JP2012235561A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する絶縁型の直流電源装置において、過電流保護回路の動作点を補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができるようにする。
【解決手段】 電源制御回路は、一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較基準電圧とを比較してトランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路（３６ａ）と、過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じてスイッチング素子（ＳＷ）をオフ状態にさせる過電流保護回路（３８，３９，４０）とを備え、スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて比較基準電圧が入力電圧−オンデューティ特性カーブに従って変化するようにした。
【選択図】 図２

Description

本発明は、直流電源装置に関し、特に電圧変換用トランスを備えた直流電源装置における過電流保護回路の動作点補正に利用して有効な技術に関する。

直流電源装置には、交流電源を整流するダイオード・ブリッジ回路と、該回路で整流された直流電圧を降圧して所望の電位の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成された絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータがある。絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば電圧変換用トランスの一次側巻線と直列に接続されたスイッチング素子をＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式やＰＦＭ（パルス周波数変調）制御方式等でオン、オフ駆動して一次側巻線に流れる電流を制御し、二次側巻線に誘起される電圧を制御するようにしたスイッチング電源装置が知られている。

ところで、絶縁型直流電源装置においては、定格負荷電流（或いは最大負荷電流）が規定されており、二次側に流れる電流が定格負荷電流以上に増加する過電流状態が発生すると電源装置がダメージを受けることがあるので、一次側の制御回路に過電流検出機能および過電流を検出した場合に制御動作を停止させる過電流保護機能を設けることが多い。
スイッチング制御方式の絶縁型直流電源装置における二次側の出力の過電流を検出する方法としては、一次側のスイッチング素子と直列に電流検出用の抵抗を設け、該抵抗により電流−電圧変換した電圧（三角波形の電圧のピーク値）を監視する方式がある（例えば特許文献１参照）。

特開２００５−３４１７３０号公報

ワールドワイド入力仕様のＡＣ−ＤＣコンバータは、入力交流電圧が例えば８５Ｖ〜２７６Ｖのような比較的広い範囲の電圧に対して動作可能であるように構成する必要がある。しかしながら、特許文献１に開示されている電源装置のように、電流−電圧変換した電圧を監視する方式にあっては、ＡＣ入力電圧ＶACの大きさによって一次側のピーク電流Ｉｐが図６のように変化してしまう。

そのため、何ら対策をしないと、例えばＡＣ入力電圧１００Ｖのときに図７に破線で示すような動作点で過電流保護機能が働いて出力電圧Ｖoutを下げるように設計されていたとすると、８５Ｖや２７６Ｖのときには実線や一点鎖線で示すように過電流保護機能が働く動作点（電流値Ｉdet）がずれてしまう。

このＡＣ入力電圧ＶACの大きさに対する過電流保護回路の動作点の変化を図示したものが図８であり、何ら対策をしない場合には、図８に実線Ａで示すように過電流保護回路の動作点Ｉdetが変化してしまい、適切な過電流保護を行うことができない。なお、理想的な特性は、ＶAC−Ｉdet特性が平坦になることである。

そこで、図１のようなＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、ダイオード・ブリッジ１２により整流された脈流電圧が印加されるノードＮ１と、電流検出用抵抗Ｒｓと制御用ＩＣの電流検出端子ＣＳとの間のノードＮ２との間に、破線で示すように、補正用の抵抗Ｒｂを接続した回路について検討した。

しかしながら、上記のような補正用の抵抗Ｒｂを接続した場合には、図８に破線Ｂで示すように、抵抗を設けないものよりは動作点Ｉdetの変化は少なくなるものの、ＶAC−Ｉdet特性の平坦性が悪く、特に１００〜２００Ｖの範囲での動作点の変化が充分に低減されないという課題があることが分かった。

本発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する直流電源装置において、過電流保護回路の動作点を補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができる技術を提供することにある。

上記目的を達成するため本発明は、
電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路とを有する直流電源装置であって、
前記電源制御回路は、
前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較基準電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、
前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる過電流保護回路と、
を備え、前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて前記比較基準電圧を補正して、比較基準電圧が交流入力電圧−オンデューティ特性カーブに従って変化するように構成した。

上記した構成によれば、交流入力電圧が異なっても過電流保護の動作点がほとんど変化しないため、交流入力電圧−過電流保護動作点特性が平坦になり、広い範囲の交流入力電圧に対して適切なポイントで過電流保護を行うことができる。

