receive the number of drop channels from the ROADM node 11 and from the management system of the optical network in which the ROADM node 11 is located. In addition, an optical performance monitor (OPM) or optical channel monitor (OCM) at the output of the WSS 101 (or other point at the node) can supply the processor 116 with the number of drop channels and the signal power level for each drop channel. . The system configuration information may further include receiver characteristics and / or digitizer characteristics as described above with respect to stage 502. For example, the processor 116 can retrieve or receive characteristics when one or more receiver and / or digitizer elements are replaced or added to the system 100. For example, such characteristics of the additional element can be entered by the user or by the additional element itself.

段階５０６において、プロセッサ１１６は、システム構成情報が新しいかどうかを決定することができる。例えば、プロセッサ１１６は、段階５０４で受け取ったシステム構成情報が段階５０４の以前の繰返しで受け取ったシステム構成情報から変化したかどうかを決定することができる。例えば、受信器特性および／またはデジタイザ特性が変化している場合、この方法は、オプションとして、段階５０２に進み、プロセッサ１１６は更新特性を用いてセットアップを繰り返すことができる。代替として、信号情報のみが変化したか、または最初に入力された場合、この方法は段階５０８に進むことができ、プロセッサ１１６は、段階５０４で受け取ったシステム構成情報に基づいてＬＯパワーおよび信号パワーを最適に決定することができる。特に、プロセッサ１１６は、ＬＯレーザ信号と、ミクサ１１３に入力される複数のチャネルのうちの少なくとも１つとの間のパワー差ΔＰを最大にするためにＬＯパワーおよび信号パワーを最適に決定することができる。 In step 506, the processor 116 may determine whether the system configuration information is new. For example, the processor 116 may determine whether the system configuration information received at step 504 has changed from the system configuration information received at a previous iteration of step 504. For example, if the receiver characteristics and / or digitizer characteristics have changed, the method can optionally proceed to step 502 and the processor 116 can repeat the setup with the updated characteristics. Alternatively, if only the signal information has changed or was initially entered, the method can proceed to step 508 where the processor 116 determines the LO power and signal power based on the system configuration information received in step 504. Can be determined optimally. In particular, the processor 116 may optimally determine LO power and signal power to maximize the power difference ΔP between the LO laser signal and at least one of the plurality of channels input to the mixer 113. it can.

例えば、図７は、段階５０８を実施するための例示的な方法を示す。ここで、段階７０２において、プロセッサ１１６は、受信器モデルにおいて雑音ペナルティ閾値以下である雑音ペナルティをもたらす、受信器１１１に局所的にドロップされたチャネルの総数に対して最も高いパワー差ΔＰを決定することができる。同じことであるが、プロセッサ１１６は、受信器モデルにおいて、それぞれ、ＳＮＲまたはＯＳＮＲの閾値以上であるＳＮＲまたはＯＳＮＲをもたらす受信器１１１に局所的にドロップされたチャネルの総数に対して最も高いパワー差ΔＰを決定することができる。このようにして、プロセッサ１１６は、雑音ペナルティが閾値レベルに確実に制限されるようにパワー差を抑制することができる。例えば、プロセッサ１１６は、段階６０２で決定された雑音ペナルティと、コヒーレント受信器に適用されるドロップチャネルの総数と、ＬＯと１つまたは複数のドロップ信号との間のパワー差ΔＰとの間の関係を利用することによって最も高いパワー差ΔＰを決定することができる。ここで、プロセッサ１１６は段階６０２で評価された各パワー差ΔＰを査定して、段階５０４で受け取ったドロップチャネルの特定の総数に対してＯＳＮＲペナルティ閾値以下である雑音ペナルティをもたらすのはパワー差のどれであるかを決定することができる。これらのパワー差の中で、プロセッサ１１６は最も高いパワー差を選択することができる。例えば、図２のグラフが段階６０２で決定された関係に対応し、局所的にドロップされたチャネルの総数が「チャンネル数限界２」である場合、プロセッサ１１６は、パワー差ΔＰ２、ΔＰ３、およびΔＰ４が局所的にドロップされたチャネルの総数に対してＯＳＮＲペナルティ閾値以下であると決定することができる。さらに、プロセッサ１１６は最も高いパワー差としてΔＰ４を選択することになる。 For example, FIG. 7 shows an exemplary method for performing step 508. Here, at step 702, the processor 116 determines the highest power difference ΔP for the total number of channels locally dropped in the receiver 111 that results in a noise penalty that is less than or equal to the noise penalty threshold in the receiver model. be able to. The same is true, but the processor 116 has the highest power difference for the total number of channels locally dropped in the receiver 111 in the receiver model resulting in an SNR or OSNR that is greater than or equal to the SNR or OSNR threshold, respectively. ΔP can be determined. In this way, the processor 116 can suppress the power difference so that the noise penalty is reliably limited to the threshold level. For example, the processor 116 may determine the relationship between the noise penalty determined in step 602, the total number of drop channels applied to the coherent receiver, and the power difference ΔP between the LO and the one or more drop signals. Can be used to determine the highest power difference ΔP. Here, the processor 116 assesses each power difference ΔP evaluated in step 602 to produce a noise penalty that is less than or equal to the OSNR penalty threshold for the particular total number of drop channels received in step 504. Which can be determined. Of these power differences, the processor 116 can select the highest power difference. For example, if the graph of FIG. 2 corresponds to the relationship determined in step 602, and the total number of locally dropped channels is “channel number limit 2”, then processor 116 determines that power differences ΔP2, ΔP3, and ΔP4. Can be determined to be less than or equal to the OSNR penalty threshold for the total number of locally dropped channels. Furthermore, the processor 116 will select ΔP4 as the highest power difference.

