JP2012151931A

JP2012151931A - Motor controller

Info

Publication number: JP2012151931A
Application number: JP2011006825A
Authority: JP
Inventors: Kiyoshi Oishi; 潔大石; Takao Nakama; 貴生中間; Shingo Makishima; 信吾牧島; Keiichi Uesono; 恵一上園
Original assignee: Nagaoka University of Technology NUC; Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Nagaoka University of Technology NUC; Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2011-01-17
Filing date: 2011-01-17
Publication date: 2012-08-09
Anticipated expiration: 2031-01-17
Also published as: JP5614539B2

Abstract

【課題】電力変換器の電圧が飽和していない状態と飽和した状態で自動切り替えを行い、電圧が飽和しても電動機のトルク制御を一定の応答特性で実現できるようにすること。
【解決手段】ｄ軸電流指令とｄ軸電流の差、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の差を、それぞれ比例増幅器３３１、積分増幅器３３２、積分器３３３、及び比例増幅器３３４、積分増幅器３３５、積分器３３６に入力し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*を出力する。ｑｄ軸非干渉補償器３３７、ｄｑ軸非干渉補償器３３８は、ｄ軸、ｑ軸の干渉を補償する。出力電圧が飽和していない状態では、不感帯要素３３Ｅを遮断状態としリミッタを導通状態とすることにより、磁束電流とトルク電流の独立した電流フィードバック制御を実現する。また、出力電圧が飽和した状態では、不感帯要素３３Ｅを能動状態としトルク電流をトルク電流指令に追従させ、磁束電流は磁束電流指令への追従を放棄する。
【選択図】図１An object of the present invention is to perform automatic switching between a state where a voltage of a power converter is not saturated and a state where it is saturated so that torque control of an electric motor can be realized with a constant response characteristic even when the voltage is saturated.
A difference between a d-axis current command and a d-axis current, and a difference between a q-axis current command and a q-axis current are respectively calculated as a proportional amplifier 331, an integral amplifier 332, an integrator 333, a proportional amplifier 334, an integral amplifier 335, and an integral. Input to the device 336 and output a d-axis voltage command Vd * and a q-axis voltage command Vq *. The qd-axis non-interference compensator 337 and the dq-axis non-interference compensator 338 compensate for d-axis and q-axis interference. In the state where the output voltage is not saturated, the dead zone element 33E is cut off and the limiter is turned on to realize independent current feedback control of the magnetic flux current and the torque current. When the output voltage is saturated, the dead zone element 33E is activated to cause the torque current to follow the torque current command, and the magnetic flux current gives up following the magnetic flux current command.
[Selection] Figure 1

Description

本発明は電動機制御に関する発明であり、特に電力変換装置の出力電圧が飽和した際の制御とその状態への切り替えに関するものである。 The present invention relates to motor control, and more particularly to control when the output voltage of a power converter is saturated and switching to that state.

従来技術に基づく電動機制御装置の例を図９から図１６に示し、これらの図に基づき従来技術を説明する。 Examples of the motor control device based on the prior art are shown in FIGS. 9 to 16, and the prior art will be described based on these drawings.

図９において、電流検出器２は、交流電動機１に流れる三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを検出する。電動機制御装置３はトルク指令τ*及び三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷ及び二次鎖交磁束角θを入力し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。電力変換装置４は、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を入力し、最大電圧以下であればＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*と等価な電圧をＶＵ、ＶＶ、ＶＷとして出力し、最大電圧を超過した際には振幅が最大電圧となる三相の電圧をＶＵ、ＶＶ、ＶＷとして出力し電動機１に印加する。 In FIG. 9, the current detector 2 detects three-phase currents iU, iV, iW flowing through the AC motor 1. The motor control device 3 receives the torque command τ *, the three-phase currents iU, iV, iW, and the secondary flux linkage angle θ, and outputs the three-phase voltage commands VU *, VV *, VW *. The power conversion device 4 inputs three-phase voltage commands VU *, VV *, and VW *, and outputs voltages equivalent to VU *, VV *, and VW * as VU, VV, and VW if they are below the maximum voltage. When the maximum voltage is exceeded, the three-phase voltages having the maximum amplitude are output as VU, VV, and VW and applied to the motor 1.

電動機１を模式的に表したものが図１０である。電動機１が誘導電動機の場合、一次電流の誘導電流により回転子に電流が流れ二次鎖交磁束Φ２が成立する。一方で、電動機１が永久磁石式同期電動機の場合、回転子にある永久磁石により磁石磁束Φが存在している。いずれにしても、回転子の磁束と電流の流れた固定子コイルの間の電磁力によりトルクが発生することから、制御上は同様に考えることができる。
電動機１の固定子コイルには、ｉＵ、ｉＶ、ｉＷの三相の電流が流れるが、制御上では二次鎖交磁束Φ２の方向をｄ軸、ｄ軸に直交する方向をｑ軸として、図１１のように回転子と同期した回転座標で電流成分を分解して考える。電流成分のうち、ｄ軸成分であるｄ軸電流ｉｄは磁束を持する磁束電流であり、ｑ軸成分であるｑ軸電流ｉｑはトルク発生に比例するトルク電流である。 FIG. 10 schematically shows the electric motor 1. When the motor 1 is an induction motor, a current flows through the rotor by the induced current of the primary current, and the secondary linkage magnetic flux Φ2 is established. On the other hand, when the electric motor 1 is a permanent magnet type synchronous electric motor, the magnet magnetic flux Φ exists due to the permanent magnet in the rotor. In any case, the torque is generated by the electromagnetic force between the rotor magnetic flux and the stator coil through which the current flows, so that the same can be considered in terms of control.
Although the three-phase currents iU, iV, and iW flow through the stator coil of the electric motor 1, the direction of the secondary flux linkage Φ2 is d-axis and the direction orthogonal to the d-axis is q-axis for control purposes. As shown in FIG. 11, the current component is decomposed and considered with the rotation coordinate synchronized with the rotor. Of the current components, the d-axis current id, which is the d-axis component, is a magnetic flux current having a magnetic flux, and the q-axis current iq, which is the q-axis component, is a torque current proportional to torque generation.

次に、図１２に基づき電動機制御装置３について説明する。電流指令変換器３１はトルク指令τ*を入力し、トルク指令τ*を満足するようなｑ軸電流指令ｉｑ*とｄ軸電流指令ｉｄ*を出力する。電流座標変換器３２は、三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを二次鎖交磁束角θに基づきｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流指令ｉｑに変換する。
なお、二次鎖交磁束角θは電流・電圧から演算する手法や、センサを用いて計測する手法等が存在する。詳細は非特許文献１等に記載されているのでここでは割愛する。
電流制御器３３は、ｄ軸及びｑ軸の電流がそれぞれの電流指令に追従できるようなｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*を生成する。電圧指令座標変換器３４は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*を二次鎖交磁束角θに基づき座標変換し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。 Next, the motor control device 3 will be described with reference to FIG. The current command converter 31 receives the torque command τ * and outputs a q-axis current command iq * and a d-axis current command id * that satisfy the torque command τ *. The current coordinate converter 32 converts the three-phase currents iU, iV, iW into a d-axis current id and a q-axis current command iq based on the secondary linkage magnetic flux angle θ.
There are a method of calculating the secondary flux linkage angle θ from current and voltage, a method of measuring using a sensor, and the like. Details are described in Non-Patent Document 1 and the like, and are omitted here.
The current controller 33 generates a d-axis voltage command Vd * and a q-axis voltage command Vq * so that the d-axis and q-axis currents can follow the respective current commands. The voltage command coordinate converter 34 converts the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * based on the secondary linkage flux angle θ and outputs three-phase voltage commands VU *, VV *, and VW *. To do.