ここで、望ましくは、前記過電流保護回路は、前記比較基準電圧を生成する可変電圧源と、前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティを検出するデューティ検出回路と、前記デューティ検出回路により検出されたオンデューティに基づいて、前記比較基準電圧が入力電圧−オンデューティ特性カーブに従って変化するように、前記可変電圧源を制御する補正回路と、を備えるように構成する。
これにより、広い範囲の交流入力電圧に対して適切なポイントで過電流保護を行うことができ、過電流保護回路を容易に設計することができる。

また、望ましくは、前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧は、前記スイッチング素子と直列に接続された電流検出用の抵抗により電流−電圧変換された電圧であるようにする。
これにより、過電流保護のために監視する電圧を容易に得ることができる。

さらに、望ましくは、前記電源制御回路は、１個の半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記電流検出用の抵抗により電流−電圧変換された電圧が入力されたる第１端子と、前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力される第２端子とを備えるようにする。
これにより、絶縁型直流電源装置を構成する部品点数を減らすとともに、電源装置の小型化を図ることができる。

本発明によれば、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力電圧を制御する直流電源装置において、過電流保護回路の動作点の補正特性を平坦にして広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができるという効果がある。

本発明に係る直流電源装置としての絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。 図１の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスの一次側制御回路（電源制御用ＩＣ）の構成例を示す回路構成図である。 （Ａ）は実施形態の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるＡＣ入力電圧ＶACと過電流保護のためのスレッシホールド電圧Ｖｔｈとの関係を示す特性図、（Ｂ）はＡＣ入力電圧ＶACと駆動パルスのオンデューティとの関係を示す特性図である。 実施形態の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおける過電流保護動作点Ｉdetの入力電圧特性を示すグラフである。 実施形態の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおける負荷電流−出力電圧特性を示すグラフである。 絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるＡＣ入力電圧ＶACと一次側のピーク電流との関係を示すグラフである。 過電流保護動作点の補正をしないＡＣ−ＤＣコンバータにおける負荷電流−出力電圧特性を示すグラフである。 過電流保護動作点の補正をしないＡＣ−ＤＣコンバータおよび抵抗により動作点の補正をしたＡＣ−ＤＣコンバータにおける過電流保護動作点Ｉdetの入力電圧特性を示すグラフである。

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した直流電源装置としての絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。

この実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用のフィルタ１１と、交流電圧（ＡＣ）を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路１２と、整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサＣ１と、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎｂとを有する電圧変換用のトランスＴ１と、このトランスＴ１の一次側巻線Ｎｐと直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングトランジスタＳＷと、該スイッチングトランジスタＳＷを駆動する電源制御回路１３を有する。この実施形態では、電源制御回路１３は、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路（電源制御用ＩＣ）として形成されている。

上記トランスＴ１の二次側には、二次側巻線Ｎｓと直列に接続された整流用ダイオードＤ２と、このダイオードＤ２のカソード端子と二次側巻線Ｎｓの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサＣ２とが設けられ、一次側巻線Ｎｐに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓとの巻線比に応じた直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。

さらに、トランスＴ１の二次側には、一次側のスイッチング動作で生じたスイッチングリップル・ノイズ等を遮断するためのフィルタを構成するコイルＬ３およびコンデンサＣ３が設けられているとともに、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するための検出回路１４と、該検出回路１４に接続され検出電圧に応じた信号を一次側の電源制御回路１３へ伝達するフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード１５ａが設けられている。そして、一次側には、上記電源制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢと接地点との間に接続され検出回路１４からの信号を受信する受光側素子としてのフォトトランジスタ１５ｂが設けられている。

また、この実施形態の直流電源装置の一次側には、上記補助巻線Ｎｂと直列に接続された整流用ダイオードＤ０と、このダイオードＤ０のカソード端子と接地点ＧＮＤとの間に接続された抵抗Ｒ０および平滑用コンデンサＣ０とからなる整流平滑回路が設けられ、該整流平滑回路で整流、平滑された電圧が上記電源制御用ＩＣ１３の電源電圧端子ＶＤＤに印加されている。これとともに、ダイオード・ブリッジ回路１２で整流される前の電圧または整流された後の直流電圧が、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１を介して電源制御用ＩＣ１３の高圧起動端子ＨＶに印加され、電源起動時の補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される前に電源制御用ＩＣ１３を動作させることができるように構成されている。

