JP2012182884A - Load drive control circuit - Google Patents
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Abstract
【課題】 ブートストラップ回路およびチャージポンプ回路を併用した負荷駆動制御回路において、ブートストラップ回路から安定して電圧を出力させることができる負荷駆動制御回路を提供する。
【解決手段】 主電源Ｂ１から供給される電圧を制御することによって、負荷を駆動する負荷駆動制御回路であって、チャージポンプ回路４０に接続された主電源Ｂ１または副電源Ｂ２からチャージポンプ回路４０の昇圧用コンデンサ４６への充電を行わせる一方、デューティ比が所定値よりも小さいときに、昇圧用コンデンサ４６からブートストラップ回路３０の電圧供給用コンデンサ側３２に放電させ、電圧供給用コンデンサ３２から制御電圧出力手段１０への電圧の供給を補助させるように、チャージポンプ回路４０を制御する。
【選択図】図１PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a load drive control circuit capable of stably outputting a voltage from a bootstrap circuit in a load drive control circuit using both a bootstrap circuit and a charge pump circuit.
A load drive control circuit for driving a load by controlling a voltage supplied from a main power supply B1. The charge pump circuit 40 includes a main power supply B1 or a sub power supply B2 connected to the charge pump circuit 40. Is charged to the voltage supply capacitor side 32 of the bootstrap circuit 30 from the voltage supply capacitor 32 when the duty ratio is smaller than a predetermined value. The charge pump circuit 40 is controlled to assist the supply of the voltage to the control voltage output means 10.
[Selection] Figure 1
Description
本発明は、負荷に供給する電圧を制御することによって負荷を駆動するための負荷駆動制御回路に関するものである。 The present invention relates to a load drive control circuit for driving a load by controlling a voltage supplied to the load.
従来の負荷駆動制御回路として、例えば特許文献１に開示されたものが知られている。この負荷駆動制御回路は、電動パワーステアリング装置に適用されており、直列に接続された２つのＦＥＴ（Field Effect Trandistor：電界効果トランジスタ）で構成され、モータ電源に接続されたパワー回路と、２つのＦＥＴにそれぞれ対応するブースタ回路を備えている。また、この負荷駆動制御回路は、電源にそれぞれ接続されたブートストラップ回路およびチャージポンプ式電源回路を備えている。
As a conventional load drive control circuit, for example, one disclosed in
この負荷駆動制御回路では、ブースタ回路のトランジスタにＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御信号が供給されることにより、トランジスタがオン／オフされ、オンされたときに、ブートストラップ回路のコンデンサから出力された電圧が、ブースタ回路で増幅されてパワー回路のＦＥＴのゲートにゲート電圧として供給される。それにより、ＦＥＴがオンされ、ＦＥＴを流れるモータ電源からの電流が電動モータに供給されることによって、電動モータが駆動される。一方、トランジスタがオフされたときには、電源からコンデンサに充電が行われる。 In this load drive control circuit, a PWM (Pulse Width Modulation) control signal is supplied to the booster circuit transistor so that the transistor is turned on / off. The output voltage is amplified by a booster circuit and supplied as a gate voltage to the gate of the FET of the power circuit. Thereby, the FET is turned on, and the electric motor is driven by supplying current from the motor power source flowing through the FET to the electric motor. On the other hand, when the transistor is turned off, the capacitor is charged from the power source.
また、ＰＷＭ制御信号のデューティが１００％に近く、トランジスタがほぼオンされた状態に維持された場合は、コンデンサが十分に充電されず、ＦＥＴをオンさせるためのゲート電圧を確保できないので、チャージポンプ式電源回路を駆動し、昇圧した電源電圧をトランジスタに供給することによって、ＦＥＴをオンさせるために必要なゲート電圧を確保している。 In addition, when the duty of the PWM control signal is close to 100% and the transistor is maintained in an almost on state, the capacitor is not sufficiently charged, and a gate voltage for turning on the FET cannot be secured. By driving the power supply circuit and supplying the boosted power supply voltage to the transistor, a gate voltage necessary to turn on the FET is secured.
しかし、この負荷駆動制御回路では、電源から直接、ブートストラップ回路のコンデンサに充電するので、負荷駆動制御回路が作動するたびに電源電圧が低下するおそれがあり、その結果、ＦＥＴにゲート電圧として供給される電圧の低下を招くおそれがある。その場合、チャージポンプ回路によって電圧の不足が補われるものの、電圧低下の発生からチャージポンプ回路により所要の電圧がパワー回路のＦＥＴに実際に供給されるまで、時間差が生じ、チャージポンプを使用した高デューティの出力を高速に出力することができない。また、ＰＷＭ制御中は、ブートストラップ回路のコンデンサへの充電およびコンデンサからの放電が繰り返されるので、それに伴ってノイズが増大するおそれがある。また、例えばＦＥＴを流れる電流値に基づく保護機能が実装されている場合、電源電圧の低下に伴うＦＥＴのオン抵抗の増大により電流値が変動すると、これを保護機能が不具合であると誤検出するおそれがある。 However, in this load drive control circuit, the capacitor of the bootstrap circuit is charged directly from the power supply, so that the power supply voltage may drop every time the load drive control circuit operates, and as a result, the FET is supplied as a gate voltage. There is a risk of lowering the voltage. In that case, although the shortage of voltage is compensated by the charge pump circuit, there is a time difference from the occurrence of the voltage drop until the required voltage is actually supplied to the FET of the power circuit by the charge pump circuit. Duty output cannot be output at high speed. In addition, during the PWM control, the capacitor is repeatedly charged and discharged from the bootstrap circuit, which may increase noise. For example, when a protection function based on the current value flowing through the FET is implemented, if the current value fluctuates due to an increase in the on-resistance of the FET accompanying a decrease in the power supply voltage, this is erroneously detected as a malfunction of the protection function. There is a fear.
本発明は、以上のような課題を解決するためになされたものであり、ブートストラップ回路およびチャージポンプ回路を併用した負荷駆動制御回路において、ブートストラップ回路から安定して電圧を出力させることができる負荷駆動制御回路を提供することを目的としている。 The present invention has been made to solve the above-described problems. In a load drive control circuit using a bootstrap circuit and a charge pump circuit in combination, a voltage can be stably output from the bootstrap circuit. An object of the present invention is to provide a load drive control circuit.
