JP2013066298A - 高電圧発生装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】立ち上げ時間が大幅に短縮され、且つ、目標電圧が広範囲に設定される高電圧発生装置でも、立ち上げ時にオーバーシュートやアンダーシュートが発生せず、且つ、短時間で出力電圧を目標電圧に到達させること。
【解決手段】立ち上げ制御において、出力電圧検出回路４により検出された電圧Ｖｄｔが目標電圧値Ｖｔｇｔよりも小さい過渡電圧値Ｖｔｇｔ１に到達するまでは所定の変化率で立ち上げ、出力電圧検出回路４により検出された電圧Ｖｄｔが過渡電圧値Ｖｔｇｔ１に到達したあとは所定の変化率よりも小さい変化率で目標電圧値Ｖｔｇｔに立ち上げる制御を行うＰＷＭ制御電圧生成回路１０と、目標電圧値Ｖｔｇｔが小さいほど過渡電圧値Ｖｔｇｔ１を小さく設定する過渡目標値生成回路１７と、を備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、高電圧を出力する高電圧発生装置に関し、特に高速に目標電圧に立ち上げることが可能な高電圧発生装置及び画像形成装置に関する。

従来の電子写真方式の画像形成装置では、電子写真感光体（以下、感光ドラムという）表面を帯電装置によって一様に帯電し、帯電された感光ドラム表面を露光装置によって露光して静電潜像を形成する。そして、現像装置で静電潜像を現像剤（以下、トナーという）により現像してトナー像を形成し、現像したトナー像を転写装置によって記録材に転写する。そして、定着装置によりトナー像を記録材上に定着して出力する。転写装置としては、感光ドラムとニップ部を形成して記録材を搬送する転写ローラが用いられ、トナーとは逆極性の高電圧（以下、転写電圧という）が印加されて、トナー像が記録材に転写される。

ここで、転写ローラの抵抗は周囲の温度や湿度に応じて変動しやすく、所望の転写電流値が得られない場合、転写不良やゴースト等の画像不良が発生するおそれがあり、転写不良や画像不良を低減させるために次のような制御を行っている。すなわち、転写ローラに印加する転写電圧を最適化するために、転写ローラの抵抗値を測定し、測定結果に応じて転写電圧を適正に制御している。この制御はＡＴＶＣ制御（Ａｃｔｉｖｅ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）と呼ばれる周知の制御方法である。この制御によれば、転写ローラのインピーダンスが環境の変化により変動しても、印加電流値を適正な値とするための転写電圧を印加するように制御できる。

尚、ＡＴＶＣ制御について、昨今は、ハードウエアによる制御に代えて、コントローラ内のソフトウエアで実行する方法が主流となっている。これは回路構成や制御の簡素化及び安定化を図るために有効な方法である。具体的には、転写電圧を一定電圧として転写ローラに印加し、そのときにハードウエアで検知した印加電流値をコントローラでモニタし、モニタした電流値と目標の電流値とから印加する転写電圧（電圧値）を求める処理をソフトウエアで実行する制御である。しかし、転写電圧の出力範囲や負荷変動の範囲が広い場合には上述のソフトウエアによる制御方法を実行すると、次に説明するような課題が発生する。例えば、負荷条件（負荷変動等）により起動時の印加電圧の特性が大きく異なってしまうと、目標電圧に収束するまでの起動時間にばらつきが生じたり、また、オーバーシュートやアンダーシュートが生じてしまう可能性がある。これでは、画質の低下や感光ドラムの劣化の原因になる可能性がある。

そこで、特許文献１では、記録材の先端から複数回Ａ／Ｄ変換して得られた出力値及びフィードバックした出力電圧からインピーダンスの平均値を算出する。そして、算出された平均値の範囲（第１の条件）と、現在の出力値と目標電流値との差分の範囲（第２の条件）の２つの条件に基づきＰＷＭ信号の値（オンデューティ幅）を演算する方法が開示されている。特許文献１によれば、ソフトウエアの制御によって所望の転写電圧に向けて収束する時間を短くしたり、オーバーシュートやアンダーシュートを低減することができる。

また、高電圧を高速に目標電圧に立ち上げるための他の一例として、特許文献２には、次のような構成が開示されている。すなわち、電圧検出回路の検出電圧と基準電圧より若干低い第２の基準電圧とを比較して、電圧検出回路の検出電圧が第２の基準電圧を超えたときは、負荷であるコンデンサへの充電速度を緩やかにするように制御する方法が提案されている。この特許文献２では、起動時から順次、急速充電領域、緩速充電領域、維持充電領域を備えており、起動開始すると、ＰＷＭ信号のオンデューティ幅を最大のオンデューティ幅にして立ち上げを急速に行う。そして、出力電圧が第２の基準電圧値（約９０％として例示している）となると、緩速充電領域に切り換わる。このＰＷＭ信号のパルスを生成する回路の入力側に積分回路を設けており、積分回路によって立ち上げ時の初期は急速に充電し、その後、緩速充電領域と維持充電領域では僅かに充放電させてオーバーシュートやアンダーシュートが抑制される。

特開２００４−０８８９６５号公報 特開平０９−０９３９２０号公報

上述のように、転写電圧の制御の高速化及びオーバーシュート、アンダーシュートを低減するための工夫がなされている。昨今、更に、画像形成装置の生産性を向上する対策の一つとしてコンピュータ等からプリント指示（プリントコマンド送信）後、最初の記録材への印字が完了するまでの時間を更に短縮することが求められている。以下、プリント指示から最初の記録材の印字完了までの時間を、ＦＰＯＴ（Ｆｉｒｓｔ Ｐｒｉｎｔ Ｏｕｔ Ｔｉｍｅ）という。ＦＰＯＴをより短縮することにより、ユーザにとっては、プリント指示してから短時間でプリントが完了するというメリットが享受できる。このＦＰＯＴを更に短縮する場合は、上述したＡＴＶＣ制御に要する時間を更に短縮する必要がある。

特許文献１に記載のソフトウエアによって目標電圧に収束させる制御方式でも、ある程度、時間の短縮効果は得られる。しかし、ソフトウエアのよる設定更新が一定のインターバルで実行されるため制御周期が長くなる。更に、更新回数の累積分の収束時間が必要となる。そのために、更に短時間で目標電圧に収束させるには、ソフトウエアによる制御では限界がある。また、特許文献１では、昇圧トランスをスイッチングするＰＷＭ信号のオンデューティ幅を変更して、オープンループ制御で目標電圧に収束する制御方式である。この制御方式は、ハードウエアの立ち上がり（定常領域への到達）を待ってから出力値を検出して、次の設定値を更新する。つまり、オンデューティ幅と出力電圧（帰還制御なしで定常領域で到達する値）が直線性の関係をもつ特性であれば高速化ができる。しかし、直線性の特性を持つ回路を構成することは容易でなく、回路の時定数や各素子のばらつきの影響を受けて直線性を保つことは難しい。この直線性が保たれていないと同じ時間幅の変化量であっても出力電圧の変化量に違いが生じて、出力電圧の制御の安定性及び精度が低下してしまう。尚、この直線性を改善しようとすると、逆に応答性が低下する等の他の課題が発生する可能性がある。

また、特許文献２では、目標電圧を維持する制御を実行する維持充電領域では、ＰＷＭ信号のパルスを出力する回路に対して、僅かな入力電圧の増減によって出力電圧を僅かに増減させて目標電圧に維持する制御を行う。しかし、緩速充電領域から維持充電領域に遷移するときは、僅かにしか入力電圧が減少されないので、オーバーシュート電圧の低減が難しいという課題がある。このオーバーシュート電圧を低減するには、緩速充電領域での立ち上げをより緩やかにすれば良いものの、緩やかにしすぎると立ち上げ時間が長くなってしまう。また、ＰＷＭのパルスを出力する回路の入力側に積分回路を用いる回路であり、積分回路を用いた場合はＰＷＭ信号のオンデューティ幅を０から最大のオンデューティ幅まで立ち上げる際の起動時間（積分時間）がかかってしまう。

本発明は、このような状況のもとでなされたものである。本発明は、立ち上げ時間が大幅に短縮され、且つ、目標電圧が広範囲に設定される高電圧発生装置でも、立ち上げ時にオーバーシュートやアンダーシュートが発生せず、且つ、短時間で出力電圧を目標電圧に到達させることを目的とする。