段階７０４において、プロセッサは、段階７０２で決定したパワー差をもたらすＬＯパワーを決定することができる。例えば、プロセッサ１１６は、決定した（次に）最も高いパワー差から、段階５０４おいてシステム構成情報を用いて受け取った受信器１１１に局所的にドロップされるチャネルごとの入力信号パワーレベルを減算することができる。 In step 704, the processor can determine the LO power that results in the power difference determined in step 702. For example, the processor 116 subtracts from the determined (next) highest power difference the input signal power level for each channel that is locally dropped in the receiver 111 received using the system configuration information in step 504. be able to.

段階７０６において、プロセッサ１１６は、上限および下限が満たされているかどうかを決定することができる。ここで、プロセッサ１１６は、光検出器１１４に入力される信号のパワーが上限内にあるように、および光検出器１１４によって出力される信号のパワーが下限内にあるようにパワーレベル差を抑制することができる。例えば、プロセッサ１１６は、受信器１１１に局所的にドロップされたチャネルごとの入力信号パワーレベルを段階６０６で決定した下限と比較することができる。さらに、プロセッサ１１６は、入力光パワーを、段階６０４で決定した上限と比較することもできる。上述で示したように、入力光パワーはＰＤ１１４に供給された信号のパワーとすることができ、ＬＯパワー（段階７０４で決定した）と入力信号パワーレベルとの合計から受信器１１１のあらゆる内部損失を減算することによって表すことができる。受信器の内部損失は、段階５０２に関して上述したように記憶媒体に記憶することができる受信器特性から決定または評価することができる。入力信号パワーレベルが下限未満であり、かつ／または入力光パワーが上限を超えている場合、この方法は段階７０８に進むことができる。 In step 706, the processor 116 can determine whether the upper and lower limits are met. Here, the processor 116 suppresses the power level difference so that the power of the signal input to the photodetector 114 is within the upper limit and the power of the signal output by the photodetector 114 is within the lower limit. can do. For example, the processor 116 can compare the input signal power level for each channel dropped locally at the receiver 111 to the lower limit determined in step 606. Further, the processor 116 can compare the input optical power with the upper limit determined in step 604. As indicated above, the input optical power can be the power of the signal supplied to the PD 114, and any internal loss of the receiver 111 from the sum of the LO power (determined in step 704) and the input signal power level. Can be expressed by subtracting. The internal loss of the receiver can be determined or evaluated from receiver characteristics that can be stored on a storage medium as described above with respect to step 502. If the input signal power level is below the lower limit and / or the input optical power exceeds the upper limit, the method can proceed to step 708.

