JP2012156794A - 鋸波生成回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 １つの出力コンデンサを用いて、安定した振幅を有し、電圧急変時の傾きが急峻な鋸波電圧を容易に生成することができる鋸波生成回路を提供する。
【解決手段】 電流源９の電流を出力コンデンサ３の第１端子３ａから第２端子３ｂへ流す第１の接続状態と電流源９の電流を出力コンデンサ３の第２端子３ｂから第１端子３ａへ流す第２の接続状態とを切り替えるスイッチ回路１１と、スイッチ回路１１の各接続状態において出力電圧ＶＯＵＴが中間電圧ＶＭに対して所定のしきい値ＶＨに達した場合に、その後の所定の期間の少なくとも一部の期間にスイッチ回路１１を他方の接続状態に切り替えるスイッチ制御回路４とを有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、所定の振幅と所定の周波数で鋸歯波形を有する鋸波電圧を生成する鋸波生成回路に関する。

スイッチング電源などに用いられるＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）回路においては、鋸波電圧と制御電圧との比較によりスイッチングパルス信号を生成している。図７は従来の鋸波生成回路の構成を示す回路図およびこれにより生成される鋸波電圧の時間変化を示す波形図である。図７（ａ）は鋸波生成回路の回路図を示し、図７（ｂ）はこの回路により生成される理想的な波形図を示している。図７（ａ）に示されるように、鋸波生成回路は、定電流源７０と、スイッチ７３と、出力コンデンサ７１と、比較器７２とを有しており、スイッチ７３をオンまたはオフに切り替えることにより、出力コンデンサ７１を充放電し、出力コンデンサ７１に印加される電圧である出力電圧ＶＯＵＴを比較器７２で所定のしきい値ＶＨ，ＶＬと比較することにより変化させて鋸歯状の波形が出力される。具体的には、スイッチ７３がオフ状態のとき、定電流源７０は出力コンデンサ７１を定電流により充電する。これにより出力コンデンサ７３に印加される出力電圧ＶＯＵＴが上昇し、最大値を示すしきい値ＶＨに達すると比較器７２の出力が反転し、スイッチ７３をオン状態に切り替える。スイッチ７３がオン状態のとき、定電流源７０はグランドに接続され、出力コンデンサ７１に蓄積された電荷はグランドに放電される。これにより出力コンデンサ７３に印加される出力電圧ＶＯＵＴは一気に下降し、最小値を示すしきい値ＶＬに達すると再び比較器７２の出力が反転し、スイッチ７３をオフ状態に切り替える。従来の鋸波電圧生成回路においては、このような一連の動作が繰り返されることにより、図７（ｂ）に示すような、最小値ＶＬと最大値ＶＨとの間を線形に上昇しては急降下する鋸波電圧が生成される。

このような従来の鋸波電圧生成回路においては、上述のとおり、出力コンデンサ７１の放電により鋸波電圧が急降下するが、この急激な電圧変化に比較器７２の動作が追い付かず動作遅延が生じる場合があった。比較器７２に動作遅延が生じると、出力電圧ＶＯＵＴが最小値ＶＬに達してもスイッチ７３がすぐにはオフ状態に移行しないため、出力電圧ＶＯＵＴが最小値ＶＬを下回ってしまうアンダーシュートが発生する。アンダーシュートが発生するとアンダーシュートした分、最大値ＶＨに達するまでの時間が長くなるため、発振周期が増大してしまい、鋸波電圧の周波数（スイッチング周波数）を高周波数化することが困難となる。

このような問題を解決するための構成として、例えば特許文献１のような鋸波生成回路が知られている。図８は従来の他の鋸波生成回路の構成を示す回路図およびこの回路の各電圧の時間変化を示す波形図である。図８（ａ）は鋸波生成回路の回路図を示し、図８（ｂ）はこの回路により生成される理想的な波形図を示している。図８（ａ）に示されるように、この鋸波生成回路は、定電流源７０と、最大値ＶＨと鋸波の出力電圧ＶＯＵＴとを比較する比較回路７６の比較結果に応じて交互に充放電を繰り返す２つの出力コンデンサ７４，７５と、出力コンデンサ７４，７５を充電させるための充電スイッチ７７，７８と、出力コンデンサ７４，７５を放電させるための放電スイッチ７９，８０とを備えている。この鋸波生成回路は、充電スイッチ７７，７８がオン状態またはオフ状態となるとき対応する放電スイッチ７９，８０はオフ状態またはオン状態となるように構成されている。出力電圧ＶＯＵＴが最大値ＶＨに到達すると、比較回路７６の出力電圧Ｖｃｍｐが反転し、各スイッチ７７〜８０のオンオフが切り替わる。例えば充電スイッチ７７がオン状態になり、充電スイッチ７８がオフ状態となると、出力電圧ＶＯＵＴは出力コンデンサ７４の電圧Ｖｃ１と等しくなる。出力コンデンサ７４の電圧Ｖｃ１はそれまで放電スイッチ７９がオン状態となることによって放電されていたので出力コンデンサ７４の電圧Ｖｃ１が最小値ＶＬとなっており、スイッチ７７〜８０の切り替わりによって出力電圧ＶＯＵＴは瞬時に最小値ＶＬとなる。また、充電スイッチ７８がオフ状態となると同時に放電スイッチ７９がオフ状態となるため、出力コンデンサ７４は定電流回路７０により充電が開始される。これにより、出力電圧ＶＯＵＴが線形に増加する。この間、出力コンデンサ７５のための放電スイッチ８０がオン状態となるので、出力コンデンサ７５に蓄積された電荷は放電され、出力コンデンサ７５の電圧Ｖｃ２が最小値ＶＬに急降下する。しかしながら、図８（ｂ）に示すように、出力電圧ＶＯＵＴには最小値ＶＬと最大値ＶＨとの間を線形に上昇しては急降下する出力コンデンサ７４の電圧Ｖｃ１と出力コンデンサ７５の電圧Ｖｃ２とが交互に出力されるため、出力コンデンサ７４，７５の急激な電圧低下は出力電圧ＶＯＵＴに影響を与えない。このように、特許文献１のような構成においては、出力電圧ＶＯＵＴにおいてアンダーシュートやそれによる発振周期の増大を防止することができ、安定した振幅で、電圧減少時の傾きが急峻な鋸波電圧を生成することができる。

