JP2012223019A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】大出力のインバータにおいてもエミッタセンス端子を利用して電流検出できる小型の電流検出装置を提供する。
【解決手段】実施形態に係るインバータ装置は、直流電源に接続され、エミッタセンス端子ＥＳ_Ｕ〜ＥＳ_Ｚを備えたスイッチング素子Ｓ_Ｕ〜Ｓ_Ｚおよび還流ダイオードＤ_Ｕ〜Ｄ_Ｚを含み、前記スイッチング素子のオン／オフ制御によって直流電圧を所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換し、負荷１０５に交流電力を供給するインバータと、前記インバータを制御する制御手段と、前記エミッタセンス端子に発生している電圧信号を第１ＰＷＭ信号に変換する変換手段と、前記第１ＰＷＭ信号を絶縁し第２ＰＷＭ信号として前記制御手段に伝送する絶縁手段と、を具備し、
前記制御手段は、前記第２ＰＷＭ信号から前記インバータの相電流を推定する推定手段を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明の実施形態は、直流電力を所望の周波数及び大きさの交流電力に変換し、電動機を駆動するインバータ装置に関し、詳細にはインバータ出力電流の大きさを検出する電流検出システムの小型化に関する。

直流電力を交流電力に変換して負荷を駆動する際に、インバータが用いられる。特に、電気自動車やハイブリッド自動車においては、バッテリから供給される直流電力を交流電力に変換し、電動機を駆動すると共にその回転を制御する目的でインバータが使用される。インバータはＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子で構成されており、スイッチング素子をオン／オフさせることにより電力を変換している。

電気自動車やハイブリッド自動車においては、搭乗スペースの確保やバッテリ体積の増大により、インバータの小型化が望まれている。インバータを構成するものにはスイッチング素子、コンデンサ、スイッチング素子駆動基板などがある。

電動機などの負荷を目的の回転数あるいはトルクに制御するときや、過大な電流が流れないようにインバータを保護するためには、インバータから負荷へ流れる相電流を検出する必要がある。

ホール素子を使用し、電流から発生する磁界の強度を電気信号に変換することによって、電流を検出する方法が一般的に普及している。ホール素子を使った電流センサは、非接触で電流値を検出できるので、高出力電圧のインバータと制御回路との絶縁を簡単にとれる点でメリットが大きい。

しかし、電気自動車やハイブリッド自動車の高出力化が進み、それに伴って検出する電流範囲が広くなっている。上述した電流センサは大電流を検出するためには、大型のものが必要となり、インバータの小型化に対する課題となっている。

従来システムには、インバータのローサイドアームを構成する３つのスイッチング素子のエミッタセンス端子と、直流入力部に設置した電流センサを用いてインバータの相電流を推定するシステムがある。このエミッタセンス端子は、インバータを構成するスイッチング素子のエミッタ電流を検出するために、スイッチング素子に追加された端子である。このエミッタセンス端子とエミッタ端子とを抵抗等で接続すると、エミッタセンス端子には、エミッタ電流に比例する電流が流れる。このようなシステムでは、エミッタセンス端子に流れる電流を抵抗により電圧に変換し、マイコンなどのコントローラに電流検出値として入力する。マイコンは、入力された電流検出値に基づいて電動機を制御する。

上記したようなシステムは、高価な非接触電流センサが不要となり、スイッチング素子の駆動基板上に電流検出システムを実装できるため、低コスト、小型化に有利である。

特開２００７−１５９３４６号公報

容量が小さいインバータでは、ローサイドアームの基準電圧（エミッタ電圧）の変動が小さいので、電圧検出信号を絶縁せずにコントローラに直接入力しても問題は起きない。しかし、出力が大きい電気自動車やハイブリッド自動車のインバータにおいては、スイッチング素子のエミッタ間に大電流が流れ、寄生インダクタンスや抵抗成分により電圧降下が生じ、基準電圧が変動してしまうことが課題であった。

本発明の実施形態は、上述した課題を解決するためになされたものであり、大出力のインバータにおいてもエミッタセンス端子を利用して電流検出できる小型の電流検出装置を提供することを目的とする。