段階７０８において、プロセッサ１１６は、ＬＯパワー増加および信号パワー増加のすべての場合または組合せが処理されたかどうかを決定することができる。処理されてない場合、この方法は段階７１０に進むことができる。 In step 708, the processor 116 may determine whether all cases or combinations of LO power increase and signal power increase have been processed. If not, the method can proceed to step 710.

段階７１０において、プロセッサ１１６は、評価目的のためにＬＯパワーおよび／または信号パワーの選択を漸増的に変更することができる。例えば、プロセッサ１１６は、段階７０２で決定された特定のパワー差に対して１組のＬＯパワー増加と１組の信号パワー増加とを考慮に入れるように構成することができる。ここで、方法５０８に従って、プロセッサ１１６は、上限および下限が満たされるまで、またはすべての場合が評価されるまでパワー差を維持しながらＬＯパワー増加および信号パワー増加の各組合せを試みるように構成することができる。したがって、ＬＯパワー増加および信号パワー増加の未評価の組合せを選択する際、この方法は段階７０６に進むことができ、閾値限界との比較が、ＬＯパワーおよび信号パワーの別の選択した未評価の組合せに対して繰り返されうる。 At stage 710, the processor 116 may incrementally change the selection of LO power and / or signal power for evaluation purposes. For example, the processor 116 can be configured to take into account a set of LO power increases and a set of signal power increases for the particular power difference determined in step 702. Here, according to method 508, processor 116 is configured to attempt each combination of LO power increase and signal power increase while maintaining the power difference until the upper and lower limits are met or until all cases are evaluated. be able to. Thus, in selecting an unevaluated combination of LO power increase and signal power increase, the method can proceed to step 706 where comparison with the threshold limit is another selected unevaluated LO power and signal power. It can be repeated for combinations.

段階７０８に戻ると、特定のパワー差に対するすべての場合または組合せが処理された場合、この方法は段階７０２に進むことができる。ここで、段階７０２において、プロセッサ１１６は、受信器モデルにおいて雑音ペナルティ閾値以下である、受信器１１１に局所的にドロップされたチャネルの総数に対して次に最も高いパワー差ΔＰを決定することができる。段階７０２に関して上述した例を続けると、プロセッサは次に最も高いパワー差ΔＰとしてΔＰ３を選択することができる。その後、この方法は繰り返すことができる。 Returning to step 708, if all cases or combinations for a particular power difference have been processed, the method can proceed to step 702. Here, at step 702, the processor 116 may determine the next highest power difference ΔP with respect to the total number of channels locally dropped at the receiver 111 that is less than or equal to the noise penalty threshold in the receiver model. it can. Continuing the example described above with respect to stage 702, the processor may select ΔP3 as the next highest power difference ΔP. The method can then be repeated.

段階７０６に戻ると、評価した信号パワーレベルおよび入力光パワーがそれぞれ下限および上限を満たす場合、プロセッサは評価した信号およびＬＯパワーレベルを最適化動作条件として選択することができ、この方法は段階５１０に進むことができる。選択した信号およびＬＯパワーレベルは、それぞれシステム１００のライン１１７および１１８の信号のパワーに対応することができることに留意するべきである、 Returning to step 706, if the evaluated signal power level and input optical power meet the lower and upper limits, respectively, the processor can select the evaluated signal and LO power level as the optimized operating conditions, and the method includes steps 510 You can proceed to. It should be noted that the selected signal and LO power level can correspond to the power of the signals on lines 117 and 118 of system 100, respectively.