特開２００４−２８２３５２号公報

しかしながら、図８に示したような従来の鋸波生成回路においては、２つの出力コンデンサを必要とするため、回路規模が増大し、特に集積回路内で構成することが難しくなる。また、２つの出力コンデンサの静電容量がばらつくと鋸波の周期が変動してしまう問題もある。

本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、１つの出力コンデンサを用いて、安定した振幅を有し、電圧急変時の傾きが急峻な鋸波電圧を容易に生成することができる鋸波生成回路を提供することを目的とする。

本発明に係る鋸波生成回路は、電流源と、第１端子と第２端子とを有する出力コンデンサと、前記電流源の電流を前記出力コンデンサの第１端子から第２端子へ流す第１の接続状態と、前記電流源の電流を前記出力コンデンサの第２端子から第１端子へ流す第２の接続状態とを切り替えるスイッチ回路と、前記第１の接続状態において前記出力コンデンサの第１端子および第２端子のうちの一方の端子に接続され、前記第２の接続状態において前記出力コンデンサの第１端子および第２端子のうちの他方の端子に接続されることにより、出力電圧を出力する出力端子と、前記第１の接続状態において前記出力コンデンサの第２端子に接続され、前記第２の接続状態において前記出力コンデンサの第１端子に接続されることにより、前記出力電圧の中間電圧を生成する中間電圧付与部と、前記スイッチ回路の各接続状態において前記出力電圧が前記中間電圧に対して所定のしきい値に達した場合に、その後の所定の期間の少なくとも一部の期間に前記スイッチ回路を他方の接続状態に切り替えるスイッチ制御回路とを有するものである。

上記構成によれば、出力コンデンサが一方の接続状態に接続された状態で電流源の電流により充電された後、当該出力コンデンサの電圧が基準となる中間電圧に対して所定のしきい値に到達した場合に、スイッチ回路が出力コンデンサを他方の接続状態に切り替えることにより、一方の接続状態において電流源に接続された出力コンデンサの端子とは反対側の出力コンデンサの端子に電流源が接続される。これにより、出力電圧は出力コンデンサが充電されることにより到達したしきい値と中間電圧との差電圧だけ中間電圧に対してしきい値とは反対側の電圧に瞬時に変化しつつ、当該出力コンデンサが一方の接続状態において充電されたのとは反対側から充電される。このように、出力電圧がしきい値に到達するごとに電流源に対する出力コンデンサの接続方向を変化させることにより、出力コンデンサに充電される電圧の２倍の落差で電圧変化させることができる。しかも、出力コンデンサにおいては実質的に充電状態が継続することとなるため電圧がアンダーシュートすることがない。したがって、１つの出力コンデンサを用いて、安定した振幅を有し、電圧急変時の傾きが急峻な鋸波電圧を容易に生成することができる。

前記スイッチ制御回路は、前記出力電圧と前記しきい値とを比較する比較器と、前記比較器の出力がクロック端子に入力されることにより、前記出力電圧が前記しきい値に達する度に電圧レベルが反転した出力信号を出力するラッチ回路とを有してもよい。これにより、スイッチ回路による出力コンデンサの接続状態の切り替えを制御する回路を簡単な回路で容易に構成することができる。

前記スイッチ回路は、前記電流源と前記出力コンデンサの第１端子との間に設けられた第１スイッチと、前記出力コンデンサの第２端子と前記中間電圧付与部との間に設けられた第２スイッチと、前記電流源と前記出力コンデンサの第２端子との間に設けられた第３スイッチと、前記出力コンデンサの第１端子と前記中間電圧付与部との間に設けられた第４スイッチとを有し、前記スイッチ制御回路は、前記第１の接続状態において前記電流源と前記出力コンデンサの第１端子との間および前記出力コンデンサの第２端子と前記中間電圧付与部との間を接続し、前記第２の接続状態において前記電流源と前記出力コンデンサの第２端子との間および前記出力コンデンサの第１端子と前記中間電圧付与部との間を接続するよう前記スイッチ回路を制御するよう制御してもよい。これにより、出力コンデンサの接続状態を切り替えるスイッチ回路を簡単な回路で容易に構成することができる。

さらに、前記スイッチ回路は、前記第１スイッチおよび前記第３スイッチが前記電流源の流出端子に接続されており、前記しきい値は、前記中間電圧より高い電圧であってもよい。

前記スイッチ制御回路は、前記第１の接続状態と前記第２の接続状態との間に、前記スイッチ回路が前記出力コンデンサをいずれの方向にも流さないデッドタイムを設けるように制御してもよい。スイッチ回路の切り替え時にデッドタイムを設けることにより、出力コンデンサの短絡が防止されるため、回路の破損を防止することができる。

さらに、前記スイッチ回路は、前記電流源と前記中間電圧付与部との間に設けられた放電経路を有していてもよい。デッドタイム状態においては出力コンデンサには電流を流せないため、このときに電流源から出力される電流を放電経路に流すことにより、デッドタイム状態においてスイッチ回路に負荷がかかることを防止することができる。

前記スイッチ回路は、前記電流源と前記出力コンデンサの第１端子との間に設けられた第１スイッチと、前記出力コンデンサの第２端子と前記中間電圧付与部との間に設けられた第２スイッチと、前記電流源と前記出力コンデンサの第２端子との間に設けられた第３スイッチと、前記出力コンデンサの第１端子と前記中間電圧付与部との間に設けられた第４スイッチとを有し、前記スイッチ制御回路は、前記第１の接続状態において前記電流源と前記出力コンデンサの第２端子との間および前記出力コンデンサの第１端子と前記中間電圧付与部との間を接続し、前記第２の接続状態において前記電流源と前記出力コンデンサの第１端子との間および前記出力コンデンサの第２端子と前記中間電圧付与部との間を接続するよう前記スイッチ回路を制御してもよい。これにより、出力コンデンサの接続状態を切り替えるスイッチ回路を簡単な回路で容易に構成することができる。