実施形態に係るインバータ装置は、直流電源に接続され、エミッタセンス端子を備えたスイッチング素子および還流ダイオードを含み、前記スイッチング素子のオン／オフ制御によって直流電圧を所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換し、負荷に交流電力を供給するインバータと、前記インバータを制御する制御手段と、前記エミッタセンス端子に発生している電圧信号を第１ＰＷＭ信号に変換する変換手段と、前記第１ＰＷＭ信号を絶縁し第２ＰＷＭ信号として前記制御手段に伝送する絶縁手段と、を具備し、前記制御手段は、前記第２ＰＷＭ信号から前記インバータの相電流を推定する推定手段を備える。

第１実施形態に係るインバータ装置の回路構成図。 第１実施形態に係る絶縁回路の詳細構成図。 第１実施形態に係る電圧信号の波形図。 第２実施形態の回路ブロック図。 第２実施形態に係る電圧信号の波形図。

以下、本発明に係るスイッチング素子駆動回路の実施形態について図面を参照して説明する。

［第１実施形態］
［構成］
先ず、図１を用いて第１実施形態の構成を説明する。

図１は本発明によるインバータ装置を電気自動車に適用したときの実施形態の構成例を示す図である。本実施形態に係るインバータ装置は、電気自動車のみならずハイブリッド車、電気推進船等にも適用できる。

このインバータ装置１０２は、アクセル装置１０１からトルク指令値Ｔｒｑ^＊１０３を入力し、トルク指令値Ｔｑ^＊１０３に応じて、バッテリなどの直流電圧源１０４の出力電力を所望の交流電力に変換し、電動機１０５を駆動して車輪１０６の回転を制御する。

インバータ１００は、直流電圧を平滑化するコンデンサ１０７が入力段に設けられ、スイッチング素子によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相のブリッジ回路を構成している。Ｕ相のブリッジ回路は、スイッチング素子Ｓ_Ｕとスイッチング素子Ｓ_Ｘの接続点が電動機５のＵ相巻線に接続されている。スイッチング素子Ｓ_Ｕとスイッチング素子Ｓ_Ｘには還流ダイオードＤ_ＵとＤ_Ｘがそれぞれ逆並列に接続されている。

スイッチング素子Ｓ_ＶとＳ_Ｙ，還流ダイオードＤ_ＶとＤ_Ｙで構成されるＶ相のブリッジ回路、スイッチング素子Ｓ_ＷとＳ_Ｚ，還流ダイオードＤ_ＷとＤ_Ｚで構成されるＷ相のブリッジ回路も同様に構成されている。

スイッチング素子Ｓ_Ｕ、Ｓ_Ｖ、Ｓ_Ｗ、Ｓ_Ｘ、Ｓ_Ｙ、Ｓ_Ｚは、それぞれエミッタセンス端子ＥＳ_Ｕ、ＥＳ_Ｖ、ＥＳ_Ｗ、ＥＳ_Ｘ、ＥＳ_Ｙ、ＥＳ_Ｚを有し、当該コレクタからエミッタへ流れる主電流を分流した電流が、エミッタセンス端子ＥＳ_Ｕ〜ＥＳ_Ｚに流れる構造となっている。エミッタセンス端子ＥＳ_Ｕ〜ＥＳ_Ｚは抵抗を通してスイッチング素子のエミッタに接続され、抵抗Ｒ_Ｕ〜Ｒ_Ｚの両端には主電流に比例した電圧降下ＶＥ_Ｕ〜ＶＥ_Ｚが生じる（図２参照）。電圧ＶＥ_Ｕ〜ＶＥ_Ｚは絶縁回路１０８を通して制御演算装置１０９に入力される。

制御演算装置１０９は、図１のように相電流推定部１１０と電流制御部１１１で構成される。相電流推定部１１０は、電圧ＶＥ_Ｕ〜ＶＥ_Ｚを基にして絶縁回路１０８から得られるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号（後述される）と、電圧指令値を基に相電流Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗを推定する。