次に図１３から図１６を用いて、電流制御装置３３の構成例について説明する。
図１３は、電流制御装置の一例である。ｄ軸比例増幅器３３１はｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄの差を入力して比例ゲインＫｐｄを乗じた値を出力する。ｄ軸積分増幅器３３２はｉｄ*とｄ軸電流ｉｄの差を入力して積分ゲインＫｉｄを乗じた値を出力し、この出力はｄ軸積分器３３３により積分される。ｄ軸比例増幅器３３１の出力とｄ軸積分器３３３の和が、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*として出力される。 Next, a configuration example of the current control device 33 will be described with reference to FIGS. 13 to 16.
FIG. 13 is an example of a current control device. The d-axis proportional amplifier 331 inputs a difference between the d-axis current command id * and the d-axis current id and outputs a value multiplied by the proportional gain Kpd. The d-axis integrating amplifier 332 inputs the difference between id * and the d-axis current id and outputs a value multiplied by the integral gain Kid, and this output is integrated by the d-axis integrator 333. The sum of the output of the d-axis proportional amplifier 331 and the d-axis integrator 333 is output as the d-axis voltage command Vd *.

ｑ軸比例増幅器３３４はｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑの差を入力して比例ゲインＫｐｑを乗じた値を出力する。ｑ軸積分増幅器３３５はｉｑ*とｑ軸電流ｉｑの差を入力して積分ゲインＫｉｑを乗じた値を出力し、この出力はｑ軸積分器３３６により積分される。ｑ軸比例増幅器３３４の出力とｑ軸積分器３３６の和が、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*として出力される。 The q-axis proportional amplifier 334 inputs the difference between the q-axis current command iq * and the q-axis current iq and outputs a value obtained by multiplying by the proportional gain Kpq. The q-axis integrating amplifier 335 inputs a difference between iq * and the q-axis current iq and outputs a value obtained by multiplying the integral gain Kiq, and this output is integrated by the q-axis integrator 336. The output of the q-axis proportional amplifier 334 and the sum of the q-axis integrator 336 are output as the q-axis voltage command Vq *.

図１４は、電流制御装置の他の一例である。
誘導電動機の電圧電流は、次の式になることが知られている。 FIG. 14 shows another example of the current control device.
It is known that the voltage / current of the induction motor is expressed by the following equation.

Ｖｄ＝（Ｒ＋ｐ・Ｌσ）ｉｄ−ω・Ｌσ・ｉｑ＋ｐ・Ｍ／Ｌ２・Φ２・・・（１）式
Ｖｑ＝ω・Ｌσ・ｉｄ＋（Ｒ＋ｐ・Ｌσ）ｉｑ＋ω・Ｍ／Ｌ２・Φ２・・・（２）式 Vd = (R + p · Lσ) id−ω · Lσ · iq + p · M / L2 · Φ2 (1) Formula Vq = ω · Lσ · id + (R + p · Lσ) iq + ω · M / L2 · Φ2 (1) 2) Formula

ここで、Ｒは一次抵抗、Ｌσは漏れインダクタンス、ｐは微分演算子、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は二次自己インダクタンス、Φ２は二次鎖交磁束、ωは交流電動機１の電気角速度である。 Here, R is a primary resistance, Lσ is a leakage inductance, p is a differential operator, M is a mutual inductance, L2 is a secondary self-inductance, Φ2 is a secondary linkage flux, and ω is an electrical angular velocity of the AC motor 1.

一方で、永久磁石型同期電動機の電圧電流は、次の式になることが知られている。 On the other hand, it is known that the voltage / current of a permanent magnet type synchronous motor is expressed by the following equation.

Ｖｄ＝（Ｒ＋ｐ・Ｌｄ）ｉｄ−ω・Ｌｑ・ｉｑ・・・（３）式
Ｖｑ＝ω・Ｌｄ・ｉｄ＋（Ｒ＋ｐ・Ｌｑ）ｉｑ＋ωΦ ・・・（４）式 Vd = (R + p · Ld) id−ω · Lq · iq (3) Formula Vq = ω · Ld · id + (R + p · Lq) iq + ωΦ (4)

ここで、Ｒは一次抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ｐは微分演算子、Φは磁石磁束、ωは電動機角速度である。 Here, R is a primary resistance, Ld is a d-axis inductance, Lq is a q-axis inductance, p is a differential operator, Φ is a magnetic flux, and ω is a motor angular velocity.

（１）式と（２）式及び、（３）式と（４）式共に、ｄ軸及びｑ軸の電圧電流の関係だけでなく、直交する軸の電流と磁束による影響を受けることがわかる。そこで、図１４の構成ではこれらの成分の相殺を行っている。
すなわち、ｑｄ軸非干渉補償器３３７は、（１）式もしくは（３）式の第２項をｑ軸電流ｉｑを用いて演算する。ｄｑ軸非干渉補償器３３８は、（２）式もしくは（４）式の第１項をｄ軸電流ｉｄを用いて演算する。磁束補償器３３９は、（２）式もしくは（４）式の第３項を演算する。なお、磁束補償器３３９を設けなくても制御は可能である。
ｄ軸比例増幅器３３１の出力とｄ軸積分器３３３の出力の和から上記ｑｄ軸非干渉補償器３３７の出力を引いたものが、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*として出力される。また、ｑ軸比例増幅器３３４の出力とｄ軸積分器３３６の出力と上記ｄｑ軸非干渉補償器３３８の出力と磁束補償器３３９の出力の和がｄ軸電圧指令Ｖｄ*として出力される。 It can be seen that both formulas (1) and (2) and formulas (3) and (4) are affected not only by the relationship between the voltage and current of the d-axis and q-axis, but also by the current and magnetic flux of the orthogonal axes. . Therefore, the components shown in FIG. 14 cancel out these components.
That is, the qd-axis non-interference compensator 337 calculates the second term of the equation (1) or (3) using the q-axis current iq. The dq-axis non-interference compensator 338 calculates the first term of the equation (2) or (4) using the d-axis current id. The magnetic flux compensator 339 calculates the third term of the equation (2) or (4). Note that control is possible without providing the magnetic flux compensator 339.
A value obtained by subtracting the output of the qd-axis non-interference compensator 337 from the sum of the output of the d-axis proportional amplifier 331 and the output of the d-axis integrator 333 is output as the d-axis voltage command Vd *. The sum of the output of the q-axis proportional amplifier 334, the output of the d-axis integrator 336, the output of the dq-axis non-interference compensator 338, and the output of the magnetic flux compensator 339 is output as the d-axis voltage command Vd *.

この構成により、（１）式もしくは（３）式の第２項成分及び（２）式もしくは（４）式の第１項と第３項成分が相殺されて、それぞれの軸の電圧電流の関係で制御できることから、制御特性が改善される。 With this configuration, the second term component of the formula (1) or (3) and the first term and the third term component of the formula (2) or (4) are canceled out, and the relationship between the voltage and current of each axis. Since the control can be performed with the control characteristic, the control characteristics are improved.

ところで、図１３の構成及び図１４の構成では、電力変換装置４の出力電圧が飽和すると、電流制御ができなくなる。それは、（１）式と（２）式もしくは（３）式と（４）式の関係が拘束されて、ｄ軸電流及びｑ軸電流の独立した制御ができなくなるためである。
その問題を解決するために、図１５に示す構成が提案されている。この手法は、（１）式もしくは（３）式の第２項成分及び（２）式もしくは（４）式の第１項を積極的に利用することにより、電圧が飽和した際にｄ軸電流ｉｄはｄ軸電流指令ｉｄ*への追従を放棄し、ｑ軸電流ｉｑがｑ軸電流指令ｉｑ*に追従できるようにすることにより、トルク制御が可能になる手法である。 By the way, in the structure of FIG. 13 and the structure of FIG. 14, if the output voltage of the power converter device 4 is saturated, current control becomes impossible. This is because the relationship between the equations (1) and (2) or the equations (3) and (4) is constrained, and independent control of the d-axis current and the q-axis current cannot be performed.
In order to solve the problem, a configuration shown in FIG. 15 has been proposed. This method uses the second term component of the formula (1) or (3) and the first term of the formula (2) or (4) to actively use the d-axis current when the voltage is saturated. id is a technique that enables torque control by giving up following the d-axis current command id * and allowing the q-axis current iq to follow the q-axis current command iq *.