前述の課題を解決するために、本発明は以下の構成を備える。

（１）トランスと、前記トランスを駆動する駆動手段と、前記駆動手段を駆動するための駆動信号を生成する生成手段と、前記トランスから出力される電圧を整流する整流手段と、前記整流手段により整流された電圧を検出する電圧検出手段と、を備え、前記電圧検出手段により検出された電圧に基づき前記生成手段が生成する駆動信号を制御することにより、負荷に出力する出力電圧を第一電圧値に立ち上げるまでの立ち上げ制御と、前記出力電圧が前記第一電圧値に立ち上がったあとの定電圧制御を行う高電圧発生装置であって、前記立ち上げ制御において、前記電圧検出手段により検出された電圧が前記第一電圧値よりも小さい第二電圧値に到達するまでは所定の変化率で立ち上げ、前記電圧検出手段により検出された電圧が前記第二電圧値に到達したあとは前記所定の変化率よりも小さい変化率で前記第一電圧値に立ち上げる制御を行う制御手段と、前記第一電圧値が小さいほど前記第二電圧値を小さく設定する設定手段と、を備えることを特徴とする高電圧発生装置。

（２）静電潜像が形成される像担持体と、前記像担持体の表面を帯電する帯電手段と、前記像担持体に担持された静電潜像を現像してトナー像とする現像手段と、前記現像手段により現像されたトナー像を記録材に転写するための転写手段と、前記（１）に記載の高電圧発生装置と、を備え、前記負荷は、前記帯電手段、前記現像手段及び前記転写手段の少なくとも１つを含むことを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、立ち上げ時間が大幅に短縮され、且つ、目標電圧が広範囲に設定される高電圧発生装置でも、立ち上げ時にオーバーシュートやアンダーシュートが発生せず、且つ、短時間で出力電圧を目標電圧に到達させることができる。

実施例１、２の高電圧発生装置の出力値が過渡のスルーレート状態で到達目標値に達する電圧波形を示す図 実施例１、２、従来例の高電圧発生装置の機能ブロック図 実施例１の高電圧発生装置の回路構成を示す図 実施例１と従来例の立ち上げを行った高電圧出力波形例を示す図 実施例１との比較のための従来例の＋５ＫＶ目標における高電圧発生装置の立ち上げ電圧波形例を示す図 実施例１、従来例の＋１ＫＶ目標における高電圧発生装置の立ち上げ電圧波形例を示す図 実施例１、従来例の高電圧発生装置が出力した電圧波形の目標値付近を拡大した図 実施例２の高電圧発生装置の回路構成を示す図 実施例２の立ち上げを行った高電圧出力波形例を示す図 実施例３の画像形成装置の構成を示す図

以下添付図面を参照して、本発明の好適ないくつかの実施例について、更に具体的かつ詳細に説明する。

［高電圧発生装置の出力波形］
実施例１及び後述する実施例２に従う高電圧発生装置は、立ち上げ制御を行う立ち上げ過渡期間中にスルーレートを切り替える過渡目標電圧を設けて帰還制御されるようにしたものである。更に、昇圧トランスは出力値が過渡状態の急峻なスルーレート状態で到達目標値に達する入力駆動条件で駆動開始されるようにしたものである。そして、目標値の大小に関わらず、出力値をオーバーシュートなく短い時間で目標値へ収束させることを可能としたものである。

この急峻なスルーレート状態で到達目標値に達する高電圧発生装置について、具体的な出力波形の模式図を図１に示して説明する。図１は横軸を時間（ミリ秒（ｍｓ））、縦軸を高電圧出力（Ｖ）としたグラフである。波形Ｂは高電圧発生回路における出力電圧が時定数カーブに従って目標値に上昇している状態の波形例を示すものである。波形Ａ’は出力電圧が目標値以上に到達する入力駆動条件で昇圧トランスを駆動した場合のものであり、時定数時間は波形Ｂと変わらない。その一方で、同じ目標値に到達するまでの時間ｔａは飛躍的に速くなっている。この過渡時の高速なスルーレート部分ＴＨ（Ｖ／ｓ）を用いて出力電圧を目標値又は目標値近傍まで立ち上げる。そして、その後、波形Ａに示すように、ハードウエアの高速な定電圧制御回路によって目標値維持の高速帰還制御（定電圧制御）が行われるようにしたのが本実施例の高電圧発生装置である。

本実施例の高電圧発生装置は、高電圧発生装置の起動開始から目標電圧に到達するまでの過渡時間領域を起動開始直後の高速立ち上げ期間Ｔ１と目標値到達前の定電圧制御待機期間Ｔ２との２つに分割する。そして、所定の過渡目標電圧が検出されることにより、高速立ち上げ期間Ｔ１から定電圧制御待機期間Ｔ２に移行するものである。高速立ち上げ期間Ｔ１と定電圧制御待機期間Ｔ２とでスイッチングするＰＷＭ信号のオンデューティ幅はそれぞれの期間で切り替え設定される。この目標値到達前の定電圧制御待機期間Ｔ２ではオンデューティ幅が狭くなり立ち上げ能力が低めに抑制される。そして、この過渡状態の高速立ち上げ期間Ｔ１から定電圧制御待機期間Ｔ２への移行は、所定の過渡目標電圧の検出によって行われる。そして、最終的に到達する目標電圧値（以下、最終到達目標値）が大きいときは、過渡目標電圧を少し小さい値に設定し、最終到達目標値が小さいときは過渡目標電圧を大幅に小さい値に設定することを特徴とする。

［高電圧発生装置］
本実施例の高電圧発生装置の主要となる機能ブロック図を図２（ｂ）に示す。尚、図２（ａ）は本実施例との比較のために従来の一般的な高電圧発生装置を例示したものである。例示した従来の高電圧発生装置は、目標値設定部２１で設定した出力となるように、定電圧制御部２２で昇圧回路２３の出力部をモニタするとともに入力部を帰還制御したものである。本実施例の高電圧発生装置は、高速立ち上げ期間Ｔ１から定電圧制御待機期間Ｔ２に移行する過渡目標電圧を可変生成する過渡目標値生成回路２７と過渡目標値立ち上げ制御部２６を更に備えたものである。

まず、図３に示す高電圧発生装置の構成概要について説明する。図３に示す高電圧発生装置は、次の構成を備える。すなわち、アナログ回路で構成された高電圧発生回路と、高電圧発生回路に出力するハードウエア制御信号を生成するＡＳＩＣ ２と、ＡＳＩＣ ２のハードウエア制御信号の出力状態を制御・設定するマイクロコントローラ１とから構成されている。尚、マイクロコントローラ１とＡＳＩＣ ２とが、図２（ｂ）の目標値設定部２１に相当し、マイクロコントローラ１は後述する目標値をＡＳＩＣ ２に設定する。更に、高電圧発生回路のアナログ回路で構成された部分は、次の構成を備える。すなわち、昇圧トランスＴ１とその周辺回路による昇圧回路と、出力電圧検出回路４と、昇圧トランスＴ１を駆動するＰＷＭ信号を生成するコンパレータＣＭＰ１５と、ＰＷＭ制御電圧生成回路１０と、出力電流検出回路９とを備える。

マイクロコントローラ１は、ＡＳＩＣ ２内に構成される最終到達目標値設定用レジスタのＨＶｔｇｔ部３１とオンオフ設定用レジスタのオンオフ設定部（以下、ＯＮＯＦＦ設定部とする）３３に対して、所定のタイミングで所定の値を設定する。これによりマイクロコントローラ１は、高電圧発生装置の目標出力値の変更やオンオフのタイミングを制御する。図中、マイクロコントローラ１がＡＳＩＣ ２に対して行う情報の読み込み及び設定をＲｅａｄ／Ｗｒｉｔｅと記す。また、ＡＳＩＣ ２は、ＨＶｔｇｔ部３１に応じた高圧制御信号ＨＶＣＮＴをＤ／Ａコンバータを介してアナログ信号として外部に出力する。また、ＡＳＩＣ ２は、ＯＮＯＦＦ設定部３３に応じたオンオフ制御信号／ＨＶＯＮと、高電圧発生回路で使用される所定周期のクロック信号ＣＬＫとを外部に出力する。尚、高圧制御信号ＨＶＣＮＴは、ＰＷＭ信号で出力し、ＰＷＭ周波数における応答特性を良くした高次のローパスフィルタ等でＤＣ電圧値に変換したものでも良く、同様の機能を満たす。