電流制御部１１１には、トルク指令値Ｔｒｑ^＊１０３と、相電流推定部１１０にて推定された相電流１１２と、電動機の角度検出器１１３から得られた電気角１１４が入力される。電流制御部１１１はトルク指令値Ｔｒｑ^＊１０３、電気角１１４及び相電流１１２に基づいて電動機のベクトル制御を行い、所望の電動機電流を得るようなゲート信号１１５を生成しゲート駆動回路１１６に出力する。ゲート駆動回路１１６はスイッチング素子Ｓ_Ｕ〜Ｓ_Ｚが有するゲートの全てに接続され、制御演算装置１１０から入力されたゲート信号１１５を電力増幅し、スイッチング素子Ｓ_Ｕ〜Ｓ_Ｚのオン・オフの切り替えを行う。

制御演算装置１０９、絶縁回路１０８及びゲート駆動回路１１６は、インバータ制御手段を構成する。従ってインバータ装置１０２は、インバータ１００及びインバータ制御手段（１０８、１０９、１１６）から構成される。

以下、絶縁回路１０８について、スイッチング素子Ｓ_Ｕのエミッタセンス端子ＥＳ_Ｕを例として、図２を用いて説明する。抵抗Ｒ_Ｕに生じた電圧Ｖ_ＥＵは、オペアンプ２０１を通して電圧信号２０２に増幅され、コンパレータ２０４にて三角波発生回路２０３の出力三角波と比較され、ＰＷＭ信号２０５に変換される。オペアンプ入力の丸印は、反転端子であることを示す。ここで、三角波発生回路２０３の三角波周波数は、エミッタ電流の周波数に比べ遥かに高い（例えば数百倍）。ＰＷＭ信号２０５は振幅が等しいパルス列であって、各パルスの幅（デューティ比）は、電圧Ｖ_ＥＵの振幅に実質的に比例しており、三角波の１周期に１パルス生成される。ＰＷＭ信号２０５はフォトトランジスタなどの絶縁素子２０６を通して制御演算装置１０９へ入力される。

三角波発生回路２０３および絶縁素子２０６はスイッチング素子Ｓ_Ｖ〜Ｓ_Ｚにもそれぞれ設置され、当該ＰＷＭ信号が制御演算装置１０９へ伝達される。なお、スイッチング素子Ｓ_Ｘ、Ｓ_Ｙ、Ｓ_Ｚにおいては互いに基準電位が等しいので、それら素子Ｓ_Ｘ、Ｓ_Ｙ、Ｓ_Ｚについて三角波発生回路２０３は共通に使用することができる。

以上がインバータ装置全体の構成である。

［作用］
上述したように構成された本実施形態の作用を詳細に説明する。

図３は各部の電流波形を示し、（ａ）はＵ相電流Ｉ_Ｕ、（ｂ）はコレクタ電流ＩＣ_Ｕ、ＩＣ_Ｘ、（ｃ）は（ｂ）のコレクタ電流の被検出期間Ｔ_Ｏ（後述される）を補償した場合の電流波形である。尚図３（ｂ）において、１つのパルス状波形は、複数（例えば数十）のＰＷＭパルスのパルス幅に基づく複数の演算値で構成されている。以下、Ｕ相電流を例として相電流Ｉ_Ｕの推定方法を述べる。

Ｕ相電流を推定するのに、スイッチング素子Ｓ_Ｕおよびスイッチング素子Ｓ_Ｘのエミッタセンス電流を使用する。Ｕ相電流Ｉ_Ｕが図１のように正方向のときは、スイッチング素子Ｓ_Ｕのエミッタセンス電流を用い、負方向のときはスイッチング素子Ｓ_Ｘのエミッタセンス電流を用いる。

スイッチング素子Ｓ_Ｕに流れるコレクタ電流ＩＣ_Ｕに比例した電流がエミッタセンス端子に流れる。よって、エミッタセンス端子ＥＳ_Ｕとエミッタ間に接続した抵抗Ｒ_Ｕには、コレクタ電流ＩＣ_Ｕに比例した電圧が発生する。

