JP2012119520A

JP2012119520A - Light-emitting diode drive circuit

Info

Publication number: JP2012119520A
Application number: JP2010268512A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Mori; 武史森
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2010-12-01
Filing date: 2010-12-01
Publication date: 2012-06-21

Abstract

【課題】リップル電流が少なく、昇圧起動時間が短縮される発光ダイオード駆動回路を提供する。
【解決手段】スイッチングレギュレータ型の発光ダイオード駆動回路において、スイッチング素子（２３０）は、インダクタ（２１０）に間欠的に電流を流す。制御回路（１２０）は、発光を指示する昇圧動作制御信号に応答してスイッチング素子（２３０）を制御する。整流素子（２２０）は、間欠的に流れる電流を整流する。第１のコンデンサ（２５１）は、整流素子（２２０）によって整流された電流が流れて発光する発光ダイオード（２４０）のアノードと接地電圧（ＧＮＤ）との間に接続され、電流を平滑化する。第２のコンデンサ（２５２）は、第１のコンデンサ（２５１）に並列に接続される。切替回路（２６０）は、第２のコンデンサ（２５２）と第１のコンデンサ（２５１）との接続を切り換える。切替制御回路（１２０）は、切替回路（２６０）の接続を切り換えるタイミングを制御する。
【選択図】図４Provided is a light emitting diode driving circuit with a small ripple current and a reduced boost start-up time.
In a switching regulator type light emitting diode drive circuit, a switching element (230) intermittently passes a current through an inductor (210). The control circuit (120) controls the switching element (230) in response to a boosting operation control signal instructing light emission. The rectifying element (220) rectifies the current that flows intermittently. The first capacitor (251) is connected between the anode of the light emitting diode (240) that emits light when the current rectified by the rectifying element (220) flows and the ground voltage (GND), and smoothes the current. The second capacitor (252) is connected in parallel to the first capacitor (251). The switching circuit (260) switches the connection between the second capacitor (252) and the first capacitor (251). The switching control circuit (120) controls the timing for switching the connection of the switching circuit (260).
[Selection] Figure 4

Description

本発明は、発光ダイオードを駆動する発光ダイオード駆動回路に関し、特にスイッチングレギュレータ型の発光ダイオード駆動回路に関する。 The present invention relates to a light emitting diode driving circuit for driving a light emitting diode, and more particularly to a switching regulator type light emitting diode driving circuit.

発光ダイオード（ＬＥＤ：ＬｉｇｈｔＥｍｉｔｔｉｎｇＤｉｏｄｅ）は、流れる電流量に応じて輝度が変化する。したがって、駆動電流のわずかな変化によって発光ダイオードの輝度は大きく変わる。そのため、スイッチングレギュレータ型のＬＥＤ駆動回路では、発光開始時に所定の電圧に達していない昇圧起動時間が長い場合や定常時にリップル電流が大きい場合等には所望の輝度を得られないことがある。したがって、昇圧起動時間を短く、かつ、リップル電流を小さくする必要がある。 A light emitting diode (LED: Light Emitting Diode) changes in luminance according to the amount of current flowing. Therefore, the luminance of the light emitting diode is greatly changed by a slight change in the driving current. For this reason, in a switching regulator type LED drive circuit, desired brightness may not be obtained when the boost start-up time that has not reached a predetermined voltage at the start of light emission is long or when the ripple current is large during steady state. Therefore, it is necessary to shorten the boost start-up time and reduce the ripple current.

出力電圧のリップルを小さくする技術は、例えば、特開２００９−１６４３９７号公報に開示されている。発光ダイオードに電流を供給する直流電源装置は、インダクタに間欠的に電流を流すスイッチング素子と、インダクタと出力端子との間に接続された整流素子と、スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動回路と、出力電流に比例した電圧がフィードバックされその電圧に応じたパルス幅を有する信号を出力するＰＦＭコンパレータとを備える。さらに所定の周波数の発振信号のパルス幅を電流制御信号に応じて制御可能なデューティ制御回路が設けられ、ＰＦＭコンパレータの出力が所定のレベルの期間だけデューティ制御回路から出力されるパルス信号を駆動回路に供給され、スイッチング素子の駆動信号が生成される。 A technique for reducing the ripple of the output voltage is disclosed in, for example, Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2009-16497. A DC power supply device that supplies current to a light emitting diode includes a switching element that intermittently supplies current to an inductor, a rectifying element that is connected between the inductor and an output terminal, and a drive circuit that generates a drive signal for the switching element, And a PFM comparator that feeds back a voltage proportional to the output current and outputs a signal having a pulse width corresponding to the voltage. Furthermore, a duty control circuit capable of controlling the pulse width of an oscillation signal having a predetermined frequency in accordance with a current control signal is provided, and a pulse signal output from the duty control circuit only during a period when the output of the PFM comparator is at a predetermined level is a drive circuit. And a drive signal for the switching element is generated.

図１は、一般的なスイッチングレギュレータ回路を用いたＬＥＤ駆動回路の構成を示す図である。ここでは、発光ダイオード２４０は、同時に点灯される複数の発光ダイオードが直列接続された集合体で記載されるが、並列接続された発光ダイオード、単一の発光ダイオードであってもよい。 FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an LED drive circuit using a general switching regulator circuit. Here, the light emitting diode 240 is described as an assembly in which a plurality of light emitting diodes that are turned on simultaneously are connected in series, but may be a light emitting diode connected in parallel or a single light emitting diode.

発光ダイオード２４０を駆動するＬＥＤ駆動回路は、ＬＥＤドライバ１０９と、インダクタ２１０と、ショットキーバリアダイオード２２０と、パワーＭＯＳトランジスタ２３０と、コンデンサ２５０とを備える。ＬＥＤドライバ１０９は、昇圧駆動回路１１０を含み、昇圧駆動回路１１０が生成する昇圧クロック信号ＤＲＶｏを出力する昇圧クロック端子１８２と、昇圧駆動回路１１０を制御する昇圧動作制御信号ＳＴＢＹを入力するスタンバイ制御端子１８１とを備える。インダクタ２１０とパワーＭＯＳトランジスタ２３０とは、入力電圧Ｖｉｎと接地電圧ＧＮＤとの間に直列に接続される。インダクタ２１０とパワーＭＯＳトランジスタ２３０のドレインとの接続ノードと、接地電圧ＧＮＤとの間にショットキーバリアダイオード２２０と発光ダイオード２４０とが直列に接続される。ショットキーバリアダイオード２２０と発光ダイオード２４０とは、接地電圧ＧＮＤに向かって順方向電流が流れる。ショットキーバリアダイオード２２０と発光ダイオード２４０との接続ノードと、接地電圧ＧＮＤとの間にコンデンサ２５０が発光ダイオード２４０と並列に接続される。パワーＭＯＳトランジスタ２３０のゲートは、昇圧クロック端子１８２に接続され、昇圧クロック信号ＤＲＶｏが印加される。パワーＭＯＳトランジスタ２３０のソースは接地電圧ＧＮＤに、ドレインはインダクタ２１０とショットキーバリアダイオード２２０のアノードとの接続ノードに接続される。ショットキーバリアダイオード２２０のカソードは、コンデンサ２５０と発光ダイオード２４０のアノードとの接続ノードに接続される。 The LED drive circuit that drives the light emitting diode 240 includes an LED driver 109, an inductor 210, a Schottky barrier diode 220, a power MOS transistor 230, and a capacitor 250. The LED driver 109 includes a boost drive circuit 110 and outputs a boost clock signal DRVo generated by the boost drive circuit 110 and a standby control terminal that inputs a boost operation control signal STBY for controlling the boost drive circuit 110. 181. Inductor 210 and power MOS transistor 230 are connected in series between input voltage Vin and ground voltage GND. A Schottky barrier diode 220 and a light emitting diode 240 are connected in series between a connection node between the inductor 210 and the drain of the power MOS transistor 230 and the ground voltage GND. A forward current flows through the Schottky barrier diode 220 and the light emitting diode 240 toward the ground voltage GND. A capacitor 250 is connected in parallel with the light emitting diode 240 between a connection node between the Schottky barrier diode 220 and the light emitting diode 240 and the ground voltage GND. The gate of the power MOS transistor 230 is connected to the boost clock terminal 182 and the boost clock signal DRVo is applied. The source of power MOS transistor 230 is connected to ground voltage GND, and the drain is connected to a connection node between inductor 210 and the anode of Schottky barrier diode 220. The cathode of Schottky barrier diode 220 is connected to a connection node between capacitor 250 and the anode of light emitting diode 240.