［高電圧発生回路の動作概要］
次に、図３に示す高電圧発生装置における高電圧発生回路の動作概要について説明する。昇圧トランスＴ１（トランス）は、コンパレータＣＭＰ１５（生成手段）で生成されたＰＷＭ信号（駆動信号）に従ってスイッチング駆動される。昇圧トランスＴ１から出力された高電圧は出力電圧検出回路４（電圧検出手段）で分圧されて検出され、検出された分圧電圧Ｖｄｔは高圧制御信号ＨＶＣＮＴにより設定された目標電圧Ｖｔｇｔ（第一電圧値）とコンパレータＣＭＰ１０で比較演算される。そして、コンパレータＣＭＰ１０による比較演算結果に応じて更にコンパレータＣＭＰ１５が出力するＰＷＭ信号のオンデューティ幅が帰還制御される。この帰還制御されたオンデューティ幅で昇圧トランスＴ１がスイッチング駆動される。このコンパレータＣＭＰ１０による帰還制御は定常領域で行われる。

一方、起動直後の過渡状態では、検出されたＶｄｔが過渡目標電圧Ｖｔｇｔ１（第二電圧値）に到達する前段階では高速立ち上げ期間Ｔ１として急峻なスルーレートで立ち上がる。そして、過渡目標電圧Ｖｔｇｔ１に到達した後の段階で定電圧制御待機期間Ｔ２として緩やかなスルーレートに移行して最終到達目標値へと立ち上がっていく。

次に、図３に示す高電圧発生装置における高電圧発生回路の動作詳細について説明する。まず、コンパレータＣＭＰ１５の動作について説明する。コンパレータＣＭＰ１５には、ＰＷＭ制御電圧生成回路１０（制御手段）の出力と擬似三角波生成回路１２の出力が接続されている。擬似三角波生成回路１２は、クロック信号ＣＬＫと抵抗器Ｒ６とコンデンサＣ３により擬似三角波を簡易的に生成する一例を示したものである。三角波の生成は他の三角波生成回路によるものであっても良い。ＰＷＭ制御電圧生成回路１０は、三角波からＰＷＭ信号を生成する際のスライスレベルとなるＰＷＭ制御電圧Ｖｔｈを生成する。コンパレータＣＭＰ１５は、非反転入力部に接続されたこの三角波信号と、反転入力部に接続されたこのＰＷＭ制御電圧Ｖｔｈを比較演算してＰＷＭ信号のオンデューティ幅を可変出力する。コンパレータＣＭＰ１５は、反転入力部の電圧値Ｖｔｈが低いほど、ローレベル側のデューティ幅が狭いＰＷＭ信号を出力する。尚、本実施例では、コンパレータＣＭＰ１５が出力するＰＷＭ信号のローレベルのデューティ幅が、高電圧発生回路の作動時のオンデューティ幅である。従って、電圧値Ｖｔｈが低いほど、ＰＷＭ信号のローレベルのデューティ幅が狭くなり、オンデューティ幅が狭くなる。

［ＰＷＭ制御電圧生成回路］
次に、コンパレータＣＭＰ１５にＰＷＭ制御電圧Ｖｔｈを出力するＰＷＭ制御電圧生成回路１０について説明する。ＰＷＭ制御電圧生成回路１０には、ＡＳＩＣ ２から出力された高圧制御信号ＨＶＣＮＴと出力電圧検出回路４で検出された負荷電圧の検出値である電圧（以降、検出電圧値という）Ｖｄｔが接続されている。ＰＷＭ制御電圧生成回路１０は、高圧制御信号ＨＶＣＮＴにより負荷電圧の最終到達目標値が設定され、出力電圧検出回路４からの検出電圧値Ｖｄｔをモニタしながら、コンパレータＣＭＰ１５へ出力するＰＷＭ制御電圧Ｖｔｈを帰還制御する。

（過渡目標値生成回路）
ＰＷＭ制御電圧生成回路１０は、最大デューティ切替回路１６と過渡目標値生成回路１７と出力電圧制御回路１８とを備える。尚、最大デューティ切替回路１６は、図２（ｂ）の過渡目標値立ち上げ制御部２６に相当する。過渡目標値立ち上げ制御部２６が行う過渡目標値立ち上げ制御の具体的手段は、後述する、昇圧トランスＴ１を駆動する最大デューティ幅の切替制御となる。また、過渡目標値生成回路１７は、図２（ｂ）に過渡目標値生成回路２７として図示している。また、出力電圧制御回路１８は、図２（ｂ）の定電圧制御部６２に相当する。過渡目標値生成回路１７（設定手段）は、ＡＳＩＣ ２から出力された高圧制御信号ＨＶＣＮＴに対して所定のオフセット電位分を下降させた電圧信号Ｖｔｇｔ１を過渡目標値として生成する。一例としてツェナーダイオードＤ３のツェナー電圧分を降下させた電圧信号を生成する回路を示す。ＯＰ１０はオペアンプ、Ｒ７は抵抗器である。

（最大デューティ切替回路）
過渡目標値Ｖｔｇｔ１は最大デューティ切替回路１６のコンパレータＣＭＰ１１に接続されており、負荷部（負荷）の検出電圧値Ｖｄｔと比較演算される。検出電圧値Ｖｄｔが過渡目標値Ｖｔｇｔ１以下の場合には、コンパレータＣＭＰ１１の出力がオープンとなり、最大デューティ切替回路１６は電源電圧Ｖｃｃを抵抗器Ｒ２とＲ３で分圧した電圧Ｖｄｕｔｙを出力電圧制御回路１８に出力する。電圧ＶｄｕｔｙはコンパレータＣＭＰ１５でＰＷＭ信号を生成する際におけるスライスレベルの最大値となる。つまり、電圧ＶｄｕｔｙはコンパレータＣＭＰ１５で生成されるＰＷＭ信号の最大オンデューティ幅を設定する。

検出電圧値Ｖｄｔが過渡目標値Ｖｔｇｔ１以上となった場合には、コンパレータＣＭＰ１１の出力がローレベルとなり、最大デューティ切替回路１６が出力していた電圧Ｖｄｕｔｙは、抵抗器Ｒ１も加えた分圧値へと下降する。これにより、コンパレータＣＭＰ１５でＰＷＭ信号を生成する際におけるスライスレベルが下降することとなる。つまり、コンパレータＣＭＰ１５で生成されるＰＷＭ信号のローレベルのデューティ幅が狭くなるように、言い換えれば最大オンデューティ幅が狭くなるように変更される。この電圧Ｖｄｕｔｙを下降させる際には、出力電圧制御回路１８内のダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２にチャージされている電荷を放電させることにより、瞬時に電圧Ｖｄｕｔｙの切り替えが行われる。

このように、最大デューティ切替回路１６は、負荷部の検出電圧値Ｖｄｔが過渡目標値Ｖｔｇｔ１に至った時点で、瞬時にＰＷＭ制御電圧Ｖｔｈを切り替える。これにより、コンパレータＣＭＰ１５が出力するＰＷＭ信号のローレベルの幅、言い換えればオンデューティ幅を狭く切り替える動作を行う。

（出力電圧制御回路）
次に、出力電圧制御回路１８について説明する。出力電圧制御回路１８は、最終到達目標値に至った負荷部の高電圧を所定値に保持するための定電圧制御を担う回路部である。コンパレータＣＭＰ１０はＡＳＩＣ ２から出力された高圧制御信号ＨＶＣＮＴによって設定された目標電圧値Ｖｔｇｔと負荷部の検出電圧値Ｖｄｔとを比較演算し、検出電圧値Ｖｄｔが目標電圧値Ｖｔｇｔ以下の場合には、オープン出力となる。検出電圧値Ｖｄｔが目標電圧値Ｖｔｇｔ以上の場合には、ローレベルを出力してコンデンサＣ２にチャージされていた電荷を急速に放電させる。コンデンサＣ２の電荷が急速放電されると、コンパレータＣＭＰ１５の反転入力部が瞬時に０Ｖ電位に降下するため、コンパレータＣＭＰ１５の出力は瞬時にハイレベルとなって高電圧発生回路は急速にオフ状態とされる。