上記の目的を達成するために、特許請求の範囲に記載の請求項１の負荷駆動制御回路は、主電源から供給される電圧を制御することによって、負荷を駆動する負荷駆動制御回路であって、副電源と、前記負荷を駆動するためのパルス幅変調制御信号を生成する制御信号生成手段と、当該制御信号生成手段により生成されたパルス幅変調制御信号に基づいてオン／オフされることによって、制御電圧信号を出力するための制御電圧出力手段と、一方の電極が前記副電源側および前記制御電圧出力手段側に接続された電圧供給用コンデンサを有し、前記制御電圧出力手段がオン／オフされるのに応じて、前記副電源から前記電圧供給用コンデンサへの充電、および当該電圧供給用コンデンサから前記制御電圧出力手段への電圧の供給を行うことにより、当該制御電圧出力手段に制御電圧信号を出力させるブートストラップ回路と、前記主電源に接続され、前記制御電圧出力手段から出力された制御電圧信号に基づいてオン／オフされるのに応じて、前記主電源と前記負荷の間を導通させるスイッチ素子と、一方の電極が前記電圧供給用コンデンサ側に接続された昇圧用コンデンサを有し、前記主電源および前記副電源の少なくとも一方に接続されたチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路に接続された前記主電源または前記副電源から前記昇圧用コンデンサへの充電を行わせる一方、前記パルス幅変調制御信号のデューティ比が所定値よりも小さいときに、前記昇圧用コンデンサから前記電圧供給用コンデンサ側に放電させ、当該電圧供給用コンデンサから前記制御電圧出力手段への電圧の供給を補助させるように、前記チャージポンプ回路を制御するチャージポンプ回路制御手段と、を備えていることを特徴とする。
In order to achieve the above object, the load drive control circuit according to
請求項２に係る発明は、請求項１に記載の負荷駆動制御回路において、前記チャージポンプ回路は、少なくとも、前記昇圧用コンデンサとして第１の昇圧用コンデンサを有する第１のチャージポンプ回路と、前記昇圧用コンデンサとして前記第１の昇圧用コンデンサよりも高耐圧の第２の昇圧用コンデンサを有する第２のチャージポンプ回路とで構成され、前記第１のチャージポンプ回路に接続された前記副電源または前記主電源の電圧を検出する電源電圧検出手段をさらに備え、前記チャージポンプ回路制御手段は、前記電源電圧検出手段によって検出された電圧と、前記第１および第２の昇圧用コンデンサの耐圧とに応じて、前記第１および第２のチャージポンプ回路を切り換えて駆動するように、前記チャージポンプ回路を制御することを特徴とする。
The invention according to
請求項３に係る発明は、請求項２に記載の負荷駆動制御回路において、前記チャージポンプ回路制御手段は、前記デューティ比が前記所定値よりも小さいときに、第１の昇圧用コンデンサおよび第２の昇圧用コンデンサの少なくとも一方を、前記電圧供給用コンデンサから前記制御電圧出力手段への電圧の供給を補助させるように、前記チャージポンプ回路を制御することを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in the load drive control circuit according to the second aspect, when the duty ratio is smaller than the predetermined value, the charge pump circuit control means includes the first boost capacitor and the second The charge pump circuit is controlled so that at least one of the boosting capacitors assists the supply of voltage from the voltage supply capacitor to the control voltage output means.
請求項４に係る発明は、請求項２または３に記載の負荷駆動制御回路において、前記チャージポンプ回路の少なくとも一部はＩＣチップに搭載され、前記第２の昇圧用コンデンサは、前記ＩＣチップの外部に設けられていることを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, in the load drive control circuit according to the second or third aspect, at least a part of the charge pump circuit is mounted on an IC chip, and the second boosting capacitor is connected to the IC chip. It is provided outside.
請求項５に係る発明は、請求項４に記載の負荷駆動制御回路において、前記第１の昇圧用コンデンサは、前記ＩＣチップに搭載されていることを特徴とする。 According to a fifth aspect of the present invention, in the load drive control circuit according to the fourth aspect, the first boost capacitor is mounted on the IC chip.
請求項６に係る発明は、請求項１ないし５のいずれか１項に記載の負荷駆動制御回路において、前記昇圧用コンデンサと前記電圧供給用コンデンサの間に設けられた逆流防止用スイッチをさらに備え、当該逆流防止用スイッチ素子は、前記デューティ比が前記所定値よりも小さいときにオンされることを特徴とする。
The invention according to claim 6 is the load drive control circuit according to any one of
請求項１の発明では、制御信号生成手段によって生成されたパルス幅変調制御信号に基づいて、制御電圧出力手段がオン／オフされるのに応じ、ブートストラップ回路の電圧供給用コンデンサに副電源側から充電された電荷が、制御電圧出力手段側に放電される。それにより、制御電圧出力手段に電圧が供給されることによって、パルス幅変調制御信号に応じた制御電圧信号が、制御電圧出力手段から出力される。 According to the first aspect of the present invention, the voltage supply capacitor of the bootstrap circuit is connected to the sub power supply side in response to the control voltage output means being turned on / off based on the pulse width modulation control signal generated by the control signal generation means. The electric charge charged from is discharged to the control voltage output means side. As a result, when a voltage is supplied to the control voltage output means, a control voltage signal corresponding to the pulse width modulation control signal is output from the control voltage output means.
また、チャージポンプ回路がチャージポンプ回路制御手段で制御されることによって、主電源および副電源の少なくとも一方に接続されたチャージポンプ回路の昇圧用コンデンサが充電される。また、パルス幅変調制御信号のデューティ比が所定値よりも小さいときには、昇圧用コンデンサに充電された電荷が電圧供給用コンデンサ側に放電され、その分、電圧供給用コンデンサから制御電圧出力手段への電圧の供給が補助される。 Further, the charge pump circuit is controlled by the charge pump circuit control means, whereby the boosting capacitor of the charge pump circuit connected to at least one of the main power supply and the sub power supply is charged. In addition, when the duty ratio of the pulse width modulation control signal is smaller than a predetermined value, the charge charged in the boosting capacitor is discharged to the voltage supply capacitor side, and accordingly, from the voltage supply capacitor to the control voltage output means. The supply of voltage is assisted.
スイッチ素子は、制御電圧出力手段から出力された制御電圧信号に基づいてオン／オフされ、それに応じて、主電源と負荷の間の導通が確保され、主電源から負荷に電圧が供給されることによって、負荷が駆動される。 The switch element is turned on / off based on the control voltage signal output from the control voltage output means, and accordingly, conduction between the main power supply and the load is ensured, and voltage is supplied from the main power supply to the load. , The load is driven.
以上のように、電源電圧の低下などにより、ブートストラップ回路の電圧供給用コンデンサから供給される電圧が不足した場合でも、チャージポンプ回路の昇圧用コンデンサによる補助によって、制御電圧出力手段に供給される電圧を安定させることができ、その結果、負荷に供給される電圧を制御するスイッチ素子を安定して駆動することができる。また、あらかじめ充電された昇圧用コンデンサからの放電によって電圧供給用コンデンサの補助を行うので、電圧供給用コンデンサの電圧が低下した場合でも、制御電圧出力手段に供給される電圧を低下させることなく維持することができる。 As described above, even when the voltage supplied from the voltage supply capacitor of the bootstrap circuit is insufficient due to a decrease in the power supply voltage or the like, the voltage is supplied to the control voltage output means with the assistance of the boosting capacitor of the charge pump circuit. The voltage can be stabilized, and as a result, the switch element that controls the voltage supplied to the load can be stably driven. In addition, since the voltage supply capacitor is assisted by discharging from the precharged boost capacitor, even if the voltage of the voltage supply capacitor decreases, the voltage supplied to the control voltage output means is maintained without decreasing. can do.
また、デューティ比が所定値よりも低く、電圧供給用コンデンサへの充電と放電が繰り返されるときに、充放電の反復に伴って発生するノイズを、チャージポンプ回路の昇圧用コンデンサによって低減でき、したがって、負荷駆動制御回路の安定した動作を確保することができる。また、その結果、電力の損失も低減されるので、熱の発生を抑制することができる。さらに、チャージポンプ回路の昇圧用コンデンサを、電圧維持やノイズ低減用のコンデンサとして使用するので、新たな搭載部品およびそのための搭載スペースを必要とすることなく、上記の効果を得ることができる。 In addition, when the duty ratio is lower than a predetermined value and the charging and discharging of the voltage supply capacitor are repeated, the noise generated with repeated charging / discharging can be reduced by the boosting capacitor of the charge pump circuit. The stable operation of the load drive control circuit can be ensured. As a result, power loss is also reduced, so that heat generation can be suppressed. Furthermore, since the boosting capacitor of the charge pump circuit is used as a capacitor for maintaining voltage or reducing noise, the above effect can be obtained without requiring a new mounting component and a mounting space therefor.
請求項２の発明では、電源電圧と、第１および第２の昇圧用コンデンサの耐圧に応じて、第１および第２のチャージポンプ回路が切り換えて駆動されるので、電源電圧の変化に応じて、耐圧が互いに異なる第１および第２の昇圧用コンデンサを、適切に切り換えて使用することができる。その結果、ノイズ低減などの効果を、電源電圧の変動にかかわらず得ることができる。 According to the second aspect of the present invention, the first and second charge pump circuits are switched and driven according to the power supply voltage and the withstand voltages of the first and second boosting capacitors. The first and second boost capacitors having different withstand voltages can be used by switching appropriately. As a result, effects such as noise reduction can be obtained regardless of fluctuations in the power supply voltage.