ｄｑ軸積分増幅器３３Ａはｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄの差を入力して直交軸積分ゲインωＫｉｄ２を乗じたものを出力する。ｄｑ軸積分増幅器３３Ａの出力とｑ軸積分増幅器３３５の和がｑ軸積分器３３６に入力される。ｑ軸積分器３３６の出力にはリミッタ３３Ｄが設けられており、ｑ軸積分器３３６の出力が最大電圧より大きくなる際には制限される。
ｑｄ軸積分増幅器３３Ｂはｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑの差を入力して直交軸積分ゲインωＫｉｑ２を乗じたものを出力する。ｑｄ軸積分増幅器３３Ｂの出力とｄ軸積分増幅器３３２の差がｄ軸積分器３３３に入力される。
なお、ｄｑ軸積分増幅器３３Ａ及びｑｄ軸積分増幅器３３Ｂ共に、直交軸積分ゲインは交流電動機１の電気角速度に比例したゲインとする。 The dq-axis integral amplifier 33A inputs the difference between the d-axis current command id * and the d-axis current id and outputs the product multiplied by the orthogonal axis integral gain ωKid2. The sum of the output of the dq-axis integrating amplifier 33A and the q-axis integrating amplifier 335 is input to the q-axis integrator 336. A limiter 33D is provided at the output of the q-axis integrator 336, and is limited when the output of the q-axis integrator 336 becomes larger than the maximum voltage.
The qd-axis integral amplifier 33B inputs the difference between the q-axis current command iq * and the q-axis current iq and outputs the product multiplied by the orthogonal axis integral gain ωKiq2. The difference between the output of the qd-axis integrating amplifier 33B and the d-axis integrating amplifier 332 is input to the d-axis integrator 333.
Note that, for both the dq-axis integral amplifier 33A and the qd-axis integral amplifier 33B, the orthogonal axis integral gain is a gain proportional to the electrical angular velocity of the AC motor 1.

スイッチ３３Ｃは低速運転時に接続され高速運転時に開放される。なお、開放される速度は電圧が飽和するまでの適当な速度である。
この構成で電力変換装置４の電圧が飽和すると、リミッタ３３Ｄが制限されることによりｑ軸積分器３３６による制御はできなくなる。一方で、スイッチ３３Ｃは電圧が飽和するより前に開放されるため、ｄ軸積分器３３３への入力はｑｄ軸積分増幅器３３Ｂの出力のみになる。そのため、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*はｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑがｑ軸電流指令ｉｑ*に追従するように動作し、電圧が飽和してもトルク制御が実現できる。（特許文献１参照） The switch 33C is connected during low speed operation and opened during high speed operation. The opening speed is a suitable speed until the voltage is saturated.
When the voltage of the power converter 4 is saturated with this configuration, the limiter 33D is limited, and the control by the q-axis integrator 336 becomes impossible. On the other hand, since the switch 33C is opened before the voltage is saturated, the input to the d-axis integrator 333 is only the output of the qd-axis integration amplifier 33B. Therefore, the d-axis voltage command Vd * operates so that the q-axis current q-axis current iq follows the q-axis current command iq *, and torque control can be realized even when the voltage is saturated. (See Patent Document 1)

また、交流電動機１を同期電動機とした場合、二次鎖交磁束角θの代わりに一次鎖交磁束角を用いることにより制御可能である。（特許文献２参照）
その場合、一次鎖交磁束と一致する方向をＭ軸とし，Ｍ軸に直交する方向とＴ軸とする。その場合，電流指令変換器３１はトルク指令τ*を入力し、トルク指令τ*を満足するようなＴ軸電流指令ｉＴ*とＭ軸電流指令ｉＭ*を出力する。電流座標変換器３２は、三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを、一次鎖交磁束角θΦ１に基づき、Ｍ軸電流ｉＭとＴ軸電流ｉＴに変換する。なお、一次鎖交磁束と一致する方向をＭ軸とする。 When the AC motor 1 is a synchronous motor, it can be controlled by using the primary linkage flux angle instead of the secondary linkage flux angle θ. (See Patent Document 2)
In this case, the direction that coincides with the primary flux linkage is the M axis, and the direction orthogonal to the M axis and the T axis. In this case, the current command converter 31 receives the torque command τ * and outputs a T-axis current command iT * and an M-axis current command iM * that satisfy the torque command τ *. The current coordinate converter 32 converts the three-phase currents iU, iV, iW into an M-axis current iM and a T-axis current iT based on the primary flux linkage angle θΦ1. The direction that coincides with the primary flux linkage is taken as the M-axis.

電流制御器３３は、ｄ軸及びｑ軸を用いた場合と同一の構成とし、ｄ軸をＭ軸に、ｑ軸をＴ軸に置き換えたものとして、Ｍ軸電流ｉＭがとＭ軸電流指令ｉＭ*に、Ｔ軸電流ｉＴがＴ軸電流指令ｉＴ*に追従するように、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*及びＴ軸電圧指令ＶＴ*を出力する。
電圧指令座標変換器３４は、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*とＴ軸電圧指令ＶＴ*を一次鎖交磁束角θΦ１に基づき座標変換し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。 The current controller 33 has the same configuration as the case where the d-axis and the q-axis are used. The d-axis is replaced with the M-axis and the q-axis is replaced with the T-axis. In addition, the M-axis voltage command VM * and the T-axis voltage command VT * are output so that the T-axis current iT follows the T-axis current command iT *.
The voltage command coordinate converter 34 converts the M-axis voltage command VM * and the T-axis voltage command VT * based on the primary linkage magnetic flux angle θΦ1, and outputs three-phase voltage commands VU *, VV *, and VW *. .

特開２００３−８８１９３公報JP 2003-88193 A 特開２００３−２０９９９７公報JP 2003-209997 A

内藤治夫著、「実用モータドライブ制御系設計とその実際」、初版、株式会社日本テクノセンター、2006年2月、p. 212―214Haruo Naito, “Practical motor drive control system design and its actuality”, first edition, Nippon Techno Center Co., Ltd., February 2006, p. 212-214

特許文献１に記載の手法の場合、電力変換装置４の電圧が飽和するより速い速度でスイッチ３３Ｃを開放する必要がある。
図１６は、特許文献１に記載の制御装置における、電圧飽和時の制御系と電動機の等価ブロック図である。図１６より、この状態では電動機の電気的な共振ループ（同図中の矢印で示したループ）がみられる。
そのため、特許文献１に記載の手法の場合、電動機の電気共振が発生しやすく、トルク応答が振動的になるという問題がある。
図１６より、電力変換装置４の電圧が飽和した状態におけるｑ軸電流指令ｉｑ*に対するｑ軸電流ｉｑの伝達関数を求めると、次式（５）のとおりになる。 In the case of the technique described in Patent Document 1, it is necessary to open the switch 33C at a faster speed than the voltage of the power conversion device 4 is saturated.
FIG. 16 is an equivalent block diagram of a control system and a motor at the time of voltage saturation in the control device described in Patent Document 1. From FIG. 16, in this state, an electric resonance loop of the electric motor (a loop indicated by an arrow in the figure) is seen.
Therefore, in the case of the method described in Patent Document 1, there is a problem that electric resonance of the electric motor is likely to occur and the torque response becomes vibrational.
From FIG. 16, when the transfer function of the q-axis current iq with respect to the q-axis current command iq * in a state where the voltage of the power converter 4 is saturated, the following equation (5) is obtained.