コンパレータＣＭＰ１０の出力がローレベルから再びオープン出力に変化した際は、ＰＷＭ制御電圧Ｖｔｈが最大デューティ切替回路１６の出力電圧Ｖｄｕｔｙとなるように、抵抗器Ｒ４を介してコンデンサＣ２に電荷がチャージされる。この充電の時定数は抵抗器Ｒ２〜Ｒ４とコンデンサＣ２の値によって決定される。この時定数によって、オンデューティ幅が０から緩やかに広げられていく回路が構成される。つまり、出力電圧制御回路１８は、検出電圧値Ｖｄｔが目標電圧値Ｖｔｇｔを超えたときには瞬時にオンデューティ幅を０（ゼロ）として高電圧発生回路を急速にオフする。一方、検出電圧値Ｖｄｔが目標電圧値Ｖｔｇｔを下回ったときには立ち上げに時定数を持たせることで高電圧発生回路を緩やかにオンさせる。その結果、定電圧保持の帰還制御によって発生する電圧振動（リップル、ハンチング）を大幅に抑制することが可能となる。尚、この本実施例の高電圧発生装置における定常領域の出力波形は、後述する図７（ｄ）で示す波形となる。

（トランス周辺回路）
次に、高電圧発生回路に構成される昇圧トランスＴ１周辺の回路について説明する。上述のコンパレータＣＭＰ１５から出力されたＰＷＭ信号はＦＥＴ Ｑ４のゲート端子に入力される。小信号ＦＥＴ Ｑ４と電源電圧Ｖｃｃ及び抵抗器Ｒ８は、ＦＥＴ Ｑ４のゲート端子に入力されたＰＷＭ信号に従ってパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ５のゲート端子を駆動する。パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ５（駆動手段）は昇圧トランスＴ１をスイッチング駆動する。スイッチング駆動された昇圧トランスＴ１は脈流の高電圧を出力する。昇圧トランスＴ１によって出力された脈流の高電圧は高圧ダイオードＤ２と高圧コンデンサＣ５と出力電圧検出回路４からなる整流器（整流手段）で整流されて直流電圧化され、負荷部ＨＶｏｕｔｐｕｔに出力される。負荷部ＨＶｏｕｔｐｕｔに出力された高電圧は、出力電圧検出回路４により分圧されて検出される。検出された分圧電圧ＶｄｔはコンパレータＣＭＰ１０及びコンパレータＣＭＰ１１によってモニタされており、高圧制御信号ＨＶＣＮＴにより設定された目標電圧値Ｖｔｇｔと比較されて目標電圧を維持する帰還制御が行われる。尚、Ｒ７、Ｒ２０、Ｒ２１、Ｒ２５は抵抗器、Ｃ４、Ｃ２０、Ｃ２１はコンデンサである。また、出力電流検出回路９は、抵抗２５、オペアンプ２１を備え、負荷部ＨＶｏｕｔｐｕｔに流れる電流を検出し、検出結果をマイクロコントローラ１に出力する。

尚、オンオフ制御信号／ＨＶＯＮはパワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ５のゲート端子をＦＥＴ Ｑ２で直接制御するため、オンオフ時の応答遅延時間を小さく抑制することが可能となる。この応答遅延時間が若干遅くなっても問題ない場合には、オンオフ制御信号／ＨＶＯＮ及びＦＥＴのＱ２の代わりに、ＡＳＩＣ ２から出力されるクロック信号ＣＬＫをハイレベル固定出力とすることによって高電圧発生回路をオンオフする構成としても良い。

［過渡目標値についての従来例との比較］
次に、本実施例の過渡目標値について図４を用いて従来例と対比しながら詳細に説明する。尚、図４の各曲線は曲線ごとの違いをわかりやすくするために、便宜上、時間軸を互いに若干シフトさせて描画している。図４（ａ）は、従来の過渡目標値と最終到達目標値に従って、従来の立ち上げ能力で負荷電圧の立ち上げを行った高電圧出力波形である。立ち上げ曲線Ａ１は、最終到達目標値＋４ＫＶに対して、９０％となる＋３．６ＫＶを過渡の目標到達値として検知して、立ち上げスルーレートを変更したものである。立ち上げ曲線Ａ２は、最終到達目標値＋１ＫＶに対して、９０％となる９００Ｖを過渡目標値として立ち上げを行った高電圧出力波形である。立ち上げ曲線Ａ３は、最終到達目標値＋４００Ｖに対して、９０％となる３６０Ｖを過渡目標値として立ち上げを行った高電圧出力波形である。何れの立ち上げ曲線も最終到達目標値よりも少し低い９０％のところに過渡目標値を設定している。

これに対し図４（ｂ）は、本実施例の過渡目標値と最終到達目標値に従って立ち上げを行った高電圧出力波形である。立ち上げ曲線Ｂ１は、最終到達目標値＋４ＫＶに対して、９０％となる＋３．６ＫＶを過渡の目標到達値として検知して、立ち上げスルーレートを変更したものである。立ち上げ曲線Ｂ２は、最終到達目標値＋１ＫＶに対して、６０％となる６００Ｖを過渡目標値として立ち上げを行った高電圧出力波形である。立ち上げ曲線Ｂ３は、最終到達目標値＋４００Ｖに対して、過渡目標値は０Ｖであり、実質の動作としては過渡目標値がない状態であり、立ち上げ初期から緩いスルーレートで昇圧させている。すなわち本実施例では、過渡目標値は、最終到達目標電圧が大きいときには最終到達目標電圧よりも少し低い値とされ、最終到達目標電圧が小さいときには最終到達目標電圧よりも大幅に低い値とされる。言い換えれば、最終到達目標電圧が大きいときには所定の過渡目標値とし、最終到達目標電圧が小さいときには、最終到達目標電圧が大きいときの過渡目標値に比べて低い（小さい）過渡目標値とする。このように、最終到達目標電圧が低くなるほど、過渡目標値を低くする。その結果、高電圧発生装置の立ち上げ能力を飛躍的に高めた場合において、図４（ｂ）の立ち上げ曲線では目標値が小さいときにおいてもオーバーシュートなく立ち上げることが可能となる。これに対して、図４（ａ）の従来の立ち上げ曲線では目標値が小さいときには大幅なオーバーシュートが発生してしまっていた。

次に、以上説明した高電圧発生装置のアナログ回路とＡＳＩＣ ２の機能を適用して生成される高電圧波形の具体例を図５〜図７に示す。尚、従来構成の高電圧発生装置を高速化した場合の波形と対比しながら説明を行う。一例として、昇圧トランスの駆動周波数を５０ＫＨｚ（２０マイクロ秒（以下、μｓ）周期）、昇圧トランス及び整流器からなる昇圧回路の入出力応答時間（遅延時間）を２０μｓとする。また、１パルスのスイッチング駆動で数百Ｖの立ち上げ能力を有する高電圧発生装置の場合を例に説明する。尚、遅延時間はこの昇圧回路の入出力応答時間が支配的となるため、その他の遅延時間は０と仮定して説明する。最終到達目標電圧を５ＫＶとした場合を図５に、最終到達目標電圧を１ＫＶとした場合を図６に示して、目標値が大小の広いレンジで可変設定される例を説明する。

（従来における最終到達目標電圧が５ＫＶの場合）
まず、最終到達目標電圧を５ＫＶとした場合の図５から説明する。図５（ａ）と図５（ｂ）は、立ち上げ途中で出力電圧の上昇カーブを緩やかに切り替える高電圧発生装置の波形例である。特に図５（ａ）、図５（ｂ）は、目標電圧よりやや低い過渡目標電圧を検知することによって出力電圧の立ち上げを緩やかにする従来タイプの高電圧発生装置を想定した立ち上げ波形例である。以後、起動後の高速立ち上げ期間Ｔ１となる過渡領域を第１過渡領域、続いて緩やかな立ち上げとなる定電圧制御待機期間Ｔ２の過渡領域を第２過渡領域と称す。図５（ａ）と図５（ｂ）の従来の高電圧発生装置では、最終到達目標電圧よりやや低い過渡目標電圧で出力電圧の検知を行うため、その時点で制御できるのは、２０μｓ以降に出力される電圧となる。仮に、検知した段階から０ｍｓで昇圧トランスＴ１の駆動を停止可能な場合においても、１パルスで出力部を数百Ｖ昇圧する高電圧発生装置では、２０μｓ後にはオーバーシュートが発生してしまう。以下を具体例で説明する。