昇圧駆動回路１１０は、スタンバイ制御端子１８１に印加される昇圧動作制御信号ＳＴＢＹが昇圧動作指示を示すレベル（ここではハイレベル）になると、パワーＭＯＳトランジスタ２３０をオン・オフする昇圧クロック信号ＤＲＶｏを昇圧クロック端子１８２から出力する。パワーＭＯＳトランジスタ２３０は、ゲートがハイレベルになるとオン状態になり、入力電圧Ｖｉｎからインダクタ２１０を介して接地電圧ＧＮＤに電流を流す。その後、ゲートに印加される電圧がロウレベルになると、パワーＭＯＳトランジスタ２３０はオフ状態になり、接地電圧ＧＮＤへ電流が流れなくなる。インダクタ２１０に蓄えられたエネルギーによりインダクタ２１０に誘導起電力が生じる。したがって、ショットキーバリアダイオード２２０を介してコンデンサ２５０の方向へ電流が流れ、コンデンサ２５０に電荷が蓄えられる。このように昇圧動作が行なわれ、出力電圧Ｖｏｕｔは昇圧されて所定の電圧になる。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが発光ダイオード２４０の順方向降下電圧（ＶＦ）を超えると（複数発光ダイオードの直列接続の場合は、個々の順方向降下電圧の和）、発光ダイオード２４０は、電流Ｉｏｕｔが流れて発光する。 When the boost operation control signal STBY applied to the standby control terminal 181 reaches a level indicating a boost operation instruction (here, high level), the boost drive circuit 110 boosts the boost clock signal DRVo for turning on / off the power MOS transistor 230. Output from the clock terminal 182. The power MOS transistor 230 is turned on when the gate becomes a high level, and a current flows from the input voltage Vin to the ground voltage GND via the inductor 210. Thereafter, when the voltage applied to the gate becomes low level, the power MOS transistor 230 is turned off and no current flows to the ground voltage GND. An induced electromotive force is generated in the inductor 210 due to the energy stored in the inductor 210. Accordingly, current flows in the direction of the capacitor 250 through the Schottky barrier diode 220, and charges are stored in the capacitor 250. Thus, the boosting operation is performed, and the output voltage Vout is boosted to a predetermined voltage. On the other hand, when the output voltage Vout exceeds the forward drop voltage (VF) of the light emitting diode 240 (in the case of a plurality of light emitting diodes connected in series, the sum of the individual forward drop voltages), the current 240 flows through the light emitting diode 240. Flashes.

入力電圧Ｖｉｎに基づいて昇圧される出力電圧Ｖｏｕｔは、昇圧クロックの周期をＴｓ、昇圧クロックのオン・デューティをＴｏｎ（０＜Ｔｏｎ＜１）とすると、次式で求めることができる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ×Ｔｓ／（１−Ｔｏｎ） …（１） The output voltage Vout boosted based on the input voltage Vin can be obtained by the following equation, where Ts is the period of the boost clock and Ton (0 <Ton <1) of the boost clock.
Vout = Vin × Ts / (1-Ton) (1)

図２に、出力電圧Ｖｏｕｔの起動波形が示される。時刻Ｔ１から時刻Ｔ４までの期間は昇圧動作状態を示し、時刻Ｔ４から時刻Ｔ５までの期間は昇圧停止状態を示す。時刻Ｔ１に昇圧動作制御信号ＳＴＢＹが立ち上がると（図２（ａ））、昇圧動作が開始されて出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。時刻Ｔ４から時刻Ｔ５までの期間は、昇圧動作制御信号ＳＴＢＹがロウレベルとなって昇圧動作が停止される。コンデンサ２５０の容量値ＣＬが大きい場合（ＣＬ＝Ｃａ）の出力電圧Ｖｏｕｔ＝Ｖｏａの波形が図２（ｂ）に示され、コンデンサ２５０の容量値ＣＬが小さい場合（ＣＬ＝Ｃｂ＜Ｃａ）の出力電圧Ｖｏｕｔ＝Ｖｏｂが図２（ｃ）に示される。 FIG. 2 shows a startup waveform of the output voltage Vout. A period from time T1 to time T4 indicates a boost operation state, and a period from time T4 to time T5 indicates a boost stop state. When the boost operation control signal STBY rises at time T1 (FIG. 2A), the boost operation is started and the output voltage Vout rises. During the period from time T4 to time T5, the boosting operation control signal STBY is at a low level and the boosting operation is stopped. The waveform of the output voltage Vout = Voa when the capacitance value CL of the capacitor 250 is large (CL = Ca) is shown in FIG. 2B, and the output when the capacitance value CL of the capacitor 250 is small (CL = Cb <Ca). The voltage Vout = Vob is shown in FIG.

コンデンサ２５０の容量値が大きいとき（ＣＬ＝Ｃａ）、時刻Ｔ１から昇圧動作が開始されて、時刻Ｔ３において所定の昇圧電圧に達する（図２（ｂ））。コンデンサ２５０の容量値が小さいとき（ＣＬ＝Ｃｂ）、時刻Ｔ１から昇圧動作が開始されて、時刻Ｔ２において所定の昇圧電圧に達する（図２（ｃ））。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔの起動時間は、コンデンサ２５０の容量値が大きいとき（ＣＬ＝Ｃａ）の方が、コンデンサ２５０の容量値が小さいとき（ＣＬ＝Ｃｂ）よりも長いことが分かる。 When the capacitance value of the capacitor 250 is large (CL = Ca), the boosting operation is started from time T1, and reaches a predetermined boosted voltage at time T3 (FIG. 2B). When the capacitance value of the capacitor 250 is small (CL = Cb), the boosting operation is started from time T1, and reaches a predetermined boosted voltage at time T2 (FIG. 2 (c)). That is, it can be seen that the startup time of the output voltage Vout is longer when the capacitance value of the capacitor 250 is larger (CL = Ca) than when the capacitance value of the capacitor 250 is smaller (CL = Cb).

一方、ＬＥＤ駆動回路の負荷である発光ダイオード２４０に流れる電流Ｉｏｕｔも、図３に示されるように、コンデンサ２５０の容量値の大小により影響を受ける。コンデンサ２５０の容量値ＣＬが大きい場合（ＣＬ＝Ｃａ）の出力電流Ｉｏｕｔ＝Ｉｏａの波形が図３（ｂ）に示され、コンデンサ２５０の容量値ＣＬが小さい場合（ＣＬ＝Ｃｂ＜Ｃａ）の出力電流Ｉｏｕｔ＝Ｉｏｂが図３（ｃ）に示される。時刻Ｔ１から時刻Ｔ４までの期間は昇圧動作状態を示し、時刻Ｔ４から時刻Ｔ５までの期間は停止状態を示す（図３（ａ））。時刻Ｔ２には出力電圧Ｖｏｂが所定の電圧になり、時刻Ｔ３には出力電圧Ｖｏａが所定の電圧になったことを示す。時刻Ｔ１に昇圧動作制御信号ＳＴＢＹが立ち上がって昇圧動作が開始され（図３（ａ））、出力電圧Ｖｏｕｔ（Ｖｏａ、Ｖｏｂ）の上昇にともなって出力電流Ｉｏｕｔ（Ｉｏａ、Ｉｏｂ）が上昇する。したがって、昇圧速度の速いコンデンサ２５０の容量が小さい場合（ＣＬ＝Ｃｂ）の電流Ｉｏｂの方が電流Ｉｏａより早く立ち上がる。また、コンデンサ２５０の容量値ＣＬが大きい場合（ＣＬ＝Ｃａ）の出力電流Ｉｏａのリップル電流Ｉｒａは、コンデンサ２５０の容量値ＣＬが小さい場合（ＣＬ＝Ｃｂ）の出力電流Ｉｏｂのリップル電流Ｉｒｂより小さい。 On the other hand, the current Iout flowing through the light emitting diode 240 which is the load of the LED drive circuit is also affected by the magnitude of the capacitance value of the capacitor 250 as shown in FIG. The waveform of the output current Iout = Ioa when the capacitance value CL of the capacitor 250 is large (CL = Ca) is shown in FIG. 3B, and the output when the capacitance value CL of the capacitor 250 is small (CL = Cb <Ca). Current Iout = Iob is shown in FIG. A period from time T1 to time T4 indicates a boosting operation state, and a period from time T4 to time T5 indicates a stop state (FIG. 3A). At time T2, the output voltage Vob becomes a predetermined voltage, and at time T3, the output voltage Voa becomes a predetermined voltage. At time T1, the boost operation control signal STBY rises to start the boost operation (FIG. 3 (a)), and the output current Iout (Ioa, Iob) increases as the output voltage Vout (Voa, Vob) increases. Therefore, the current Iob rises faster than the current Ioa when the capacitance of the capacitor 250 having a high boosting speed is small (CL = Cb). Further, the ripple current Ira of the output current Ioa when the capacitance value CL of the capacitor 250 is large (CL = Ca) is smaller than the ripple current Irb of the output current Iob when the capacitance value CL of the capacitor 250 is small (CL = Cb). .