請求項３の発明では、第１および第２の昇圧用コンデンサの少なくとも一方は、デューティ比が所定値よりも小さいときに、ブートストラップ回路の補助として使用される。ＰＷＭ制御中は、スイッチ素子などのオン／オフが高速で実行されるので、そのような場合に、チャージポンプ回路のコンデンサをブートストラップ回路の補助として用いることにより、ノイズや損失の低減効果を確実に得ることができる。
According to the invention of
請求項４の発明では、ＩＣチップの外部に第２の昇圧用コンデンサが設けられているので、第２の昇圧用コンデンサとして、より大容量のコンデンサを、ＩＣチップに搭載するよりも低コストで用いることができ、それにより、ノイズや損失の低減などの効果を、より低コストで得ることができる。
In the invention of
請求項５の発明では、第１の昇圧用コンデンサがＩＣチップに搭載されているので、その分、配線のＬ成分を抑制することができる。
In the invention of
請求項６の発明では、デューティ比が所定値よりも小さいとき、すなわち、ノイズの発生しやすいＰＷＭ制御の実行中には、逆流防止用のスイッチがオンされ、チャージポンプ側への電流の逆流が阻止される一方、昇圧用コンデンサからの放電を行うことができ、ノイズの損失をより確実に低減させることができる。 According to the sixth aspect of the present invention, when the duty ratio is smaller than the predetermined value, that is, during the execution of the PWM control that is likely to generate noise, the backflow prevention switch is turned on, and the backflow of current to the charge pump side is prevented. On the other hand, discharge from the boosting capacitor can be performed, and noise loss can be more reliably reduced.
以下、本発明の第１実施形態に係る負荷駆動制御回路について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明を適用した負荷駆動制御回路１、およびこれによって駆動される電動モータ２（負荷）の回路図を示している。同図に示すように、この負荷駆動制御回路１は、ＩＣチップ（図示せず）に搭載された複数の回路、およびＩＣチップの外部に設けられた複数の回路や素子などで構成されており、電源回路４（電源電圧検出手段）、制御回路５（制御信号生成手段、チャージポンプ回路制御手段）、スイッチ素子Ｔｒ１、Ｔｒ２、駆動信号出力回路１０（制御電圧出力手段）、ブートストラップ回路３０およびチャージポンプ回路４０を備えている。
Hereinafter, a load drive control circuit according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows a circuit diagram of a load
電源回路４はＩＣチップに搭載されている。この電源回路４には主電源Ｂ１の正極が接続されおり、電源回路４は、この主電源Ｂ１から入力された電圧ＶＣＣに基づいて、制御回路５やチャージポンプ回路４０などを作動させるための電圧を生成する。また、電源回路４は、主電源Ｂ１の電圧ＶＣＣを監視し、その監視結果に応じた制御信号を制御回路５に出力するように構成されている。
The
駆動信号出力回路１０は、電動モータ２を駆動するために、スイッチ素子Ｔｒ１、Ｔｒ２を後述するようにオン／オフするための駆動信号を出力するものであり、ＩＣチップに搭載されている。この駆動信号出力回路１０は、直列に接続されたＦＥＴ１１、１２を有しており、ＦＥＴ１１はＰチャンネル型のＭＯＳＦＥＴで、ＦＥＴ１２はＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴでそれぞれ構成されている。ＦＥＴ１１のドレインとＦＥＴ１２のドレインは互いに接続されており、両者１１、１２のゲートには信号源１３（制御信号生成手段）が接続されている。この信号源１３は、制御回路５で制御されることによって、ＰＷＭ制御信号をＦＥＴ１１、１２のゲートに供給する。
The drive
また、駆動信号出力回路１０は、Ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴで構成されたＦＥＴ２１と、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴで構成されたＦＥＴ２２と、信号源２３（制御信号生成手段）をさらに有しており、これらは、上述したＦＥＴ１１、１２および信号源１３と同様に互いに接続されている。また、ＦＥＴ２１のソースには電源回路４が接続され、ＦＥＴ２２のソースは接地されている。
The drive
スイッチ素子Ｔｒ１、Ｔｒ２は、ＩＣチップの外部に設けられており、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴでいずれも構成されている。このスイッチ素子Ｔｒ１のドレインには、主電源Ｂ１の正極が接続され、ゲートには、前述した駆動信号出力回路１０のＦＥＴ１１およびＦＥＴ１２が接続されている。具体的には、ＦＥＴ１１のドレインとＦＥＴ１２のドレインの間の接続点に、接続されている。
The switch elements Tr1 and Tr2 are provided outside the IC chip, and both are constituted by N-channel MOSFETs. The positive electrode of the main power supply B1 is connected to the drain of the switch element Tr1, and the FET 11 and
スイッチ素子Ｔｒ１のソースには、スイッチ素子Ｔｒ２のドレインが接続されている。これらの間の接続点には、ＦＥＴ１２のソースおよび電動モータ２が接続されている。また、スイッチ素子Ｔｒ２のゲートには、ＦＥＴ２１のドレインとＦＥＴ２２のドレインの間の接続点が接続され、ソースは接地されている。また、スイッチ素子Ｔｒ１のゲートとソースの間には、クランプ回路８が設けられている。
The drain of the switch element Tr2 is connected to the source of the switch element Tr1. The source of the
ブートストラップ回路３０は、ＩＣチップに搭載されたダイオード３１と、ＩＣチップの外部に設けられた電圧供給用コンデンサ３２を有している。コンデンサ３２の一方の電極は、前述した駆動信号出力回路１０のＦＥＴ１１のソースに接続され、他方の電極は、スイッチ素子Ｔｒ１、Ｔｒ２間の接続点よりも電動モータ２側に接続されている。また、ダイオード３１は、電圧供給用コンデンサ３２と電源回路４の間に設けられている。具体的には、ダイオード３１のアノードは電源回路４に接続され、カソードは、コンデンサ３２の一方の電極とＦＥＴ１１のソースの間の接続点に、接続されている。すなわち、電圧供給用コンデンサ３２の一方の電極は、ダイオード３１を介して、電源回路４にも接続されている。
The
チャージポンプ回路４０は、ＩＣチップに搭載されたダイオード４１、４２、ＦＥＴ４３、４４、およびＩＣチップの外部に設けられた大容量かつ高耐圧の昇圧用コンデンサ４６（第２の昇圧用コンデンサ）などを有している。ＦＥＴ４３およびＦＥＴ４４は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴおよびＮチャネルＭＯＳＦＥＴでそれぞれ構成されており、ＦＥＴ４３のソースには主電源Ｂ１が接続され、ＦＥＴ４４のソースは接地されている。また、両者４３，４４のゲートには、接地された信号源４５が接続され、ＦＥＴ４３，４４のドレイン間の接続点には、昇圧用コンデンサ４６の一方の電極が接続されている。
The
ダイオード４１，４２は、ブートストラップ回路３０のダイオード３１に並列に設けられている。両者４１，４２は、互いに直列かつ、それぞれのアノードが電源回路４側に向くように、接続されている。また、昇圧用コンデンサ４６の他方の電極は、ダイオード４１，４２の中間に接続されている。
The