さらに、前記スイッチ回路は、前記第１スイッチおよび前記第３スイッチが前記電流源の流入端子に接続されており、前記しきい値は、前記中間電圧より低い電圧であってもよい。

本発明は以上に説明したように構成され、１つの出力コンデンサを用いて、安定した振幅を有し、電圧急変時の傾きが急峻な鋸波電圧を容易に生成することができるという効果を奏する。

図１は本発明の第１実施形態に係る鋸波生成回路の概略構成を示す回路図である。 図２は図１に示す鋸波生成回路のより具体的な構成を示す回路図である。 図３は図１に示す鋸波生成回路の各信号電圧の波形を示すタイミングチャートである。 図４は本発明の第２実施形態に係る鋸波生成回路の概略構成を示す回路図である。 図５は本発明の第３実施形態に係る鋸波生成回路の概略構成を示す回路図である。 図６は図５に示す鋸波生成回路の各信号電圧の波形を示すタイミングチャートである。 図７は従来の鋸波生成回路の構成を示す回路図およびこれにより生成される鋸波電圧の時間変化を示す波形図である。 図８は従来の他の鋸波生成回路の構成を示す回路図およびこの回路の各電圧の時間変化を示す波形図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一または相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。

＜第１実施形態＞
まず、本発明の第１実施形態に係る鋸波生成回路について説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る鋸波生成回路の概略構成を示す回路図である。

図１に示すように、本実施形態における鋸波生成回路１０は、第１端子３ａと第２端子３ｂとを有する出力コンデンサ３と、出力コンデンサ３に電流を供給する電流源９と、出力コンデンサ３へ電流を流す向きを切り替えるスイッチ回路１１と、出力端子１２を有している。スイッチ回路１１は、電流源９の電流を出力コンデンサ３の第１端子３ａから第２端子３ｂへ流す第１の接続状態と、電流源９の電流を出力コンデンサ３の第２端子３ｂから第１端子３ａへ流す第２の接続状態とを切り替える。これにより、出力端子１２は、第１の接続状態においては出力コンデンサ３の第１端子３ａに接続され、第２の接続状態においては出力コンデンサ３の第２端子３ｂに接続される。

さらに、鋸波生成回路１０は、出力端子１２に印加される出力電圧ＶＯＵＴの値に基づいてスイッチ回路１１の接続状態を切り替えるスイッチ制御回路４を備えている。より具体的には、鋸波生成回路１０は、スイッチ制御回路４に接続され、出力電圧ＶＯＵＴの上限電圧の基準となるしきい値ＶＨを設定するための第１電圧源１と、第１の接続状態において出力コンデンサ３の第２端子３ｂに接続され、第２の接続状態において出力コンデンサ３の第１端子３ａに接続されることにより、出力電圧ＶＯＵＴの中間電圧ＶＭを生成する中間電圧付与部としての第２電圧源２とを備えている。そして、スイッチ制御回路４は、スイッチ回路１１の各接続状態において出力電圧ＶＯＵＴが中間電圧ＶＭに対して所定のしきい値ＶＨに達した場合に、その後の所定の期間の少なくとも一部の期間にスイッチ回路１１を他方の接続状態に切り替えるよう構成されている。本実施形態において、スイッチ制御回路４は、出力電圧ＶＯＵＴが中間電圧ＶＭに対して所定のしきい値ＶＨに達した場合に、その後の所定期間（再び出力電圧ＶＯＵＴがしきい値ＶＨに達するまでの期間）の全部の期間、スイッチ回路１１を他方の接続状態に切り替えている。

スイッチ回路１１は、電流源９と出力コンデンサ３の第１端子３ａとの間に設けられた第１スイッチ５と、出力コンデンサ３の第２端子３ｂと第２電圧源２との間に設けられた第２スイッチ６と、電流源９と出力コンデンサ３の第２端子３ｂとの間に設けられた第３スイッチ７と、出力コンデンサ３の第１端子３ａと第２電圧源２との間に設けられた第４スイッチ８とを有している。第１スイッチ５および第３スイッチ７は、電流源９の流出端子に接続されている。すなわち、電流源９の流出端子がスイッチ回路１１より高電位となるように構成されている。

また、スイッチ制御回路４は、中間電圧ＶＭより高いしきい値電圧ＶＨに基づいて各スイッチ５〜８のオンまたはオフを選択する制御信号Ｃ５〜Ｃ８を出力するよう構成されている。これらの制御信号Ｃ５〜Ｃ８は、第１の接続状態において電流源９と出力コンデンサ３の第１端子３ａとの間および出力コンデンサ３の第２端子３ｂと第２電圧源２との間を接続し、第２の接続状態において電流源９と出力コンデンサ３の第２端子３ｂとの間および出力コンデンサ３の第１端子３ａと第２電圧源２との間を接続するような信号である。すなわち、本実施形態において、制御信号Ｃ５〜Ｃ８は、第１の接続状態において第１スイッチ５と第２スイッチ６とをオンし、第２の接続状態において第３スイッチ７と第４スイッチ８とをオンするような信号である。また、スイッチ制御回路４は、第１スイッチ５および第２スイッチ６をオンしている間は第３スイッチ７および第４スイッチ８をオフし、第３スイッチ７および第４スイッチ８をオンしている間は第１スイッチ５および第２スイッチ６をオフするように制御する。