コンデンサ２５０の容量値をＣＬ、出力電圧Ｖｏｕｔに重畳するリップル電圧をＶｒｃとするとき、出力電流Ｉｏｕｔは、
Ｉｏｕｔ＝ＣＬ×（ｄＶｏｕｔ／ｄｔ）＝ＣＬ×Ｖｒｃ／Ｔｏｎ …（２）
となる。この式（２）からリップル電圧Ｖｒｃは、
Ｖｒｃ＝Ｉｏｕｔ×Ｔｏｎ／ＣＬ …（３）
となり、出力電流Ｉｏｕｔに比例し、コンデンサ２５０の容量ＣＬに反比例することが分かる。 When the capacitance value of the capacitor 250 is CL and the ripple voltage superimposed on the output voltage Vout is Vrc, the output current Iout is
Iout = CL × (dVout / dt) = CL × Vrc / Ton (2)
It becomes. From this equation (2), the ripple voltage Vrc is
Vrc = Iout × Ton / CL (3)
Thus, it can be seen that it is proportional to the output current Iout and inversely proportional to the capacitance CL of the capacitor 250.

このように、コンデンサ２５０の容量の大小によって、昇圧起動時間やリップル電流に影響がある。発光ダイオード点灯時の輝度に影響しないように昇圧起動時間を早めるためにコンデンサ２５０の容量を小さくすると、発光ダイオードに流れる電流のリップルが大きくなり、機器の性能上好ましくない。 In this manner, the boost start-up time and the ripple current are affected by the size of the capacitor 250. If the capacitance of the capacitor 250 is reduced in order to shorten the boost start-up time so as not to affect the luminance when the light-emitting diode is turned on, the ripple of current flowing through the light-emitting diode increases, which is not preferable in terms of device performance.

特開２００９−１６４３９７号公報JP 2009-16497A

本発明は、安定期のリップル電流を少なく、昇圧起動時間を短縮できるＬＥＤ駆動回路を提供する。 The present invention provides an LED drive circuit that can reduce the ripple current in the stable period and shorten the boost start-up time.

以下に、［発明を実施するための形態］で使用される番号・符号を用いて、課題を解決するための手段を説明する。これらの番号・符号は、［特許請求の範囲］の記載と［発明を実施するための形態］との対応関係を明らかにするために付加されたものである。ただし、それらの番号・符号を、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。 Hereinafter, means for solving the problem will be described using the numbers and symbols used in the “DETAILED DESCRIPTION”. These numbers and symbols are added to clarify the correspondence between the description of [Claims] and [Mode for Carrying Out the Invention]. However, these numbers and symbols should not be used for the interpretation of the technical scope of the invention described in [Claims].

本発明の観点では、ＬＥＤ駆動回路は、インダクタ（２１０）と、スイッチング素子（２３０）と、制御回路（１２０）と、整流素子（２２０）と、第１のコンデンサ（２５１）と、第２のコンデンサ（２５２）と、切替回路（２６０／２８０）と、切替制御回路（１２０／１５０）とを具備する。スイッチング素子（２３０）は、インダクタ（２１０）に間欠的に電流を流す。制御回路（１２０）は、発光を指示する昇圧動作制御信号に応答してスイッチング素子（２３０）を制御する。整流素子（２２０）は、間欠的に流れる電流を整流する。第１のコンデンサ（２５１）は、整流素子（２２０）によって整流された電流が流れて発光する発光ダイオード（２４０）のアノードと接地電圧（ＧＮＤ）との間に接続され、電流を平滑化する。第２のコンデンサ（２５２）は、第１のコンデンサ（２５１）に並列に接続される。切替回路（２６０／２８０）は、第２のコンデンサ（２５２）と第１のコンデンサ（２５１）との接続を切り換える。切替制御回路（１２０／１５０）は、切替回路（２６０／２８０）の接続を切り換えるタイミングを制御する。 In an aspect of the present invention, the LED driving circuit includes an inductor (210), a switching element (230), a control circuit (120), a rectifier element (220), a first capacitor (251), and a second capacitor. A capacitor (252), a switching circuit (260/280), and a switching control circuit (120/150) are provided. The switching element (230) causes a current to flow intermittently through the inductor (210). The control circuit (120) controls the switching element (230) in response to a boosting operation control signal instructing light emission. The rectifying element (220) rectifies the current that flows intermittently. The first capacitor (251) is connected between the anode of the light emitting diode (240) that emits light when the current rectified by the rectifying element (220) flows, and smoothes the current. The second capacitor (252) is connected in parallel to the first capacitor (251). The switching circuit (260/280) switches the connection between the second capacitor (252) and the first capacitor (251). The switching control circuit (120/150) controls the timing for switching the connection of the switching circuit (260/280).

本発明の他の観点では、発光ダイオード駆動方法は、発光を指示する昇圧動作制御信号に応答してインダクタに間欠的に電流を流すステップと、間欠的に流れる電流を整流するステップと、整流された電流を第１のコンデンサによって平滑化するステップと、第１のコンデンサの両端に生じる電圧に基づいて発光ダイオードを発光させるステップと、第１のコンデンサに並列に第２のコンデンサを接続するステップとを具備する。 In another aspect of the present invention, a method for driving a light emitting diode includes: a step of intermittently passing a current to an inductor in response to a boost operation control signal instructing light emission; a step of rectifying the current that flows intermittently; Smoothing the measured current by the first capacitor, causing the light emitting diode to emit light based on the voltage generated across the first capacitor, and connecting a second capacitor in parallel with the first capacitor; It comprises.

本発明によれば、安定期のリップル電流を少なく、昇圧起動時間を短縮できるＬＥＤ駆動回路を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the LED drive circuit which can reduce the ripple current of a stable period and can shorten a boost starting time can be provided.

一般的なスイッチングレギュレータ回路を用いたＬＥＤ駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the LED drive circuit using a general switching regulator circuit. 図１のＬＥＤ駆動回路の出力電圧の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the output voltage of the LED drive circuit of FIG. 図１のＬＥＤ駆動回路の出力電流の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the output current of the LED drive circuit of FIG. 本発明の第１の実施の形態に係るスイッチングレギュレータ型のＬＥＤ駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching regulator type LED drive circuit which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 第１の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the LED drive circuit which concerns on 1st Embodiment. 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチングレギュレータ型のＬＥＤ駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching regulator type LED drive circuit which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態に係るスイッチングレギュレータ型のＬＥＤ駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching regulator type LED drive circuit which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 第３の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の抵抗切替制御回路と可変抵抗回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the resistance switching control circuit and variable resistance circuit of the LED drive circuit which concerns on 3rd Embodiment. 本発明の第４の実施の形態に係るスイッチングレギュレータ型のＬＥＤ駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching regulator type | mold LED drive circuit which concerns on the 4th Embodiment of this invention. 第４の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the LED drive circuit which concerns on 4th Embodiment.

図面を参照して、本発明を実施するための形態を説明する。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings.

（第１の実施の形態）
図４は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチングレギュレータ型のＬＥＤ駆動回路の構成を示す図である。 (First embodiment)
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a switching regulator type LED driving circuit according to the first embodiment of the present invention.

本発明の第１の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路は、ＬＥＤドライバ１０１と、インダクタ２１０と、ショットキーバリアダイオード２２０と、パワーＭＯＳトランジスタ２３０と、コンデンサ２５１、２５２と、スイッチ２６０とを具備し、発光ダイオード２４０を駆動する。ＬＥＤドライバ１０１は、昇圧駆動回路１１０と、容量値切替制御回路１２０と、電圧モニタ回路１３０とを含み、スタンバイ制御端子１８１と、昇圧クロック端子１８２と、スイッチ制御端子１８３と、昇圧電圧フィードバック端子１８５とを備える。 The LED drive circuit according to the first embodiment of the present invention includes an LED driver 101, an inductor 210, a Schottky barrier diode 220, a power MOS transistor 230, capacitors 251 and 252 and a switch 260. The light emitting diode 240 is driven. The LED driver 101 includes a boost drive circuit 110, a capacitance value switching control circuit 120, and a voltage monitor circuit 130, and includes a standby control terminal 181, a boost clock terminal 182, a switch control terminal 183, and a boost voltage feedback terminal 185. With.