図５（ａ）は、過渡目標電圧を９０％に設定し、第１過渡領域では１パルス駆動で１２５Ｖ昇圧していく高電圧発生装置の場合の出力波形例である。最終到達目標電圧値が５ＫＶであるので、目標の９０％である４．５ＫＶで過渡目標電圧による検知が行われ、第２過渡領域となる。ただし、第２過渡領域に入る２０μｓ前に駆動された電力が既に投入されているため、出力電圧は４．６２５ＫＶまで昇圧し、４．６２５ＫＶを超えてから第２過渡領域に入る。すなわち、起動（０ｍｓ）から０．７７ｍｓで過渡目標電圧４．５ＫＶに達したが、理想上の緩速充電への移行開始時間０．７７ｍｓでは第２過渡領域には入らず、実際の緩速充電への移行開始時間は、応答の遅延時間２０μｓ後となっている。このため、０．１２５ＫＶだけ応答遅延による昇圧が生じている。この例では、４．６２５ＫＶから第２過渡領域となったため、大きなオーバーシュートなく最終到達目標値の５ＫＶまで収束していく。

一方、図５（ｂ）は、過渡目標電圧を９０％に設定し、第１過渡領域では１パルス駆動で３００Ｖ昇圧していく高電圧発生装置の場合の出力波形例である。最終到達目標電圧値が５ＫＶであるので、目標の９０％である４．５ＫＶで過渡目標電圧による検知が行われ、第２過渡領域となる。ただし、第２過渡領域に入る２０μｓ前に駆動された電力が既に投入されているため、出力電圧は４．８ＫＶまで昇圧し、４．８ＫＶを超えてから第２過渡領域に入る。すなわち、起動（０ｍｓ）から０．３ｍｓで過渡目標電圧４．５ＫＶに達したが、理想上の緩速充電への移行開始時間０．３ｍｓでは第２過渡領域には入らず、実際の緩速充電への移行開始時間は、応答の遅延時間２０μｓ後となっている。このため、０．３ＫＶの応答遅延による昇圧が生じている。この例では、４．８ＫＶから第２過渡領域となったため、５ＫＶ超えのオーバーシュートに対する余裕は大きくないものの、大きなオーバーシュートなく最終到達目標値の５ＫＶまで収束していく。

従って、最終到達目標電圧が５ＫＶの場合には、高電圧発生装置が１パルス駆動で昇圧していく電圧が１２５Ｖであっても、更に高速化した３００Ｖであっても、大きなオーバーシュートなく目標値の５ＫＶまで収束していく。

（従来における最終到達目標電圧が１ＫＶの場合）
しかしながら、図６（ｂ）に示すように目標電圧値が小さく且つ昇圧能力が高い（目標１ＫＶ、１パルス駆動で３００Ｖ昇圧する）場合にはオーバーシュートが発生してしまう。まず、目標電圧値が小さく昇圧能力がやや高い場合（目標１ＫＶ、１パルス駆動で１２５Ｖ昇圧する）から図６（ａ）を用いて説明する。図６（ａ）は、過渡目標電圧を９０％に設定し、第１過渡領域では１パルス駆動で１２５Ｖ昇圧していく高電圧発生装置の場合の出力波形例である。最終到達目標電圧値が１ＫＶであるので、目標の９０％である０．９ＫＶで過渡目標電圧による検知が行われ、第２過渡領域となる。ただし、第２過渡領域に入る前に既に駆動されていた電力が投入されているため、出力電圧は１ＫＶまで昇圧して第２過渡領域に入る。すなわち、起動（０ｍｓ）から０．１４ｍｓで過渡目標電圧０．９ＫＶに達したが、理想上の緩速充電への移行開始時間０．１４ｍｓでは第２過渡領域には入らず、実際の緩速充電への移行開始時間は、応答の遅延時間２０μｓ後となっている。このため、０．１２５ＫＶだけ応答遅延による昇圧が生じている。この例では、１ＫＶから第２過渡領域となったため、第２の基準電圧の検知時から１ＫＶ超えのオーバーシュートに対する余裕はないものの（マージン電圧Ａ≒０Ｖ）、大きなオーバーシュートなく目標値の１ＫＶで収束される。

一方、図６（ｂ）は、過渡目標電圧を９０％に設定し、起動時には、１パルス駆動で３００Ｖ昇圧していく高電圧発生装置の場合の出力波形例である。最終到達目標電圧値が１ＫＶであるので、目標の９０％である０．９ＫＶで過渡目標電圧による検知が行われ、第２過渡領域となる。ただし、第２過渡領域に入る前に既に駆動されていた電力が投入されているため、出力電圧は１．２ＫＶまで昇圧し、１．２ＫＶを超えてから第２過渡領域に入る。すなわち、起動（０ｍｓ）から０．０６ｍｓで過渡目標電圧０．９ＫＶに達したが、理想上の緩速充電への移行開始時間０．０６ｍｓでは第２過渡領域には入らず、実際の緩速充電への移行開始時間は、応答の遅延時間２０μｓ後となっている。このため、０．３ＫＶの応答遅延による昇圧が生じている。従って、第２過渡領域に入った時には、既に２００Ｖ（＝１．２ＫＶ−１ＫＶ）の大きなオーバーシュートが発生してしまう（オーバーシュート電圧Ｂ）。従来は、図６（ａ）に示すような高電圧発生回路の立ち上げ能力がそれほど大きくなかったときには問題がなかった。しかし、図６（ｂ）に示すような立ち上げ時間を飛躍的に短縮するために、数パルスが入力されるだけで目標電圧まで昇圧するように高電圧発生装置の立ち上げ能力を飛躍的に高くしたような場合には、大きなオーバーシュートを発生してしまっていた。

（本実施例の場合）
これに対し、本実施例の高電圧発生装置の出力波形例を図６（ｃ）に示す。本実施例の高電圧発生回路は、起動開始直後の高速立ち上げ期間Ｔ１（第１過渡領域）と目標値到達前の定電圧制御待機期間Ｔ２（第２過渡領域）と、目標電圧に到達した後の定電圧制御期間Ｔ３（定常領域）の３つに時間領域が分割される。第１過渡領域では、前述のコンパレータＣＭＰ１１がオープン出力の状態であり、より高いＰＷＭ制御電圧Ｖｔｈをスライスレベルとして生成されたＰＷＭ信号で昇圧トランスＴ１がスイッチングされる。そして、第１過渡領域では、３００Ｖ／パルス（所定の変化率）の高スルーレートで負荷電圧が上昇していく。過渡目標電圧を検知すると、コンパレータＣＭＰ１１がローレベル出力に変化し、第２過渡領域に遷移する。第２過渡領域では、低められたＰＷＭ制御電圧Ｖｔｈをスライスレベルとして生成されたＰＷＭ信号で昇圧トランスＴ１がスイッチングされる。例えば本実施例では、５０Ｖ／パルス（所定の変化率よりも小さい変化率）の比較的低スルーレートで負荷電圧が上昇していく。出力電圧が最終到達目標電圧に達すると、ＰＷＭ信号のオンデューティ幅は瞬時に０とされ、高電圧発生回路の昇圧動作は急速にオフされる。最終到達目標電圧に到達したときには、５０Ｖ／パルスの低スルーレートとなっているため、到達直後のオーバーシュート最大量は５０Ｖと小さい値に抑制される。