一方、制御回路５は、電動モータ２を駆動するために、信号源１３，２３および４５を制御することによりＰＷＭ制御信号をそれぞれ生成し、生成したＰＷＭ制御信号を駆動信号出力回路１０のＦＥＴ１１，１２，２１および２２と、チャージポンプ回路４０のＦＥＴ４３，４４のそれぞれのゲートに入力する。
On the other hand, the
次いで、上述した負荷駆動制御回路１の動作を説明する。この負荷駆動制御回路１では、制御回路５による制御によって、信号源１３で生成されたＰＷＭ制御信号が、駆動信号出力回路１０のＦＥＴ１１、１２のそれぞれのゲートに入力される。その際、ＰＷＭ制御信号がローレベル（以下、「Ｌｏ」という）のときには、ＦＥＴ１１がオンされ、そのソース、ドレイン間の導通が確保される一方、ＦＥＴ１２がオフになり、その結果、ブートストラップ回路３０の電圧供給用コンデンサ３２から放電されることにより供給された電圧が、スイッチ素子Ｔｒ１のゲートに制御電圧信号として出力される。
Next, the operation of the load
その際、制御回路５による制御によって、ハイレベル（以下、「Ｈｉ」という）のＰＷＭ制御信号が、信号源２３で生成され、ＦＥＴ２１がオフされることによって、電源回路４からスイッチ素子Ｔｒ２への制御電圧信号の供給は行われない。したがって、スイッチ素子Ｔｒ２はオフの状態に維持される。
At this time, a high-level (hereinafter referred to as “Hi”) PWM control signal is generated by the
一方、信号源１３からのＰＷＭ制御信号がＨｉのときには、ＦＥＴ１１がオフされることによって、スイッチ素子Ｔｒ１への制御電圧信号の供給が停止されるとともに、電源回路４から電圧供給用コンデンサ３２に充電が行われる。その際、信号源２３からはＬｏのＰＷＭ制御信号が出力されることにより、ＦＥＴ２１がオンされる一方、ＦＥＴ２２がオフされることによって、電源回路４とスイッチ素子Ｔｒ２の間の導通が確保されるので、スイッチ素子Ｔｒ２のゲートに電圧が制御電圧信号として供給される。それにより、スイッチ素子Ｔｒ２がオンされることにより、ＦＥＴ１２のソースが接地される。
On the other hand, when the PWM control signal from the
以上のように、電圧供給用コンデンサ３２からの電圧供給およびＰＷＭ制御信号に基づくＦＥＴ１１のオン／オフによって、スイッチ素子Ｔｒ１のゲートに制御電圧信号が供給され、スイッチ素子Ｔｒ１は、この制御電圧信号に基づいてオン／オフされる。それにより、制御電圧信号が供給されたときには、スイッチ素子Ｔｒ１がオンされることによって、そのソース、ドレイン間の導通が確保され、主電源Ｂ１からの電圧が、電動モータ２に供給される。一方、制御電圧信号が停止されたときには、スイッチ素子Ｔｒ１がオフされることによって、電動モータ２への電圧の供給が停止される。
As described above, the control voltage signal is supplied to the gate of the switch element Tr1 by the voltage supply from the
チャージポンプ回路４０では、制御回路５による制御によって、信号源４５で生成されたＰＷＭ制御信号が、ＦＥＴ４３、４４のそれぞれのゲートに入力される。その際、ＰＷＭ制御信号がＨｉのときには、電源回路４からコンデンサ４６に、ダイオード４１を介して充電され、ＰＷＭ信号がＬｏに切り換わることによって、主電源Ｂ１からコンデンサ４６にＦＥＴ４３を介して電圧が供給されることによって、電源回路４から充電された電圧に主電源Ｂ１の電圧を加算した電圧が、ダイオード４２を介して、前述したブートストラップ回路３０の電圧供給用コンデンサ３２側に供給される。
In the
その結果、電圧供給用コンデンサ３２によるＦＥＴ１１への電圧の供給が補助される。すなわち、ＦＥＴ１１への放電により電圧供給用コンデンサ３２からの放電電圧が低下すると、電源回路４からの電圧供給とともに、昇圧用コンデンサ４６から電圧供給用コンデンサ３２に放電されることによって、電圧供給用コンデンサ３２に電荷が十分、蓄積される。それにより、電圧供給用コンデンサ３２からＦＥＴ１１に供給される電圧が維持され、その結果、スイッチ素子Ｔｒ１をオンするために入力される制御電圧信号の電圧が維持される。
As a result, the supply of voltage to the FET 11 by the
また、前述した駆動信号出力回路１０の信号源１３で生成されるＰＷＭ制御信号のデューティ比（以下、単に「デューティ比」という）が所定値（本実施形態においては「１」）以上のときには、電圧供給用コンデンサ３２からＦＥＴ１１への電圧の供給が常時、行われ、電圧供給用コンデンサ３２から供給される電圧が、スイッチ素子Ｔｒ１をオンさせるために必要な所要の電圧を確保できないおそれがあるので、これを補助するために、チャージポンプ回路４０が常時、駆動される。一方、デューティ比が「１」未満のときには、チャージポンプ回路４０は、スイッチ素子Ｔｒ１への制御電圧信号の電圧低下を招かないように、適宜、駆動される。
When the duty ratio (hereinafter simply referred to as “duty ratio”) of the PWM control signal generated by the
以上のように、本実施形態の負荷駆動制御回路１によれば、主電源Ｂ１の電圧低下や高デューティ比での駆動により、ブートストラップ回路３０の電圧供給用コンデンサ３２から供給される電圧が不足した場合でも、チャージポンプ回路４０の昇圧用コンデンサ４６による補助によって、駆動信号出力回路１０のＦＥＴ１１に供給される電圧を安定させることができ、その結果、電動モータ２に供給される電圧を制御するスイッチ素子Ｔｒ１を、安定して駆動することができる。また、あらかじめ充電された昇圧用コンデンサ４６からの放電によって電圧供給用コンデンサ３２の補助を行うので、電圧供給用コンデンサ３２の電圧が低下した場合でも、ＦＥＴ１１に供給される電圧を低下させることなく維持することができる。
As described above, according to the load
また、デューティ比が「１」未満で、電圧供給用コンデンサ３２の充電と放電が繰り返されるときに、充放電の反復に伴って発生するノイズを、チャージポンプ回路４０の昇圧用コンデンサ４６からの電圧供給によって低減でき、したがって、負荷駆動制御回路１の安定した動作を確保することができる。また、その結果、スイッチ素子Ｔｒ１のオン抵抗の増大を回避でき、熱の発生に伴う電力の損失を低減することもできる。さらに、チャージポンプ回路４０の昇圧用コンデンサ４６を、電圧維持やノイズ低減用のコンデンサとして使用するので、新たな搭載部品およびそのための搭載スペースを必要とすることなく、上記の効果を得ることができる。
In addition, when the duty ratio is less than “1” and the charging and discharging of the
また、ＩＣチップの外部に昇圧用コンデンサ４６が設けられているので、昇圧用コンデンサをＩＣチップに搭載する場合と比較して、より大容量のコンデンサを昇圧用コンデンサとして、低コストで用いることができ、それにより、ノイズや電力損失の低減などの上述した効果を、低コストで得ることができる。
Further, since the boosting
次いで、上述した第１実施形態に係る負荷駆動制御回路の第１の変形例について、図２を参照しながら説明する。図２は、本変形例に係る負荷駆動制御回路１ｄおよびこれによって駆動される電動モータ２などを示す回路図である。
Next, a first modification of the load drive control circuit according to the first embodiment described above will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a circuit diagram showing a load
この負荷駆動制御回路１ｄでは、前述した第１実施形態に係る負荷駆動制御回路１と比較して、電源回路４に代えて副電源Ｂ２が設けられており、この副電源Ｂ２の正極に、ブートストラップ回路３０が接続されている。したがって、ブートストラップ回路３０の電圧供給用コンデンサ３２には、副電源Ｂ２から電圧が直接、供給される。また、クランプ回路８が省略されている。他の構成は、前述した第１実施形態と同様である。