なお、図１６及び（５）式では、ｓを微分演算子とし、制御ゲインは図１６のブロック図中のものとして計算している。
（５）式より、ｑ軸電流指令ｉｑ*に対するｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑの伝達関数は速度によって変動する。そのため、速度によって応答特性が変動し制御ゲイン設計が困難である。
本発明は上述した問題点を解決するものであって、スイッチ等による切り替えをすることなく、電力変換器の電圧が飽和していない状態と飽和した状態との自動切り替えを行って、電動機のトルク制御を行うことができ、また、速度が変動しても一定の応答特性を得ることができ、さらに、トルク応答が振動的になるという問題が生ずることがない電動機制御装置を提供することである。 16 and (5), s is calculated as a differential operator, and the control gain is calculated as in the block diagram of FIG.
From equation (5), the transfer function of the q-axis current q-axis current iq with respect to the q-axis current command iq * varies depending on the speed. Therefore, the response characteristics vary depending on the speed, and it is difficult to design a control gain.
The present invention solves the above-described problems, and automatically switches between a state in which the voltage of the power converter is not saturated and a state in which the voltage of the power converter is not saturated without switching by a switch or the like, and To provide an electric motor control device that can perform control, can obtain a constant response characteristic even when the speed fluctuates, and does not cause a problem that the torque response becomes oscillating. .

本発明においては、次のようにして前記課題を解決する。
（１）請求項１の発明は、交流電動機の一次電流を回転座標変換し磁束電流とトルク電流に分解する手段と、前記磁束電流と磁束電流指令との磁束電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段と積分増幅する手段と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第１の和を求める手段と、前記トルク電流により前記磁束電流方向に発生する速度に比例する第１の電圧成分を前記トルク電流を用いて演算する手段と、上記第１の和から上記第１の電圧成分を引くことにより磁束電流方向の電圧指令を生成する手段と、前記トルク電流とトルク電流指令とのトルク電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段と積分増幅する手段と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第２の和を求める手段と、前記磁束電流及び前記磁束により前記トルク電流方向に発生する速度に比例する第２の電圧成分を前記磁束電流を用いて演算する手段と、上記第２の和に、少なくとも上記第２の電圧成分を加えることによりトルク電流方向の電圧指令を生成する手段とを備え、磁束方向及びトルク方向の前記電圧指令に基づき電圧型電力変換器により前記交流電動機に交流電圧を印加する電動機制御装置において、以下の手段を設けたことを特徴とする。
前記磁束電流偏差を積分増幅した結果が予め設定された一定の値を越えたとき、該積分増幅した結果を一定の値にリミットするリミッタと、前記トルク電流偏差を積分増幅した結果の絶対値が予め設定された閾値を越えるまでは、ゼロを出力し、上記絶対値が上記閾値を超えると、該閾値からの超過分に比例した出力を出力する不感帯要素と、前記不感帯要素の出力が入力されて、前記交流電動機の角速度に反比例するゲインを有し、前記不感帯要素の出力を微分比例増幅する手段と、前記微分比例増幅する手段の出力を、前記リミッタの出力から減算する手段を設ける。
そして、前記電圧型電力変換器の出力電圧が飽和していない状態では前記磁束電流と前記トルク電流の独立した電流フィードバック制御を実現し、前記電圧型電力変換器の出力電圧が飽和した状態では、前記トルク電流を前記トルク電流指令に追従させ、前記磁束電流の前記磁束電流指令への追従を放棄させる。 In the present invention, the above problem is solved as follows.
(1) The invention of claim 1 is a means for transforming a primary current of an AC motor to rotational coordinates to decompose it into a magnetic flux current and a torque current; a means for obtaining a magnetic flux current deviation between the magnetic flux current and the magnetic flux current command; A means for proportionally amplifying and a means for integrating and amplifying, a means for adding the results of proportional amplification and integral amplification to obtain a first sum, and a first proportional to the speed generated in the magnetic flux current direction by the torque current Means for calculating a voltage component using the torque current; means for generating a voltage command in the direction of magnetic flux current by subtracting the first voltage component from the first sum; and the torque current and the torque current command. A means for obtaining a torque current deviation, a means for proportionally amplifying the deviation, a means for integrating and amplifying the deviation, a means for adding a result of proportional amplification and integral amplification, and obtaining a second sum, and the magnetic flux current and the magnetism Means for calculating a second voltage component proportional to a speed generated in the torque current direction by using the magnetic flux current, and adding at least the second voltage component to the second sum to generate a torque current direction. A voltage control unit that applies an AC voltage to the AC motor using a voltage-type power converter based on the voltage commands in the magnetic flux direction and the torque direction. Features.
When the result of integral amplification of the magnetic flux current deviation exceeds a predetermined value, a limiter that limits the result of integral amplification to a constant value, and the absolute value of the result of integral amplification of the torque current deviation is Until the preset threshold value is exceeded, zero is output, and when the absolute value exceeds the threshold value, a dead band element that outputs an output proportional to the excess from the threshold value and the output of the dead band element are input. And means for differentially amplifying the output of the dead band element and means for subtracting the output of the means for differentially amplifying from the output of the limiter.
And, in a state where the output voltage of the voltage type power converter is not saturated, independent current feedback control of the magnetic flux current and the torque current is realized, and in a state where the output voltage of the voltage type power converter is saturated, The torque current is made to follow the torque current command, and the follow-up of the magnetic flux current to the magnetic flux current command is abandoned.

（２）請求項２の発明の発明は請求項1に記載の電動機制御装置において、前記交流電動機が誘導電動機であり、前記磁束電流は二次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記二次鎖交磁束方向に直交する電流成分であることを特徴とする。 (2) The invention of claim 2 is the electric motor control apparatus according to claim 1, wherein the AC motor is an induction motor, the magnetic flux current is a current component in a secondary linkage magnetic flux direction, and the torque current is The current component is orthogonal to the direction of the secondary flux linkage.

（３）請求項３の発明は請求項1に記載の電動機制御装置において、前記交流電動機が同期電動機であり、前記磁束電流は二次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記二次鎖交磁束方向に直交する電流成分であり、前記電圧指令が前記電圧型電力変換器の最大電圧を超過した際には前記電圧指令の磁束電流方向成分を指令と同一とした前記電圧型電力変換器の最大電圧振幅を有する電圧を出力することを特徴とする。 (3) The invention of claim 3 is the motor control device according to claim 1, wherein the AC motor is a synchronous motor, the magnetic flux current is a current component in a secondary flux linkage direction, and the torque current is the secondary motor. The voltage type power conversion that is a current component orthogonal to the flux linkage direction, and that when the voltage command exceeds the maximum voltage of the voltage type power converter, the flux current direction component of the voltage command is the same as the command. A voltage having the maximum voltage amplitude of the device is output.

（４）請求項４の発明は請求項1に記載の電動機制御装置において、前記交流電動機が同期電動機であり、前記磁束電流は一次鎖交磁束方向の電流成分で前記トルク電流は前記一次鎖交磁束方向に直交する電流成分であることを特徴とする。 (4) According to a fourth aspect of the present invention, in the electric motor control device according to the first aspect, the AC motor is a synchronous motor, the magnetic flux current is a current component in a primary linkage magnetic flux direction, and the torque current is the primary linkage. It is a current component orthogonal to the magnetic flux direction.