さらに、本実施形態においては、スイッチングトランジスタＳＷのソース端子と接地点ＧＮＤとの間に電流検出用の抵抗Ｒｓが接続されているとともに、スイッチングトランジスタＳＷと電流検出用抵抗ＲｓとのノードＮ３と電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳとの間に抵抗Ｒｃが接続されている。さらに、電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳと接地点との間にはコンデンサＣ４が接続され、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４によりローパスフィルタが構成されるようになっている。なお、ノードＮ１とＮ２との間の抵抗Ｒｂは、本実施形態においては接続されない素子である。

次に、上記電源制御用ＩＣ１３の具体的な構成例について説明する。
本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、電流検出用抵抗Ｒｓにより電流−電圧変換された監視対象の電圧が印加される端子ＣＳに入力端子が接続され、該端子ＣＳに入力電圧と所定の比較基準電圧とを比較して過電流状態を検出する監視回路（コンパレータ）に供給する比較基準電圧を補正するようにしたものである。

従来の過電流保護のための監視回路は、ＡＣ入力電圧の大きさにかかわらず一定の比較基準電圧と抵抗Ｒｓにより電流−電圧変換された電圧とを比較して判定することが、過電流保護回路の動作点のＶAC−Ｉdet特性が平坦にならない原因であった。本発明者は、ＡＣ入力電圧ＶACの大きさに応じて比較基準電圧の方を変化させることで、過電流保護回路の動作点を補正できると考え、ＡＣ入力電圧ＶACに対する過電流保護回路の動作点Ｉdetとの関係を示すＶAC−Ｉdet特性を平坦化させるのに必要な監視回路（コンパレータ）の比較基準電圧（スレッシホールド電圧）を計算によって求めた。

その結果、図３（Ａ）に実線Ａで示すような特性カーブを持たせることでＶAC−Ｉdet特性を平坦化させることができることが分かった。さらに、図３（Ａ）に示す特性カーブに近い特性が電源装置内にないか調べた結果、スイッチングトランジスタＳＷの駆動パルスON/OFFのオンデューティ（Ｔｏｎ／Ｔ０）が、図３（Ｂ）に示すように、ＡＣ入力電圧に対して類似のカーブとなることを見出した。なお、Ｔ０は駆動パルスの周期、ＴｏｎはスイッチングトランジスタＳＷのオン時間である。

本発明は上記のような知見に基づいてなされたもので、電源制御用ＩＣ１３内にオンデューティ検出回路と該検出回路により検出したオンデューティに応じて比較基準電圧（スレッシホールド電圧）を補正する補正回路を設けることとした。
具体的には、図２に示すように、本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、フィードバック端子ＦＢの入力電位に応じた周波数で発振する発振器３１と、該発振器３１で生成された発振信号に基づいて一次側スイッチングトランジスタＳＷをオンさせるタイミングを与えるクロック信号ＣＫを生成するクロック生成回路３２と、クロック信号ＣＫによってセットされるＲＳ・フリップフロップ３３と、該フリップフロップ３３の出力に応じてスイッチングトランジスタＳＷの駆動パルスON/OFFを生成するドライバ（駆動回路）３４を備える。

また、電源制御用ＩＣ１３は、電流検出端子ＣＳに入力されている電圧およびフィードバック端子ＦＢの入力されている電圧をそれぞれ内部回路に適した電位にシフトするレベルシフト回路３５ａ，３５ｂと、レベルシフト回路３５ａによりシフトされた電位Ｖｃｓと過電流状態の監視のための比較基準電圧（スレッシホールド電圧）Ｖｔｈとを比較する電圧比較回路としてのコンパレータ３６ａと、レベルシフト回路３５ａによりシフトされた電位Ｖｃｓとレベルシフト回路３５ｂによりシフトされた電位Ｖｆｂとを比較するコンパレータ３６ｂと、コンパレータ３６ａと３６ｂの出力の論理和をとるＯＲゲート３７を備え、ＯＲゲート３７の出力が上記フリップフロップ３３のリセット端子に入力されることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせるタイミングを与えるように構成されている。

さらに、本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、上記フリップフロップ３３の出力を監視することで駆動パルスON/OFFのオンデューティ（Ｔｏｎ／Ｔ０）を検出するデューティ検出回路３８と、該デューティ検出回路３８により検出されたデューティに基づいて比較基準電圧（スレッシホールド電圧）Ｖｔｈが図２（Ａ）に破線Ｂで示すような特性カーブを持つように補正を行う補正回路３９が設けられている。