In this load
次いで、上述した第１実施形態に係る負荷駆動制御回路の第２の変形例について、図３を参照しながら説明する。図３は、本変形例に係る負荷駆動制御回路１ｅおよびこれによって駆動される電動モータ２などを示す回路図である。
Next, a second modification of the load drive control circuit according to the first embodiment described above will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a circuit diagram showing the load
この負荷駆動制御回路１ｅでは、前述した第１実施形態に係る負荷駆動制御回路１と比較して、副電源Ｂ２が設けられており、この副電源Ｂ２の正極に、電源回路４が接続されている。また、ブートストラップ回路３０およびチャージポンプ回路４０の一部や電源回路４などは、前述した第１実施形態と同様に、ＩＣチップ３に搭載されている。他の構成は、前述した第１実施形態と同様である。
In this load
以上の構成の第１および第２変形例の負荷駆動制御回路１ｄ、１ｅでも、電圧供給用コンデンサ３２からＦＥＴ１１への電圧の供給を、チャージポンプ回路４０によって補助するので、副電源Ｂ２や電源回路４などの電源にかかわらず、ＦＥＴ１１への安定した電圧供給を確保することができる。
Even in the load
次に、本発明の第２実施形態に係る負荷駆動制御回路について、図４〜図６を参照しながら説明する。図２は、第２実施形態に係る負荷駆動制御回路１ａを示す回路図である。図５は、負荷駆動回路１ａで用いられる第１チャージポンプ回路ＣＰ１を示す回路図である。図６は、第１チャージポンプ回路ＣＰ１の動作を説明するためのタイミングチャートである。本実施形態による負荷駆動制御回路１ａは、前述した第１実施形態と比較して、２つのチャージポンプ回路を設けた点が、主に異なっている。以下、第１実施形態と共通する構成要素については同じ符号を付し、第１実施形態との差異を中心として説明する。
Next, a load drive control circuit according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 2 is a circuit diagram showing a load
この負荷駆動制御回路１ａは、チャージポンプ回路４０ａとして、第１チャージポンプ回路ＣＰ１および第２チャージポンプ回路ＣＰ２を備えている。第２チャージポンプ回路ＣＰ２は、前述した第１実施形態のチャージポンプ回路４０と全く同じ構成を有している。第１チャージポンプ回路ＣＰ１は、ＩＣチップ３に搭載されており、基本回路５１〜５３、チャージポンプ駆動回路５４〜５６およびダイオード５７を有している。
The load
基本回路５１は、コンデンサ５１ａおよびダイオード５１ｂを有している。コンデンサ５１ａの一方の電極は、ダイオード５１ｂを介して主電源Ｂ１の正極に接続されており、他方の電極は、チャージポンプ駆動回路５４に接続されている。また、ダイオード５１ｂのカソードがコンデンサ５１ａに、アノードが主電源Ｂ１に接続されている。
The basic circuit 51 includes a
基本回路５２は、基本回路５１と同様に構成されており、コンデンサ５２ａおよびダイオード５２ｂを有している。コンデンサ５２ａの一方の電極は、ダイオード５２ｂを介して基本回路５１のコンデンサ５１ａの一方の電極に接続されており、他方の電極はチャージポンプ駆動回路５５に接続されている。また、ダイオード５２ｂは、基本回路４１のダイオード５１ｂと同じ方向で配置されている。
The
基本回路５３もまた、基本回路５２と同様に構成されており、コンデンサ５３ａ（第１の昇圧用コンデンサ）およびダイオード５３ｂを有し、隣接する基本回路５２に対し、基本回路５２と同様に接続されている。
The
チャージポンプ駆動回路５４〜５６は、制御回路５から入力されるチャージポンプ駆動信号に基づいて、基本回路５１〜５３を駆動する回路である。チャージポンプ駆動回路５４は、ＦＥＴ５４ａおよびＦＥＴ５４ｂを有しており、ＦＥＴ５４ａはＰチャンネルチャンネルＭＯＳＦＥＴで、ＦＥＴ５４ｂはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴでそれぞれ構成されている。また、ＦＥＴ５４ａのドレインと、ＦＥＴ５４ｂのドレインが互いに接続されており、両者の間の接続点に、コンデンサ５１ａの他方の電極が接続されている。また、ＦＥＴ５４ａのソースには、電源回路４から電圧ＶＣＡが供給され、ＦＥＴ５４ｂのソースは接地されている。また、ＦＥＴ５４ａおよびＦＥＴ５４ｂのゲートには、制御回路５が接続されており、両者５４ａ，５４ｂをオン／オフするためのチャージポンプ駆動信号ＮＰ１およびＮＮ１が、制御回路５からそれぞれ供給される。
The charge
チャージポンプ駆動回路５５，５６は、チャージポンプ駆動回路５４と同様に構成されており、チャージポンプ駆動回路５５のＦＥＴ５５ａ，５５ｂには、チャージポンプ駆動信号ＮＰ２，ＮＮ２がそれぞれ供給され、チャージポンプ駆動回路５６のＦＥＴ５６ａ，５６ｂには、チャージポンプ駆動信号ＮＰ３，ＮＮ３がそれぞれ供給される。
The charge
第１チャージポンプ回路ＣＰ１の出力は、前述したブートストラップ回路３０の電圧供給用コンデンサ３２と駆動信号出力回路１０のＦＥＴ１１とを接続するラインに、ダイオード５７を介して接続されている。このダイオード５７のアノードは、基本回路５３のコンデンサ５３ａ側に、カソードは電圧供給用コンデンサ３２側にそれぞれ接続されている。なお、このチャージポンプ回路ＣＰ１は、前述したようにＩＣチップ３に搭載されているので、コンデンサ５１ａ〜５３ａとして、チャージポンプ回路ＣＰ２の昇圧用コンデンサ４６よりも低容量かつ低耐圧のものが採用されている。
The output of the first charge pump circuit CP1 is connected via a
次いで、上述した第１チャージポンプ回路ＣＰ１の動作について説明する。図６に示すように、第１チャージポンプ回路ＣＰ１の駆動中、チャージポンプ駆動回路５４、５６の各ＦＥＴにチャージポンプ駆動信号として、ＬｏのＰＷＭ制御信号が入力され、チャージポンプ駆動回路５５の各ＦＥＴにＨｉのＰＷＭ信号が入力されている場合に、時刻ｔ１において、ＦＥＴ５４ａ、５６ａに対するＰＷＭ制御信号がＨｉに，ＦＥＴ５５ｂに対するＰＷＭ制御信号がＬｏにそれぞれ切り換えられる。それにより、ＦＥＴ５４ａ〜５６ａおよび５４ｂ〜５６ｂがいずれもオフされる。
Next, the operation of the first charge pump circuit CP1 described above will be described. As shown in FIG. 6, during the driving of the first charge pump circuit CP1, a Lo PWM control signal is input as a charge pump drive signal to each FET of the charge
時刻ｔ１から若干の間隔をおいた時刻ｔ２において、ＦＥＴ５４ｂ、５６ｂに対するＰＷＭ制御信号がＨｉに切り換えられるとともに、ＦＥＴ５５ａに対するＰＷＭ制御信号がＬｏに切り換えられる。それにより、ＦＥＴ５４ｂ、５６ｂがオンされることにより、コンデンサ５１ａに電圧ＶＣＣが充電されるとともに、コンデンサ５２ａに電圧ＶＣＡが供給され、コンデンサ５２ａにあらかじめ充電されていた電圧に、電圧ＶＣＡを加算した電圧が、ダイオード５３ｂを介し、コンデンサ５３ａに充電される。
At time t2 having a slight interval from time t1, the PWM control signal for
次に、時刻ｔ３において、ＦＥＴ５４ｂ、５６ｂに対するＰＷＭ制御信号がＬｏに切り換えられるとともに、ＦＥＴ５５ａに対するＰＷＭ制御信号がＨｉに切り換えられると、ＦＥＴ５４ａ〜５６ａおよび５４ｂ〜５６ｂがいずれもオフされる。 Next, when the PWM control signal for the FETs 54b and 56b is switched to Lo at time t3, and the PWM control signal for the FET 55a is switched to Hi, all of the FETs 54a to 56a and 54b to 56b are turned off.