スイッチング素子Ｓ_Ｕは、ある周波数でオン／オフを繰り返しており、オン期間のみコレクタ電流ＩＣ_Ｕが流れる。しかし負荷回路のインダクタンス成分により、Ｕ相電流Ｉ_Ｕはスイッチング素子Ｓ_Ｕのオフ期間も還流ダイオードＤ_Ｘを通して流れているため、Ｕ相電流Ｉ_Ｕの非検出期間Ｔ_０が生じる。スイッチング素子Ｓ_Ｘについても同様で、オン期間にはコレクタ電流ＩＣ_Ｘが流れるが、オフ期間には還流ダイオードＤ_Ｕを通して電流が流れるため、非検出期間Ｔ_０が生じる。

抵抗Ｒ_Ｕに生じた電圧ＶＥ_Ｕを制御演算装置１０９に伝送する必要があるが、スイッチング素子Ｓ_Ｕのエミッタ電圧は、スイッチング素子Ｓ_Ｕがオンするときには直流入力電圧１０４と同一の高電圧になるる。そのため、スイッチング素子側と低電圧で動作する制御演算装置１０９は絶縁する必要がある。

そこで、三角波発生回路２０３の出力三角波と、オペアンプで電圧Ｖ_ＥＵを増幅した信号２０２とをコンパレータ２０４で比較することで、電圧Ｖ_ＥＵをＰＷＭ信号２０５に変換し、フォトトランジスタなどの絶縁素子２０６を通して制御演算装置１０９に伝送する。

制御演算装置内１０９には、相電流推定部１１０が設けられている。相電流推定部１１０は、入力されたＰＷＭ信号２０５を読み取り、相電流Ｉ_Ｕを推定する。

非検出期間Ｔ_０における電流値は、非検出期間Ｔ_０の直前の検出期間の最後のサンプリングで得られた電流値と同値とし、電圧信号Ｖ_ＥＵを復元してＩＣ_Ｕと同等の信号３０２を得る。スイッチング素子Ｓ_Ｘについても同様に、図３（ｃ）のように補償した信号が得られ、相電流Ｉ_Ｕの負電流期間の値が推定できる。

このようにしてＵ相電流が推定できるが、Ｖ、Ｗ相電流も同様の方法で推定できる。また、３相の電流を加算するとゼロになるため、例えばＵ、Ｗ相電流の２相だけ推定しても、Ｖ相電流は以下の式で求められる。

［効果］
従来例においては、エミッタセンス端子の信号を直接制御演算装置に入力している為、インバータ１００に大電流が流れると基準電位が変動し、相電流の推定精度が悪化する。最悪の場合、制御側回路が破壊することもある。

本実施例によれば、絶縁をして検出信号を伝送するので、インバータ１００の基準電位変動の影響を受けず、精度よく相電流を推定できる上、制御側回路の信頼性も向上する。

さらに、絶縁によって上アームを構成するスイッチング素子Ｓ_Ｕ、Ｓ_Ｖ、Ｓ_Ｗの電流も検出できるため、従来のような直流電流センサが無くても相電流が推定できる。このため、非接触電流センサやシャント抵抗を全く用いずに電流検出システムを構成でき、システム全体の小型化、低コスト化に寄与する。

［第２実施形態］
［構成］
次に、本発明に係るインバータ装置の第２実施形態を説明する。なお第１実施形態と同一の構成には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

前述した第１実施形態では、スイッチング素子をオン／オフする周波数（以下、スイッチング周波数という）が高くなると、コレクタ電流１周期の間にＰＷＭで伝送できる電流振幅値のサンプル数が少なくなる。スイッチング周波数が三角波発生回路２０３の出力三角波の周波数付近にまで高くなると、コレクタ電流振幅を制御演算装置１０９で正確に復元することができなくなる。第２実施形態では、スイッチング周波数が高いときに、第１実施形態で説明したＰＷＭ絶縁方式が使用できなくなることを回避する。