デューティ検出回路３８は、例えばフリップフロップ３３に供給されるクロックＣＫよりも充分に高い周波数のクロックで駆動パルスON/OFFの周期Ｔ０とオン時間Ｔｏｎを計時するカウンタと、計時された周期Ｔ０とオン時間Ｔｏｎとからオンデューティ（Ｔｏｎ／Ｔ０）に相当する電圧もしくは情報を出力する回路とによって実現することができる。
また、補正回路３９は、デューティ検出回路３８からの電圧もしくは情報に応じて比較基準電圧Ｖｔｈを発生する可変電圧源４０を制御して、図３（Ａ）に破線Ｂで示すような特性カーブに沿って比較基準電圧Ｖｔｈを変化させる制御電圧を出力するように構成する。このような回路は、演算増幅回路などで実現することができる。この実施例においては、デューティ検出回路３８と補正回路３９と可変電圧源４０とによって過電流保護回路が構成される。

本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、二次側の電流が定格負荷電流または最大負荷電流以下である通常状態においては、フィードバック端子ＦＢの入力電圧をレベルシフトした電位Ｖｆｂは比較基準電圧Ｖｔｈよりも低く、コンパレータ３６ａの出力はロウレベルである。そして、Ｖｆｂが電流検出端子ＣＳの電圧をレベルシフトした電位Ｖｃｓよりも低くなると、コンパレータ３６ｂの出力がハイレベルに変化してＯＲゲート３７を介してフリップフロップ３３をリセットさせることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせる。

また、出力電圧Ｖｏｕｔが低いほど図１のフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード１５ａの順方向電流が減少し、その為に受光側素子としてのフォトトランジスタ１５ｂのコレクタ電流も減少する。その結果フィードバック端子ＦＢの電圧が上昇し、フィードバック端子ＦＢの入力電圧をレベルシフトした電位Ｖｆｂも上昇する。そのため、コンパレータ３６ｂの出力がロウレベルとなるような、電流検出端子ＣＳの電圧のレベルシフト電圧ＶＣＳ、及びＣＳ端子の電圧も上昇する。この結果一次側ピーク電流及び平均電流が増大して、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなる方向に作用する。この様にしてＶｏｕｔが一定にされるフィードバック制御が行われる。

一方、二次側の電流が定格負荷電流を超えた過電流状態になると、電流検出端子ＣＳの電圧をレベルシフトした電位Ｖｃｓが比較基準電圧（スレッシホールド電圧）Ｖｔｈよりも高くなり、コンパレータ３６ａの出力がハイレベルに変化してＯＲゲート３７を介してフリップフロップ３３をリセットさせることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせる。その結果、一次側の電流が制限され、出力電圧Ｖｏｕｔが低下することとなる。

なお、上記実施例の電源制御用ＩＣ１３では、コンパレータ３６ａの出力を、ＯＲゲート３７を介してフリップフロップ３３のリセット端子に供給しているが、コンパレータ３６ａの出力を直接ドライバ（駆動回路）３４へ供給して、過電流状態を検出した場合にスイッチングトランジスタＳＷをオフさせるように構成してもよい。

図４には、補正回路３９により比較基準電圧（スレッシホールド電圧）Ｖｔｈに、図３（Ａ）に実線Ａで示すような特性カーブを持たせるようにした電源制御用ＩＣ１３における、入力電圧ＶACに対する過電流保護動作点Ｉdetの特性を示す。
図４において破線は、比較基準電圧Ｖｔｈの補正回路３９を備えた上記実施例の電源制御用ＩＣ１３における過電流保護動作点のＶAC−Ｉdet特性を、また実線は比較基準電圧Ｖｔｈの補正回路３９を設けていない電源制御用ＩＣにおけるＶAC−Ｉdet特性を示す。
図４より、補正回路３９を設けることにより、補正回路３９を設けない場合に比べてＶAC−Ｉdet特性の平坦性を大幅に改善できることが分かる。また、図１に破線で示すような補正用の抵抗Ｒｂを接続した場合におけるＶAC−Ｉdet特性を示す図８の破線Ｂに比較しても、平坦性がよくなることが分かる。

