JP2012110099A

JP2012110099A - 電力変換器の主回路構造

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Publication number: JP2012110099A
Application number: JP2010255895A
Authority: JP
Inventors: Akitake Takizawa; 聡毅滝沢
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2010-11-16
Filing date: 2010-11-16
Publication date: 2012-06-07
Anticipated expiration: 2030-11-16
Also published as: JP5678597B2

Abstract

【課題】電力変換器を構成するスタックの横長化，電解コンデンサの大容量化，並列接続されるパワー半導体モジュール間の発生損失のアンバランス化，ターンオフ時のサージ電圧の低圧化などを図る。
【解決手段】直流回路部を構成する電解コンデンサ１〜６と、電力変換部を構成するパワー半導体モジュール１１〜１６との配置を図示のように工夫することで、例えば電解コンデンサ１，２，３とパワー半導体モジュール１１，１３，１５間、電解コンデンサ４，５，６とパワー半導体モジュール１２，１４，１６間の配線インダクタンスが互いに略等しくなるようにし、掲記課題の解決を図る。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流から交流、または交流から直流に変換する電力変換器、特に直流部の大容量コンデンサと電力変換部のパワー半導体モジュールとの配置構造に関する。

図５にこの種の一般的な例として、インバータの回路例を示す。
符号１〜６が直流回路部に設けられたコンデンサで、正側電位をＰｃ，負側電位をＮｃとして、通常動作時は直流変動のない平滑化された電圧となる。一般に、本直流回路部を交流電源から構成する場合は、図示されないダイオード整流回路を介して形成することができる。ここでは、大容量化のため６並列接続の例が示され、コンデンサ１〜６には電解コンデンサが用いられることが多い。

７，８は正側電位Ｐｃに接続されたＩＧＢＴとダイオード、９，１０は負側電位Ｎｃに接続されたＩＧＢＴとダイオードで、これらが１組で１相分のパワー半導体モジュールを構成し、３台使用することで３相分の直流−交流変換回路を構成することができる。図５では大容量化のため１相分を２並列構成としているため、パワー半導体モジュールは１１と１２，１３と１４，１５と１６の６台で構成されている。１７は３相交流負荷で、モータ（交流電動機）が代表的である。

図６には、図５に対してさらに大容量化のために、パワー半導体モジュールを１相分あたり６並列構成とした回路（１相分のみ図示）を示す。
図７には、パワー半導体モジュールの外観例を示す。Ｐｃ電位に接続されるＣ１端子１８、Ｎｃ電位に接続されるＥ２端子１９、および交流出力に接続されるＵ端子（交流出力端子）２０などが図示されている。

電解コンデンサ６台とパワー半導体モジュール６台の設置例を図８，図９に上面図として示す。
図８には６台の電解コンデンサおよびパワー半導体モジュールを、ともに横一列に並べた例を、また、図９には６台の電解コンデンサおよびパワー半導体モジュールを、２×３の配置で縦，横方向に配置した例を示す。

また、図１０，図１１に図８，図９に対応する側面図を示す。
２１，２２はパワー半導体モジュール冷却用の放熱器、２３，２４は負側電位Ｎｃの配線導体、２５，２６は正側電位Ｐｃの配線導体をそれぞれ示す。
このような電解コンデンサとパワー半導体モジュールの設置または配置については、例えば特許文献１等に示されている。

特開２００６−０４２４０６号公報

図８の構成で、パワー半導体モジュール１相分あたり６並列接続し、３相分構成した例を図１２（ａ）に示す。図示のように１８台のパワー半導体モジュールが横一列に並ぶため、横方向に極めて長くなり、これらのスタックを盤内に収容しようとすると、盤自体が非常に大型化するという問題がある。なお、図８の構成で３相分を一列に設置せずに、相毎に分けて盤内に設置すれば、盤自体を大きくせずに収容可能であるが、この場合、電解コンデンサには相毎の交流分の電流が流れるため、図１２（ａ）のような３相一括とする方式に比べ、電解コンデンサ容量が大きくなるという問題が生じる。

