JP2012228010A - 電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機の制御装置のブートストラップ回路への充電に対して、回路損失を抑えようとすると充電時間がかかり、充電時間を早めようとすると回路損失を増やす、もしくは電源容量が大きなものとなるという課題を有していた。
【解決手段】ブートストラップ回路１０６への充電に対して、各相への充電を所定時間ずらして段階的に充電を行なうことにより、第１相充電時に電動機１０１を制限抵抗として介した他相への充電を利用し、突入電流を抑制することができる。その結果、回路の小型化が可能となり、また、回路損失を抑えつつ、充電時間を早めることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブートストラップ回路を有したインバータ回路構成によって回転数制御を行ない、かつ家庭用や産業用の動力源として使用されるブラシレスＤＣモータなどの電動機の制御装置に関するものである。

従来、この種の電動機の制御装置において、ブートストラップコンデンサへの初期充電に、突入電流を抑えるために同時通電であるものの、デューティー制御を行なうもの（例えば、特許文献１参照）か、一相ずつ充電処理を行なうもの（例えば、特許文献２参照）が知られている。

図４は、従来からあるブートストラップ回路を有したインバータ回路構成により、回転数制御を行なう電動機の制御装置の回路図の一例である。

整流回路４０２は、交流入力４０１の交流電圧を直流電圧に変換するもので、ダイオード４０２ａ〜４０２ｄとコンデンサ４０２ｅ〜４０２ｆが接続された構成となっている。ここで、図４では、倍電圧整流回路を例として示しているが、整流回路は全波整流回路でもよい。

電源回路４０３は、整流回路４０２による整流後の直流電圧をもとに制御側に必要な主電源（例えば、ＤＣ＋１５Ｖ）を作り出すものである。

インバータ回路４０４は、半導体スイッチ４０４ａ〜４０４ｆ（例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴ等）が２個１組でトーテムポール型に接続され、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相分接続されている。さらに、各半導体スイッチ４０４ａ〜４０４ｆにはそれぞれダイオード４０４ｇ〜４０４ｌが接続されている。なお、半導体スイッチ４０４ａ〜４０４ｆにＭＯＳ−ＦＥＴを使用する場合は、各ダイオード４０４ｇ〜４０４ｌが不要となる。

また、インバータ回路４０４には、半導体スイッチ４０４ａ〜４０４ｆを個別にオン／オフさせることができる駆動回路４０４Ｕ＋、４０４Ｖ＋、４０４Ｗ＋、４０４Ｕ−、４０４Ｖ−、４０４Ｗ−が接続されている。

なお、図４において、電気回路図側の駆動回路とブロック図側の駆動回路とは同一であることを意味しており、それぞれ符号を示して確認する。

また、駆動回路４０４Ｕ＋と４０４Ｕ−、駆動回路４０４Ｖ＋と４０４Ｖ−、駆動回路４０４Ｗ＋と４０４Ｗ−は、それぞれの組み合わせで１組の回路（図示せず）を構成する。

ブートストラップ回路４０５は、高耐電圧（例えば６００Ｖ）のダイオード４０５ｄ、４０５ｅ、４０５ｆ、及びダイオード４０５ｄ、４０５ｅ、４０５ｆと直列接続された抵抗４０５ａ、４０５ｂ、４０５ｃ、及びコンデンサ４０５ｄ、４０５ｅ、４０５ｆにより構成される。

次に、ブートストラップ回路４０５の基本的な動作を以下に述べる。

説明の便宜上、例えば、半導体スイッチ４０４ａ及び４０４ｄ、ダイオード４０４ｇ及
び４０４ｊ、駆動回路４０４Ｕ＋及び４０４Ｕ−、抵抗４０５ａ、ダイオード４０５ｄ、コンデンサ４０５ｇにより構成された回路をＵ相回路と称する。同様に、半導体スイッチ４０４ｂ及び４０４ｅ、ダイオード４０４ｈ及び４０４ｋ、駆動回路４０４Ｖ＋及び４０４Ｖ−、抵抗４０５ｂ、ダイオード４０５ｅ、コンデンサ４０５ｈにより構成された回路をＶ相回路、半導体スイッチ４０４ｃ及び４０４ｆ、ダイオード４０４ｉ及び４０４ｌ、駆動回路４０４Ｗ＋及び４０４Ｗ−、抵抗４０５ｃ、ダイオード４０５ｆ、コンデンサ４０５ｉにより構成された回路をＷ相回路と称する。