そして、時刻ｔ３から若干の間隔をおいた時刻ｔ４において、ＦＥＴ５４ａ、５６ａに対するＰＷＭ制御信号がＬｏに切り換えられるとともに、ＦＥＴ５５ｂに対するＰＷＭ制御信号がＨｉに切り換えられると、ＦＥＴ５４ａ、５５ｂ、５６ａがオンされる。これにより、コンデンサ５１ａに電圧ＶＣＡが供給され、コンデンサ５１ａにあらかじめ充電されていた電圧に、電圧ＶＣＡを加算した電圧が、ダイオード５２ｂを介し、コンデンサ５２ａに充電される。また、コンデンサ５３ａに電圧ＶＣＡがさらに供給されることにより、最終的に昇圧された電圧が、チャージポンプ回路ＣＰ１から出力される。
At a time t4 with a slight interval from the time t3, the PWM control signal for the
以上のような動作が周期的に繰り返されるように、制御回路５は、チャージポンプ駆動回路５４、５６に対して同一周期で同位相のパルス信号を、チャージポンプ駆動回路５５に対してほぼ逆位相のパルス信号を、チャージポンプ駆動信号としてそれぞれ出力する。チャージポンプ駆動回路５４〜５６は、チャージポンプ駆動信号に基づいて、コンデンサ５１ａ〜５３ａの一方の電極を電源回路４に接続または接地する。これにより、コンデンサ５１ａ〜５３ａの充放電が繰り返され、主電源Ｂ１の電圧ＶＣＣを、昇圧してコンデンサ５３ａから出力する。
In order to repeat the above operation periodically, the
そして、時刻ｔ５において、第１チャージポンプ回路ＣＰ１に入力される電圧ＶＣＡが、コンデンサ５１ａ〜５３ａの耐圧に応じてあらかじめ設定された所定の電圧を上回ったことが検出されると、制御回路５は、第１チャージポンプ回路ＣＰ１の駆動を停止し、各チャージポンプ駆動信号をＨｉに固定する。これにより、コンデンサ５１ａ〜５３ａが接地される。なお、この所定の電圧は、コンデンサ５１ａ〜５３ａを保護するために、コンデンサ５１ａ〜５３ａの耐圧よりも低い値に設定されている。
At time t5, when it is detected that the voltage VCA input to the first charge pump circuit CP1 exceeds a predetermined voltage set in advance according to the withstand voltages of the
以上のように、本実施形態の負荷駆動制御回路１ａによれば、副電源Ｂ２の電圧ＶＣと、第１チャージポンプ回路ＣＰ１のコンデンサ５１ａ〜５３ａと、第２チャージポンプ回路ＣＰ２の昇圧用コンデンサ４６の耐圧に応じて、第１および第２のチャージポンプ回路ＣＰ１、ＣＰ２が切り換えて駆動される。それにより、副電源Ｂ２の電圧ＶＣの変化に応じて、耐圧が互いに異なるコンデンサ５１ａ〜５３ｃと第２の昇圧用コンデンサ４６とを、適切に切り換えて使用することができる。その結果、ノイズ低減などの前述した効果を、副電源Ｂ２の電圧の変動にかかわらず得ることができる。
As described above, according to the load
また、第１チャージポンプ回路ＣＰ１のコンデンサ５１ａ〜５３ａがＩＣチップ３に搭載されているので、ＩＣチップ３の外部に設けた場合と比較して、配線のＬ成分を抑制することができる。
Further, since the
次いで、上述した第２実施形態に係る負荷駆動制御回路の第１の変形例について、図７および図８を参照しながら説明する。図７は、本変形例に係る負荷駆動制御回路１ｂおよびこれによって駆動される電動モータ２などを示す回路図である。図８は、本変形例における第２チャージポンプ回路ＣＰ２の逆流防止用スイッチの動作を説明するためのタイミングチャートである。
Next, a first modification of the load drive control circuit according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 7 is a circuit diagram showing a load
この負荷駆動制御回路１ｂでは、第２チャージポンプ回路ＣＰ２のダイオード４１に代えて、スイッチＳ１が設けられている。このスイッチＳ１は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されており、そのソースが電源回路４側に、ドレインがダイオード４２「側にそれぞれ接続されている。また、そのゲートには制御回路５が接続されており、スイッチＳ１は、制御回路５から供給される駆動信号に基づいて、オン／オフされる。他の構成は、前述した第２実施形態の負荷駆動制御回路１ａと同じである。
In the load
図８に示すように、この負荷駆動制御回路１ｂでは、第２チャージポンプ回路ＣＰ２が駆動されているときには、スイッチＳ１への駆動信号の供給が行われず、スイッチＳ１はオフに維持される。時刻ｔ１１において、第２チャージポンプ回路ＣＰ２が停止され、第２チャージポンプ回路ＣＰ２でのＰＷＭ制御信号がＨｉに維持されると同時に、スイッチＳ１はオンされる。
As shown in FIG. 8, in the load
次いで、第２実施形態に係る負荷駆動制御回路の第２の変形例について、図９〜１２を参照しながら説明する。図９は、第１チャージポンプ回路の変形例を示す回路図である。図１０は、第１チャージポンプ回路の変形例の第１の動作例を説明するためのタイミングチャートである。図１１は第１チャージポンプ回路の変形例の第２の動作例を説明するためのタイミングチャートである。図１２は、第１チャージポンプ回路の変形例の第３の動作例を説明するためのタイミングチャートである。 Next, a second modification of the load drive control circuit according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 9 is a circuit diagram showing a modification of the first charge pump circuit. FIG. 10 is a timing chart for explaining a first operation example of a modification of the first charge pump circuit. FIG. 11 is a timing chart for explaining a second operation example of a modification of the first charge pump circuit. FIG. 12 is a timing chart for explaining a third operation example of a modification of the first charge pump circuit.