本発明においては、以下の効果を得ることができる。
（１）リミッタと不感帯要素を設け、電圧型電力変換器の出力電圧が飽和していない状態では、不感帯要素を遮断状態としリミッタを導通状態とすることにより、磁束電流とトルク電流の独立した電流フィードバック制御を実現し、電圧型電力変換器の出力電圧が飽和した状態では、不感帯要素を能動状態としリミッタがリミットされることにより、トルク電流はトルク電流指令に追従させ、磁束電流は磁束電流指令への追従を放棄させるようにしたので、電力変換器の電圧が飽和していない状態と飽和した状態を、スイッチ等の切り替えなしで自動的に切り替えて、電圧が飽和しても電動機のトルク制御を実現することができる。
（２）電力変換装置の電圧が飽和した状態でのｑ軸電流指令に対するｑ軸電流の伝達関数に、電動機の電気角速度ωが含まれていないので、電圧型電力変換器の出力電圧が飽和した状態、飽和していない状態のそれぞれの状態での伝達関数を一定にすることができ、速度が変動しても一定の応答特性を得ることができる。
が得られる。
（３）電力変換装置の電圧が飽和した状態におけるｑ軸電流指令に対するｑ軸電流の伝達関数に振動ループが含まれないので、トルク応答が振動的になるという問題が生ずることがない。 In the present invention, the following effects can be obtained.
(1) In the state where the limiter and the dead band element are provided and the output voltage of the voltage type power converter is not saturated, the dead band element is cut off and the limiter is turned on. When feedback control is realized and the output voltage of the voltage-type power converter is saturated, the dead band element is activated and the limiter is limited, so that the torque current follows the torque current command and the flux current is the flux current command. Since the tracking of the power is abandoned, the power converter voltage is automatically switched between the saturated state and the saturated state without switching the switch. Can be realized.
(2) Since the electric angular velocity ω of the motor is not included in the transfer function of the q-axis current with respect to the q-axis current command when the voltage of the power converter is saturated, the output voltage of the voltage type power converter is saturated The transfer function in each of the state and the state that is not saturated can be made constant, and a constant response characteristic can be obtained even if the speed fluctuates.
Is obtained.
(3) Since the vibration loop is not included in the transfer function of the q-axis current with respect to the q-axis current command when the voltage of the power converter is saturated, there is no problem that the torque response becomes oscillating.

本発明の実施例１に係る電動機制御装置の電流制御器の一例である。It is an example of the electric current controller of the electric motor control apparatus which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例１に係る電動機制御装置の不感帯要素の動作を示す図である。It is a figure which shows operation | movement of a dead zone element of the electric motor control apparatus which concerns on Example 1 of this invention. 誘導電動機の電圧ベクトルを示す図である。It is a figure which shows the voltage vector of an induction motor. 本発明の実施例１に係る電動機制御装置の電圧飽和時の電流制御器と電動機の等価ブロック図である。It is an equivalent block diagram of a current controller and a motor at the time of voltage saturation of the motor control device according to the first embodiment of the present invention. 本発明の実施例２に係る電動機制御装置の電流制御器の一例である。It is an example of the electric current controller of the electric motor control apparatus which concerns on Example 2 of this invention. 同期電動機の電圧ベクトル図を示す図である。It is a figure which shows the voltage vector figure of a synchronous motor. 本発明の実施例２に係る電動機制御装置の電圧ベクトル補正機の動作を示す図である。It is a figure which shows operation | movement of the voltage vector correction | amendment machine of the electric motor control apparatus which concerns on Example 2 of this invention. 本発明の実施例２に係る電動機制御装置の制御軸を説明する図である。It is a figure explaining the control axis | shaft of the electric motor control apparatus which concerns on Example 2 of this invention. 従来の技術による電動機制御装置の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole motor control apparatus structure by a prior art. 交流電動機の模式図である。It is a schematic diagram of an AC motor. 交流電動機の制御軸を説明するための模式図である。It is a schematic diagram for demonstrating the control axis | shaft of an alternating current motor. 従来の技術による電動機制御装置の一例である。It is an example of the electric motor control apparatus by a prior art. 従来の技術による電動機制御装置の電流制御器の一例である。It is an example of the electric current controller of the electric motor control apparatus by a prior art. 従来の技術による電動機制御装置の電流制御器の一例である。It is an example of the electric current controller of the electric motor control apparatus by a prior art. 従来の技術による電動機制御装置の電流制御器の一例である。It is an example of the electric current controller of the electric motor control apparatus by a prior art. 従来の技術による電動機制御装置の電圧飽和時の電流制御器と電動機の等価ブロック図である。It is an equivalent block diagram of a current controller and a motor at the time of voltage saturation of a motor control device according to the prior art.

以下に図面を参照して、本発明にかかる電動機制御装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。 Exemplary embodiments of an electric motor control device according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.

図１から図４を用いて請求項１及び請求項２に係る一実施例である実施例１について説明するが、従来の技術と同一部分については詳細な説明は省略する。
本実施例において、電動機制御装置の全体構成は前記図１２に示したものと同様であり、また、図１に示す電流制御器の前提となる構成は前記図１４で説明したものと同様である。 A first embodiment which is an embodiment according to claims 1 and 2 will be described with reference to FIGS. 1 to 4, but a detailed description of the same parts as those of the prior art will be omitted.
In the present embodiment, the overall configuration of the motor control device is the same as that shown in FIG. 12, and the precondition of the current controller shown in FIG. 1 is the same as that described in FIG. .

すなわち、本実施例の電動機制御装置は、図１２で説明したように、電流指令変換器３１（交流電動機の一次電流を回転座標変換し磁束電流とトルク電流に分解する手段）と、電流制御器３３と、電流座標変換器３２と、電圧指令座標変換器３４を備える。
電流制御器は、図１に示す構成を有し、その基本構成は図１４で説明したものと同様であり、磁束電流ｉｄと磁束電流指令ｉｄ*との磁束電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段（ｄ軸比例増幅器３３１）と積分増幅する手段（ｄ軸積分増幅器３３２，ｄ軸積分器３３３）と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第１の和を求める手段と、前記トルク電流ｉｑにより前記磁束電流方向に発生する速度に比例する第１の電圧成分を前記トルク電流を用いて演算する手段（ｑｄ軸非干渉補償器３３７）と、上記第１の和から上記第１の電圧成分を引くことにより磁束電流方向の電圧指令Ｖｄ*を生成する手段と、前記トルク電流ｉｑとトルク電流指令ｉｑ*とのトルク電流偏差を求める手段と、この偏差を比例増幅する手段（ｑ軸比例増幅器３３４）と積分増幅する手段（ｑ軸積分増幅器３３５，ｑ軸積分器３３６）と、比例増幅及び積分増幅した結果を加算し、第２の和を求める手段と、前記磁束電流ｉｄ及び前記磁束により前記トルク電流方向に発生する速度に比例する第２の電圧成分を前記磁束電流を用いて演算する手段（ｄｑ軸非干渉補償器３３８）と、上記第２の和に、少なくとも上記第２の電圧成分を加えることによりトルク電流方向の電圧指令Ｖｑ*を生成する手段とを備える。 That is, as described in FIG. 12, the electric motor control apparatus of the present embodiment includes a current command converter 31 (means for converting the primary current of the AC electric motor into rotational coordinates and decomposing it into a magnetic flux current and a torque current), and a current controller. 33, a current coordinate converter 32, and a voltage command coordinate converter 34.
The current controller has the configuration shown in FIG. 1, the basic configuration of which is the same as that described in FIG. 14, and means for obtaining the flux current deviation between the flux current id and the flux current command id *, and this deviation Means for proportional amplification (d-axis proportional amplifier 331), means for integral amplification (d-axis integral amplifier 332, d-axis integrator 333), and means for adding the results of proportional amplification and integral amplification to obtain the first sum And a means (qd-axis non-interference compensator 337) that uses the torque current to calculate a first voltage component proportional to the speed generated in the magnetic flux current direction by the torque current iq, and from the first sum. Means for generating a voltage command Vd * in the direction of magnetic flux current by subtracting the first voltage component, means for determining a torque current deviation between the torque current iq and the torque current command iq *, and proportionally amplifying the deviation Means (q A proportional amplifier 334) and means for integrating and amplifying (q-axis integrating amplifier 335 and q-axis integrator 336), means for adding the results of proportional amplification and integral amplification, and obtaining a second sum, and the magnetic flux current id and Means (dq axis non-interference compensator 338) for calculating a second voltage component proportional to the speed generated in the direction of the torque current by the magnetic flux using the magnetic flux current, and at least the second And a means for generating a voltage command Vq * in the direction of torque current by adding the voltage component.