上記構成の鋸波生成回路１０によれば、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオンし、第３スイッチ７および第４スイッチ８がオフすることにより、第１の接続状態となり、電流源９→第１スイッチ５→出力コンデンサ３の第１端子３ａ→出力コンデンサ３の第２端子３ｂ→第２スイッチ６→第２電圧源２の順で電流源９からの一定電流が流れる。また、第３スイッチ７および第４スイッチ８がオンし、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオフすることにより、第２の接続状態となり、電流源９→第３スイッチ７→出力コンデンサ３の第２端子３ｂ→出力コンデンサ３の第１端子３ａ→第４スイッチ８→第２電圧源２の順で電流源９からの一定電流が流れる。このようにスイッチ回路１１がスイッチ制御回路４で制御されることにより、出力端子１２から出力される出力電圧ＶＯＵＴが鋸歯状の波形となる（言い換えると、出力端子１２から鋸波電圧ＶＯＵＴが出力される）。

図２は図１に示す鋸波生成回路のより具体的な構成を示す回路図である。図２に示すように、本実施形態においては、第１スイッチ５〜第４スイッチ８は、ＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴで構成されている。したがって、各スイッチは、所定の電圧レベルより高い電圧レベル（Ｈレベル）が制御端子に印加されることによりオンし、所定の電圧レベルより低い電圧レベル（Ｌレベル）が制御端子に印加されることによりオフする。この場合、制御信号Ｃ５およびＣ６を共通化し、制御信号Ｃ７およびＣ８を共通化することができる。

また、図２に示すように、スイッチ制御回路４は、出力電圧ＶＯＵＴとしきい値ＶＨとを比較する比較器４０と、比較器４０の出力がクロック端子ＣＫに入力されることにより、出力電圧ＶＯＵＴがしきい値ＶＨに達する度に電圧レベルが反転した出力信号を出力するラッチ回路（Ｄラッチ回路）４１とを有している。本実施形態においては、ラッチ回路４１の出力信号を出力する非反転出力端子Ｑに第１スイッチ５および第２スイッチ６の制御端子が接続され、ラッチ回路４１の反転出力信号を出力する反転出力端子ＮＱに第３スイッチ７および第４スイッチ８の制御端子が接続されている。また、ラッチ回路４１の入力端子Ｄは、反転出力端子ＮＱに接続される。

これにより、クロック端子ＣＫに入力される電圧レベルが所定の電圧より低い第１の電圧レベルＬから所定の電圧より高い第２の電圧レベルＨに反転する度に、出力端子Ｑから出力される出力信号および反転出力端子ＮＱから出力される反転出力信号の電圧レベルが反転する。このようにしてラッチ回路４１の出力端子Ｑから出力される出力信号は制御信号Ｃ５，Ｃ６となり、ラッチ回路４１の反転出力端子ＮＱから出力される反転出力信号は制御信号Ｃ７，Ｃ８となる。なお、ラッチ回路４１の出力端子Ｑにインバータを介して第３スイッチ７および第４スイッチ８を接続することにより、制御信号Ｃ７，Ｃ８を実現してもよい。

以下、本実施形態における鋸波生成回路１０の具体的な動作について説明する。図３は図１に示す鋸波生成回路の各信号電圧の波形を示すタイミングチャートである。

まず、図３に示すように、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオンし、第３スイッチ７および第４スイッチ８がオフしている場合、電流源９からの一定電流は、第１スイッチ５→出力コンデンサ３→第２スイッチ６→第２電圧源２の順で流れて出力コンデンサ３を充電する。すなわち、出力コンデンサ３の第２端子３ｂ側に電荷が蓄積される。したがって、出力コンデンサ３の第１端子３ａに接続されている出力端子１２に印加される出力電圧ＶＯＵＴは直線的に上昇する。このとき、スイッチ制御回路４の比較器４０の出力信号の電圧レベルは所定の電圧レベルより低い第１の電圧レベルＬであり、ラッチ回路４１の反転出力信号および入力信号の電圧レベルは同じく第１の電圧レベルＬであり、ラッチ回路４１の出力信号の電圧レベルは所定の電圧レベルより高い第２の電圧レベルＨである。

出力電圧ＶＯＵＴが上昇を続けてしきい値ＶＨに達すると、スイッチ制御回路４は各スイッチのオンまたはオフを切り替える。すなわち、比較器４０の出力信号の電圧レベルが所定の電圧レベルより高い第２の電圧レベルＨとなるため、ラッチ回路４１の出力端子Ｑから出力される出力信号が入力端子Ｄに入力される入力信号（反転出力信号）の電圧レベルである第１の電圧レベルＬとなる。これにより、制御信号Ｃ５，Ｃ６の電圧レベルが第１の電圧レベルＬとなり、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオフする。また、ラッチ回路４１の反転出力端子ＮＱから出力される反転出力信号が第２の電圧レベルＨとなる。これにより、制御信号Ｃ７，Ｃ８の電圧レベルが第２の電圧レベルＨとなり、第３スイッチ７および第４スイッチ８がオンする。このとき、ラッチ回路４１の電圧レベルは第２の電圧レベルＨとなる。

その結果、出力電圧ＶＯＵＴとして出力されるのは出力コンデンサ３の第２端子３ｂの電圧となるので、出力電圧ＶＯＵＴは、上限電圧値であるしきい値ＶＨから次式で表される下限電圧値ＶＬへ急速に変化する。

ＶＬ＝ＶＭ−(ＶＨ−ＶＭ)＝２ＶＭ−ＶＨ …（１）
なお、出力電圧ＶＯＵＴが下限電圧値ＶＬに変化することにより、再び比較器４０の出力信号はしきい値ＶＨより低くなるため、第１の電圧レベルＬに移行する。

第３スイッチ７および第４スイッチ８がオンし、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオフしている場合、電流源９からの一定電流は、第３スイッチ７→出力コンデンサ３→第４スイッチ８→第２電圧源２の順で流れて出力コンデンサ３を放電しつつ反対側から充電する。すなわち、出力コンデンサ３の第２端子３ｂ側に蓄積された電荷が放電されながら、出力コンデンサ３の第１端子３ａ側に電荷が蓄積される。出力コンデンサ３の第２端子３ｂ側に蓄積された電荷は放電されるが、出力端子１２に出力される出力電圧ＶＯＵＴは出力コンデンサ３の第２端子３ｂの電圧であるので、出力コンデンサ３の第１端子３ａ側に電荷が蓄積されることにより、出力電圧ＶＯＵＴは下限電圧値ＶＬから直線的に上昇する。