段階５１０において、プロセッサ１１６は、決定したまたは最適なＬＯおよび信号パワーを含む最適化動作条件をシステム１００に適用することによってＬＯパワーおよび／または信号パワーのうちの１つまたは複数を調整することができる。例えば、プロセッサ１１６は増幅器１０６および／またはオプションのＶＯＡ１０７の設定を調整して、ライン１１７の最適信号パワーに達することができる。そして次に、プロセッサ１１６はレーザ１１２および／またはＬＯ増幅器１１５の設定を調整して、ライン１１８の最適ＬＯパワーに達することができる。その後、この方法は段階５０４に進むことができ、システム構成への任意の更新を使用して繰り返すことができる。システム１００はフィードフォワードループとして構成することができ、フィードバック反復を必要としない。したがって、応答は比較的速い。信号条件が変化すると、例えば、コヒーレント受信器に入力されるチャネル入力の数が変化すると、プロセッサは、実時間最適化を達成するために、更新情報を使用して方法５００の繰り返しを実施することによって直ちに動的に応答することができる。 In step 510, the processor 116 may adjust one or more of the LO power and / or signal power by applying to the system 100 optimized operating conditions including the determined or optimal LO and signal power. it can. For example, the processor 116 can adjust the settings of the amplifier 106 and / or the optional VOA 107 to reach the optimum signal power on line 117. Then, the processor 116 can adjust the settings of the laser 112 and / or the LO amplifier 115 to reach the optimum LO power on line 118. The method can then proceed to step 504 and can be repeated using any updates to the system configuration. System 100 can be configured as a feedforward loop and does not require feedback iterations. Therefore, the response is relatively fast. When the signal condition changes, for example, when the number of channel inputs input to the coherent receiver changes, the processor may perform an iteration of the method 500 using the update information to achieve real-time optimization. Can respond immediately and dynamically.

ほとんどの場合、ＷＳＳ１０１がチャネル当たりパワー等化機能を行い、ライン１０３のドロップ信号のすべてを平衡させることができることに留意するべきである。パワー等化機能が行われない場合、上述の実施形態では増幅器１０６およびＶＯＡ１０７を使用してすべてのドロップチャネルに同時パワー調整を行うので、システム１００はスプリッタ１０８と各コヒーレントミクサ１１３との間に追加のＶＯＡを含み、信号パワーレベルを個別に調整することができる。 It should be noted that in most cases, WSS 101 can perform a power equalization function per channel to balance all of the drop signals on line 103. If the power equalization function is not performed, the system 100 adds between the splitter 108 and each coherent mixer 113 since the above embodiment uses the amplifier 106 and the VOA 107 to perform simultaneous power adjustment for all drop channels. Signal power levels can be individually adjusted.

本原理がカラーレス／ディレクションレス多方路フィルタレスＲＯＡＤＭに関して説明されたが、本原理は、さらに、ＷＤＭ伝送リンクの送信先ノードの受信器などの他のＷＤＭ光受信器に適用することができることにも留意するべきである。 Although the present principles have been described with respect to a colorless / directionless multi-way filterless ROADM, the present principles can also be applied to other WDM optical receivers, such as receivers at destination nodes of a WDM transmission link. Should also be noted.

光受信器のパワー最適化のためのシステムおよび方法の好ましい実施形態（限定ではなく例示するものである）を説明してきたが、上述の教示に照らして当業者なら変更および改変を行うことができることに留意されたい。したがって、添付の特許請求の範囲よって略述されるような本発明の範囲内にある開示された特定の実施形態に改変を行うことができることが理解されるべきである。したがって、特許法によって要求される詳細さおよび入念さで本発明の態様を説明したが、特許証によって保護される請求および所望されるものは添付の特許請求の範囲に記載される。 Although preferred embodiments of the system and method for power optimization of an optical receiver have been described (though exemplary rather than limiting), those skilled in the art can make changes and modifications in light of the above teachings. Please note that. Thus, it should be understood that modifications may be made to the particular embodiments disclosed which are within the scope of the invention as outlined by the appended claims. Thus, while the aspects of the invention have been described with the details and elaboration required by patent law, what is claimed and desired protected by Letters Patent is set forth in the appended claims.

１０光信号処理システム
１１ＲＯＡＤＭノードシステム
１２、１４、１６ＲＯＡＤＭモジュール
１８スプリッタ
２０波長選択スイッチ（ＷＳＳ）
１００コヒーレント受信システム
１０１ＷＳＳ
１０２トランスポンダアグリゲータ
１０３信号、ライン
１０４_１、１０４_ｎ入力ポート
１０６光増幅器
１０７可変光減衰器
１０８光スプリッタ
１０９_１、１０９_ｎトランスポンダ
１１０デジタイザ
１１１コヒーレント受信器
１１２ローカル発振器レーザ
１１３コヒーレントミクサ
１１４光検出器、フォトダイオード
１１５光増幅器
１１６プロセッサ
１１７、１１８ライン
１１９送信器
１２０カプラ
１２１スプリッタ 10 Optical Signal Processing System 11 ROADM Node System 12, 14, 16 ROADM Module 18 Splitter 20 Wavelength Selective Switch (WSS)
100 coherent reception system 101 WSS
102 transponder aggregator 103 signal, line 104 ₁ , 104 _n input port 106 optical amplifier 107 variable optical attenuator 108 optical splitter 109 ₁ , 109 _n transponder 110 digitizer 111 coherent receiver 112 local oscillator laser 113 coherent mixer 114 photo detector, photo Diode 115 Optical amplifier 116 Processor 117, 118 Line 119 Transmitter 120 Coupler 121 Splitter