図１に示す本実施例の電流制御器においては、上記構成の電流制御器において、さらに、前記磁束電流偏差を積分増幅した結果が予め設定された一定の値を越えたとき、該積分増幅した結果を一定の値にリミットするリミッタ（３３Ｄ）と、前記トルク電流偏差を積分増幅した結果の絶対値が予め設定された閾値を越えるまでは、ゼロを出力し、上記絶対値が上記閾値を超えると、該閾値からの超過分に比例した出力を出力する不感帯要素（３３Ｅ）と、前記不感帯要素（３３Ｅ）の出力が入力されて、前記交流電動機の角速度に反比例するゲインを有し、前記不感帯要素（３３Ｅ）の出力を微分比例増幅する手段（微分比例増幅器３３Ｆ）と、この微分比例増幅する手段（微分比例増幅器３３Ｆ）の出力を、前記リミッタ（３３Ｄ）の出力から減算する手段が設けられている。
なお、図１では磁束補償器３３９が示されているが、前記したように磁束補償器３３９は必須ではなく、磁束補償器３３９を設けなくても制御は実現可能である。しかし、磁束補償器３３９を設けた方が、制御特性やリミッタ・閾値の調整が容易となる。 In the current controller of this embodiment shown in FIG. 1, in the current controller configured as described above, when the result of integral amplification of the magnetic flux current deviation exceeds a predetermined value, the integral amplification is performed. A limiter (33D) that limits the result to a constant value and outputs zero until the absolute value of the result obtained by integrating and amplifying the torque current deviation exceeds a preset threshold value, and the absolute value exceeds the threshold value. A dead zone element (33E) that outputs an output proportional to the excess from the threshold, and an output of the dead zone element (33E), and having a gain that is inversely proportional to the angular velocity of the AC motor, Means for differentially amplifying the output of the element (33E) (differential proportional amplifier 33F) and the output of the means for differentially amplifying the differential (differential proportional amplifier 33F) are output from the limiter (33D). It means for al subtraction is provided.
Although the magnetic flux compensator 339 is shown in FIG. 1, the magnetic flux compensator 339 is not essential as described above, and control can be realized without providing the magnetic flux compensator 339. However, if the magnetic flux compensator 339 is provided, it is easier to adjust the control characteristics, limiter / threshold.

本実施例において、交流電動機１はかご形誘導電動機として、制御上は二次鎖交磁束方向をｄ軸、ｄ軸に直行する方向をｑ軸として制御する。
上記不感帯要素３３Ｅはｑ軸積分器３３６の出力が入力され、図２に示すように、入力の絶対値が閾値以下であればゼロを出力し、入力の絶対値が閾値より大きいと、閾値からの超過に比例した値を出力する。
微分比例増幅器３３Ｆは（６）式のように、ゲインを交流電動機１の電気角速度ωに反比例したゲインとし、不感帯要素３３Ｅの出力にゲインを掛けたものを出力する。なお、ｓは微分演算子である。 In the present embodiment, the AC motor 1 is a squirrel-cage induction motor, and for control, the secondary linkage magnetic flux direction is controlled as a d-axis, and the direction orthogonal to the d-axis is controlled as a q-axis.
The dead zone element 33E receives the output of the q-axis integrator 336. As shown in FIG. 2, the dead zone element 33E outputs zero if the absolute value of the input is less than or equal to the threshold value. A value proportional to the excess of is output.
The differential proportional amplifier 33F outputs a gain obtained by multiplying the output of the dead zone element 33E by a gain that is inversely proportional to the electrical angular velocity ω of the AC motor 1, as shown in equation (6). Note that s is a differential operator.

ｄ軸積分器３３３の出力には、上記リミッタ３３Ｄが設けられている。ｄ軸電圧指令Ｖｄ*は、ｄ軸比例増幅器３３１の出力とリミッタ３３Ｄの出力の和から、ｑｄ軸非干渉補償器３３７の出力と微分比例増幅器３３Ｆの出力を引いたものである。 The limiter 33D is provided at the output of the d-axis integrator 333. The d-axis voltage command Vd * is obtained by subtracting the output of the qd-axis non-interference compensator 337 and the output of the differential proportional amplifier 33F from the sum of the output of the d-axis proportional amplifier 331 and the output of the limiter 33D.

次に、図１に示す実施例１の動きについて説明する。
電力変換装置４の電圧が飽和していない状態では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*の大半はｄｑ軸非干渉補償器３３８と磁束補償器３３９が保持するため、ｑ軸積分器３３６の出力は一次抵抗Ｒとｑ軸電流ｉｑの積と同程度である。不感帯要素３３Ｅの閾値は一次抵抗Ｒとｑ軸電流ｉｑの想定される最大値の積より若干大きい値とすることにより、電圧が飽和していない状態では不感帯要素はゼロを出力する。同様に、電力変換装置４の電圧が飽和していない状態では、ｄ軸積分器３３３の出力は一次抵抗Ｒとｄ軸電流ｉｄの積と同程度である。リミッタ３３Ｄのリミット値は、一次抵抗Ｒとｄ軸電流ｉｄの想定される最大値の積より若干大きい値とすることにより、電圧が飽和していない状態では導通状態を維持する。
そのため、等価的に図１４の構成と同一の状態であり、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑの干渉を受けない制御が実現する。 Next, the operation of the first embodiment shown in FIG. 1 will be described.
In the state where the voltage of the power conversion device 4 is not saturated, most of the q-axis voltage command Vq * is held by the dq-axis non-interference compensator 338 and the magnetic flux compensator 339, so that the output of the q-axis integrator 336 is the primary resistance. It is about the same as the product of R and q-axis current iq. By setting the threshold value of the dead band element 33E to a value slightly larger than the product of the maximum value of the primary resistance R and the q-axis current iq, the dead band element outputs zero when the voltage is not saturated. Similarly, in a state where the voltage of the power conversion device 4 is not saturated, the output of the d-axis integrator 333 is approximately the same as the product of the primary resistance R and the d-axis current id. The limit value of the limiter 33D is set to be slightly larger than the product of the assumed maximum value of the primary resistance R and the d-axis current id, so that the conduction state is maintained in a state where the voltage is not saturated.
Therefore, the control is equivalently the same as the configuration of FIG. 14 and the control is not affected by the interference between the d-axis current id and the q-axis current iq.

誘導電動機の電圧ベクトルｖは、図３に示すようにほぼｑ軸方向を向いている。電力変換装置４の電圧が飽和すると電圧ベクトルは位相方向にのみ動かせるため、電圧ベクトルはｄ軸方向に動かせるがｑ軸方向には動かせない状態である。そのため、電力変換装置４の電圧が飽和するとｄ軸電圧指令Ｖｄ*は出力電圧に反映されるが、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は電力変換装置４の電圧飽和によりリミットされるため反映されない。なお、図３では一次抵抗による影響は微小であるため、割愛している。 The voltage vector v of the induction motor is substantially in the q-axis direction as shown in FIG. When the voltage of the power converter 4 is saturated, the voltage vector can be moved only in the phase direction, so that the voltage vector can be moved in the d-axis direction but cannot be moved in the q-axis direction. Therefore, when the voltage of the power converter 4 is saturated, the d-axis voltage command Vd * is reflected in the output voltage, but the q-axis voltage command Vq * is not reflected because it is limited by the voltage saturation of the power converter 4. In FIG. 3, the effect of the primary resistance is negligible and is omitted.

そのため、電力変換装置４の電圧が飽和するとｑ軸電流ｉｑの追従制御ができずにｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑの誤差が発生する。この誤差がｑ軸積分器３３６で積分されて不感帯要素３３Ｅの閾値を超えると、ｑ軸積分器３３６の出力がｄ軸電圧指令Ｖｄ*に反映される。
この状態では、ｄ軸積分器３３３の出力とｑ軸積分器３３６の出力の両者がｄ軸電圧指令Ｖｄ*に反映された状態であり、両者が干渉する。しかしながら、両者が干渉することによりｄ軸積分器３３３の出力が増大してリミッタ３３Ｄがリミットされることにより、ｑ軸積分器３３６の出力のみがｄ軸電圧指令Ｖｄ*に反映される状態となる。 Therefore, when the voltage of the power conversion device 4 is saturated, the follow-up control of the q-axis current iq cannot be performed, and an error between the q-axis current command iq * and the q-axis current q-axis current iq occurs. When this error is integrated by the q-axis integrator 336 and exceeds the threshold value of the dead zone element 33E, the output of the q-axis integrator 336 is reflected in the d-axis voltage command Vd *.
In this state, both the output of the d-axis integrator 333 and the output of the q-axis integrator 336 are reflected in the d-axis voltage command Vd *, and both interfere with each other. However, the interference between the two increases the output of the d-axis integrator 333 and limits the limiter 33D, so that only the output of the q-axis integrator 336 is reflected in the d-axis voltage command Vd *. .