第１実施形態と同様、スイッチング素子Ｓ_Ｕを例として第２実施形態の構成を図４を参照して説明する。本実施形態に係るインバータ装置１０２は、フィルタ回路４０１、絶縁回路１０８を含み、絶縁回路１０８は図２で示す回路２０３〜２０６を含む回路に対応する。すなわち本実施形態の構成は、図２のオペアンプ２０１の代わりにフィルタ回路４０１を設けた構成である。

抵抗Ｒ_Ｕに生じた電圧ＶＥ_Ｕはフィルタ回路４０１を通して連続した電圧信号４０２に変換される。電圧信号４０２を第１実施形態と同様、絶縁回路１０８を通してＰＷＭ信号４０３に変換し、制御演算装置１０９へ入力する。

フィルタ回路４０１および絶縁回路１０８はスイッチング素子Ｓ_Ｖ〜Ｓ_Ｚにもそれぞれ設置され、ＰＷＭ信号が制御演算装置１０９へ伝達される。

［作用］
上述したように構成された本実施形態の作用を図５を参照して説明する。図５の（ａ）はＵ相電流Ｉ_Ｕ、（ｂ）はコレクタ電流ＩＣ_Ｕ、ＩＣ_Ｘを示すエミッタセンス端子の電圧Ｖ_ＥＵ、（ｃ）はフィルタ回路４０１の出力電圧波形、（ｄ）は（ａ）に示すコレクタ電流の位相遅れ信号波形である。

フィルタ回路４０１は、図５（ｂ）のようなエミッタセンス端子の電圧Ｖ_ＥＵを、図５（ｃ）のように連続した信号４０２に変換する。フィルタ回路４０１の時定数は、スイッチング素子のスイッチング周期より大きく、コレクタ電流Ｉ_Ｕの周期すなわち出力交流電圧の周期より小さくする必要がある。また時定数は、出力交流電圧の周波数に応じて変化させてもよい。エミッタセンス端子の電圧Ｖ_ＥＵをこのような連続した信号にすることで、ＰＷＭ信号に変換でき絶縁が実現できる。ただし、フィルタ回路４０１の出力信号４０２は非検出期間とフィルタ回路４０１の周波数特性の影響で、振幅のピーク値が基の信号ＩＣ_Ｕより小さくなっている。さらに、フィルタ回路４０１では位相遅れδが生じる。

第１実施形態と同様に、三角波発生回路出力信号と信号４０２をコンパレータで比較してＰＷＭ信号４０３を生成し、フォトトランジスタなどの絶縁素子を通して制御演算装置１０９に伝送する。相電流推定部１１０は、ＰＷＭ信号４０３のデューティ比に基づいて信号を復元する。

復元した信号も前述したように、フィルタ回路４０１によって基の相電流に比べて振幅が減衰し、位相遅れδが生じている。相電流推定部１１０は、減衰した振幅を予め分かっているフィルタの周波数特性を利用して補償し、図５（ｄ）の信号５０１とする。信号５０１は非検出期間とフィルタによる振幅の減衰が補償されているが、相電流Ｉ_Ｕに対して位相が遅れている点が異なる。相電流Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗについても位相がδ遅れた相電流推定値を求める。

位相遅れδの補償は電流制御部１１１において、ベクトル制御に用いる三相→ｄｑ変換時に行う。三相→ｄｑ変換は下記の式で示される。

ここで、θは静止座標と回転座標間の角度であり、特に電動機が永久磁石電動機の場合には、磁界の回転角度を表す。フィルタ回路４０１の周波数特性は予めわかっているので、位相遅れδは求められる。検出した相電流の位相はδだけ遅れているので、ｄｑ軸電流を求めるには下記の式を用いる。

このようにしてｄｑ軸電流を求め、フィルタ回路によって生じた位相遅れを補償できる。

［効果］
スイッチング素子の高速化により、スイッチング周波数は年々高まってきている。ＰＷＭ信号の周波数、すなわち三角波発生回路の出力三角波の周波数をスイッチング周波数より十分高くすれば絶縁は実現できるが、制御演算装置のデューティ比演算の速度には限界がある。さらに、三角波発生回路やフォトトランジスタのバラツキにより、ＰＷＭ信号の精度が著しく悪化する。