本実施例では、高速立ち上げとなる第１過渡領域から第２過渡領域への遷移は、最終到達目標電圧の値が大きいときは少し低い過渡目標値、最終到達目標電圧の値が小さいときは大幅に低い過渡目標値にそれぞれ設定される。例えば、本実施例では、最終到達目標値が＋５ＫＶの場合には９０％となる＋４．５ＫＶに設定され、最終到達目標値が＋１ＫＶの場合には５０％となる＋０．５ＫＶに設定され、最終到達目標値が＋５００Ｖの場合には０％となる＋０Ｖに設定される。その結果、目標値が＋５ＫＶであっても＋１ＫＶであっても、その目標電圧値の大きさに関わらず到達直後のオーバーシュートが抑制され、且つ短時間で出力電圧を目標値に到達させることが可能となる。尚、図６（ｃ）の過渡目標値は一例であって、最終到達目標電圧の値が小さいときは大幅に低い過渡目標値となるようであれば、この例に限る必要はない。例えば、最終到達目標値が＋１ＫＶの場合には６０％となる＋０．６ＫＶや、３０％となる＋０．３ＫＶ等としても良い。

［定常領域の動作についての従来例との比較］
次に、目標電圧に到達した後の定電圧制御期間Ｔ３（定常領域）の動作について、本実施例の高電圧波形の具体例を従来構成での波形例と対比しながら図７に例示して説明する。本実施例の波形例は図７（ｄ）に示す。立ち上げ時間を速くするためには、起動開始後のＰＷＭ信号のオンデューティ幅を大きくして応答性を速くする必要がある。しかしながら、応答性を速くした場合には、定電圧制御動作時において、目標値を境界として出力電圧が上下してオーバーシュートを繰り返す制御動作になりやすい。この様子を図７（ａ）に示す。第２過渡領域に入って１パルスの入力で５０Ｖずつ昇圧しており、目標電圧に到達するとスイッチングが瞬時にオフされる。スイッチングが瞬時にオフされた後は、容量性の負荷にチャージされた電荷が自然放電していくことにより電圧値が降下する。つまり、瞬時に高電圧発生回路のスイッチングがオフされても負荷電圧は自然放電以上の速さでは降下しない。これを図７（ａ）に自然放電による電圧降下のスロープとして図示している。

負荷電圧が目標電圧まで降下すると高電圧発生回路は再びスイッチングを開始する。スイッチングを開始すると、パルスが入力されて再び負荷電圧が上昇し、その後目標電圧に達しスイッチングが再びオフされるという制御を繰り返す。しかしながら、スイッチングがオフされるまでに入力されたパルスが１パルスであっても、目標電圧に達したときには既に入力されているため、その分の電圧、この例では５０Ｖの小さな電圧振動（リップル、ハンチング）は発生する。ここで、応答の遅延時間ΔＴｄ１（＝ｔ２−ｔ１）は、出力電圧が目標電圧を下回ったことを検知してから、制御によって実際に出力電圧が上がりだすまでの遅延時間である。また、応答の遅延時間ΔＴｄ２（＝ｔ３−ｔ２）は、出力電圧が目標電圧を上まわったことを検知してから、制御によって実際に出力電圧が下がりだすまでの遅延時間である。ΔＴｄ１、ΔＴｄ２は、上述した２０μｓの応答遅延時間のことであり、この遅延時間は昇圧回路（トランス）の入出力応答時間が支配的となっている。

図７（ｂ）では、第２過渡領域に入って、１パルスの入力で１００Ｖずつ昇圧していく場合の波形例を示す。図７（ａ）と同様の現象によりオーバーシュートが発生する。但し、オーバーシュート量は２倍の１００Ｖとなる。そして、オーバーシュートした電圧が目標電圧まで降下する際のスルーレートは、負荷の容量と抵抗値による自然放電による時定数で決定されるために、図７（ａ）の場合と比較して、２倍の周期でオーバーシュートを繰り返すことになる。

また、特許文献２で例示したような高電圧発生装置では、目標電圧値に保持制御する維持充電領域においては、僅かなＰＷＭ回路への入力電圧の増減によって出力電圧を僅かに増減させて目標電圧のハンチングを小さく維持するものであった。しかしながら、緩速充電領域から維持充電領域への遷移時においても僅かにしか入力電圧が減少されないため、図７（ｃ）に示すように目標値到達時点のオーバーシュートは大きくなりやすい。

その一方、図７（ｄ）に示す本実施例の高電圧発生装置では、検出電圧値が目標電圧値を超えたときには瞬時にＰＷＭ信号のオンデューティ幅を０としている（超過時はパルスの瞬時オフ）。その後出力電圧が降下し、再び目標電圧以下となるとオンデューティ幅が０から緩やかに広げられていくスローオンデューティでスイッチングが再開される。そのため、図７（ｃ）と比較して目標電圧値への到達直後のオーバーシュートが小さく抑制されるとともに、定電圧制御期間Ｔ３における負荷電圧の立ち上げ能力は小さく抑制される。このため本実施例の図７（ｄ）では、図７（ａ）や図７（ｂ）と比較して定常領域で発生する電圧振動（リップル、ハンチング）も大幅に抑制される。つまり、定常領域全域でのオーバーシュートや電圧振動（リップル、ハンチング）を小さく抑制することが可能となる。

以上述べたように本実施例に従えば、最終到達目標電圧が大きいときは少し小さい値に設定され、最終到達目標電圧が小さいときは大幅に小さい値に設定される過渡目標電圧を設ける。そして、この過渡目標電圧への到達検知後にＰＷＭ信号のオンデューティ幅を瞬時に狭く切り替えるようにして、更に、検出電圧値が最終到達目標電圧値を超えたときには瞬時にオンデューティ幅を０として目標維持の制御を行うＰＷＭ制御を行う構成とする。その結果、本実施例によれば、高電圧発生装置の立ち上げ能力が飛躍的に高くされ、最終到達目標電圧が大小の広いレンジで様々な値に設定された場合においても、オーバーシュートなく且つ飛躍的な短時間で出力電圧を目標値に到達させることが可能となる。また、立ち上げの過渡領域では、最大値となるオンデューティ幅のＰＷＭ信号で瞬時に出力を開始する一方で、その後の目標値維持の定常領域ではオンデューティ幅を拡げる立ち上げ側には緩やかな時定数を持たせて出力される構成とする。これにより、立ち上げ能力が飛躍的に高くされて短時間で目標値に到達する高電圧発生装置であっても、定常領域での電圧振動（リップル、ハンチング）を全域に及んで小さく抑制することが可能となる。

以上、本実施例によれば、立ち上げ時間が大幅に短縮され、且つ、目標電圧が広範囲に設定される高電圧発生装置でも、立ち上げ時にオーバーシュートやアンダーシュートが発生せず、且つ、短時間で出力電圧を目標電圧に到達させることができる。

なお、上記の実施例においては、高電圧として正極性の高電圧を出力する構成で説明したが、負極性の高電圧を出力する構成においても適用可能である。負極性の高電圧に適用する場合は、上記実施例の図４で示した＋１ＫＶ〜＋４ＫＶを例えば、−１ＫＶ〜−４ＫＶの範囲で出力する構成にすればよい。

実施例２の高電圧発生装置は、実施例１の高電圧発生装置と同様に、高電圧発生装置の起動開始から目標電圧に到達するまでの過渡時間領域を起動開始直後の高速立ち上げ期間Ｔ１と目標値到達前の定電圧制御待機期間Ｔ２との２つに分割する。そして、所定の過渡目標電圧が検出されることにより、高速立ち上げ期間から定電圧制御待機期間に移行するものである。高速立ち上げ期間Ｔ１と定電圧制御待機期間Ｔ２とでスイッチングするＰＷＭ信号のオンデューティ幅はそれぞれの期間で切替設定される。この最終目標値到達前の定電圧制御待機期間ではオンデューティ幅が狭くなり立ち上げ能力が低めに抑制される。そして、この過渡状態の高速立ち上げ期間Ｔ１から定電圧制御待機期間Ｔ２への移行は、所定の過渡目標電圧の検出によって行われる。所定の過渡目標電圧については、最終到達目標電圧値が大きいときは、過渡目標電圧を少し小さい値に設定し、最終到達目標電圧値が小さいときは過渡目標電圧を大幅に小さい値に設定する。更に、本実施例に従う高電圧発生装置は、高電圧出力部の負荷容量や負荷抵抗値を検出し、その検出結果に従って過渡目標電圧を可変して設定するものである。