前記段落〔００４０〕に記載の通り、電力変換装置４の電圧が飽和した状態では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は反映されない。そのため、ｄｑ軸非干渉補償器３３８の出力も遮断状態となるため、前記（２）式の第１項は相殺されなくなるため、ｄ軸電流ｉｄを経由してｑ軸電流ｉｑの制御が可能となる。
以上より、電力変換装置４の電圧が飽和した状態でも、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*を用いてｑ軸電流ｉｑの追従制御が可能となる。交流電動機１のトルクは、ｑ軸電流ｉｑに比例することから、ｑ軸電流ｉｑの追従制御が可能であればトルクの追従制御も可能となる。 As described in the paragraph [0040], the q-axis voltage command Vq * is not reflected when the voltage of the power conversion device 4 is saturated. Therefore, the output of the dq-axis non-interacting compensator 338 also enters a cutoff state, the first term of the equation (2) will not be offset, and can be controlled q-axis current iq through the d-axis current id Become.
As described above, even when the voltage of the power conversion device 4 is saturated, the follow-up control of the q-axis current iq can be performed using the d-axis voltage command Vd *. Since the torque of the AC motor 1 is proportional to the q-axis current iq, if the follow-up control of the q-axis current iq is possible, the torque follow-up control is also possible.

図４は、電力変換装置４の電圧が飽和した状態での制御系と電動機等価ブロック図である。この図４から、ｑ軸電流指令ｉｑ*に対するｑ軸電流ｑ軸電流ｉｑの伝達関数を求めると、次に示す（７）式のとおりになる。 FIG. 4 is a control system and motor equivalent block diagram in a state where the voltage of the power converter 4 is saturated. When the transfer function of the q-axis current q-axis current iq with respect to the q-axis current command iq * is obtained from FIG. 4, the following equation (7) is obtained.

なお、図４及び（７）式では、ｓを微分演算子とし、制御ゲインは図４のブロック図中のものとして計算している。
（７）式と（５）式を比べると、（７）式の中には電動機の電気角速度ωが含まれていないことがわかる。これは、電力変換装置４の電圧が飽和した状態であれば、いかなる速度であっても同一のトルク応答が得られることを意味している。そのため、制御ゲインの設計が容易になる。
また、図４を見ると、図１６にあった電気共振のループがないことがわかる。そのため、電気共振によりトルク波形が振動的になるという問題がなくなり、応答が安定することがわかる。 4 and (7), s is a differential operator, and the control gain is calculated as in the block diagram of FIG.
Comparing equation (7) and equation (5), it can be seen that equation (7) does not include the electrical angular velocity ω of the motor. This means that the same torque response can be obtained at any speed as long as the voltage of the power converter 4 is saturated. Therefore, the control gain can be easily designed.
FIG. 4 shows that there is no electrical resonance loop shown in FIG. Therefore, it can be seen that there is no problem that the torque waveform becomes oscillating due to electrical resonance, and the response is stable.

図５から図７を用いて請求項３に係る一実施例である実施例２を説明するが、実施例１と同一部分は省略する。
本実施例において、交流電動機１は同期電動機とする。
同期電動機の電圧ベクトル図を図６に示す。図６の同期電動機の電圧ベクトルは、図３に示した誘導電動機の電圧ベクトル図に比べると、次のような特徴がある。なお、図６では図３同様に、一次抵抗による影響は微小であるため、割愛している。 A second embodiment which is an embodiment according to claim 3 will be described with reference to FIGS. 5 to 7, but the same parts as those of the first embodiment will be omitted.
In this embodiment, the AC motor 1 is a synchronous motor.
A voltage vector diagram of the synchronous motor is shown in FIG. The voltage vector of the synchronous motor in FIG. 6 has the following characteristics as compared with the voltage vector diagram of the induction motor shown in FIG. In FIG. 6, as in FIG. 3, the influence of the primary resistance is very small and is omitted.

同期電動機では、誘導電動機の漏れインダクタンスＬσに比べて各軸のインダクタンスが大きくなる。特に、埋め込み磁石型同期電動機では、ｄ軸インダクタンスに比べｑ軸インダクタンスが大きいという特徴がある。そのため、電圧ベクトルｖのｄ軸成分が誘導電動機に比べ負の方向に大きくなる。
また、誘導電動機では二次鎖交磁束を励磁するために、ｄ軸電流は正の値を流す必要があるのに対し、永久磁石型同期電動機では、高速域に磁石誘起電圧を抑制するために負のｄ軸電流を流す必要がある。そのため、電圧ベクトルｖのｑ軸成分が誘導電動機に比べ小さくなる。 In the synchronous motor, the inductance of each axis is larger than the leakage inductance Lσ of the induction motor. In particular, the embedded magnet type synchronous motor is characterized in that the q-axis inductance is larger than the d-axis inductance. For this reason, the d-axis component of the voltage vector v becomes larger in the negative direction than the induction motor.
In addition, in order to excite the secondary linkage flux in the induction motor, the d-axis current needs to flow a positive value, whereas in the permanent magnet type synchronous motor, in order to suppress the magnet induced voltage in the high speed range. It is necessary to flow a negative d-axis current. Therefore, the q-axis component of the voltage vector v is smaller than that of the induction motor.

以上より、誘導電動機の電圧ベクトルｖはほぼｑ軸と近い方向であったのに対し、同期電動機の電圧ベクトルはｑ軸から離れた位置となる。〔実施例１〕の手法では、電圧ベクトルｖがｑ軸に近いため、電力変換装置４の電圧が飽和すると、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は反映されずにｄ軸電圧指令Ｖｄ*のみ出力電圧に反映されることになるが、同期電動機では両者が干渉して制御不能に陥る。
そこで、本実施例では、図５に示すように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を電圧ベクトル補正機３３Ｇを用いて補正する。 As described above, the voltage vector v of the induction motor is in a direction substantially close to the q axis, whereas the voltage vector of the synchronous motor is located away from the q axis. In the method of [Embodiment 1], since the voltage vector v is close to the q-axis, when the voltage of the power converter 4 is saturated, only the d-axis voltage command Vd * is changed to the output voltage without reflecting the q-axis voltage command Vq *. As will be reflected, in the synchronous motor, the two interfere with each other and become uncontrollable.
Therefore, in this embodiment, as shown in FIG. 5, the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * are corrected using the voltage vector corrector 33G.

図７は、電圧ベクトル補正機３３Ｇの動作を説明する図である。ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*からなる電圧ベクトルが電力変換装置４の最大電圧を超えた場合、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*は維持してベクトルの大きさが電力変換装置４の最大電圧と一致するようになるｑ軸電圧指令Ｖｑ*を出力する。
この構成により、交流電動機１に同期電動機を用いた場合であっても、電力変換装置４の電圧が飽和すると、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は反映されずにｄ軸電圧指令Ｖｄ*のみ出力電圧に反映されるため、実施例１と同一の制御効果が得られる。 FIG. 7 is a diagram for explaining the operation of the voltage vector corrector 33G. When the voltage vector composed of the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * exceeds the maximum voltage of the power converter 4, the d-axis voltage command Vd * is maintained and the magnitude of the vector is that of the power converter 4. A q-axis voltage command Vq * that matches the maximum voltage is output.
With this configuration, even when a synchronous motor is used as the AC motor 1, when the voltage of the power conversion device 4 is saturated, the q-axis voltage command Vq * is not reflected and only the d-axis voltage command Vd * is output. Therefore, the same control effect as in the first embodiment can be obtained.