Claims

An optical receiver system,
A local oscillator configured to generate a laser signal to indicate selection of one of the plurality of channels;
A mixer configured to receive the signals of the plurality of channels and utilize the laser signal to distinguish the signals of the selected channel;
Adjusting the power of the laser signal input to the mixer to limit a noise penalty of the receiver system, thereby determining at least one of the laser signal and the plurality of channels based on the total number of the plurality of channels. And a processor configured to maximize a power level difference between the two.

The processor is further configured to determine a relationship between the power level difference and the noise penalty and suppress the power level difference such that the noise penalty is limited to a threshold level. The system described in.

The system of claim 1, further comprising a photodetector configured to receive the differentiated signal and convert it to an electrical signal.

The system of claim 3, wherein the processor is further configured to suppress the power level difference such that the power of the distinguished signal is within an upper limit.

The system of claim 4, wherein the upper limit is based on a saturation limit of the photodetector.

The system of claim 3, wherein the processor is further configured to suppress the power level difference such that the power of the converted signal is within a lower limit.

The system of claim 6, wherein the lower limit is based on at least one of shot noise, thermal noise, and quantization noise.

The processor of claim 1, wherein the processor is further configured to maximize the power level difference by adjusting a power level of at least one signal of the plurality of channels input to the mixer. System.

9. The processor of claim 8, wherein the processor is further configured to dynamically maximize the power level difference in real time based on a change in the total number of the plurality of channels where a signal is input to the mixer. system.

A reconfigurable optical add / drop multiplexer (ROADM) node including a selection switch configured to select a set of channels from a plurality of channels for dropping to a plurality of transponders;
Multiple transponders, each transponder
A local oscillator configured to generate a laser signal to indicate selection of one of the plurality of channels;
A mixer configured to receive the set of channel signals and utilize the laser signal to distinguish the signals of the selected channel;
By adjusting the power of the laser signal input to the mixer to limit the noise penalty of the corresponding transponder, the laser signal and the set of channels in the set of channels are adjusted based on the total number of the set of channels. A plurality of transponders including a processor configured to maximize a power level difference with at least one of the channels;
An optical signal processing system comprising:

A method for optimizing optical signal power,
Receiving a total number of channels into which the signal is input to the optical mixer;
Between a laser signal generated such that the mixer can distinguish one signal of the plurality of channels and at least one of the plurality of channels based on the total number of the plurality of channels. Determining the maximum power level difference between
Adjusting the power of the laser signal input to the mixer according to the determined maximum power level difference to limit a noise penalty;
Including a method.

The determining further includes determining a relationship between the power level difference and the noise penalty; and suppressing the power level difference so that the noise penalty is limited to a threshold level; The method of claim 12.

The method of claim 12, wherein the determining further comprises suppressing the power level difference such that the power of the distinguished signal is within an upper limit.

The method of claim 14, wherein the upper limit is based on a saturation limit of a photodetector configured to convert the differentiated signal to an electrical signal.

The method of claim 15, wherein the determining further comprises suppressing the power level difference such that the power of the converted signal is within a lower limit.

The method of claim 16, wherein the lower limit is based on at least one of shot noise, thermal noise, and quantization noise.

The method of claim 12, wherein the adjusting further comprises adjusting a power level of at least one signal of the plurality of channels input to the mixer.

Receiving, determining, and adjusting to dynamically maximize the power level difference in real time based on a change in the total number of the plurality of channels input to the mixer. The method of claim 12, further comprising the step of repeating.