インダクタ２１０とパワーＭＯＳトランジスタ２３０と入力電圧Ｖｉｎと接地電圧ＧＮＤとの間に直列に接続される。インダクタ２１０とパワーＭＯＳトランジスタ２３０のドレインとの接続ノードと、接地電圧ＧＮＤとの間に、ショットキーバリアダイオード２２０と発光ダイオード２４０とが直列に接続される。ショットキーバリアダイオード２２０および発光ダイオード２４０のアノードは、入力電圧Ｖｉｎ側に、カソードは接地電圧ＧＮＤ側に接続され、入力電圧Ｖｉｎ側から接地電圧ＧＮＤ側に順方向電流が流れる。ショットキーバリアダイオード２２０と発光ダイオード２４０との接続ノードと、接地電圧ＧＮＤとの間にコンデンサ２５１と、直列接続されたスイッチ２６０およびコンデンサ２５２とが並列に接続される。 Inductor 210, power MOS transistor 230, input voltage Vin, and ground voltage GND are connected in series. A Schottky barrier diode 220 and a light emitting diode 240 are connected in series between a connection node between the inductor 210 and the drain of the power MOS transistor 230 and the ground voltage GND. The anodes of the Schottky barrier diode 220 and the light emitting diode 240 are connected to the input voltage Vin side and the cathode is connected to the ground voltage GND side, and a forward current flows from the input voltage Vin side to the ground voltage GND side. A capacitor 251, a switch 260 and a capacitor 252 connected in series are connected in parallel between a connection node between the Schottky barrier diode 220 and the light emitting diode 240 and the ground voltage GND.

パワーＭＯＳトランジスタ２３０のゲートは、ＬＥＤドライバ１０１の昇圧クロック端子１８２に接続される。発光ダイオード２４０とショットキーバリアダイオード２２０との接続ノードは、昇圧電圧フィードバック端子１８５に接続される。スイッチ２６０は、スイッチ制御端子１８３に接続されて回路の開閉を制御される。 The gate of the power MOS transistor 230 is connected to the boost clock terminal 182 of the LED driver 101. A connection node between the light emitting diode 240 and the Schottky barrier diode 220 is connected to the boost voltage feedback terminal 185. The switch 260 is connected to the switch control terminal 183 and controlled to open and close the circuit.

昇圧駆動回路１１０は、コンパレータ１１２、バッファ回路１１４、論理和回路１１６、遅延回路１１８を備える。論理和回路１１６は、スタンバイ制御端子１８１から入力される昇圧動作制御信号ＳＴＢＹと、遅延回路１１８によって遅延された昇圧動作制御信号ＳＴＢＹとを入力する。したがって、論理和回路１１６は、昇圧動作制御信号ＳＴＢＹに比べて遅延回路１１８により与えられた遅延時間分長いオン時間となる信号をＰＷＭコンパレータ１１２に供給する。ＰＷＭコンパレータ１１２は、論理和回路１１６から出力される信号と、三角波信号と入力電圧Ｖｉｎとを入力して、入力電圧Ｖｉｎに応じてオン・デューティが変わるＰＷＭ信号を出力する。すなわち、ＰＷＭコンパレータ１１２は、入力電圧Ｖｉｎに応じたオン時間を有する三角波信号の周期と同じ周期の信号を出力する。入力電圧Ｖｉｎに応じてオン・デューティを変えることにより、入力電圧Ｖｉｎの変動に対応することができる。バッファ回路１１４は、ＰＷＭコンパレータ１１２の出力をバッファリングして昇圧クロック端子１８２から出力する。 The boost drive circuit 110 includes a comparator 112, a buffer circuit 114, an OR circuit 116, and a delay circuit 118. The OR circuit 116 receives the boost operation control signal STBY input from the standby control terminal 181 and the boost operation control signal STBY delayed by the delay circuit 118. Therefore, the OR circuit 116 supplies the PWM comparator 112 with a signal having an ON time that is longer than the boost operation control signal STBY by the delay time provided by the delay circuit 118. The PWM comparator 112 receives the signal output from the OR circuit 116, the triangular wave signal, and the input voltage Vin, and outputs a PWM signal whose on-duty changes according to the input voltage Vin. That is, the PWM comparator 112 outputs a signal having the same cycle as the cycle of the triangular wave signal having an ON time corresponding to the input voltage Vin. By changing the on-duty according to the input voltage Vin, it is possible to cope with fluctuations in the input voltage Vin. The buffer circuit 114 buffers the output of the PWM comparator 112 and outputs it from the boost clock terminal 182.

電圧モニタ回路１３０は、比較器１３２を備え、昇圧電圧フィードバック端子１８５から出力電圧Ｖｏｕｔを入力する。比較器１３２は、入力された出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｆと比較して、昇圧される出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧を超えたか否かを示す昇圧電圧モニタ信号ＭＯＮを容量値切替制御回路１２０に出力する。容量値切替制御回路１２０は、論理積回路１２２を備え、電圧モニタ回路１３０から出力される昇圧電圧モニタ信号ＭＯＮと、スタンバイ制御端子１８１を介して入力される昇圧動作制御信号ＳＴＢＹとの論理積を示すスイッチ制御信号ＳＷを生成する。論理積回路１２２から出力されるスイッチ制御信号ＳＷは、昇圧動作制御信号ＳＴＢＹが昇圧動作指示を示し、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧を超えると活性化される信号であり、スイッチ制御端子１８３からスイッチ２６０に出力される。 The voltage monitor circuit 130 includes a comparator 132 and receives the output voltage Vout from the boosted voltage feedback terminal 185. The comparator 132 compares the input output voltage Vout with the reference voltage Vrf, and outputs a boosted voltage monitor signal MON that indicates whether the boosted output voltage Vout exceeds a predetermined voltage to the capacitance value switching control circuit 120. Output. The capacitance value switching control circuit 120 includes a logical product circuit 122, and performs a logical product of the boosted voltage monitor signal MON output from the voltage monitor circuit 130 and the boosted operation control signal STBY input via the standby control terminal 181. The switch control signal SW shown is generated. The switch control signal SW output from the AND circuit 122 is a signal that is activated when the boost operation control signal STBY indicates a boost operation instruction and the output voltage Vout exceeds a predetermined voltage, and is switched from the switch control terminal 183. 260 is output.

一方、出力電圧Ｖｏｕｔが発光ダイオード２４０の順方向降下電圧（ＶＦ）を超えると（複数発光ダイオードの直列接続の場合は、個々の順方向降下電圧の和）、発光ダイオード２４０は電流Ｉｏｕｔが流れて発光する。 On the other hand, when the output voltage Vout exceeds the forward drop voltage (VF) of the light emitting diode 240 (in the case of a plurality of light emitting diodes connected in series, the sum of the individual forward drop voltages), the current Iout flows through the light emitting diode 240 Emits light.

出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｆによって設定される電圧を超えると、容量値切替制御回路１２０から出力されるスイッチ制御信号ＳＷが活性化され、スイッチ２６０は回路を閉成する。これによって、コンデンサ２５２（容量値ＣＬ２）は、コンデンサ２５１（容量値ＣＬ１）と並列に接続されることになり、発光ダイオード２４０と並列に接続される容量値（ＣＬ１＋ＣＬ２）は大きくなる。 When the output voltage Vout exceeds the voltage set by the reference voltage Vrf, the switch control signal SW output from the capacitance value switching control circuit 120 is activated, and the switch 260 closes the circuit. Accordingly, the capacitor 252 (capacitance value CL2) is connected in parallel with the capacitor 251 (capacitance value CL1), and the capacitance value (CL1 + CL2) connected in parallel with the light emitting diode 240 is increased.

図５を参照して、本発明の第１の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の動作を説明する。 The operation of the LED drive circuit according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.

図５（ａ）に示されるように、スタンバイ制御端子１８１に印加される昇圧動作制御信号ＳＴＢＹは、時刻Ｔ１１から時刻Ｔ１３まで活性化して昇圧駆動回路１１０に昇圧動作を指示し、時刻Ｔ１３から時刻Ｔ１４まで不活性化して昇圧停止を指示する。時刻Ｔ１１において、昇圧動作制御信号ＳＴＢＹが活性化すると、昇圧駆動回路１１０は、昇圧動作を開始し、パワーＭＯＳトランジスタ２３０に昇圧クロック端子１８２を介して所定のオン・デューティを有する昇圧クロック信号ＤＲＶｏを供給する。このとき、スイッチ２６０は回路を開放している（図５（ｂ））。 As shown in FIG. 5A, the boost operation control signal STBY applied to the standby control terminal 181 is activated from time T11 to time T13 to instruct the boost drive circuit 110 to perform boost operation, and from time T13 to time T13. Inactivate until T14 and command to stop boosting. When the boosting operation control signal STBY is activated at time T11, the boosting drive circuit 110 starts the boosting operation, and supplies the boosted clock signal DRVo having a predetermined on-duty to the power MOS transistor 230 via the boosting clock terminal 182. Supply. At this time, the switch 260 opens the circuit (FIG. 5B).