図８を用いて請求項４に係る一実施例である実施例３を説明するが、実施例１と同一部分は省略する。交流電動機１は、同期電動機とする。電流指令変換器３１はトルク指令τ*を入力し、トルク指令τ*を満足するようなＴ軸電流指令ｉＴ*とＭ軸電流指令ｉＭ*を出力する。電流座標変換器３２は、三相の電流ｉＵ、ｉＶ、ｉＷを、一次鎖交磁束角θΦ１に基づき、Ｍ軸電流ｉＭとＴ軸電流ｉＴに変換する。なお、一次鎖交磁束と一致する方向をＭ軸とする。 A third embodiment which is an embodiment according to claim 4 will be described with reference to FIG. 8, but the same parts as those of the first embodiment will be omitted. The AC motor 1 is a synchronous motor. The current command converter 31 receives the torque command τ * and outputs a T-axis current command iT * and an M-axis current command iM * that satisfy the torque command τ *. The current coordinate converter 32 converts the three-phase currents iU, iV, iW into an M-axis current iM and a T-axis current iT based on the primary flux linkage angle θΦ1. The direction that coincides with the primary flux linkage is taken as the M-axis.

電流制御器３３は、実施例１と同一の構成とし、実施例１のｄ軸をＭ軸に、ｑ軸をＴ軸に置き換えたものとして、Ｍ軸電流ｉＭがとＭ軸電流指令ｉＭ*に、Ｔ軸電流ｉＴがＴ軸電流指令ｉＴ*に追従するように、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*及びＴ軸電圧指令ＶＴ*を出力する。
電圧指令座標変換器３４は、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*とＴ軸電圧指令ＶＴ*を一次鎖交磁束角θΦ１に基づき座標変換し、三相の電圧指令ＶＵ*、ＶＶ*、ＶＷ*を出力する。 The current controller 33 has the same configuration as that of the first embodiment, and the M-axis current iM is changed to the M-axis current command iM * assuming that the d-axis of the first embodiment is replaced with the M-axis and the q-axis is replaced with the T-axis. The M-axis voltage command VM * and the T-axis voltage command VT * are output so that the T-axis current iT follows the T-axis current command iT *.
The voltage command coordinate converter 34 converts the M-axis voltage command VM * and the T-axis voltage command VT * based on the primary linkage magnetic flux angle θΦ1, and outputs three-phase voltage commands VU *, VV *, and VW *. .

交流電動機１の電圧ベクトルは、図８に示すように一次鎖交磁束とほぼ直行することが知られている。電力変換装置４の電圧が飽和すると電圧ベクトルは位相方向にのみ動かせるため、電圧ベクトルはＭ軸方向に動かせるがＴ軸方向には動かせない状態である。
そのため、制御軸を一次鎖交磁束を基準としたＭ軸及びＴ軸を用いることにより、電力変換装置４の電圧が飽和した場合、Ｍ軸電圧指令ＶＭ*のみ出力電圧に反映して、Ｔ軸電圧指令ＶＴ*は出力電圧指令に反映されない状態となるため、〔実施例１〕と同様にトルク制御が可能となる。 It is known that the voltage vector of the AC motor 1 is almost orthogonal to the primary flux linkage as shown in FIG. When the voltage of the power conversion device 4 is saturated, the voltage vector can be moved only in the phase direction. Therefore, the voltage vector can be moved in the M-axis direction but cannot be moved in the T-axis direction.
Therefore, when the voltage of the power converter 4 is saturated by using the M axis and the T axis based on the primary linkage flux as the control axis, only the M axis voltage command VM * is reflected in the output voltage, and the T axis Since the voltage command VT * is not reflected in the output voltage command, torque control can be performed in the same manner as in the first embodiment.

１交流電動機
２電流検出器
３電動機制御装置
３１電流指令変換器
３２電流座標変換器
３３電流制御器
３４電圧指令座標変換器
３３１ｄ軸比例増幅器
３３２ｄ軸積分増幅器
３３３ｄ軸積分器
３３４ｑ軸比例増幅器
３３５ｑ軸積分増幅器
３３６ｑ軸積分器
３３７ｑｄ軸非干渉補償器
３３８ｄｑ軸非干渉補償器
３３９磁束補償器
３３Ａｄｑ軸積分増幅器
３３Ｂｑｄ軸積分増幅器
３３Ｃスイッチ
３３Ｄリミッタ
３３Ｅ不感帯要素
３３Ｆ微分比例増幅器
３３Ｇ電圧ベクトル補正機
４電力変換装置 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC motor 2 Current detector 3 Motor controller 31 Current command converter 32 Current coordinate converter 33 Current controller 34 Voltage command coordinate converter 331 d-axis proportional amplifier 332 d-axis integral amplifier 333 d-axis integrator 334 q-axis proportional Amplifier 335 q-axis integral amplifier 336 q-axis integrator 337 qd-axis non-interference compensator 338 dq-axis non-interference compensator 339 Magnetic flux compensator 33A dq-axis integral amplifier 33B qd-axis integral amplifier 33C Switch 33D Dead band element 33F Differential proportional amplifier 33G Voltage vector corrector 4 Power converter

Claims

Means for transforming the primary current of the AC motor into rotational coordinates and decomposing it into magnetic flux current and torque current;
Means for obtaining a magnetic flux current deviation between the magnetic flux current and the magnetic flux current command; means for proportionally amplifying the deviation; means for integrating and amplifying; and means for obtaining a first sum by adding the results of proportional amplification and integral amplification. Means for calculating, using the torque current, a first voltage component proportional to a speed generated in the direction of the magnetic flux current by the torque current, and a magnetic flux by subtracting the first voltage component from the first sum. Means for generating a voltage command in a current direction;
Means for obtaining a torque current deviation between the torque current and the torque current command; means for proportionally amplifying the deviation; means for integrating and amplifying the deviation; and means for obtaining a second sum by adding the results of proportional amplification and integral amplification. ,
Means for calculating, using the magnetic flux current, a second voltage component that is proportional to the magnetic flux current and a speed generated in the torque current direction by the magnetic flux, and at least the second voltage component in the second sum. Means for generating a voltage command in the direction of torque current by adding,
In the motor control device for applying an AC voltage to the AC motor by a voltage type power converter based on the voltage command in the magnetic flux direction and the torque direction,
A limiter that limits the result of integral amplification to a constant value when the result of integral amplification of the magnetic flux current deviation exceeds a preset constant value;
Until the absolute value of the result of integral amplification of the torque current deviation exceeds a preset threshold value, zero is output, and when the absolute value exceeds the threshold value, an output proportional to the excess from the threshold value is output. Dead zone elements to
The output of the dead band element is input and has a gain that is inversely proportional to the angular velocity of the AC motor, and the output of the means for differentially amplifying the output of the dead band element is the output of the limiter. Means for subtracting from
In a state where the output voltage of the voltage type power converter is not saturated, independent current feedback control of the magnetic flux current and the torque current is realized,
An electric motor control device characterized by causing the torque current to follow the torque current command and abandoning the tracking of the magnetic flux current to the magnetic flux current command when the output voltage of the voltage type power converter is saturated.

2. The AC motor is an induction motor, wherein the magnetic flux current is a current component in a secondary linkage magnetic flux direction, and the torque current is a current component that is orthogonal to the secondary linkage magnetic flux direction. Electric motor control device.

The AC motor is a synchronous motor, the magnetic flux current is a current component in the direction of the secondary flux linkage, and the torque current is a current component that is orthogonal to the direction of the secondary flux linkage, and the voltage command is the voltage-type power converter 2. The voltage having the maximum voltage amplitude of the voltage-type power converter in which the magnetic flux current direction component of the voltage command is the same as the command when the maximum voltage of the voltage command is exceeded is output. Electric motor control device.

2. The electric motor according to claim 1, wherein the AC motor is a synchronous motor, and the magnetic flux current is a current component in a primary linkage flux direction, and the torque current is a current component orthogonal to the primary linkage flux direction. Control device.