出力電圧ＶＯＵＴが上昇を続け、中間電圧ＶＭを超えて、再び上限電圧値であるしきい値ＶＨに達すると、比較器４０の出力信号の電圧レベルが第２の電圧レベルＨとなるため、ラッチ回路４１の出力端子Ｑから出力される出力信号が入力端子Ｄに入力される入力信号（反転出力信号）の電圧レベルである第２の電圧レベルＨとなる。これにより、制御信号Ｃ５，Ｃ６の電圧レベルが第２の電圧レベルＨとなり、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオンする。また、ラッチ回路４１の反転出力端子ＮＱから出力される反転出力信号が第１の電圧レベルＬとなる。これにより、制御信号Ｃ７，Ｃ８の電圧レベルが第１の電圧レベルＬとなり、第３スイッチ７および第４スイッチ８がオフする。以降、同様に出力コンデンサ３と電流源９との接続方向が切り替えられることにより、出力電圧ＶＯＵＴが上限電圧値ＶＨと下限電圧値ＶＬ＝２ＶＭ−ＶＨとを基準とする電圧の間で鋸歯状に変化する鋸波電圧が生成される。

以上のように、上記構成によれば、出力コンデンサ３が一方の接続状態に接続された状態で電流源９の電流により充電された後、当該出力コンデンサ３の電圧が基準となる中間電圧ＶＭに対して所定のしきい値ＶＨに到達した場合に、スイッチ回路１１が出力コンデンサ３を他方の接続状態に切り替えることにより、一方の接続状態において電流源９に接続された出力コンデンサ３の端子とは反対側の出力コンデンサ３の端子に電流源９が接続される。これにより、出力電圧ＶＯＵＴは出力コンデンサ３に充電されることにより増加した電圧（しきい値と中間電圧との差電圧ＶＨ−ＶＭ）だけ中間電圧ＶＭより低い電圧に瞬時に降下しつつ、当該出力コンデンサ３が一方の接続状態において充電されたのとは反対側から充電される。このように、出力電圧ＶＯＵＴがしきい値ＶＨに到達するごとに電流源９に対する出力コンデンサ３の接続方向を変化させることにより、出力コンデンサ３に充電される電圧の２倍の落差で電圧変化させることができる。しかも、出力コンデンサ３においては実質的に充電状態が継続することとなるため電圧がアンダーシュートすることがない。したがって、１つの出力コンデンサ３を用いた簡単な回路で、安定した振幅を有し、電圧急変時の傾きが急峻な鋸波電圧を容易に生成することができる。

また、スイッチ回路１１を４つのスイッチで構成されるＨブリッジ回路とし、スイッチ制御回路４を比較器４０およびラッチ回路４１で構成することにより、出力コンデンサ３の接続状態を切り替えるスイッチ回路１１およびスイッチ回路１１による出力コンデンサ３の接続状態の切り替えを制御する回路を簡単な回路で容易に構成することができる。

また、本実施形態においては、スイッチ回路１１，１１Ｃを構成するすべてのスイッチ５〜８をＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴで構成している例について説明したが、本発明は出力コンデンサ３の接続方向を切り替えることが可能な限りこれに限られない。例えば、各スイッチ５〜８としてＭＯＳＦＥＴ以外のトランジスタを用いてもよいし、他のスイッチ回路を用いてもよい。

また、例えば、第１スイッチ５および第３スイッチ７をＰチャンネルのＭＯＳＦＥＴで構成し、第２スイッチ６および第４スイッチ８をＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴで構成してもよい。

この場合、第１スイッチ５および第４スイッチ８を制御する制御信号を共通化し、第２スイッチ６および第３スイッチ７を制御する制御信号を共通化することができる。すなわち、第１の接続状態においては、第１スイッチ５および第４スイッチ８を制御する制御信号として所定の電圧より低い第１の電圧レベルＬを出力し、かつ、第２スイッチ６および第３スイッチ７を制御する制御信号として所定の電圧より高い第２の電圧レベルＨを出力することにより、第１スイッチ５がオンかつ第４スイッチ８がオフし、第２スイッチ６がオンかつ第３スイッチ７がオフする。また、第２の接続状態においては、第１スイッチ５および第４スイッチ８を制御する制御信号として所定の電圧より高い第２の電圧レベルＨを出力し、かつ、第２スイッチ６および第３スイッチ７を制御する制御信号として所定の電圧より低い第１の電圧レベルＬを出力することにより、第１スイッチ５がオフかつ第４スイッチ８がオンし、第２スイッチ６がオフかつ第３スイッチ７がオンする。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態に係る鋸波生成回路について説明する。図４は本発明の第２実施形態に係る鋸波生成回路の概略構成を示す回路図である。本実施形態において第１実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本実施形態の鋸波生成回路１０Ｂが第１実施形態と異なる点は、スイッチ制御回路４Ｂが、第１の接続状態と第２の接続状態との間に、スイッチ回路１１Ｂが出力コンデンサ３をいずれの方向にも流さないデッドタイムを設けるように制御することである。すなわち、本実施形態においては、スイッチ制御回路４Ｂは、出力電圧ＶＯＵＴが中間電圧ＶＭに対して所定のしきい値ＶＨに達した場合に、その後の所定期間（再び出力電圧ＶＯＵＴがしきい値ＶＨに達するまでの期間）の一部の期間のみ、スイッチ回路１１を他方の接続状態に切り替える。