パワーＭＯＳトランジスタ２３０は、ゲートがハイレベルになるとオン状態になり、入力電圧Ｖｉｎからインダクタ２１０を介して接地電圧ＧＮＤに電流を流す。その後、ゲートに印加される電圧がロウレベルになると、パワーＭＯＳトランジスタ２３０はオフ状態になり、接地電圧ＧＮＤへ電流が流れなくなる。インダクタ２１０に蓄えられたエネルギーによりインダクタ２１０に誘導起電力が生じる。したがって、ショットキーバリアダイオード２２０を介してコンデンサ２５１の方向へ電流が流れ、コンデンサ２５１に電荷が蓄えられる。このように昇圧クロック信号ＤＲＶｏに基づいて、パワーＭＯＳトランジスタ２３０がオン・オフを繰り返すことによって昇圧動作が行なわれ、出力電圧Ｖｏｕｔは昇圧される（図５（ｃ））。出力電圧Ｖｏｕｔは、昇圧電圧フィードバック端子１８５を介して電圧モニタ回路１３０によって監視されている。 The power MOS transistor 230 is turned on when the gate becomes a high level, and a current flows from the input voltage Vin to the ground voltage GND via the inductor 210. Thereafter, when the voltage applied to the gate becomes low level, the power MOS transistor 230 is turned off and no current flows to the ground voltage GND. An induced electromotive force is generated in the inductor 210 due to the energy stored in the inductor 210. Accordingly, current flows in the direction of the capacitor 251 through the Schottky barrier diode 220, and charges are stored in the capacitor 251. As described above, the power MOS transistor 230 is repeatedly turned on and off based on the boost clock signal DRVo, so that the boost operation is performed and the output voltage Vout is boosted (FIG. 5C). The output voltage Vout is monitored by the voltage monitor circuit 130 via the boost voltage feedback terminal 185.

時刻Ｔ１２において、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｆに基づいて設定される所定の電圧を超えると（図５（ｃ））、電圧モニタ回路１３０は、昇圧電圧モニタ信号ＭＯＮを活性化して容量値切替制御回路１２０に出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧を超えたことを通知する。容量値切替制御回路１２０は、スイッチ制御端子１８３を介して出力されるスイッチ制御信号ＳＷを活性化してスイッチ２６０に回路を閉成させる（図５（ｂ））。スイッチ２６０が回路を閉成すると、コンデンサ２５２（容量ＣＬ２）はコンデンサ２５１（容量ＣＬ１）と並列に接続される。したがって、発光ダイオード２４０と並列に接続される容量（ＣＬ１＋ＣＬ２）が増加し、出力電流Ｉｏｕｔのリップル電流が低減される（図５（ｄ））。この状態は昇圧動作が終了する時刻Ｔ１３まで継続する。 When the output voltage Vout exceeds a predetermined voltage set based on the reference voltage Vrf at time T12 (FIG. 5C), the voltage monitor circuit 130 activates the boost voltage monitor signal MON to control the capacitance value switching. The circuit 120 is notified that the output voltage Vout has exceeded a predetermined voltage. The capacitance value switching control circuit 120 activates the switch control signal SW output via the switch control terminal 183 to cause the switch 260 to close the circuit (FIG. 5B). When the switch 260 closes the circuit, the capacitor 252 (capacitance CL2) is connected in parallel with the capacitor 251 (capacitance CL1). Therefore, the capacitance (CL1 + CL2) connected in parallel with the light emitting diode 240 is increased, and the ripple current of the output current Iout is reduced (FIG. 5 (d)). This state continues until time T13 when the boosting operation ends.

時刻Ｔ１３において、スタンバイ制御端子１８１に印加される昇圧動作制御信号ＳＴＢＹが昇圧停止を示すと（図５（ａ））、容量値切替制御回路１２０は、スイッチ制御信号ＳＷを不活性化し（図５（ｂ））、スイッチ２６０に回路を開放させる。スイッチ２６０が回路を開放すると、コンデンサ２５２は、充電された電圧相当の電荷を保持したまま切り離される。その後、遅延回路１１８によって遅延された信号も昇圧停止を示すため、昇圧駆動回路１１０は、昇圧クロック信号ＤＲＶｏを不活性にして昇圧動作を停止する。パワーＭＯＳトランジスタ２３０は、オフ状態となって昇圧停止になる。コンデンサ２５１に充電された電荷が発光ダイオード２４０を介して放電され（図５（ｃ））、出力電流Ｉｏｕｔは流れなくなる（図５（ｄ））。 At time T13, when the boost operation control signal STBY applied to the standby control terminal 181 indicates boost stop (FIG. 5A), the capacitance value switching control circuit 120 deactivates the switch control signal SW (FIG. 5). (B)), the switch 260 is opened. When the switch 260 opens the circuit, the capacitor 252 is disconnected while retaining a charge corresponding to the charged voltage. Thereafter, since the signal delayed by the delay circuit 118 also indicates the boost stop, the boost drive circuit 110 deactivates the boost clock signal DRVo and stops the boost operation. The power MOS transistor 230 is turned off and stops boosting. The electric charge charged in the capacitor 251 is discharged through the light emitting diode 240 (FIG. 5C), and the output current Iout does not flow (FIG. 5D).

このように、本発明のＬＥＤ駆動回路は、充電電圧を平滑化するコンデンサの容量を出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて切り換えて増減することにより、昇圧起動時間を長くせずに出力電流Ｉｏｕｔのリップルを低減することができる。 Thus, the LED drive circuit of the present invention reduces the ripple of the output current Iout without increasing the boost start-up time by switching the capacitance of the capacitor for smoothing the charging voltage based on the output voltage Vout. can do.

（第２の実施の形態）
図６は、本発明の第２の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成を示す図である。 (Second Embodiment)
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of an LED drive circuit according to the second embodiment of the present invention.

第２の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路は、第１の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の電圧モニタ回路１３０の代りに電流モニタ回路１４０を備える。昇圧電圧Ｖｏｕｔが発光ダイオード２４０の順方向降下電圧ＶＦ（複数発光ダイオードの直列接続の場合、個々の順方向降下電圧の和）に昇圧されたときに電流が流れ始めるため、電流モニタ回路１４０は、発光ダイオード２４０に流れる電流Ｉｏｕｔに基づいて昇圧状態を監視することができる。第２の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路は、出力電流Ｉｏｕｔが所定の電流値を超えるとスイッチ２６０を切り換えて容量を増加させる。 The LED drive circuit according to the second embodiment includes a current monitor circuit 140 instead of the voltage monitor circuit 130 of the LED drive circuit according to the first embodiment. Since the current starts to flow when the boosted voltage Vout is boosted to the forward drop voltage VF of the light emitting diode 240 (in the case of a plurality of light emitting diodes connected in series, the sum of the individual forward drop voltages), the current monitor circuit 140 The step-up state can be monitored based on the current Iout flowing through the light emitting diode 240. The LED drive circuit according to the second embodiment increases the capacity by switching the switch 260 when the output current Iout exceeds a predetermined current value.

すなわち、第２の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路は、ＬＥＤドライバ１０２と、インダクタ２１０と、ショットキーバリアダイオード２２０と、パワーＭＯＳトランジスタ２３０と、コンデンサ２５１、２５２と、スイッチ２６０と、電流センス抵抗２７０とを具備し、発光ダイオード２４０を駆動する。ＬＥＤドライバ１０２は、昇圧駆動回路１１０と、容量値切替制御回路１２０と、電流モニタ回路１４０とを含み、スタンバイ制御端子１８１と、昇圧クロック端子１８２と、スイッチ制御端子１８３と、電流フィードバック端子１８６とを備える。以下第１の実施の形態との相違点を主に説明する。 That is, the LED drive circuit according to the second embodiment includes an LED driver 102, an inductor 210, a Schottky barrier diode 220, a power MOS transistor 230, capacitors 251, 252, a switch 260, a current sense resistor. 270 to drive the light emitting diode 240. The LED driver 102 includes a boost drive circuit 110, a capacitance value switching control circuit 120, and a current monitor circuit 140, and includes a standby control terminal 181, a boost clock terminal 182, a switch control terminal 183, and a current feedback terminal 186. Is provided. In the following, differences from the first embodiment will be mainly described.