例えば、Ｕ相回路において、半導体スイッチ４０４ａがオフ状態であり、半導体スイッチ４０４ｄがオン状態になったとき、半導体スイッチ４０４ａのエミッタ側と半導体スイッチ４０４ｄのコレクタ側との接続点での電位は、インバータ回路４０４におけるグランド電位付近の値となる。

このとき、ダイオード４０５ｄのアノード側の電位は、インバータ回路４０４におけるグランドに対して正電位（例えば、電源回路４０３の出力電圧がＤＣ＋１５ＶであればＤＣ＋１５Ｖ）となり、抵抗４０５ａ及びダイオード４０５ｄを介してコンデンサ４０５ｇに電流が流れ、電荷が充電される。そして、半導体スイッチ４０４ｄがオン状態である区間だけ、コンデンサ４０５ｇに電荷は充電され（但し、電荷が満たされるまで）、充電電荷量に応じた電圧が、コンデンサ４０５ｇの両端に発生するしくみとなる。

半導体スイッチ４０４ｄがオフ状態となっても、コンデンサ４０５ｇの電荷は徐々に放電するが、ある時間だけ維持され、放電されるまでの間は、コンデンサ４０５ｇでの充電電荷量に応じた電圧が、駆動回路４０４Ｕ＋及び半導体スイッチ４０４ａへの供給電源に使用できる。

但し、半導体スイッチ４０４ｄをオフ状態とし、駆動回路４０４Ｕ＋、及び半導体スイッチ４０４ａを駆動し続けると、コンデンサ４０５ｇでの電荷量は徐々に減少する。

つまり、ブートストラップ回路４０５では、２個１組でトーテムポール型に接続された半導体スイッチのうちの低電圧側の半導体スイッチ４０４ｄ、４０４ｅ、４０４ｆがオン状態にあり、高電圧側の半導体スイッチ４０４ａ、４０４ｂ、４０４ｃがオフ状態の時、コンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉに電荷が充電される。そして、充電された電荷は、低電圧側の半導体スイッチ４０４ｄ、４０４ｅ、４０４ｆがオフ状態である時、高電圧側の半導体スイッチ４０４ａ、４０４ｂ、４０４ｃを駆動するのに使用される。

電動機４０６は、半導体スイッチ４０４ａ〜４０４ｆを個別にオン／オフ制御することにより、電動機４０６に電流が流れ、内部の回転子（図示せず）が回転する。

インバータ制御手段４０７は、転流手段４０８と、チョッピング信号発生手段４０９と、合成手段４１０と、充電パルス発生手段４１１によって構成されており、インバータ制御手段４０７からの信号に基づいて、半導体スイッチ４０４ａ〜４０４ｆを個々にオン／オフできる構造となっている。

位置検出手段４１２は、電動機４０６の回転子の回転位置を検出すると共に、回転パルスを発生し、インバータ制御手段４０７に出力する。

転流手段４０８は、位置検出手段４１２の出力からインバータ回路４０４の半導体スイッチ４０４ａ〜４０４ｆを転流させる転流パルスを作り出し、駆動回路４０４Ｕ−、４０４Ｖ−、４０４Ｗ−、及び合成手段４１０に出力する。

チョッピング信号発生手段４０９は、電動機４０６の回転数を可変にするために、一定周波数でオン／オフ比率の異なる波形を作り出す。

合成手段４１０は、転流手段４０８により出力された転流パルスと、チョッピング信号発生手段４０９により出力されたチョッピング信号を合成し、駆動回路４０４Ｕ＋、４０４Ｖ＋、４０４Ｗ＋へ合成信号を出力する。

充電パルス発生手段４１１は、ブートストラップ回路４０５のコンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉに電荷を充電するための充電パルスを、駆動回路４０４Ｕ−、４０４Ｖ−、４０４Ｗ−、及び転流手段４０８に出力する。