［高電圧発生装置］
本実施例の高電圧発生装置の主要となる機能ブロック図を図２（ｃ）に示す。本実施例の高電圧発生装置は、高速立ち上げ期間Ｔ１から定電圧制御待機期間Ｔ２に移行する過渡目標電圧を可変制御する過渡目標値立ち上げ制御部２６を更に備えたものである。目標値設定部２１は、過渡目標値立ち上げ制御部２６と定電圧制御部６２を夫々制御する。

本実施例の高電圧発生装置を図８に示す。本実施例は、実施例１で説明を行ったＡＳＩＣ ２に対して高圧制御信号ＨＶＣＮＴ２を追加されたＡＳＩＣ ７を構成する。また、過渡目標値生成回路１７の代わりに、ＡＳＩＣ ７から出力された高圧制御信号ＨＶＣＮＴ２がＰＷＭ制御電圧生成回路２０内の最大デューティ切替回路１６に直接接続されたものである。その他の構成は実施例１と同様である。尚、既に実施例１において説明した内容と同じ構成要素や信号には同じ参照番号や記号を付し、その説明は省略する。

ＰＷＭ制御電圧生成回路２０（制御手段）について説明する。ＰＷＭ制御電圧生成回路２０には、ＡＳＩＣ ７から出力された高圧制御信号ＨＶＣＮＴ及びＨＶＣＮＴ２と出力電圧検出回路４で検出された負荷電圧の検出値Ｖｄｔが接続されている。マイクロコントローラ１（設定手段）は、ＡＳＩＣ ７内に構成される最終到達目標値設定用レジスタのＨＶｔｇｔ部３１と過渡目標値設定用レジスタのＨＶｔｇｔ２部３２に対して、所定の値を設定する。これにより、高電圧発生装置の最終到達目標電圧値や過渡目標電圧値を制御する。また、ＡＳＩＣ ７は、ＨＶｔｇｔ部３１、ＨＶｔｇｔ２部３２に応じた高圧制御信号ＨＶＣＮＴ、ＨＶＣＮＴ２をＤ／Ａコンバータを介してアナログ信号として外部に出力する。ＰＷＭ制御電圧生成回路２０は、この高圧制御信号ＨＶＣＮＴにより負荷電圧の最終到達目標値を設定され、この高圧制御信号ＨＶＣＮＴ２により負荷電圧の過渡目標値を設定される。そして、出力電圧検出回路４からの検出電圧値Ｖｄｔをモニタしながら、コンパレータＣＭＰ１５へ出力するＰＷＭ制御電圧Ｖｔｈを帰還制御する。

ＰＷＭ制御電圧生成回路２０は、最大デューティ切替回路１６と出力電圧制御回路１８とから構成される。最大デューティ切替回路１６には、高圧制御信号ＨＶＣＮＴ２が接続されている。この高圧制御信号ＨＶＣＮＴ２によって設定される過渡目標値Ｖｔｇｔ２は最大デューティ切替回路１６のコンパレータＣＭＰ１１に接続されており、負荷部の検出電圧値Ｖｄｔと比較演算される。検出電圧値Ｖｄｔが過渡目標値Ｖｔｇｔ２以下の場合には、コンパレータＣＭＰ１１の出力がオープンとなり、最大デューティ切替回路１６は電源電圧Ｖｃｃを抵抗器Ｒ２とＲ３で分圧した電圧Ｖｄｕｔｙを出力電圧制御回路１８に出力する。電圧ＶｄｕｔｙはコンパレータＣＭＰ１５でＰＷＭ信号を生成する際におけるスライスレベルの最大値となる。つまり、電圧ＶｄｕｔｙはコンパレータＣＭＰ１５で生成されるＰＷＭ信号の最大オンデューティ幅を設定する。

検出電圧値Ｖｄｔが過渡目標値Ｖｔｇｔ２以上となった場合には、コンパレータＣＭＰ１１の出力がローレベルとなる。そして、最大デューティ切替回路１６が出力していた電圧Ｖｄｕｔｙは、抵抗器Ｒ１も加えた分圧値へと下降し、コンパレータＣＭＰ１５でＰＷＭ信号を生成する際におけるスライスレベルが下降することとなる。つまり、コンパレータＣＭＰ１５で生成されるＰＷＭ信号の最大オンデューティ幅が狭くなるように変更される。この電圧Ｖｄｕｔｙを下降させる際には、出力電圧制御回路１８内のダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２にチャージされている電荷を放電させることにより、瞬時に電圧Ｖｄｕｔｙの切り替えが行われる。

このように、最大デューティ切替回路１６は、負荷部の検出電圧値Ｖｄｔが過渡目標値Ｖｔｇｔ２に至った時点で、瞬時にＰＷＭ制御電圧Ｖｔｈを切り替えることにより、ＰＷＭ信号のオンデューティ幅を狭く切り替える動作を行う。出力電圧制御回路１８については、実施例１と同様であるため、詳細説明を省略する。出力電圧制御回路１８は、実施例１と同様に、検出電圧値Ｖｄｔが目標電圧値Ｖｔｇｔを超えたときには瞬時にオンデューティ幅を０として高電圧発生回路を急速にオフする。そして、検出電圧値Ｖｄｔが目標電圧値Ｖｔｇｔを下回った時には立ち上げに時定数を持たせることで高電圧発生回路を緩やかにオンさせる。その結果、定電圧保持の帰還制御によって発生する電圧振動（リップル、ハンチング）を大幅に抑制することが可能となる。

［出力負荷部の抵抗値変化に応じた立ち上げ波形の変化］
次に、高電圧発生装置の出力負荷部の抵抗値変化に応じて、過渡目標値の可変を行う制御動作について説明する。図９（ａ）に、出力負荷部の抵抗値変化によって高電圧発生装置の立ち上げ波形が変化する様子を示す。立ち上げ曲線Ａ（破線）は、最終到達目標電圧を＋４ＫＶとし、過渡目標電圧を＋３．６ＫＶとしたときの立ち上げ波形を示す。過渡目標電圧の＋３．６ＫＶを時刻ｔ１に検知した後に、立ち上げスルーレートが緩やかに変更され、時刻ｔ２に＋４ＫＶの最終到達目標電圧に達している。この立ち上げ曲線Ａに対して立ち上げ曲線Ａ’（実線）は、負荷抵抗値の値が温湿度環境等の影響により低下した場合の立ち上げ波形を示したものである。立ち上げ曲線Ａよりもスルーレートが全体的に緩やかとなり、立ち上げ曲線Ａでは過渡目標値に到達する時間がｔ１であったものが立ち上げ曲線Ａ’ではｔ１’と長くなる。また、立ち上げ曲線Ａでは最終到達目標値に達する時間がｔ２であったものが、立ち上げ曲線Ａ’ではｔ２’へと大幅に長くなってしまう。このように、負荷抵抗値の変化に応じて、高電圧発生装置の立ち上げ波形が変化する。

［出力負荷部の抵抗値の算出］
次に、本実施例の高電圧の立ち上げ方法について説明する。マイクロコントローラ１は、負荷部ＨＶｏｕｔｐｕｔへ流れる電流を出力電流検出回路９（電流検出手段）により検出する。そして、検出した電流値と、ＡＳＩＣ ７のレジスタＨＶｔｇｔに設定した最終到達目標電圧とから出力負荷部の抵抗値を算出する。この抵抗値の大きさに応じて過渡目標電圧を、高圧制御信号ＨＶＣＮＴ２を用いて可変設定する。本実施例では、図９（ａ）に示すように、温湿度環境等の影響により負荷抵抗値が低下したことに応じて、過渡目標値を上げる制御を行う。図９（ｂ）に立ち上げ波形を示す。図９（ｂ）の立ち上げ曲線Ｃ（実線）は、図９（ａ）の立ち上げ曲線Ａ’よりも２００Ｖ大きい３．８ＫＶに過渡目標電圧が設定される。過渡目標電圧にはｔ１”で到達する。また、最終目標電圧までは２００Ｖしかないものの、立ち上げ曲線Ａよりもスルーレートが全体的に緩やかであるため、オーバーシュートせずに最終到達目標電圧に達する。そして、負荷抵抗値が低下したために立ち上げ曲線Ａ’では大幅に長くなってしまっていた最終到達目標値に達する時間が、本実施例の立ち上げ曲線Ｃでは大幅に短縮されてｔ２”となる。尚、温湿度環境等の影響により負荷抵抗値が上昇した場合には、過渡目標値を下げる制御を行う。