第２実施形態のようにフィルタ回路を使用して連続した信号に変換することで、スイッチング周波数に関わらずＰＷＭ信号の周波数を決定でき、精度を悪化させずに相電流を推定できる。

以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。例えば、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を構成できる。

１００…インバータ、１０１…アクセル装置、１０２…インバータ装置、１０３…トルク指令値、１０４…直流電源、１０５…電動機、１０６…車輪、１０７…平滑コンデンサ、１０８…絶縁回路、１０９…制御演算装置、１１０…相電流推定部、１１１…電流制御部、１１２…推定相電流、１１３…角度センサ、１１４…電気角、１１５…ゲート信号、１１６…ゲート駆動回路、２０１…オペアンプ、２０２…増幅信号、２０３…三角波発生回路、２０４…コンパレータ、２０５…ＰＷＭ信号、２０６…絶縁素子、３０１…コレクタ電流ＩＣ_Ｕに準ずる信号、３０２…非検出期間補償信号、４０１…フィルタ回路、４０２…連続信号、４０３…ＰＷＭ信号、５０１…位相遅れ信号。

Claims (8)

1. 直流電源に接続され、エミッタセンス端子を備えたスイッチング素子および還流ダイオードを含み、前記スイッチング素子のオン／オフ制御によって直流電圧を所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換し、負荷に交流電力を供給するインバータと、
   前記インバータを制御する制御手段と、
   前記エミッタセンス端子に発生している電圧信号を第１ＰＷＭ信号に変換する変換手段と、
   前記第１ＰＷＭ信号を絶縁し第２ＰＷＭ信号として前記制御手段に伝送する絶縁手段と、を具備し、
   前記制御手段は、前記第２ＰＷＭ信号から前記インバータの相電流を推定する推定手段を備えるインバータ装置。
2. 前記推定手段は、前記エミッタセンス端子の非電流検出期間の電流値を、該非電流検出期間直前の電流推定値と同値とし、前記非電流検出期間を補償することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 直流電源に接続され、エミッタセンス端子を備えたスイッチング素子および還流ダイオードを含み、前記スイッチング素子のオン／オフ制御によって直流電圧を所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換し、負荷に交流電力を供給するインバータと、
   前記インバータを制御する制御手段と、
   前記エミッタセンス端子に発生している電圧信号をフィルタ処理し連続した信号を生成するフィルタ処理手段と、
   前記連続した電圧信号を第１ＰＷＭ信号に変換する変換手段と、
   前記第１ＰＷＭ信号を絶縁し第２ＰＷＭ信号として前記制御手段に伝送する絶縁手段と、を具備し、
   前記制御手段は、前記第２ＰＷＭ信号から前記インバータの相電流を推定する推定手段を備えるインバータ装置。
4. 前記制御手段は、前記フィルタ処理において生じた減衰および位相遅れを補償する手段を具備することを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
5. 前記制御手段は、前記位相遅れ補償をベクトル制御における三相→ｄｑ変換時に行うことを特徴とする請求項４記載のインバータ装置。
6. 前記フィルタ処理手段は、フィルタ時定数を前記スイッチング素子のスイッチング周期より長く、前記交流電圧の周期より短い値に設定することを特徴とする請求項３乃至５のいずれか１項に記載のインバータ装置。
7. 前記フィルタ処理手段は、前記交流電圧の周波数に応じて時定数を変化させることを特徴とする請求項３乃至５のいずれか１項に記載のインバータ装置。
8. エミッタセンス端子を備えたスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオン／オフを制御して、直流電圧を所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
   前記エミッタセンス端子に発生している電圧信号を第１ＰＷＭ信号に変換する変換手段と、
   前記第１ＰＷＭ信号を絶縁し第２ＰＷＭ信号として前記制御手段に伝送する絶縁手段と、
   前記第２ＰＷＭ信号から前記インバータの相電流を推定する手段と、
   を備えるインバータ制御装置。

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