電動機４０６の運転／停止命令を出す運転モード判定手段４１３は、充電パルス発生手段４１１、及び合成手段４１０に信号を出力する。

図５は、特許文献１に記載された充電処理であり、充電区間であるＴ５０１〜Ｔ５０２に対して、コンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉへ充電を同時に行なう。

すなわち、Ｔ５０１で駆動回路４０４Ｕ−、４０４Ｖ−、４０４Ｗ−を同時にデューティーによりオンさせ、ブートストラップ回路４０５のコンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉへ充電を同時に開始する。

そして、Ｔ５０２でコンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉ全ての充電が完了し、Ｔ５０３より電動機４０６のモータ回転を行なう。

この時、整流回路４０２に流れる電流の実行値としては抑えられるものの、瞬間的な突入電流は、ブートストラップ回路４０５のコンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉへの突入電流値の総和となるため、コンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉを個別に充電する時の突入電流値の３倍となり、加えてブートストラップ回路４０５の抵抗４０５ａ、４０５ｂ、４０５ｃの値が小さければ小さいほど、瞬間的な電流値の変動は大きくなる。

また、コンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉへの充電は、デューティーのオン区間にしか行なわれないので、デューティー比率に応じて充電時間は変化する。そのため、実行値を抑えるために駆動回路４０４Ｕ−、４０４Ｖ−、４０４Ｗ−へのデューティーのオフ区間を長くすると、コンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉへの充電時間は長くなる。

図６は、特許文献２に記載された充電処理であり、充電区間であるＴ６０１〜Ｔ６０４に対して、コンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉを順番に充電する。

すなわち、Ｔ６０１で駆動回路４０４Ｖ−をオンしてコンデンサ４０５ｈの充電を開始する。

この時、突入電流は、ブートストラップ回路４０５の１回路分であり、抵抗４０５ｂとコンデンサ４０５ｈに流れる電流値となる。

そして、Ｔ６０２でコンデンサ４０５ｈが完了するため、駆動回路４０４Ｖ−をオフし、次いで駆動回路４０４Ｗ−をオンしてコンデンサ４０５ｉの充電を開始する。

この時、突入電流は、ブートストラップ回路４０５の１回路分であり、抵抗４０５ｃとコンデンサ４０５ｉに流れる電流値となる。

さらに、Ｔ６０３でコンデンサ４０５ｉが完了するため、駆動回路４０４Ｗ−をオフし、次いで駆動回路４０４Ｕ−をオンしてコンデンサ４０５ｇの充電を開始する。

この時、突入電流はブートストラップ回路４０５の１回路分であり、抵抗４０５ａとコンデンサ４０５ｇに流れる電流値となる。

そして、Ｔ６０４でコンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉ全ての充電が完了し、Ｔ６０５より電動機４０６のモータ回転を行なう。

従って、ブートストラップ回路４０５のコンデンサ４０５ｇ、４０５ｈ、４０５ｉへの充電時の突入電流は、ブートストラップ回路４０５の１回路分の電流値に抑えられるものの、単純に同時に充電する時間の３倍の充電時間が必要となる。

特許第３６６３８７４号公報 特許第３７７５９２１号公報

しかしながら、従来のブートストラップ回路の駆動方法では、例えば同時充電によるデューティー制御の場合、瞬間的な突入電流はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の合計であり、それを抑えるための制限抵抗により、回路の損失が発生するという課題を有し、また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相を順番に通電する場合、充電が完了するまでに相当の時間を有するという課題を有していた。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、ブートストラップ回路への充電を、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相を段階的にずらして通電を行なうことにより、回路の損失を最低限にすると共に、充電完了までの時間を最適とすることにより、より使い勝手の良い電動機の制御装置を提供することを目的とする。