図９に示すように、本変形例の第１チャージポンプ回路ＣＰ１ａでは、前述した第２実施形態の第１チャージポンプ回路ＣＰ１のダイオード５１ｂ〜５３ｂに代えて、ＦＥＴ５１ｃ〜５３ｃが設けられており、これらとコンデンサ５１ａ〜５３ａによって、基本回路５１ｄ〜５３ｄがそれぞれ構成されている。ＦＥＴ５１ｃ〜５３ｃは、いずれもＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されており、各ＦＥＴのドレインが第１チャージポンプ回路ＣＰ１ａの出力側に、ソースが主電源Ｂ１側にそれぞれ接続されている。また、各ＦＥＴのゲートは、制御回路５に接続されており、制御回路５から供給される駆動信号Ｍ１〜Ｍ３によって、ＦＥＴ５１ｃ〜５３ｃのオン／オフがそれぞれ切り換えられる。
As shown in FIG. 9, in the first charge pump circuit CP1a of this modification,
次いで、この第１チャージポンプ回路ＣＰ１ａの第１の動作例を説明する。図１０に示すように、チャージポンプ駆動回路５４〜５６の動作は、前述した第２実施形態の第１チャージポンプ回路ＣＰ１と全く同じである。また、時刻ｔ６において、前述したように電圧ＶＣＡが所定の電圧を上回り、第１チャージポンプ回路ＣＰ１ａの駆動が停止がされるまで、ＦＥＴ５１ｃ〜５３ｃは、オンに維持される。また、時刻ｔ６において、第１チャージポンプ回路ＣＰ１ａの駆動が停止されると、駆動信号Ｍ１〜Ｍ３によって、ＦＥＴ５１ｃ〜５３ｃがいずれもオフに切り換えられる。
Next, a first operation example of the first charge pump circuit CP1a will be described. As shown in FIG. 10, the operation of the charge
次いで、第１チャージポンプ回路ＣＰ１ａの第２の動作例を説明する。図１１に示すように、チャージポンプ駆動回路５４〜５６の動作は、前述した第２実施形態と全く同じである。ＦＥＴ５２ｃは、時刻ｔ１において、駆動信号Ｍ２によってオフからオンに切り換えられる。それにより、コンデンサ５１ａからコンデンサ５２ａへの導通が確保されるとともに、電圧の供給が行われる。また、ＦＥＴ５１ｃ、５３ｃは、時刻ｔ２において、駆動信号Ｍ１、Ｍ３によってオンからオフに切り換えられ、時刻ｔ３において、オンに切り換えられる。また、ＦＥＴ５２ｃは、時刻ｔ４において、オンからオフに切り換えられる。以上のようなＦＥＴ５１ｃ〜５３ｃの動作は、チャージポンプ駆動回路５４〜５５の動作に同期して行われる。そして、時刻ｔ６において、第１チャージポンプ回路ＣＰ１ａの駆動が停止されると、ＦＥＴ５１ｃ〜５３ｃはいずれも、第１チャージポンプ回路ＣＰ１ａの駆動が再開されるまで、オフに維持される。
Next, a second operation example of the first charge pump circuit CP1a will be described. As shown in FIG. 11, the operations of the charge
次いで、第１チャージポンプ回路ＣＰ１ａの第３の動作例を説明する。図１２に示すように、デューティ比が「１」で第１チャージポンプ回路ＣＰ１ａが駆動されているときのチャージポンプ駆動回路５４〜５６およびＦＥＴ５１ｃ〜５３ｃの動作は、前述した第２の動作例と全く同じである。時刻ｔ８において、デューティ比が「１」を下回ると、チャージポンプ駆動回路５４〜５６の各ＦＥＴは、そのときのオン／オフの状態を、期間Ｔが経過するまで維持し、時刻ｔ９において、いずれもオンに切り換えられる。一方、基本回路５１ｄ〜５３ｄのＦＥＴ５１ｃ〜５３ｃは、時刻ｔ８においていずれも一旦、オフされ、期間Ｔが経過した時刻ｔ９において、いずれもオンに切り換えられる。
Next, a third operation example of the first charge pump circuit CP1a will be described. As shown in FIG. 12, when the duty ratio is “1” and the first charge pump circuit CP1a is driven, the operation of the charge
次いで、第２実施形態に係る負荷駆動制御回路の第３の変形例について、図１３〜図１６を参照しながら説明する。図１３は、第２実施形態に係る負荷駆動制御回路の第２の変形例、およびこれによって駆動される電動モータ２などを示す回路図である。図１４は、逆流防止用スイッチの第１の動作例を説明するためのタイミングチャートである。図１５は、逆流防止用スイッチの第２の動作例を説明するためのタイミングチャートである。図１６は、逆流防止用スイッチの第３の動作例を説明するためのタイミングチャートである。
Next, a third modification of the load drive control circuit according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 13 is a circuit diagram showing a second modification of the load drive control circuit according to the second embodiment and the
本変形例の負荷駆動制御回路１ｃでは、ブートストラップ回路３０のダイオード３１に代えてスイッチＳ２が、第２チャージポンプ回路ＣＰ２のダイオード４１，４２に代えてスイッチＳ１，Ｓ３（逆流防止用スイッチ）が、第１チャージポンプ回路ＣＰ１のダイオード５７に代えてスイッチＳ４（逆流防止用スイッチ）が、それぞれ設けられている。これらは、いずれもＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されており、スイッチＳ１〜Ｓ３のソースは電源回路４側に接続され、スイッチＳ４のソースは、第１チャージポンプ回路ＣＰ１のコンデンサ５３ａ側に接続されている。また、スイッチＳ１〜Ｓ４のゲートは制御回路５に接続されており、制御回路５から供給される駆動信号によって、各ＦＥＴのオン／オフが切り換えられる。
In the load
次いで、本変形例におけるスイッチＳ１〜Ｓ４の第１の動作例について説明する。図１４に示すように、ブートストラップ回路３０のスイッチＳ２および第２チャージポンプ回路ＣＰ２のスイッチＳ１は、常時オフされている。一方、スイッチ素子Ｔｒ１に制御電圧信号が供給され、スイッチ素子Ｔｒ１がオンされているときには、第２チャージポンプ回路ＣＰ２のスイッチＳ３および第１チャージポンプ回路ＣＰ１のスイッチＳ４は、オフされており、時刻ｔ２２でスイッチ素子Ｔｒ１がオフされるのに先立つ時刻ｔ２１において、オンされる。そして、時刻ｔ２３でスイッチ素子Ｔｒ１がオンされると、その直後の時刻ｔ２４において、スイッチＳ３、Ｓ４は、オフされる。スイッチＳ１〜Ｓ４の以上のような動作は、制御電圧信号によりスイッチ素子Ｔｒ１がオン／オフされるのに同期して実行される。
Next, a first operation example of the switches S1 to S4 in this modification will be described. As shown in FIG. 14, the switch S2 of the
次いで、本変形例におけるスイッチＳ１〜Ｓ４の第２の動作例について説明する。図１５に示すように、この動作例では、制御電圧信号に従い、スイッチ素子Ｔｒ１がオン／オフされるのにかかわらず、スイッチＳ１は、常時、オンに維持され、スイッチＳ２〜Ｓ３は、オフに維持される。 Next, a second operation example of the switches S1 to S4 in this modification will be described. As shown in FIG. 15, in this operation example, according to the control voltage signal, the switch S1 is always kept on regardless of whether the switch element Tr1 is turned on or off, and the switches S2 to S3 are turned off. Maintained.
次いで本変形例におけるスイッチＳ１〜Ｓ４の第３の動作例について説明する。図１６に示すように、この動作例では、スイッチＳ１〜Ｓ４はいずれも、時刻ｔ２２においてスイッチ素子Ｔｒ１がオフされる直前の時刻ｔ２１において、オンされる。そして、時刻ｔ２３においてスイッチ素子Ｔｒ１がオフされた直後の時刻ｔ２４において、スイッチＳ１〜Ｓ４は、いずれもオフされる。スイッチ委Ｓ１〜Ｓ４の以上のような動作は、制御電圧信号によりスイッチ素子Ｔｒ１がオン／オフされるのに同期して実行される。 Next, a third operation example of the switches S1 to S4 in this modification will be described. As shown in FIG. 16, in this operation example, all of the switches S1 to S4 are turned on at time t21 immediately before the switch element Tr1 is turned off at time t22. Then, at time t24 immediately after the switching element Tr1 is turned off at time t23, the switches S1 to S4 are all turned off. The above operations of the switch committees S1 to S4 are executed in synchronization with the switching element Tr1 being turned on / off by the control voltage signal.
次いで、第１および第２チャージポンプ回路ＣＰ１、ＣＰ２の切り換えについての動作例を説明する。図１７に示すように、スイッチ素子Ｔｒ１に対するデューティ比が比較的、小さく、スイッチ素子Ｔｒ１のオン／オフが１回、行われる間にブートストラップ回路３０の電圧供給用コンデンサ３２から放出される電荷が、第１チャージポンプ回路ＣＰ１のコンデンサ５３ａの容量よりも少ないときには、制御回路５は、第１チャージポンプ回路ＣＰ１のみを駆動する。
Next, an operation example for switching between the first and second charge pump circuits CP1 and CP2 will be described. As shown in FIG. 17, the duty ratio with respect to the switch element Tr1 is relatively small, and the charge discharged from the
また、デューティ比がより大きく、スイッチ素子Ｔｒ１が一回、オン／オフがされる間にブートストラップ回路３０の電圧供給用コンデンサ３２から放出される電荷が、第１チャージポンプ回路ＣＰ１のコンデンサ５３ａの容量を上回るときには、制御回路５は、第１チャージポンプ回路ＣＰ１と同時に第２チャージポンプ回路ＣＰ２を駆動する。
In addition, the charge discharged from the
第１チャージポンプ回路ＣＰ１のスイッチＳ４は、時刻ｔ３２において、スイッチ素子Ｔｒ１がオンされる直前の時刻ｔ３１においてオンされ、時刻ｔ３３においてスイッチ素子Ｔｒ１がオフされた直後の時刻ｔ３４において、オフされる。 The switch S4 of the first charge pump circuit CP1 is turned on at time t32 immediately before the switch element Tr1 is turned on, and is turned off at time t34 immediately after the switch element Tr1 is turned off at time t33.