電流センス抵抗２７０は、発光ダイオード２４０と接地電圧ＧＮＤとの間に挿入され、出力電流Ｉｏｕｔが流れる。電流センス抵抗２７０は、出力電流Ｉｏｕｔが流れることによって発生する電圧降下により、出力電流Ｉｏｕｔを電圧信号である電流センス信号ＳＥＮＳに変換し、電流フィードバック端子１８６を介して電流モニタ回路２４０に出力する。電流モニタ回路１４０は、電流センス信号ＳＥＮＳに基づいて出力電流Ｉｏｕｔを監視し、検出結果を電流検出信号ＭＯＮｉとして容量値切替制御回路１２０に供給する。容量値切替制御回路１２０は、昇圧動作制御信号ＳＴＢＹと、昇圧電圧モニタ信号ＭＯＮに代る電流検出信号ＭＯＮｉとに基づいてスイッチ２６０の開閉を制御する。 The current sense resistor 270 is inserted between the light emitting diode 240 and the ground voltage GND, and the output current Iout flows. The current sense resistor 270 converts the output current Iout into a current sense signal SENS that is a voltage signal due to a voltage drop generated by the output current Iout flowing, and outputs the current signal to the current monitor circuit 240 via the current feedback terminal 186. The current monitor circuit 140 monitors the output current Iout based on the current sense signal SENS, and supplies the detection result to the capacitance value switching control circuit 120 as the current detection signal MONi. The capacitance value switching control circuit 120 controls opening and closing of the switch 260 based on the boost operation control signal STBY and the current detection signal MONi instead of the boost voltage monitor signal MON.

したがって、電流センス抵抗２７０に出力電流Ｉｏｕｔが流れて、電流フィードバック端子１８６から入力される電流センス信号ＳＥＮＳが所定の電圧になると、電流モニタ回路１４０は、出力電圧Ｖｏｕｔが発光ダイオード点灯の所定の電圧まで昇圧されたと判定し、電流検出信号ＭＯＮｉを活性化する。電流検出信号ＭＯＮｉが活性化すると、容量値切替制御回路１２０は、スイッチ制御信号ＳＷを活性化して、スイッチ２６０に回路を閉成するように指示する。スイッチ２６０が回路を閉成すると、容量値ＣＬ２のコンデンサ２５２は容量値ＣＬ１のコンデンサ２５１と並列に接続され、発光ダイオード２４０と並列に接続される容量が増加する（ＣＬ１＋ＣＬ２）。第１の実施の形態と同様に、昇圧電圧が安定している期間の平滑コンデンサの容量値をＣＬ１＋ＣＬ２に大きくすることにより、リップル電流を低減することができる。さらに、発光ダイオード２４０が複数の発光ダイオードを直列接続されたものである場合でも、各発光ダイオードに同じ電流値の電流が流れて同じ輝度で発光するため、発光ダイオードの接続数を考慮せずに昇圧電圧の状態を監視することができる。 Therefore, when the output current Iout flows through the current sense resistor 270 and the current sense signal SENS input from the current feedback terminal 186 reaches a predetermined voltage, the current monitor circuit 140 determines that the output voltage Vout is a predetermined voltage for lighting the light emitting diode. And the current detection signal MONi is activated. When the current detection signal MONi is activated, the capacitance value switching control circuit 120 activates the switch control signal SW and instructs the switch 260 to close the circuit. When the switch 260 closes the circuit, the capacitor 252 having the capacitance value CL2 is connected in parallel with the capacitor 251 having the capacitance value CL1, and the capacitance connected in parallel with the light emitting diode 240 increases (CL1 + CL2). As in the first embodiment, the ripple current can be reduced by increasing the capacitance value of the smoothing capacitor to CL1 + CL2 while the boosted voltage is stable. Further, even when the light emitting diode 240 is formed by connecting a plurality of light emitting diodes in series, the light of the same current value flows through each light emitting diode and emits light with the same luminance. Therefore, the number of connected light emitting diodes is not considered. The state of the boost voltage can be monitored.

（第３の実施の形態）
図７および図８を参照して、本発明の第３の実施の形態を説明する。 (Third embodiment)
The third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.

図７は、本発明の第３の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成を示す図である。第３の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路は、第１の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の容量値切替制御回路１２０が抵抗切替制御回路１５０に置き換わり、スイッチ２６０が複数のスイッチを含む可変抵抗回路２８０に置き換わる。初期状態などにおいて、容量値ＣＬ２のコンデンサ２５２が十分に充電されていないときに、容量値ＣＬ１のコンデンサ２５１と並列に接続すると、コンデンサ２５１とコンデンサ２５２との間で電荷分配がおこり、コンデンサ２５１に蓄積されている電荷がコンデンサ２５２に移動して出力電圧Ｖｏｕｔが低下してしまう。第３の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路では、可変抵抗回路２８０はその出力電圧Ｖｏｕｔの低下を軽減する。 FIG. 7 is a diagram showing a configuration of an LED drive circuit according to the third embodiment of the present invention. In the LED driving circuit according to the third embodiment, the capacitance value switching control circuit 120 of the LED driving circuit according to the first embodiment is replaced with the resistance switching control circuit 150, and the switch 260 includes a plurality of switches. It replaces the circuit 280. When the capacitor 252 having the capacitance value CL2 is not sufficiently charged in the initial state or the like, if the capacitor 251 having the capacitance value CL1 is connected in parallel, charge sharing occurs between the capacitor 251 and the capacitor 252 and the capacitor 251 The accumulated charge moves to the capacitor 252 and the output voltage Vout decreases. In the LED drive circuit according to the third embodiment, the variable resistance circuit 280 reduces the decrease in the output voltage Vout.

すなわち、第３の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路は、ＬＥＤドライバ１０３と、インダクタ２１０と、ショットキーバリアダイオード２２０と、パワーＭＯＳトランジスタ２３０と、コンデンサ２５１、２５２と、可変抵抗回路２８０とを具備し、発光ダイオード２４０を駆動する。ＬＥＤドライバ１０３は、昇圧駆動回路１１０と、抵抗切替制御回路１５０と、電圧モニタ回路１３０とを含み、スタンバイ制御端子１８１と、昇圧クロック端子１８２と、可変抵抗制御端子１８４と、昇圧電圧フィードバック端子１８５とを備える。以下第１の実施の形態との相違を主に説明する。 That is, the LED drive circuit according to the third embodiment includes the LED driver 103, the inductor 210, the Schottky barrier diode 220, the power MOS transistor 230, the capacitors 251 and 252 and the variable resistance circuit 280. Then, the light emitting diode 240 is driven. The LED driver 103 includes a boost drive circuit 110, a resistance switching control circuit 150, and a voltage monitor circuit 130, and includes a standby control terminal 181, a boost clock terminal 182, a variable resistance control terminal 184, and a boost voltage feedback terminal 185. With. Hereinafter, differences from the first embodiment will be mainly described.