本発明の電動機の制御装置は、３相の電機子巻線と回転子を有する電動機と、交流入力を直流に変換する整流回路と、運転制御装置での制御電力を供給する電源回路と、インバータ回路と、前記インバータ回路を構成する前記整流回路の出力に接続され、３相の電機子巻線に対応した２個１組でトーテムポール型に結線した３組の高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子とで構成される半導体スイッチと、前記各半導体スイッチを駆動する駆動回路と、トーテムポール型に結線された前記半導体スイッチのうちの高電圧側の各半導体スイッチを駆動する電力を得るためのブートストラップ回路と、前記半導体スイッチをオン／オフ制御する信号を発生するインバータ制御手段と、前記電動機の回転子の位置を検出するとともに回転パルスを発生する位置検出手段と、前記インバータ制御手段に組み込まれ、前記位置検出手段の出力をもとに前記インバータ回路の半導体スイッチの動作を決定する転流手段と、前記電動機の回転数を可変にするためのチョッピング信号を発生するチョッピング信号発生手段と、前記電動機の運転／停止を判定する運転モード判定手段と、前記転流手段の出力と前記チョッピング信号発生手段の出力と前記運転モード判定手段の出力を合成する合成手段と、前記ブートストラップ回路への充電を、各相を所定の時間の間隔を空けて段階的に行なう初期充電遅延手段を備えたものである。

本発明によれば、電動機を駆動する前のブートストラップ回路への充電に対して、各相
への充電を所定時間ずらして段階的に充電を行なうことにより、第１相充電時に電動機を制限抵抗として介した他相への充電を利用することができる。したがって、所定時間後に３相を同時に通電しても、突入電流を抑えることができ、回路損失を抑えることができる。その結果、回路の小型化ができ、同時に充電時間を短縮することができる。

また、電動機の電流検出手段により、ブートストラップ回路への充電時に電動機の接続の有無で充電電流波形が変化することを利用して、電動機を動かさずに接続異常の検出を行なうことができる。

本発明における電動機の制御装置は、突入電流を抑えつつ、電動機の接続の有無で電動機を動かさずに接続異常の検出を行なうことができるため、より安全性の高い電動機の制御装置を提供することができる。

本発明の実施の形態１における電動機の制御装置の回路図 同実施の形態１における電動機の制御装置によって形成される充電電圧波形図 同実施の形態１における電動機の制御装置の充電電圧による電流波形図 従来例における電動機の制御装置の回路図 従来例における電動機の制御装置による充電電圧波形図 異なる従来例における電動機の制御装置による充電電圧波形図

第１の発明は、３相の電機子巻線と回転子を有する電動機と、交流入力を直流に変換する整流回路と、運転制御装置での制御電力を供給する電源回路と、インバータ回路と、前記インバータ回路を構成する前記整流回路の出力に接続され、かつ３相の電機子巻線に対応した２個１組でトーテムポール型に結線した３組の高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子とで構成される半導体スイッチと、前記各半導体スイッチを駆動する駆動回路と、前記半導体スイッチのうちの高電圧側の各半導体スイッチを駆動する電力を得るためのブートストラップ回路と、前記半導体スイッチをオン／オフ制御する信号を発生するインバータ制御手段と、前記電動機の回転子の位置を検出するとともに回転パルスを発生する位置検出手段と、前記インバータ制御手段に組み込まれ、前記位置検出手段の出力をもとに前記インバータ回路の半導体スイッチの動作を決定する転流手段と、前記電動機の回転数を可変にするためのチョッピング信号を発生するチョッピング信号発生手段と、前記電動機の運転／停止を判定する運転モード判定手段と、前記転流手段の出力と前記チョッピング信号発生手段の出力と前記運転モード判定手段の出力を合成する合成手段と、前記ブートストラップ回路への充電を、各相を所定の時間の間隔を空けて段階的に行なう初期充電遅延手段とを備えたものである。

かかることにより、第１相充電時に、前記電動機を制限抵抗として介した他相への充電を利用することにより、所定時間後に３相を同時に通電しても突入電流を抑えることができる。その結果、回路損失を抑えることができるため、回路の小型化ができ、同時に充電時間を短縮することができる。

第２の発明は、第１の発明において、電流検出手段を有し、前記初期充電遅延手段による前記ブートストラップ回路への充電時に、前記電動機の接続確認を行なうようにしたものである。

かかることにより、前記ブートストラップ回路への充電時に、電動機の接続の有無で充
電電流波形が変化することを利用し、前記電動機を動かさずに接続異常の検出を行なうことができる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電動機の制御装置の回路図である。図２は、同実施の形態１における電動機の制御装置の充電電圧波形図である。図３は、同実施の形態１における充電電圧による電流波形図である。