より具体的には、本実施形態におけるスイッチ制御回路４Ｂは、ラッチ回路４１から出力された出力信号を遅延させる遅延回路４８，４９を有している。すなわち、スイッチ制御回路４Ｂは、ラッチ回路４１の出力端子Ｑが第１遅延回路４８を介して第１スイッチ５および第２スイッチ６に接続されており、ラッチ回路４１の反転出力端子ＮＱが第２遅延回路４９を介して第３スイッチ７および第４スイッチ８に接続されている。

第１遅延回路４８は、互いに直列接続された２つのインバータ４２，４３と、インバータ４２，４３とは並列かつ逆向きに接続（アノード端子にインバータ４３の出力端子が接続され、カソード端子にインバータ４２の入力端子が接続）されたダイオード４４とを有しており、ラッチ回路４１の出力端子Ｑに接続されている。第２遅延回路４９は、互いに直列接続された２つのインバータ４５，４６と、インバータ４５，４６とは並列かつ逆向きに接続（アノード端子にインバータ４６の出力端子が接続され、カソード端子にインバータ４５の入力端子が接続）されたダイオード４７とを有している。これにより、第１遅延回路４８および第２遅延回路４９は、それぞれ、入力される電圧が上昇する場合はインバータ４３，４４および４５，４６により信号が所定時間遅延されて出力される。一方、入力される電圧が下降する場合は、第１遅延回路４８および第２遅延回路４９は、それぞれ、ダイオード４４および４７により遅延なく信号が出力される。

上記構成において、第１実施形態と同様に、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオンし、第３スイッチ７および第４スイッチ８がオフしている場合において、出力電圧ＶＯＵＴが上限電圧値であるしきい値ＶＨに達すると、比較器４０の出力信号の電圧レベルは第２の電圧レベルＨとなるため、ラッチ回路４１の出力端子Ｑから出力される出力信号の電圧レベルが第２の電圧レベルＨから第１の電圧レベルＬへ移行し、ラッチ回路４１の反転出力端子ＮＱから出力される反転出力信号の電圧レベルが第１の電圧レベルＬから第２の電圧レベルＨへ移行する。このとき、ラッチ回路４１の出力端子Ｑに接続される第１遅延回路４８は、ダイオード４４を介して遅延なく電圧が立ち下がる信号を出力する。これに対し、ラッチ回路４１の反転出力端子ＮＱに接続される第２遅延回路４９は、インバータ４５，４６により信号電圧の立ち上がりを遅延させる。したがって、出力電圧ＶＯＵＴが上限電圧値であるしきい値ＶＨに達すると、いったんすべてのスイッチ５〜８がオフするデッドタイムとなり、その後、第３スイッチ７および第４スイッチ８がオンすることとなる。

同様に、第３スイッチ７および第４スイッチ８がオンし、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオフしている場合において、出力電圧ＶＯＵＴが上限電圧値であるしきい値ＶＨに達すると、ラッチ回路４１の出力端子Ｑから出力される出力信号の電圧レベルが第１の電圧レベルＬから第２の電圧レベルＨへ移行し、ラッチ回路４１の反転出力端子ＮＱから出力される反転出力信号の電圧レベルが第２の電圧レベルＨから第１の電圧レベルＬへ移行する。このとき、ラッチ回路４１の反転出力端子ＮＱに接続される第２遅延回路４９は、ダイオード４７を介して遅延なく電圧が立ち下がる信号を出力する。これに対し、ラッチ回路４１の出力端子Ｑに接続される第１遅延回路４８は、インバータ４２，４３により信号電圧の立ち上がりを遅延させる。したがって、出力電圧ＶＯＵＴが上限電圧値であるしきい値ＶＨに達すると、いったんすべてのスイッチ５〜８がオフするデッドタイムとなり、その後、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオンすることとなる。なお、デッドタイムはいずれかのスイッチ５〜８がオンしている期間よりも十分に短い時間に設定される。

第１スイッチ５と第３スイッチ７とが同時にオンする状態が生じると、出力コンデンサ３の両端を短絡してしまうため、出力コンデンサ３が破損するおそれがある。このため、本実施形態のように、スイッチ回路１１Ｂの切り替え時にデッドタイムを設けることにより、出力コンデンサ３の短絡が防止されるため、回路の破損を防止することができる。さらに、本実施形態においては、遅延回路４８，４９において電圧が降下する方向の電流を許容するダイオード４４，４７が設けられていることにより、出力電圧ＶＯＵＴがしきい値ＶＨに達したときに、スイッチ５〜８をオフするための電圧の立ち下がりは遅延しないため、出力電圧ＶＯＵＴのピーク値におけるオーバーシュートおよびそれに基づくアンダーシュートを防止することができる。

さらに、本実施形態において、スイッチ回路１１Ｂは、電流源９と第２電圧源２との間に設けられた放電経路Ｐを有している。放電経路Ｐには、電流源９に一端が接続されるコンデンサ１３と、一端がコンデンサ１３の他端に接続され、他端が第２電圧源２に接続される抵抗１４とが設けられている。

すべてのスイッチ５〜８がオフしているデッドタイムにおいては、出力コンデンサ３には電流を流せないため、このときに電流源９から出力される電流を放電経路Ｐに流すことにより、デッドタイムにおいてスイッチ回路１１Ｂに負荷がかかったり、出力コンデンサ３に電流が漏れ出ることによる出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートおよびそれに基づくアンダーシュートが生じることを防止することができる。

なお、本実施形態においては、各遅延回路４８，４９の遅延素子として２つのインバータ４２，４３および４５，４６を用いたが、信号電圧の立ち上がりが遅延可能な構成である限りこれに限られない。例えば、バッファ等の他の遅延素子を用いることとしてもよいし、所定のクロック信号に基づいて信号を遅延させるような遅延回路を用いることとしてもよい。また、遅延回路を１つだけ用い、出力端子Ｑおよび反転出力端子ＮＱの電圧レベルに応じて電圧レベルが立ち下がった方の端子のみに遅延回路を接続するような切り替えを行う構成としてもよい。