可変抵抗回路２８０は、図８に示されるように、抵抗２７１、２７２、…、２７ｎと、接続を切り換えるスイッチ２６０、２６１、…、２６ｎとを備える。可変抵抗回路２８０は、スイッチ制御信号ＳＷＲに基づいてコンデンサ２５１に接続される抵抗を切り換える。抵抗切替制御回路１５０は、カウンタ１５２と、論理回路１５４とを含む。カウンタ１５２は、例えば、昇圧クロックのもとになる内部のクロック信号のパルス数をカウントする。すなわち、カウンタ１５２のカウント値は、昇圧動作が始まってからの時間を示す。論理回路１５４は、カウンタ１５２のカウント値に基づいて、昇圧開始直後はコンデンサ２５２を接続せず、その後の初期動作時は高抵抗、安定時には低抵抗になるように可変抵抗回路２８０内の閉成すべきスイッチを決定し、可変抵抗制御端子１８４から閉成するスイッチを指示するスイッチ制御信号ＳＷＲを出力する。ここでは、各抵抗２７１〜２７ｎは、同じ抵抗値の抵抗であるとして、カウンタ１５２のカウント数に応じた数の抵抗を介して充電電流がコンデンサ２５２へ流れる。すなわち、昇圧動作が開始されて間もない時期は、スイッチ２６１のみ閉成されて抵抗値は“Ｒ”であり、スイッチ２６２が閉成されると抵抗値が“Ｒ／２”になるというように、徐々にコンデンサ２５１とコンデンサ２５２とを接続する抵抗値が下がり、コンデンサ２５２は徐々に充電される。昇圧電圧が安定して出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧に達した時期にはスイッチ２６０が回路を閉成するように動作し、第１の実施の形態と同様になる。 As shown in FIG. 8, the variable resistance circuit 280 includes resistors 271, 272,..., 27 n and switches 260, 261,. The variable resistance circuit 280 switches the resistance connected to the capacitor 251 based on the switch control signal SWR. The resistance switching control circuit 150 includes a counter 152 and a logic circuit 154. For example, the counter 152 counts the number of pulses of the internal clock signal that is the basis of the boost clock. That is, the count value of the counter 152 indicates the time from the start of the boosting operation. Based on the count value of the counter 152, the logic circuit 154 closes the variable resistance circuit 280 so that the capacitor 252 is not connected immediately after the start of boosting, and the resistance is high during the initial operation and low when stable. A switch to be closed is determined, and a switch control signal SWR indicating the switch to be closed is output from the variable resistance control terminal 184. Here, it is assumed that the resistors 271 to 27n have the same resistance value, and a charging current flows to the capacitor 252 through a number of resistors corresponding to the count number of the counter 152. That is, when the boosting operation is started, only the switch 261 is closed and the resistance value is “R”, and when the switch 262 is closed, the resistance value is “R / 2”. Further, the resistance value connecting the capacitor 251 and the capacitor 252 gradually decreases, and the capacitor 252 is gradually charged. When the boosted voltage stabilizes and the output voltage Vout reaches a predetermined voltage, the switch 260 operates so as to close the circuit, which is the same as in the first embodiment.

このように、可変抵抗回路２８０を介してコンデンサ２５２を充電することにより、コンデンサ２５２を接続するときの出力電圧Ｖｏｕｔの低下を軽減することができる。 In this way, by charging the capacitor 252 via the variable resistance circuit 280, it is possible to reduce the decrease in the output voltage Vout when the capacitor 252 is connected.

（第４の実施の形態）
図９および図１０を参照して本発明の第４の実施の形態を説明する。 (Fourth embodiment)
A fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.

図９は、本発明の第４の自紙の形態に係るＬＥＤ駆動回路の構成を示す図である。第４の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路は、第１の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の電圧モニタ回路１３０の代りにタイミング生成回路１６０を備える。昇圧開始から所定の時間を経過すると出力電圧Ｖｏｕｔは安定するため、タイミング生成回路１６０は、出力電圧Ｖｏｕｔが安定する時間の経過を判定し、容量値切替制御回路１２０にコンデンサ２５２の接続を指示する切替タイミング信号ＣＴＭを出力する。したがって、第４の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路は、昇圧動作制御信号ＳＴＢＹが昇圧動作を指示した後、所定の時間を経過すると、スイッチ２６０を切り換えて容量を増加させる。 FIG. 9 is a diagram showing a configuration of an LED drive circuit according to a fourth self-paper mode of the present invention. The LED drive circuit according to the fourth embodiment includes a timing generation circuit 160 instead of the voltage monitor circuit 130 of the LED drive circuit according to the first embodiment. Since the output voltage Vout stabilizes after a predetermined time has elapsed from the start of boosting, the timing generation circuit 160 determines the elapse of time when the output voltage Vout stabilizes and instructs the capacitance value switching control circuit 120 to connect the capacitor 252. A switching timing signal CTM is output. Therefore, the LED drive circuit according to the fourth embodiment switches the switch 260 to increase the capacity when a predetermined time elapses after the boost operation control signal STBY instructs the boost operation.

すなわち、第４の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路は、ＬＥＤドライバ１０４と、インダクタ２１０と、ショットキーバリアダイオード２２０と、パワーＭＯＳトランジスタ２３０と、コンデンサ２５１、２５２と、スイッチ２６０とを具備し、発光ダイオード２４０を駆動する。ＬＥＤドライバ１０４は、昇圧駆動回路１１０と、容量値切替制御回路１２０と、タイミング生成回路１６０とを含み、スタンバイ制御端子１８１と、昇圧クロック端子１８２と、スイッチ制御端子１８３とを備える。以下第１の実施の形態との相違点を主に説明する。 That is, the LED drive circuit according to the fourth embodiment includes the LED driver 104, the inductor 210, the Schottky barrier diode 220, the power MOS transistor 230, the capacitors 251, 252 and the switch 260, and emits light. The diode 240 is driven. The LED driver 104 includes a boost drive circuit 110, a capacitance value switching control circuit 120, and a timing generation circuit 160, and includes a standby control terminal 181, a boost clock terminal 182 and a switch control terminal 183. In the following, differences from the first embodiment will be mainly described.

タイミング生成回路１６０は、昇圧動作制御信号ＳＴＢＹに応答して、所定の時間を経過したことを示す切替タイミング信号ＣＴＭを容量値切替制御回路１２０に出力する。容量値切替制御回路１２０は、昇圧動作制御信号ＳＴＢＹと、切替タイミング信号ＣＴＭに基づいてスイッチ２６０の開閉を制御する。すなわち、昇圧動作制御信号ＳＴＢＹが立ち上がって昇圧動作が開始され、出力電圧Ｖｏｕｔが安定したとみなされる所定の時間が経過すると、タイミング生成回路１６０が切替タイミング信号ＣＴＭを活性化する。切替タイミング信号ＣＴＭが活性化すると、容量値切替制御回路１２０は、スイッチ制御信号ＳＷを活性化して、スイッチ２６０に回路を閉成するように指示する。スイッチ２６０が回路を閉成すると、容量値ＣＬ２のコンデンサ２５２は容量値ＣＬ１のコンデンサ２５１と並列に接続され、発光ダイオード２４０と並列に接続される容量が増加する（ＣＬ１＋ＣＬ２）。第１の実施の形態と同様に、昇圧電圧が安定している期間の平滑コンデンサの容量値をＣＬ１＋ＣＬ２に大きくすることにより、リップル電流を低減することができる。さらに、出力電圧Ｖｏｕｔを監視するための端子（昇圧電圧フィードバック端子１８５／電流フィードバック端子１８６）を設けずに容量値を可変することができる。 In response to the boosting operation control signal STBY, the timing generation circuit 160 outputs a switching timing signal CTM indicating that a predetermined time has elapsed to the capacitance value switching control circuit 120. The capacitance value switching control circuit 120 controls opening and closing of the switch 260 based on the boost operation control signal STBY and the switching timing signal CTM. That is, when the boosting operation control signal STBY rises and the boosting operation is started and a predetermined time when the output voltage Vout is considered stable has elapsed, the timing generation circuit 160 activates the switching timing signal CTM. When the switching timing signal CTM is activated, the capacitance value switching control circuit 120 activates the switch control signal SW and instructs the switch 260 to close the circuit. When the switch 260 closes the circuit, the capacitor 252 having the capacitance value CL2 is connected in parallel with the capacitor 251 having the capacitance value CL1, and the capacitance connected in parallel with the light emitting diode 240 increases (CL1 + CL2). As in the first embodiment, the ripple current can be reduced by increasing the capacitance value of the smoothing capacitor to CL1 + CL2 while the boosted voltage is stable. Furthermore, the capacitance value can be varied without providing a terminal (boost voltage feedback terminal 185 / current feedback terminal 186) for monitoring the output voltage Vout.

図１０は、本発明の第４の実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の動作を説明する図である。 FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the LED drive circuit according to the fourth embodiment of the present invention.