図１において、電動機１０１は、電流が流れると内部の回転子（図示せず）が回転するものである。

整流回路１０３は、交流入力１０２の交流電圧を直流電圧に変換するもので、ダイオード１０３ａ〜１０３ｄとコンデンサ１０３ｅ〜１０３ｆが接続された構成となっている。ここで、図１では、倍電圧整流回路を例として示しているが、整流回路は全波整流回路でもよい。

電源回路１０４は、整流回路１０３による整流後の直流電圧をもとに制御側に必要な主電源（例えばＤＣ＋１２Ｖ、ＤＣ＋１５Ｖなど）を作り出すものである。

インバータ回路１０５は、半導体スイッチ１０５ａ〜１０５ｆ（例えばＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴ等）が２個１組でトーテムポール型に接続され、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３相分が接続されている。さらに、各半導体スイッチ１０５ａ〜１０５ｆにはそれぞれダイオード１０５ｇ〜１０５ｌが接続されている。なお、半導体スイッチ１０５ａ〜１０５ｆにＭＯＳ−ＦＥＴを使用する場合、各ダイオード１０５ｇ〜１０５ｌは不要となる。

また、インバータ回路１０５には、半導体スイッチ１０５ａ〜１０５ｆを個別にオン／オフさせることができる駆動回路１０５Ｕ＋、１０５Ｖ＋、１０５Ｗ＋、１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−が接続されている。

なお、図１において、電気回路図側の駆動回路とブロック図側の駆動回路とは同一であることを意味しており、それぞれ符号を示して確認する。

また、駆動回路１０５Ｕ＋と１０５Ｕ−、駆動回路１０５Ｖ＋と１０５Ｖ−、駆動回路１０５Ｗ＋と１０５Ｗ−は、それぞれの組み合わせで１組の回路（図示せず）を構成する。

ブートストラップ回路１０６は、高耐電圧（例えば６００Ｖ）のダイオード１０６ｄ、１０６ｅ、１０６ｆ、及びダイオード１０６ｄ、１０６ｅ、１０６ｆと直列接続された抵抗１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃ、及びコンデンサ１０６ｄ、１０６ｅ、１０６ｆにより構成される。

次に、ブートストラップ回路１０６の基本的な動作を以下に述べる。

説明の便宜上、例えば、半導体スイッチ１０５ａ及び１０５ｄ、ダイオード１０５ｇ及び１０５ｊ、駆動回路１０５Ｕ＋及び１０５Ｕ−、抵抗１０６ａ、ダイオード１０６ｄ、コンデンサ１０６ｇにより構成された回路をＵ相回路と称する。同様に、半導体スイッチ１０５ｂ及び１０５ｅ、ダイオード１０５ｈ及び１０５ｋ、駆動回路１０５Ｖ＋及び１０５Ｖ−、抵抗１０６ｂ、ダイオード１０６ｅ、コンデンサ１０６ｈにより構成された回路をＶ相回路、半導体スイッチ１０５ｃ及び１０５ｆ、ダイオード１０５ｉ及び１０５ｌ、駆動回路１０５Ｗ＋及び１０５Ｗ−、抵抗１０６ｃ、ダイオード１０６ｆ、コンデンサ１
０６ｉにより構成された回路をＷ相回路と称する。

例えば、Ｕ相回路において、半導体スイッチ１０５ａがオフ状態であり、半導体スイッチ１０５ｄがオン状態になったとき、半導体スイッチ１０５ａのエミッタ側と半導体スイッチ１０５ｄのコレクタ側との接続点での電位は、インバータ回路１０５におけるグランド電位付近の値となる。

このとき、ダイオード１０６ｄのアノード側の電位は、インバータ回路１０５におけるグランドに対して正電位（例えば、電源回路１０４の出力電圧がＤＣ＋１５ＶであればＤＣ＋１５Ｖ）となり、抵抗１０６ａ及びダイオード１０６ｄを介してコンデンサ１０６ｇに電流が流れ、電荷が充電される。そして、半導体スイッチ１０５ｄがオン状態である区間だけ、コンデンサ１０６ｇに電荷は充電され（但し、電荷が満たされるまで）、充電電荷量に応じた電圧がコンデンサ１０６ｇの両端に発生するしくみとなる。