一方、図９の構成では、図１２（ｂ）のように３相一括とした場合でも、スタックが横に広がるのを回避することができるが、図１４のような配線インダクタンスを考慮した等価回路図にも示されるように、電解コンデンサに近い側のパワー半導体モジュール１１，１３および１５と、遠い側の１２，１４および１６とでは、電解コンデンサとの物理的な距離の違いにより、両者間の配線インダクタンス値に差（Ｌ１とＬ１＋Ｌ２）が生じることになる。なお、図８の構成では、配線インダクタンス値は全パワー半導体モジュール間でほぼ等しくＬ１となる。この場合の等価回路図を、図１３に示す。

図１６に、配線インダクタンス値に差がある場合の、並列接続されているパワー半導体モジュール各々の、ＩＧＢＴのターンオン時の波形例を示す。なお、この場合のパワー半導体モジュールは、例えば図１７のように、２並列構成であるとする。
一般に、ＩＧＢＴがターンオンする際のコレクタ電流の変化率ｄｉ／ｄｔは、パワー半導体モジュールと電解コンデンサ間の配線インダクタンス値に依存する。すなわち、配線インダクタンス値の大きい方（Ｌ１＋Ｌ２）のパワー半導体モジュールはｄｉ／ｄｔが小さくなり（図１７ではＩｃ２側）、配線インダクタンス値の小さい方（Ｌ１）のパワー半導体モジュールはｄｉ／ｄｔが大きくなる（図１７ではＩｃ１側）。

その結果、特に電流波形は図１６のように大きく相違し、ターンオン損失（Ｅｏｎ＝∫Ｖｃｅ・Ｉｃｄｔ）にも両者間に大きな差異が発生する。また、電解コンデンサから遠い側のパワー半導体モジュールと、電解コンデンサ間は距離があるため、その配線インダクタンス値の絶対値（Ｌ１＋Ｌ２）も大きくなり、ターンオフ時のサージ電圧も高くなる。
これに対し、図８の構成では、並列接続されているパワー半導体モジュール間で配線インダクタンス値はほぼ等しく、また、その値も小さい（Ｌ１）ため、ターンオン時の波形は図１５のようになり、ターンオン損失はほぼ等しくなり、ターンオフ時のサージ電圧の高圧化も抑制される。

以上のことから、図９の構成で、放熱器設計やＩＧＢＴのジャンクション温度設計を実施する場合は、発生損失やサージ電圧が大きくなる側のパワー半導体モジュール基準で実施する必要があるため、全体として見た場合、高い放熱能力や低熱抵抗のものが必要となり、装置の大型化やコストアップの一因ともなっている。
従って、この発明の課題は、電解コンデンサとパワー半導体モジュールとの配置に工夫を凝らすことにより、スタックの横長化，電解コンデンサの大容量化，並列接続されるパワー半導体モジュール間の発生損失のアンバランス化，ターンオフ時のサージ電圧の低圧化を図ることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直流回路部には大容量化のためにコンデンサを複数台並列接続するとともに、電力変換部には大容量化のためにパワー半導体素子モジュールを複数台並列接続し、直流から交流または交流から直流に変換する電力変換器において、
複数台並列接続されるコンデンサを２つに分けて対向配置し、この対向配置された各コンデンサ間に、前記パワー半導体素子モジュールを少なくとも２台対向配置し、コンデンサとパワー半導体モジュール間をそれぞれ配線することを特徴とする。

上記請求項１の発明においては、前記コンデンサとパワー半導体モジュールの配置を、並列接続されるパワー半導体モジュール間を対称軸として、線対称となるように配置することができ（請求項２の発明）、この請求項２の発明においては、前記パワー半導体モジュールは、その交流出力端子側が前記線対称軸に最も近くなるように配置することができる（請求項３の発明）。

この発明によれば、直流部のコンデンサやパワー半導体モジュールをそれぞれ複数並列接続して大容量化を図る電力変換システムでは、スタックの横長化，電解コンデンサの大容量化，並列接続されるパワー半導体モジュール間の発生損失のアンバランス化およびターンオフサージ電圧の高圧化などを防止することができる。その結果、小型で安価な電力変換システムを構築することができる。なお、パワー半導体モジュールが２並列，６並列の場合について説明したが、４並列，８並列でも同様の効果が得られることは勿論である。