また、図５には、負荷電流−出力電圧特性を示す。図において、実線Ａは上記実施例の電源制御用ＩＣ１３を使用したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＡＣ１００Ｖで過電流状態を起こした場合の特性、破線ＢはＡＣ２３０Ｖで過電流状態を起こした場合の特性である。また、図５において、一点鎖線Ｃは補正回路を設けていない電源制御用ＩＣを使用したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＡＣ１００Ｖで過電流状態を起こした場合の特性、点線ＤはＡＣ２３０Ｖで過電流状態を起こした場合の特性である。

図５より、補正回路を設けていない場合には、Ｃ，Ｄのように過電流保護動作点Ｉdetすなわち負荷電流が減少し始める電流値がＡＣ入力電圧によってずれてしまうのに対し、補正回路３９を備えた上記実施例の電源制御用ＩＣ１３を使用したＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、Ａ，ＢのようにＡＣ入力電圧が変化しても同一の過電流保護動作点Ｉdetから負荷電流が減少し始めることが分かる。

また、実施例の電源制御用ＩＣ１３を使用したＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、過電流保護機能が働いた場合の出力電圧の低下の仕方が、Ｖｔｈを補正しない場合に比べて急峻になることが分かる。これは、同じ入力電圧で出力電圧が下がると駆動パルスのデューティが小さくなり、ＩＣにとっては入力電圧が高くなったのと等価であるので、比較基準電圧Ｖｔｈが下がって正帰還がかかるためである。そして、このように出力電圧の低下の仕方が急峻である方が、電源装置にとっての過剰な負荷を軽減することができるので、過電流時の安全性を高めることができるという利点もある。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、トランスの一次側巻線に間歇的に電流を流すスイッチングトランジスタＳＷを、電源制御用ＩＣ１３とは別個の素子としているが、このスイッチングトランジスタＳＷを電源制御用ＩＣ１３に取り込んで、１つの半導体集積回路として構成してもよい。

また、前記実施形態の電源制御用ＩＣ１３では、コンパレータ３６ｂが、フィードバック端子ＦＢの入力電圧をレベルシフトした電位Ｖｆｂと電流検出端子ＣＳに印加されている電圧をレベルシフトした電圧Ｖｃｓとを比較するように構成しているが、Ｖｆｂと所定の参照電圧とを比較するように構成してもよい。
また、システムの立ち上がりの際に過電流保護回路が誤って働かないようにするため、例えば駆動パルスのデューティが所定の範囲にある場合もしくは電源立ち上がり後所定時間経過してから、比較基準電圧Ｖｔｈの補正回路３９が動作するように構成してもよい。

さらに、本発明は、前述したようなスイッチング素子をＰＦＭパルスで駆動する方式の電源制御用ＩＣに限定されず、ＰＷＭパルスで駆動する方式の電源制御用ＩＣにも適用することができる。また、前記実施形態では、本発明をフライバック方式のＡＣ−ＤＣコンバータを構成する一次側の電源制御用ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はフォワード型や疑似共振型のＡＣ−ＤＣコンバータを構成する電源制御用ＩＣ、更には非絶縁型の電源制御用ＩＣにも適用することができる。

１２ ダイオード・ブリッジ回路（整流回路）
１３ 電源制御回路（電源制御用ＩＣ）
１４ 二次側検出回路（検出用ＩＣ）
１５ａ フォトカプラの発光側ダイオード
１５ｂ フォトカプラの受光側トランジスタ
３１ 発振回路
３２ クロック発生回路
３４ ドライバ（駆動回路）
３６ａ コンパレータ（過電流検出回路）
３８ デューティ検出回路
３９ 補正回路

Claims (4)

1. 電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路とを有する直流電源装置であって、
   前記電源制御回路は、
   前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較基準電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、
   前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる過電流保護回路と、
   を備え、前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて前記比較基準電圧を補正して、比較基準電圧が交流入力電圧−オンデューティ特性カーブに従って変化するようにしたことを特徴とする直流電源装置。
2. 前記過電流保護回路は、
   前記比較基準電圧を生成する可変電圧源と、
   前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティを検出するデューティ検出回路と、
   前記デューティ検出回路により検出されたオンデューティに基づいて、前記比較基準電圧が入力電圧−オンデューティ特性カーブに従って変化するように、前記可変電圧源を制御する補正回路と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧は、前記スイッチング素子と直列に接続された電流検出用の抵抗により電流−電圧変換された電圧であることを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
4. 前記電源制御回路は、１個の半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記電流検出用の抵抗により電流−電圧変換された電圧が入力されたる第１端子と、前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力される第２端子とを備えていることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。

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