半導体スイッチ１０５ｄがオフ状態となっても、コンデンサ１０６ｇの電荷は徐々に放電するが、ある時間だけ維持され、放電されるまでの間は、コンデンサ１０６ｇでの充電電荷量に応じた電圧が、駆動回路１０５Ｕ＋及び半導体スイッチ１０５ａへの供給電源に使用できる。

但し、半導体スイッチ１０５ｄをオフ状態とし、駆動回路１０５Ｕ＋、及び半導体スイッチ１０５ａを駆動し続けると、コンデンサ１０６ｇでの電荷量は徐々に減少する。

つまり、ブートストラップ回路１０６では、２個１組でトーテムポール型に接続された半導体スイッチのうちの低電圧側の半導体スイッチ１０５ｄ、１０５ｅ、１０５ｆがオン状態にあり、高電圧側の半導体スイッチ１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃがオフ状態の時、コンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉに電荷が充電される。そして、充電された電荷は、低電圧側の半導体スイッチ１０５ｄ、１０５ｅ、１０５ｆがオフ状態である時、高電圧側の半導体スイッチ１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃを駆動するのに使用される。

電源ラインには、電動機１０１を介して電源回路１０４に流れる電流値を検出する電流検出手段１０７が設けられている。この電流検出手段１０７は、電源回路１０４に流れる電流の値が検出できればよく、カレントトランスのみならず、抵抗分圧などでの電圧検出によっても代用可能であり、オペアンプ、コンパレータを用いたアナログ回路による構成でも良い。

インバータ制御手段１０８は、転流手段１０９と、チョッピング信号発生手段１１０と、合成手段１１１と、初期充電遅延手段１１２によって構成されている。

転流手段１０９は、位置検出手段１１３の出力からインバータ回路１０５の半導体スイッチ１０５ａ〜１０５ｆを転流させる転流パルスを作り出し、駆動回路１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−、及び合成手段１１１に出力する。

チョッピング信号発生手段１１０は、電動機１０１の回転数を可変にするために、一定周波数でオン／オフ比率の異なる波形を作り出す。

合成手段１１１は、転流手段１０９により出力された転流パルスと、チョッピング信号発生手段１１０により出力されたチョッピング信号を合成し、駆動回路１０５Ｕ＋、１０５Ｖ＋、１０５Ｗ＋へ合成信号を出力する。

初期充電遅延手段１１２は、電動機１０１の運転停止時から運転開始となったときにお
いて、ブートストラップ回路１０６のコンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉに電荷を充電する際に、コンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉ各々が所定時間ずらして充電を開始するように、駆動回路１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−に対して所定時間ずらして出力する。

なお、電動機１０１が運転中の時、ブートストラップ回路１０６のコンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉへの充電は、転流手段１０９からの出力により同時に行なわれる。これは、ブートストラップ回路１０６のコンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉへの充電において、それぞれ駆動回路１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−の出力が必要であるのに対し、電動機１０１を回転させるためには、転流手段１０９からの出力が必ずＵ相回路、Ｖ相回路、Ｗ相回路の相異なる２相の＋と−の出力（例えば１０５Ｕ＋と１０５Ｖ−）となり、転流手段１０９の出力でブートストラップ回路１０６のコンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉへの充電が行なえるためである。

位置検出手段１１３は、電動機１０１の回転子の回転位置を検出すると共に、回転パルスを発生し、インバータ制御手段１０８に出力する。

電動機１０１の運転／停止命令を出す運転モード判定手段１１４は、初期充電遅延手段１１２及び合成手段１１１に信号を出力する。

次に、図２を用いて電動機の制御装置の充電作用を説明する。

図２において、充電区間Ｔ２０１でＵ相回路のコンデンサ１０６ｇへの充電を開始するために駆動回路１０５Ｕ−をオンする。この時、電動機１０１が接続されていた場合、Ｕ相回路のコンデンサ１０６ｇへの充電開始と同時に、電動機１０１を介してコンデンサ１０６ｈ、１０６ｉにも充電が開始される。