この発明の実施形態を示す構成図。図１に対応する等価回路図。この発明の別の実施の形態を示す上面図。この発明のさらに別の実施の形態を示す上面図。一般的なインバータ主回路の一例を示す回路図。一般的なインバータ主回路の別の例を示す回路図。一般的なパワー半導体モジュールの一例を示す外観図。パワー半導体モジュールと電解コンデンサの配置例を示す上面図。パワー半導体モジュールと電解コンデンサの別の配置例を示す上面図。図８の側面図。図９の側面図。図８，図９と図１との相違を対比して示す上面図。図８の場合の主回路等価図。図９の場合の主回路等価図。図８の場合のターンオン波形図。図９の場合のターンオン波形図。図９の場合の等価回路図。

図１はこの発明の実施の形態を示す構成図である。
図示のように、電解コンデンサ１，２，３と電解コンデンサ４，５，６を対向配置するとともに、各電解コンデンサに対しパワー半導体モジュール１１〜１６をそれぞれ対向配置して構成する。パワー半導体モジュールを６並列とする場合は、パワー半導体モジュール１１〜１６が図２（ｂ）のように全て並列接続され、１相分を構成する。また、２並列とする場合は、パワー半導体モジュール１１と１２，１３と１４，１５と１６が図2（ａ）のように並列接続され（１３と１４，１５と１６は省略）、３相分を構成する。いずれの場合も、図１（ａ）にＸで示す対称軸で対称配置される。

図１の構成では、電解コンデンサ１，２，３とパワー半導体モジュール１１，１３，１５間、電解コンデンサ４，５，６とパワー半導体モジュール１２，１４，１６間の配線インダクタンス２７および２８がほぼ等しく（Ｌ１）なるため、各ＩＧＢＴのターンオン波形は図１５のように、全パワー半導体モジュールでほぼ等しくなる。また、電解コンデンサとパワー半導体モジュール間の距離も、全パワー半導体モジュールでほぼ等しくなり、図９の場合のパワー半導体モジュール１２，１４，１６についても、低配線インダクタンス化が実現できる。さらに、図１のように構成した場合を図８や図９の場合と対比させて示す図１２においては、図１２（ｃ）のように体積的にも図１２（ｂ）の場合とほぼ等しくなり、現実的な構成となる。

図３，図４に別の実施の形態を示す。
図３がパワー半導体モジュール２並列構成の場合、図４が６並列構成の場合である。これらは、交流出力端子（Ｕ端子；２９〜３１（図３），３２（図４））が中央に来るように、パワー半導体モジュールを配置したものである。これにより、並列接続されるパワー半導体モジュールの交流出力端子が互いに接近するため、配線が容易となる。

以上では、電解コンデンサとパワー半導体モジュールとの配置を、中心軸に対して線対称としたが、厳密な線対称にしなくても（例えば、電解コンデンサの電極位置を図１とは反対（逆）にするなど）、対向配置される電解コンデンサ間にパワー半導体モジュールを２台以上設置する構造であれば、概ね同様の効果を得ることができる。

１〜６…電解コンデンサ、７，９…ＩＧＢＴ、８，１０…ダイオード、１１〜１６…パワー半導体モジュール、１７…３相負荷（モータ）、１８…Ｃ１端子、１９…Ｅ２端子、２０…Ｕ端子、２１，２２…放熱器、２３〜２６…配線導体、２７，２８（Ｌ１）…配線インダクタンス、２９〜３２…交流出力端子。

Claims

直流回路部には大容量化のためにコンデンサを複数台並列接続するとともに、電力変換部には大容量化のためにパワー半導体素子モジュールを複数台並列接続し、直流から交流または交流から直流に変換する電力変換器において、
複数台並列接続されるコンデンサを２つに分けて対向配置し、この対向配置された各コンデンサ間に、前記パワー半導体素子モジュールを少なくとも２台対向配置し、コンデンサとパワー半導体モジュール間をそれぞれ配線することを特徴とする電力変換器の主回路構造。
前記コンデンサとパワー半導体モジュールの配置を、並列接続されるパワー半導体モジュール間を対称軸として、線対称となるように配置することを特徴とする請求項１に記載の電力変換器の主回路構造。
前記パワー半導体モジュールは、その交流出力端子側が前記線対称軸に最も近くなるように配置することを特徴とする請求項２に記載の電力変換器の主回路構造。