このような動作が、制御電圧信号に同期して繰り返された後、時刻ｔ３５において、デューティ比がより大きな値に変更され、スイッチ素子Ｔｒ１の１回のオン時間が時刻ｔ３５以前よりも長くなると、制御回路５は、第２チャージポンプ回路ＣＰ２の駆動を開始させる。スイッチＳ４は、デューティ比が切り換わった後も、切り換わる前と同様に、スイッチ素子Ｔｒ１のオン／オフに同期してオン／オフされる。
After such an operation is repeated in synchronization with the control voltage signal, at time t35, the duty ratio is changed to a larger value, and when one on-time of the switch element Tr1 becomes longer than before time t35, The
なお、上述した動作例では、より大きなデューティ比への切り換え後は、第１および第２チャージポンプ回路ＣＰ１，ＣＰ２の双方を駆動するように制御しているが、昇圧用コンデンサ５３ａの容量がより小さな第１チャージポンプ回路ＣＰ１を停止し、より大容量の昇圧用コンデンサ４６を有する第２チャージポンプ回路ＣＰ２のみを駆動するようにしてもよい。
In the above-described operation example, after switching to a larger duty ratio, control is performed so that both the first and second charge pump circuits CP1 and CP2 are driven, but the capacitance of the boosting
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨の範囲内で、細部の構成を適宜、変更することが可能である。 It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and it is possible to appropriately change the detailed configuration within the scope of the gist of the present invention.
１，１ａ〜１ｅ 負荷駆動制御回路
２ 電動モータ（負荷）
３ ＩＣチップ
４ 電源回路（電源電圧検出手段）
５ 制御回路（制御信号生成手段、チャージポンプ回路制御手段）
１０ 駆動信号出力回路（制御電圧出力手段）
１３ 信号源（制御信号生成手段）
２３ 信号源（制御信号生成手段）
３０ ブートストラップ回路
３２ 電圧供給用コンデンサ
４０ チャージポンプ回路
４０ａ チャージポンプ回路
４６ 昇圧用コンデンサ（第２の昇圧用コンデンサ）
５３ａ コンデンサ（第１の昇圧用コンデンサ）
Ｂ１ 主電源
Ｂ２ 副電源
Ｔｒ１ スイッチ素子
Ｔｒ２ スイッチ素子
ＣＰ１ 第１チャージポンプ回路
ＣＰ１ａ 第１チャージポンプ回路
ＣＰ２ 第２チャージポンプ回路
Ｓ３ スイッチ（逆流防止用スイッチ）
Ｓ４ スイッチ（逆流防止用スイッチ）
1, 1a-1e Load drive control circuit
2 Electric motor (load)
3 IC chip
4 Power supply circuit (Power supply voltage detection means)
5 Control circuit (control signal generation means, charge pump circuit control means)
10 Drive signal output circuit (control voltage output means)
13 Signal source (control signal generating means)
23 Signal source (control signal generating means)
30
53a Capacitor (first boosting capacitor)
B1 Main power supply B2 Sub power supply Tr1 Switch element Tr2 Switch element CP1 First charge pump circuit CP1a First charge pump circuit CP2 Second charge pump circuit S3 Switch (backflow prevention switch)
S4 switch (backflow prevention switch)
Claims (6)
副電源と、
前記負荷を駆動するためのパルス幅変調制御信号を生成する制御信号生成手段と、
当該制御信号生成手段により生成されたパルス幅変調制御信号に基づいてオン／オフされることによって、制御電圧信号を出力するための制御電圧出力手段と、
一方の電極が前記副電源側および前記制御電圧出力手段側に接続された電圧供給用コンデンサを有し、前記制御電圧出力手段がオン／オフされるのに応じて、前記副電源から前記電圧供給用コンデンサへの充電、および当該電圧供給用コンデンサから前記制御電圧出力手段への電圧の供給を行うことにより、当該制御電圧出力手段に制御電圧信号を出力させるブートストラップ回路と、
前記主電源に接続され、前記制御電圧出力手段から出力された制御電圧信号に基づいてオン／オフされるのに応じて、前記主電源と前記負荷の間を導通させるスイッチ素子と、
一方の電極が前記電圧供給用コンデンサ側に接続された昇圧用コンデンサを有し、前記主電源および前記副電源の少なくとも一方に接続されたチャージポンプ回路と、
前記チャージポンプ回路に接続された前記主電源または前記副電源から前記昇圧用コンデンサへの充電を行わせる一方、前記パルス幅変調制御信号のデューティ比が所定値よりも小さいときに、前記昇圧用コンデンサから前記電圧供給用コンデンサ側に放電させ、当該電圧供給用コンデンサから前記制御電圧出力手段への電圧の供給を補助させるように、前記チャージポンプ回路を制御するチャージポンプ回路制御手段と、
を備えていることを特徴とする負荷駆動制御回路。 A load drive control circuit for driving a load by controlling a voltage supplied from a main power source,
Sub power supply,
Control signal generating means for generating a pulse width modulation control signal for driving the load;
A control voltage output means for outputting a control voltage signal by being turned on / off based on the pulse width modulation control signal generated by the control signal generation means;
One electrode has a voltage supply capacitor connected to the sub power supply side and the control voltage output means side, and the voltage supply from the sub power supply in response to turning on / off of the control voltage output means A bootstrap circuit that causes the control voltage output means to output a control voltage signal by charging the capacitor and supplying the voltage from the voltage supply capacitor to the control voltage output means;
A switch element that is connected to the main power supply and that conducts between the main power supply and the load in response to being turned on / off based on a control voltage signal output from the control voltage output means;
A charge pump circuit having one electrode having a boosting capacitor connected to the voltage supply capacitor side, and connected to at least one of the main power supply and the sub-power supply;
The boosting capacitor is charged when the boosting capacitor is charged from the main power supply or the sub power supply connected to the charge pump circuit while the duty ratio of the pulse width modulation control signal is smaller than a predetermined value. Charge pump circuit control means for controlling the charge pump circuit to discharge from the voltage supply capacitor side to the control voltage output means from the voltage supply capacitor.
A load drive control circuit comprising:
前記第１のチャージポンプ回路に接続された前記副電源または前記主電源の電圧を検出する電源電圧検出手段をさらに備え、
前記チャージポンプ回路制御手段は、前記電源電圧検出手段によって検出された電圧と、前記第１および第２の昇圧用コンデンサの耐圧とに応じて、前記第１および第２のチャージポンプ回路を切り換えて駆動するように、前記チャージポンプ回路を制御することを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動制御回路。 The charge pump circuit includes at least a first charge pump circuit having a first boosting capacitor as the boosting capacitor, and a second boosting voltage higher than that of the first boosting capacitor as the boosting capacitor. And a second charge pump circuit having a capacitor for use,
A power supply voltage detecting means for detecting a voltage of the sub power supply or the main power supply connected to the first charge pump circuit;
The charge pump circuit control means switches between the first and second charge pump circuits according to the voltage detected by the power supply voltage detection means and the withstand voltage of the first and second boost capacitors. The load drive control circuit according to claim 1, wherein the charge pump circuit is controlled to be driven.
前記第２の昇圧用コンデンサは、前記ＩＣチップの外部に設けられていることを特徴とする請求項２または３に記載の負荷駆動制御回路。 At least a part of the charge pump circuit is mounted on an IC chip,
4. The load drive control circuit according to claim 2, wherein the second boosting capacitor is provided outside the IC chip.
当該逆流防止用スイッチ素子は、前記デューティ比が前記所定値よりも小さいときにオンされることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の負荷駆動制御回路。 A backflow prevention switch provided between the boosting capacitor and the voltage supply capacitor;
6. The load drive control circuit according to claim 1, wherein the backflow prevention switch element is turned on when the duty ratio is smaller than the predetermined value.
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