突入電流は、Ｕ相回路のコンデンサ１０６ｇに対しては、抵抗１０６ａに対する電流値が、Ｖ相回路のコンデンサ１０６ｈに対しては、抵抗１０６ｂにＶ相とＵ相間の電動機１０１の等価直列抵抗を加えた合成抵抗に対する電流値が、Ｗ相回路のコンデンサ１０６ｉに対しては、抵抗１０６ｃにＷ相とＵ相間の電動機１０１の等価直列抵抗を加えた合成抵抗に対する電流値との総和分がそれぞれ流れる。

電動機１０１の等価直列抵抗値は、一般に数Ωあるため、電流値が制約できるのに加えて、電動機１０１のインダクタンス成分が、突入時に電流を流しにくい性質であるため、突入電流を防止しつつ、Ｕ相回路のコンデンサ１０６ｇを充電開始するときに、Ｖ相回路のコンデンサ１０６ｈとＷ相回路のコンデンサ１０６ｉにも充電を開始することができる。

充電区間Ｔ２０２は、Ｕ相回路のコンデンサ１０６ｇがある程度充電ができたときであり、Ｖ相回路のコンデンサ１０６ｈに対して電動機１０１を介さずに充電を早めるため、駆動回路１０５Ｖ−をオンする。この時、既にコンデンサ１０６ｈにはある程度の電荷がたまっていることから、突入電流値も小さい。

充電区間Ｔ２０３は、Ｖ相回路のコンデンサ１０６ｈがある程度充電ができたときであり、Ｗ相回路のコンデンサ１０６ｉに対して電動機１０１を介さずに充電を早めるため、駆動回路１０５Ｗ−をオン、つまり、駆動回路１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−を全てオンしてコンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉの充電を完了させる。この時、既にコンデンサ１０６ｉにはある程度の電荷がたまっていることから、突入電流値も小さい。

充電区間Ｔ２０４にて、コンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉの充電を完了し、区間Ｔ２０５にて、インバータ制御手段１０８で駆動回路１０５Ｕ＋、１０５Ｖ＋、１０５Ｗ＋、１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−を制御し、電動機１０１のモータ回転動作をさせる。

次に、図３により、各コンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉへの充電動作について説明する。

図２で説明した充電区間Ｔ２０１〜Ｔ２０４において、電動機１０１が接続されているか、未接続、もしくは断線していた場合では、電流検出手段１０７で検出する電流値が異なる。

すなわち、電動機１０１が接続されている場合、図２で説明したように、充電区間Ｔ２０１でＵ相回路のコンデンサ１０６ｇを充電開始すると同時に、電動機１０１を介してコンデンサ１０６ｈ、１０６ｉに対しても充電が開始される。従って、電流検出手段１０７が検出する電流値は、充電区間Ｔ２０２、Ｔ２０３では充電区間Ｔ２０１ほどはなく、小さな値となる。

しかし、電動機１０１が未接続、もしくは断線している場合、充電区間Ｔ２０１でＵ相回路のコンデンサ１０６ｇを充電開始しても、電動機１０１を介していないためコンデンサ１０６ｈ、１０６ｉには充電が開始されない。

この場合、コンデンサ１０６ｈ、１０６ｉに充電が行なわれるのはそれぞれ、充電区間Ｔ２０２、Ｔ２０３となる。

突入電流値は、充電区間Ｔ２０１では、抵抗１０６ａに対する電流値、充電区間Ｔ２０２では、抵抗１０６ｂに対する突入電流値が加わり、充電区間Ｔ２０３では、抵抗１０６ｃに対する突入電流値が加わるため、電流検出手段１０７は、動回路１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−をオンしていく度に、ブートストラップ回路１０６の１回路分のコンデンサに加わる突入電流値を検出する。