以上述べたように本実施例に従えば、高電圧出力部の負荷容量や負荷抵抗値の変動を検出し、その検出結果に従って過渡目標電圧を可変設定し、この過渡目標電圧への到達検知後にＰＷＭ信号のオンデューティ幅を瞬時に狭く切り替える構成とする。これにより、高電圧発生装置の立ち上げ能力が飛躍的に高くされ、最終到達目標電圧が大小の広いレンジで様々な値に設定され、かつ負荷抵抗が大幅に変動した場合においても、次のような効果がある。すなわち、オーバーシュートなく且つ飛躍的な短時間で出力電圧を目標値に到達させることが可能となる。また、実施例１と同様に、立ち上げの過渡領域では、最大値となるオンデューティ幅のＰＷＭ信号で瞬時に出力を開始する一方で、その後の目標値維持の定常領域ではオンデューティ幅を拡げる立ち上げ側には緩やかな時定数を持たせて出力される構成とする。これにより、立ち上げ能力が飛躍的に高くされて短時間で目標値に到達する高電圧発生装置であっても、定常領域での電圧振動（リップル、ハンチング）を全域に及んで小さく抑制することが可能となる。

以上、本実施例によれば、立ち上げ時間が大幅に短縮され、且つ、目標電圧が広範囲に設定される高電圧発生装置でも、立ち上げ時にオーバーシュートやアンダーシュートが発生せず、且つ、短時間で出力電圧を目標電圧に到達させることができる。

なお、上記の実施例においては、高電圧として正極性の高電圧を出力する構成で説明したが、負極性の高電圧を出力する構成においても適用可能である。負極性の高電圧に適用する場合は、上記の実施例で示した＋１ＫＶ〜＋４ＫＶを例えば、−１ＫＶ〜−４ＫＶの範囲で出力する構成にすればよい。

（高電圧発生装置の適用例）
実施例１、２の高電圧発生装置を例えば、電子写真方式の画像形成装置に適用することができる。電子写真方式の画像形成装置としてレーザビームプリンタを例にあげて高電圧発生装置の適用例を説明する。

上述の実施例で説明した高電圧発生装置は、電子写真方式のプリンタの画像形成部に対して高電圧を印加するための高圧電源として適用可能である。図１０（ａ）に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ２００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム２１１、感光ドラム２１１を一様に帯電する帯電部２１７（帯電手段）、感光ドラム２１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部２１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム２１１に現像されたトナー像をカセット２１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部２１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器２１４で定着してトレイ２１５に排出する。この感光ドラム２１１、帯電部２１７、現像部２１２、転写部２１８が画像形成部である。尚、実施例１、２の高電圧発生装置を適用可能な画像形成装置は、図１０（ａ）に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム２１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。

図１０（ｂ）はレーザビームプリンタ２００に設けられる複数の高圧電源（上述の実施例１、２に記載の高電圧発生装置）から出力された高電圧を帯電部２１７、現像部２１２、転写部２１８の夫々に出力する構成を示している。高圧電源１ ５０１は帯電部２１７に高電圧を出力し、高圧電源２ ５０２は現像部２１２に高電圧を出力し、高圧電源３ ５０３は転写部２１８に高電圧を出力する。すなわち、帯電部２１７、現像部２１２、転写部２１８が、高電圧発生装置の負荷部となる。夫々の高圧電源１ ５０１乃至３ ５０３から出力される高電圧の値は、制御部としてのコントローラへ５００から出力される制御信号に応じて必要な電圧値に制御される。そして、例えば、帯電部２１７に高電圧を出力した際に、帯電部２１７に流れる電流を上述の出力電流検出回路９で検出して、検出した電流値が所定値になるように出力を調整する。また、転写部２１８に高電圧を出力した際に、転写部２１８に流れる電流を上述の出力電流検出回路９で検出して、検出した電流値が所定値になるように出力を調整する。また、現像部２１２に高電圧を出力した際に、上述の出力電圧検出回路４で電圧を検出して、検出した電圧が所定値になるように出力を調整する。このように、実施例１及び２の高電圧発生装置は、画像形成のための高電圧の印加のために適用可能である。

以上説明したように、上記実施例１、２で説明した高圧電源を電子写真方式のプリンタの高圧電源として適用すれば、画像形成装置の高速化やＦＰＯＴの短縮化が可能となる。本実施例によれば、立ち上げ時間が大幅に短縮され、且つ、目標電圧が広範囲に設定される高電圧発生装置を備える画像形成装置でも、立ち上げ時にオーバーシュートやアンダーシュートが発生せず、且つ、短時間で出力電圧を目標電圧に到達させることができる。

４ 出力電圧検出回路
１０ ＰＷＭ制御電圧生成回路
１７ 過渡目標値生成回路
ＣＭＰ１５ コンパレータ
Ｑ５ パワーＭＯＳＦＥＴ
Ｔ１ 昇圧トランス

Claims (7)

1. トランスと、
   前記トランスを駆動する駆動手段と、
   前記駆動手段を駆動するための駆動信号を生成する生成手段と、
   前記トランスから出力される電圧を整流する整流手段と、
   前記整流手段により整流された電圧を検出する電圧検出手段と、
   を備え、
   前記電圧検出手段により検出された電圧に基づき前記生成手段が生成する駆動信号を制御することにより、負荷に出力する出力電圧を第一電圧値に立ち上げるまでの立ち上げ制御と、前記出力電圧が前記第一電圧値に立ち上がったあとの定電圧制御を行う高電圧発生装置であって、
   前記立ち上げ制御において、前記電圧検出手段により検出された電圧が前記第一電圧値よりも小さい第二電圧値に到達するまでは所定の変化率で立ち上げ、前記電圧検出手段により検出された電圧が前記第二電圧値に到達したあとは前記所定の変化率よりも小さい変化率で前記第一電圧値に立ち上げる制御を行う制御手段と、
   前記第一電圧値が小さいほど前記第二電圧値を小さく設定する設定手段と、
   を備えることを特徴とする高電圧発生装置。
2. 前記整流手段により出力された電流を検出する電流検出手段を備え、
   前記設定手段は、前記電流検出手段による検出結果に基づき前記第二電圧値を設定することを特徴とする請求項１に記載の高電圧発生装置。
3. 前記設定手段は、前記電流検出手段による検出結果に基づき前記負荷の抵抗値を算出し、算出した抵抗値が小さいほど前記第二電圧値を大きく設定することを特徴とする請求項２に記載の高電圧発生装置。
4. 前記生成手段が生成する駆動信号はＰＷＭ信号であり、
   前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧が前記第二電圧値に到達するまでは前記ＰＷＭ信号のオンデューティ幅を所定の幅とし、前記第二電圧値に到達したあとは前記ＰＷＭ信号のオンデューティ幅を前記所定の幅より狭い幅とすることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の高電圧発生装置。
5. 前記制御手段は、前記立ち上げ制御及び前記定電圧制御において、前記電圧検出手段により検出された電圧が前記第一電圧値を超えた場合には、前記ＰＷＭ信号のオンデューティ幅をゼロにすることを特徴とする請求項４に記載の高電圧発生装置。
6. 前記制御手段は、前記定電圧制御において、前記電圧検出手段により検出された電圧が前記第一電圧値を下回った場合には、前記ＰＷＭ信号のオンデューティ幅を所定の時定数でゼロから緩やかに広げることを特徴とする請求項５に記載の高電圧発生装置。
7. 静電潜像が形成される像担持体と、
   前記像担持体を一様に帯電する帯電手段と、
   前記像担持体に担持された静電潜像を現像してトナー像とする現像手段と、
   前記現像手段により現像されたトナー像を記録材に転写するための転写手段と、
   請求項１乃至６のいずれか１項に記載の高電圧発生装置と、
   を備え、
   前記負荷は、前記帯電手段、前記現像手段及び前記転写手段の少なくとも１つを含むことを特徴とする画像形成装置。

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