また、放電経路Ｐの構成についても、デッドタイムにおいて電流源９から出力される電流を出力コンデンサ３に流すことが防止される限り特に限定されない。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態に係る鋸波生成回路について説明する。図５は本発明の第２実施形態に係る鋸波生成回路の概略構成を示す回路図である。本実施形態において第１実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本実施形態における鋸波生成回路１０Ｃが第１実施形態と異なる点は、第１スイッチ５および第３スイッチ７が電流源９Ｃの流入端子に接続されているようにスイッチ回路１１Ｃが構成され、しきい値が中間電圧ＶＭより低い電圧ＶＬであることである。すなわち、電流源９Ｃの流入端子がスイッチ回路１１Ｃより低電位となるように構成されており、第１電圧源１Ｃは、出力端子１２Ｃから出力される出力電圧ＶＯＵＴの下限電圧の基準となるしきい値ＶＬを設定するような電圧を出力する。

スイッチ制御回路４Ｃは、中間電圧ＶＭより低いしきい値電圧ＶＬに基づいて各スイッチ５〜８のオンまたはオフを選択する制御信号Ｃ５〜Ｃ８を出力するよう構成されている。これらの制御信号Ｃ５〜Ｃ８は、第１の接続状態において電流源９Ｃと出力コンデンサ３の第２端子３ｂとの間および出力コンデンサ３の第１端子３ａと第２電圧源２との間を接続し、第２の接続状態において電流源９と出力コンデンサ３の第１端子３ａとの間および出力コンデンサ３の第２端子３ｂと第２電圧源２との間を接続するような信号である。すなわち、本実施形態において、制御信号Ｃ５〜Ｃ８は、第１の接続状態において第３スイッチ７と第４スイッチ８とをオンし、第２の接続状態において第１スイッチ５と第２スイッチ６とをオンするような信号である。さらに、スイッチ制御回路４は、第１スイッチ５および第２スイッチ６をオンしている間は第３スイッチ７および第４スイッチ８をオフし、第３スイッチ７および第４スイッチ８をオンしている間は第１スイッチ５および第２スイッチ６をオフするように制御する。これにより、出力端子１２Ｃは、第１の接続状態において出力コンデンサ３の第２端子３ｂに接続され、第２の接続状態において出力コンデンサ３の第１端子３ａに接続されることにより、出力電圧ＶＯＵＴを出力する。

なお、スイッチ制御回路４Ｃは、第１実施形態（図２）と同様に比較器４０とラッチ回路４１とで構成されている。なお、第１実施形態においては比較器４０の非反転入力端子に出力端子１２が接続され、反転入力端子にしきい値ＶＨを生成する第１電圧源１が接続されているが、本実施形態においては比較器４０の非反転入力端子にしきい値ＶＬを生成する第１電圧源１Ｃが接続され、反転入力端子に出力端子１２Ｃが接続される。

図６は図５に示す鋸波生成回路の各信号電圧の波形を示すタイミングチャートである。

まず、図６に示すように、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオンし、第３スイッチ７および第４スイッチ８がオフしている場合、電流源９Ｃへ向けた一定電流は、第２電圧源２→第２スイッチ６→出力コンデンサ３→第１スイッチ５→電流源９Ｃの順で流れて出力コンデンサ３を放電する。すなわち、出力コンデンサ３の第１端子３ａ側の電荷が減少する。したがって、出力コンデンサ３の第１端子３ａに接続されている出力端子１２Ｃに印加される出力電圧ＶＯＵＴは直線的に下降する。

出力電圧ＶＯＵＴが下降を続けてしきい値ＶＬに達すると、スイッチ制御回路４Ｃは各スイッチのオンまたはオフを切り替える。具体的には、制御信号Ｃ７，Ｃ８の電圧レベルが第２の電圧レベルＨとなり、第３スイッチ７および第４スイッチ８がオンする。その結果、出力電圧ＶＯＵＴとして出力されるのは出力コンデンサ３の第２端子３ｂの電圧となるので、出力電圧ＶＯＵＴは、下限電圧値であるしきい値ＶＬから次式で表される上限電圧値ＶＨへ急速に変化する。

ＶＨ＝ＶＭ＋(ＶＭ−ＶＬ)＝２ＶＭ−ＶＬ …（２）
なお、出力電圧ＶＯＵＴが下限電圧値ＶＬに変化することにより、再び比較器４０の出力信号はしきい値ＶＨより低くなるため、第１の電圧レベルＬに移行する。

第３スイッチ７および第４スイッチ８がオンし、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオフしている場合、電流源９Ｃへの一定電流は、第２電圧源２→第４スイッチ８→出力コンデンサ３→第３スイッチ７→電流源９Ｃの順で流れて出力コンデンサ３を充電しつつ反対側から放電する。すなわち、出力コンデンサ３の第１端子３ａ側で放電された電荷が充電されながら、出力コンデンサ３の第２端子３ｂ側の電荷が減少する。出力コンデンサ３の第１端子３ａ側で放電された分の電荷は充電されるが、出力端子１２に出力される出力電圧ＶＯＵＴは出力コンデンサ３の第２端子３ｂの電圧であるので、出力コンデンサ３の第２端子３ｂ側で電荷が減少することにより、出力電圧ＶＯＵＴは上限電圧値ＶＨから直線的に下降する。

出力電圧ＶＯＵＴが下降を続け、中間電圧ＶＭを下回り、再び下限電圧値であるしきい値ＶＬに達すると、制御信号Ｃ５，Ｃ６の電圧レベルが第２の電圧レベルＨとなり、第１スイッチ５および第２スイッチ６がオンするとともに、制御信号Ｃ７，Ｃ８の電圧レベルが第１の電圧レベルＬとなり、第３スイッチ７および第４スイッチ８がオフする。以降、同様に出力コンデンサ３と電流源９Ｃとの接続方向が切り替えられることにより、出力電圧ＶＯＵＴが上限電圧値ＶＨ＝２ＶＭ−ＶＬと下限電圧値ＶＬとを基準とする電圧の間で鋸歯状に変化する鋸波電圧が生成される。