従って、電動機１０１が接続されている場合と電動機１０１が未接続、もしくは断線している場合とを、充電区間Ｔ２０１〜Ｔ２０４間で検出することができる。

以上のように、充電区間Ｔ２０１〜Ｔ２０３のように、コンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉの充電において、電動機１０１を介した通電とし、インダクタンス成分、等価直列抵抗成分の特徴を生かして、駆動回路１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−を所定時間ずらして順次通電していく事により、充電することができる。しかも、駆動回路１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−を同時にオンして、コンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉを充電した際の突入電流よりも十分に小さな値で、しかも、駆動回路１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−を個別にオンしてコンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉを個々に充電するよりも、十分に早い時間で充電を行なうことができる。

また、電動機１０１の特徴を生かして電流を抑制できることから、抵抗１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃの値をより小さくすることができ、回路損失を軽減することができるとともに、電源回路１０４への負荷を軽減することができ、回路の小型化にも繋げることができる。

さらに、コンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉの充電に対して、インバータ制御手段１０８は、駆動回路１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−に対してデューティーによる
制御を行なう必要がなく、デューティー出力による雑音ノイズを軽減することができる。

また、電動機１０１の接続、未接続状態、もしくは断線状態によりコンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉの充電時に電流検出手段１０７に対する入力波形が異なることから、電動機１０１を駆動する前に電動機１０１の接続不良を検出でき、安全性を高めることができる。

なお、本実施の形態１においては、ブートストラップ回路１０６のコンデンサ１０６ｇ、１０６ｈ、１０６ｉの充電に対して、駆動回路１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−の順にオンさせていたが、駆動回路１０５Ｕ−、１０５Ｖ−、１０５Ｗ−のオンの順序は、これに限るものではない。

以上のように、本発明にかかる電動機の制御装置は、電動機を使用するものであれば同じ効果が得られるので、電動機の使用が考えられるエアコン、冷蔵庫等の家庭用電気機器や、電気自動車等の用途にも適用できる。

１０１ 電動機
１０３ 整流回路
１０４ 電源回路
１０５ インバータ回路
１０５ａ 半導体スイッチ
１０５ｂ 半導体スイッチ
１０５ｃ 半導体スイッチ
１０５ｄ 半導体スイッチ
１０５ｅ 半導体スイッチ
１０５ｆ 半導体スイッチ
１０５Ｕ＋ 駆動回路
１０５Ｖ＋ 駆動回路
１０５Ｗ＋ 駆動回路
１０５Ｕ− 駆動回路
１０５Ｖ− 駆動回路
１０５Ｗ− 駆動回路
１０６ ブートストラップ回路
１０７ 電流検出手段
１０８ インバータ制御手段
１０９ 転流手段
１１０ チョッピング信号発生手段
１１１ 合成手段
１１２ 初期充電遅延手段
１１３ 位置検出手段
１１４ 運転モード判定手段

Claims (2)

1. ３相の電機子巻線と回転子を有する電動機と、交流入力を直流に変換する整流回路と、運転制御装置での制御電力を供給する電源回路と、インバータ回路と、前記インバータ回路を構成する前記整流回路の出力に接続され、かつ３相の電機子巻線に対応した２個１組でトーテムポール型に結線した３組の高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子とで構成される半導体スイッチと、前記各半導体スイッチを駆動する駆動回路と、前記半導体スイッチのうちの高電圧側の各半導体スイッチを駆動する電力を得るためのブートストラップ回路と、前記半導体スイッチをオン／オフ制御する信号を発生するインバータ制御手段と、前記電動機の回転子の位置を検出するとともに回転パルスを発生する位置検出手段と、前記インバータ制御手段に組み込まれ、前記位置検出手段の出力をもとに前記インバータ回路の半導体スイッチの動作を決定する転流手段と、前記電動機の回転数を可変にするためのチョッピング信号を発生するチョッピング信号発生手段と、前記電動機の運転／停止を判定する運転モード判定手段と、前記転流手段の出力と前記チョッピング信号発生手段の出力と前記運転モード判定手段の出力を合成する合成手段と、前記ブートストラップ回路への充電を、各相を所定の時間の間隔を空けて段階的に行なう初期充電遅延手段を備えた電動機の制御装置。
2. 電流検出手段を有し、前記初期充電遅延手段による前記ブートストラップ回路への充電時に、前記電動機の接続確認を行なうようにした請求項１に記載の電動機の制御装置。