昇圧動作制御信号ＳＴＢＹ（図１０（ａ））が立ち上がってから時間ｔ１が経過した時刻Ｔ４１に切替タイミング信号ＣＴＭが活性化すると、スイッチ制御信号ＳＷがハイレベルになり（図１０（ｂ））、出力電流Ｉｏｕｔ＝Ｉｏ１は、そのリップルが小さくなる（図１０（ｃ））。同じように、昇圧動作制御信号ＳＴＢＹ（図１０（ａ））が立ち上がってから時間ｔ２が経過した時刻Ｔ４２に切替タイミング信号ＣＴＭが活性化すると、スイッチ制御信号ＳＷがハイレベルになり（図１０（ｂ））、出力電流Ｉｏｕｔ＝Ｉｏ２は、そのリップルが小さくなる（図１０（ｄ））。昇圧動作制御信号ＳＴＢＹ（図１０（ａ））が立ち上がってから時間ｔ３が経過した時刻Ｔ４３に切替タイミング信号ＣＴＭが活性化すると、スイッチ制御信号ＳＷがハイレベルになり（図１０（ｂ））、出力電流Ｉｏｕｔ＝Ｉｏ３は、そのリップルが小さくなる（図１０（ｅ））。昇圧動作制御信号ＳＴＢＹ（図１０（ａ））が立ち上がってから時間ｔ４が経過した時刻Ｔ４４に切替タイミング信号ＣＴＭが活性化すると、スイッチ制御信号ＳＷがハイレベルになり（図１０（ｂ））、出力電流Ｉｏｕｔ＝Ｉｏ４は、そのリップルが小さくなる（図１０（ｆ））。このように、切替タイミング信号ＣＴＭが活性化してスイッチ制御信号ＳＷがハイレベルになるタイミングによって、出力電流Ｉｏｕｔのリップルを改善できる。インダクタや負荷の発光ダイオードなどの部品構成によって昇圧の状態が変化しても、発生させる所定のタイミングによって同様の効果を実現できる。 When the switching timing signal CTM is activated at time T41 when the time t1 has elapsed after the boost operation control signal STBY (FIG. 10A) rises, the switch control signal SW becomes high level (FIG. 10B). The ripple of the output current Iout = Io1 becomes small (FIG. 10C). Similarly, when the switching timing signal CTM is activated at time T42 when the time t2 has elapsed after the boost operation control signal STBY (FIG. 10A) rises, the switch control signal SW becomes high level (FIG. 10 ( b)), the output current Iout = Io2 has a small ripple (FIG. 10 (d)). When the switching timing signal CTM is activated at time T43 when the time t3 has elapsed from the rise of the boost operation control signal STBY (FIG. 10A), the switch control signal SW becomes high level (FIG. 10B). The output current Iout = Io3 has a small ripple (FIG. 10 (e)). When the switching timing signal CTM is activated at time T44 when the time t4 has elapsed after the rise of the boost operation control signal STBY (FIG. 10 (a)), the switch control signal SW becomes high level (FIG. 10 (b)). The output current Iout = Io4 has a small ripple (FIG. 10 (f)). Thus, the ripple of the output current Iout can be improved by the timing at which the switching timing signal CTM is activated and the switch control signal SW becomes high level. Even if the boosting state changes depending on the component configuration such as the inductor or the light emitting diode of the load, the same effect can be realized by the predetermined timing to be generated.

上述のように、本発明によれば、昇圧起動時と昇圧安定時とで容量値を可変し、昇圧起動時には早く所定の電圧まで昇圧し、昇圧安定時には容量値を増やすことで電流リップルを小さくすることができ、発光ダイオードが点灯したときの輝度を一定に保つことができる。 As described above, according to the present invention, the capacitance value is varied at the time of boost start-up and when the boost is stable, the voltage is boosted to a predetermined voltage early at the time of boost start-up, and the current ripple is reduced by increasing the capacitance value when the boost is stable. The luminance when the light emitting diode is lit can be kept constant.

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、上記実施の形態は、矛盾のない限り組み合わせて実施の可能である。また、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。 As described above, the present invention has been described with reference to the embodiment. However, the above-described embodiment can be implemented in combination as long as there is no contradiction. The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various changes that can be understood by those skilled in the art can be made to the configuration and details of the present invention within the scope of the present invention.

１０１、１０２、１０３、１０４、１０９ＬＥＤドライバ
１１０昇圧駆動回路
１１２ＰＷＭコンパレータ
１２０容量値切替制御回路
１３０電圧モニタ回路
１４０電流モニタ回路
１５０可変抵抗制御回路
１６０タイミング生成回路
１８１昇圧動作制御端子
１８２昇圧クロック端子
１８３スイッチ制御端子
１８４可変抵抗制御端子
１８５昇圧電圧フィードバック端子
１８６電流フィードバック端子
２１０インダクタ
２２０ショットキーバリアダイオード
２３０パワーＭＯＳトランジスタ
２４０発光ダイオード
２５０、２５１、２５２コンデンサ
２６０、２６１、２６２、２６ｎスイッチ
２７０電流センス抵抗
２７１、２７２、２７ｎ抵抗
２８０可変抵抗 101, 102, 103, 104, 109 LED driver 110 Boost drive circuit 112 PWM comparator 120 Capacitance value switching control circuit 130 Voltage monitor circuit 140 Current monitor circuit 150 Variable resistance control circuit 160 Timing generation circuit 181 Boost operation control terminal 182 Boost clock terminal 183 Switch control terminal 184 Variable resistance control terminal 185 Boost voltage feedback terminal 186 Current feedback terminal 210 Inductor 220 Schottky barrier diode 230 Power MOS transistor 240 Light emitting diode 250, 251, 252 Capacitor 260, 261, 262, 26n Switch 270 Current sense resistor 271, 272, 27n Resistor 280 Variable resistor

Claims

An inductor;
A switching element for passing current intermittently through the inductor;
A control circuit for controlling the switching element in response to a boost operation control signal for instructing light emission;
A rectifying element that rectifies the intermittently flowing current;
A first capacitor that is connected between an anode of a light emitting diode (LED) that emits light by flowing a current rectified by the rectifying element and a ground voltage, and smoothes the current;
A second capacitor connected in parallel to the first capacitor;
A switching circuit for switching connection between the second capacitor and the first capacitor;
A light-emitting diode driving circuit comprising: a switching control circuit that controls a timing of switching the connection of the switching circuit.

The switching circuit includes connecting the first capacitor and the second capacitor at a predetermined timing after light emission is instructed by the boost operation control signal)
The light emitting diode drive circuit according to claim 1.

A voltage monitor circuit for determining whether an output voltage applied to the light emitting diode exceeds a predetermined voltage;
The switching control circuit instructs the switching circuit to connect the first capacitor and the second capacitor when the voltage monitoring circuit determines that the predetermined voltage has been exceeded. The light emitting diode drive circuit of description.

A current monitor circuit for determining whether an output current flowing through the light emitting diode exceeds a predetermined current;
The switching control circuit instructs the switching circuit to connect the first capacitor and the second capacitor when the current monitoring circuit determines that the predetermined current has been exceeded. The light emitting diode drive circuit of description.

A timing generation circuit for determining whether or not a predetermined time has elapsed in response to the boost operation control signal;
The switching control circuit instructs the switching circuit to connect the first capacitor and the second capacitor when the timing generation circuit determines that a predetermined time has elapsed from the light emission instruction of the light emitting diode. The light emitting diode drive circuit according to claim 1 or 2.

The switching circuit further includes a resistor inserted between the first capacitor and the second capacitor,
The light emitting diode drive circuit according to any one of claims 1 to 5, wherein the switching control circuit controls insertion of the resistor in accordance with a state of charge of the second capacitor.

The switching circuit includes a variable resistor whose resistance value changes,
The switching control circuit controls the resistance value to increase when the charging of the second capacitor is low, and to decrease the resistance value as the charging of the second capacitor proceeds. The light-emitting diode drive circuit according to any one of the above.

The control circuit responds to the boost operation control signal instructing to stop light emission, and after the switching circuit releases the connection between the first capacitor and the second capacitor, The light emitting diode drive circuit according to claim 1, wherein the supply of is stopped.

A step of intermittently passing a current through the inductor in response to a boost operation control signal instructing light emission;
Rectifying the intermittently flowing current;
Smoothing the rectified current with a first capacitor;
Causing the light emitting diode to emit light based on a voltage generated across the first capacitor;
Connecting a second capacitor in parallel with the first capacitor. A method for driving a light emitting diode.

Further comprising the step of monitoring the voltage developed across the first capacitor;
The light emitting diode drive according to claim 9, wherein the step of connecting the second capacitor includes a step of connecting the second capacitor when a voltage generated across the first capacitor reaches a predetermined voltage. Method.

Further comprising the step of monitoring the current flowing through the light emitting diode;
The light emitting diode driving method according to claim 9, wherein the step of connecting the second capacitor includes a step of connecting the second capacitor when a predetermined current flows through the light emitting diode.

Measuring the passage of a predetermined time after the step-up operation control signal indicates a light emission instruction;
The light emitting diode driving method according to claim 9, wherein the step of connecting the second capacitor includes a step of connecting the second capacitor when the predetermined time has elapsed.

Connecting the second capacitor comprises:
The method for driving a light emitting diode according to claim 9, further comprising: connecting the second capacitor to the first capacitor via a variable resistor.

Separating the second capacitor from the first capacitor when the step-up operation control signal indicates stop of light emission;
The method for driving a light emitting diode according to claim 9, further comprising: stopping a current flowing through the inductor after the second capacitor is disconnected from the first capacitor.