以上のように、上記構成によっても、出力電圧ＶＯＵＴがしきい値ＶＬに到達するごとに電流源９に対する出力コンデンサ３の接続方向を変化させることにより、出力コンデンサ３に放電される電圧の２倍の落差で電圧変化させることができる。しかも、出力コンデンサ３においては実質的に放電状態が継続することとなるため電圧がオーバーシュートすることがない。したがって、１つの出力コンデンサ３を用いた簡単な回路で、安定した振幅を有し、電圧急変時の傾きが急峻な鋸波電圧を容易に生成することができる。

なお、本実施形態においても第２実施形態と同様に、第１の接続状態と第２の接続状態との間にデッドタイムを設けるように構成したり、放電経路を付加することにより、接続状態の変化時に出力コンデンサ３の短絡や出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを防ぐことができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更、修正が可能である。例えば、複数の上記実施形態および変形例における各構成要素を任意に組み合わせることとしてもよい。

本発明の鋸波生成回路は、１つの出力コンデンサを用いて、安定した振幅を有し、電圧急変時の傾きが急峻な鋸波電圧を容易に生成するために有用である。

１，１Ｃ 第１電圧源
２ 第２電圧源
３ 出力コンデンサ
３ａ 第１端子
３ｂ 第２端子
４，４Ｂ，４Ｃ スイッチ制御回路
５ 第１スイッチ
６ 第２スイッチ
７ 第３スイッチ
８ 第４スイッチ
９，９Ｃ 電流源
１０，１０Ｂ，１０Ｃ 鋸波生成回路
１１，１０Ｂ，１０Ｃ スイッチ回路
１２，１２Ｃ 出力端子
１３ コンデンサ
１４ 抵抗
４０ 比較器
４１ ラッチ回路
４２，４３，４５，４６ インバータ
４４，４７ ダイオード
４８ 第１遅延回路
４９ 第２遅延回路

Claims (8)

1. 電流源と、
   第１端子と第２端子とを有する出力コンデンサと、
   前記電流源の電流を前記出力コンデンサの第１端子から第２端子へ流す第１の接続状態と前記電流源の電流を前記出力コンデンサの第２端子から第１端子へ流す第２の接続状態とを切り替えるスイッチ回路と、
   前記第１の接続状態において前記出力コンデンサの第１端子および第２端子のうちの一方の端子に接続され、前記第２の接続状態において前記出力コンデンサの第１端子および第２端子のうちの他方の端子に接続されることにより、出力電圧を出力する出力端子と、
   前記第１の接続状態において前記出力コンデンサの他方の端子に接続され、前記第２の接続状態において前記出力コンデンサの一方の端子に接続されることにより、前記出力電圧の中間電圧を生成する中間電圧付与部と、
   前記スイッチ回路の各接続状態において前記出力電圧が前記中間電圧に対して所定のしきい値に達した場合に、その後の所定の期間の少なくとも一部の期間に前記スイッチ回路を他方の接続状態に切り替えるスイッチ制御回路とを有する鋸波生成回路。
2. 前記スイッチ制御回路は、前記出力電圧と前記しきい値とを比較する比較器と、前記比較器の出力がクロック端子に入力されることにより、前記出力電圧が前記しきい値に達する度に電圧レベルが反転した出力信号を出力するラッチ回路とを有する、請求項１に記載の鋸波生成回路。
3. 前記スイッチ回路は、
   前記電流源と前記出力コンデンサの第１端子との間に設けられた第１スイッチと、
   前記出力コンデンサの第２端子と前記中間電圧付与部との間に設けられた第２スイッチと、
   前記電流源と前記出力コンデンサの第２端子との間に設けられた第３スイッチと、
   前記出力コンデンサの第１端子と前記中間電圧付与部との間に設けられた第４スイッチとを有し、
   前記スイッチ制御回路は、前記第１の接続状態において前記電流源と前記出力コンデンサの第１端子との間および前記出力コンデンサの第２端子と前記中間電圧付与部との間を接続し、前記第２の接続状態において前記電流源と前記出力コンデンサの第２端子との間および前記出力コンデンサの第１端子と前記中間電圧付与部との間を接続するよう前記スイッチ回路を制御する、請求項１に記載の鋸波生成回路。
4. 前記スイッチ回路は、前記第１スイッチおよび前記第３スイッチが前記電流源の流出端子に接続されており、
   前記しきい値は、前記中間電圧より高い電圧である、請求項３に記載の鋸波生成回路。
5. 前記スイッチ制御回路は、前記第１の接続状態と前記第２の接続状態との間に、前記スイッチ回路が前記出力コンデンサをいずれの方向にも流さないデッドタイムを設けるように制御する、請求項１に記載の鋸波生成回路。
6. 前記スイッチ回路は、前記電流源と前記中間電圧付与部との間に設けられた放電経路を有している、請求項５に記載の鋸波生成回路。
7. 前記スイッチ回路は、
   前記電流源と前記出力コンデンサの第１端子との間に設けられた第１スイッチと、
   前記出力コンデンサの第２端子と前記中間電圧付与部との間に設けられた第２スイッチと、
   前記電流源と前記出力コンデンサの第２端子との間に設けられた第３スイッチと、
   前記出力コンデンサの第１端子と前記中間電圧付与部との間に設けられた第４スイッチとを有し、
   前記スイッチ制御回路は、前記第１の接続状態において前記電流源と前記出力コンデンサの第２端子との間および前記出力コンデンサの第１端子と前記中間電圧付与部との間を接続し、前記第２の接続状態において前記電流源と前記出力コンデンサの第１端子との間および前記出力コンデンサの第２端子と前記中間電圧付与部との間を接続するよう前記スイッチ回路を制御する、請求項１に記載の鋸波生成回路。
8. 前記スイッチ回路は、前記第１スイッチおよび前記第３スイッチが前記電流源の流入端子に接続されており、
   前記しきい値は、前記中間電圧より低い電圧である、請求項７に記載の鋸波生成回路。
   

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