JP2012039699A - 位相制御装置、バッテリ充電装置、および位相制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】三相交流発電機のいずれの相にも磁石位置検出機器やサブコイルを設けることなく、交流発電機の三相の交流出力に同期した各相同期信号を生成して進角／遅角制御を行う。
【解決手段】基準信号生成回路７は、パルサコイル６からの交流電圧に同期し、かつ、内燃機関の稼動直後に相交流発電機１からの一相の交流電圧との位相調整をしたステージ切替タイミング信号Ｐｓｔを生成する。三相同期方形波生成回路１１は、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔに同期させ、Ｕ相に同期した矩形波の信号であるＵ相同期信号Ｒｕ、Ｕ相同期信号Ｒｕから１２０°ずつ位相の遅れたＶ相同期信号Ｒｖ、Ｗ相同期信号Ｒｗを生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、位相制御装置、バッテリ充電装置、および位相制御方法に関する。

二輪車等に用いられるバッテリ充電装置は、エンジン側から回転駆動される三相交流発電機（以下、単に「交流発電機」ともいう）が出力する三相交流出力電圧を、順変換（交流／直流変換）して直流出力電圧とし、この直流出力電圧によりバッテリに充電電流を流す。この場合、バッテリ充電を効率良く行うために、交流発電機の発電量を制御するため、順変換を行う整流回路における通電タイミングの進角／遅角制御が行われている。

進角／遅角制御は、交流発電機の交流出力電圧の位相に対して、バッテリ充電装置内の整流部を構成するスイッチング素子の通電タイミングを進角側、または遅角側に移動させることにより、交流発電機の発電量を制御するものである。この進角／遅角制御では、バッテリの電圧が基準電圧よりも低くバッテリ充電を必要とする場合、バッテリ充電装置を遅角制御（バッテリ充電状態）し、バッテリの電圧が基準電圧よりも高く充電を必要としない場合、バッテリ充電装置を進角制御（バッテリから交流発電機へエネルギーを放電する状態）とする。

この進角／遅角制御において、従来の三相交流磁石式の三相交流発電機と組み合わせるバッテリ充電装置では、進角／遅角制御に必要な各相の出力電圧の位相検出を、磁界を電流に変換する素子（ホール素子等）または各相巻線と並列に巻かれたサブコイル（交流出力電圧検出用の補助巻線）からの信号を用いて行い、スイッチング素子（Field Effect TransistorもしくはSilicon Controlled Rectifier）の通電タイミングの制御を行っていた。そのため各相に各々磁石位置検出機器（ロータの磁界の検出器）を設けるか、またはサブコイルを設ける必要があった。
例えば、特許文献１においては、交流発電機のＵ相にサブコイルを設け、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧検出回路によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の交流出力電圧に同期した信号を生成し、この同期信号を基準にして、制御回路により、スイッチング素子（ＦＥＴ）Ｑ１〜Ｑ６の通電タイミングを制御することにより、進角／遅角制御を行う技術が開示されている。

再公表特許ＷＯ２００７／１１４２７２号公報

しかしながら、従来においては、進角／遅角制御を行うために、交流発電機のいずれかの相にサブコイルを設けるか、或いは磁石位置検出機器を設ける必要があるため、交流発電機は大型かつ複雑になり、結果として高価になっていた。また、ホール素子等の磁石位置検出機器を設ける場合、制御回路の電源とは別に電源供給回路が必要となり、また電源供給回路を制御する回路も必要となり、更に大型化、複雑化することになる。また、位相制御を行わないバッテリ充電装置を、位相制御を行う構成を有するバッテリ充電装置に変更する場合、ホール素子等の磁石位置検出機器を後から取り付けることとなるため、大幅な改良が必要となり交流発電機の大型化、複雑化を招いてしまうとういう問題があった。

本発明は、上記問題を鑑みなされたもので、その目的は、交流発電機に接続され、交流発電機から出力された交流電力を直流電力に変換するブリッジ構成された整流部のスイッチング素子の通電タイミングを、三相交流発電機の交流出力電圧の位相に対して進角／遅角制御を行う位相制御装置において、サブコイル或いは磁石位置検出機器を設けることなく、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の交流出力電圧に同期した信号を生成する位相制御装置を提供することにある。また、本発明の目的は、位相制御装置で三相交流発電機の進角／遅角制御を行う場合に、交流発電機の構造を簡単化、かつ小型化し、コストの低減を図ることができる、位相制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相交流発電機から出力された交流電力を直流電力に変換するブリッジ構成された整流部のスイッチング素子の通電タイミングを、前記三相交流発電機の交流出力電圧の位相に対して進み又は遅らせることにより進角／遅角制御を行う位相制御装置であって、前記三相交流発電機のロータの回転により発生するロータの回転周波数を示す基準交流電圧と、前記三相交流発電機のいずれか一相の交流出力電圧との位相差を算出し、該算出した位相差に基づいて、前記基準交流電圧に同期した信号を遅延させ、遅延させた該信号を、前記一相の交流出力電圧の周波数の前記基準交流電圧の周波数に対する比率の３倍に逓倍して基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記基準信号を基に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相の同期信号を生成するＵ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段と、前記整流部の直流電力側の出力電圧と所定の目標との差分電圧の信号と、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段により出力される各相の同期信号とに基づき、前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求める進角／遅角算出手段と、前記進角／遅角算出手段により求めた進角／遅角量により前記スイッチング素子の進角／遅角制御を行う進角／遅角制御手段と、を備えることを特徴とする。

また、前記基準信号生成手段は、前記基準交流電圧と同期した第１のパルス信号を生成する基準方形波生成回路と、前記三相交流発電機のいずれか一相の交流出力電圧と同期した第２のパルス信号を生成する相コイル電圧生成回路と、前記三相交流発電機の稼動開始時に、前記第１のパルス信号及び前記第２のパルス信号の位相差を算出し、算出した前記位相差に基づいて前記第１のパルス信号を遅延する位相調整回路と、遅延された前記第１のパルス信号を、前記第２のパルス信号の周波数の前記第１のパルス信号の周波数に対する比率の３倍に逓倍して前記基準信号を生成するステージ切替タイミング信号生成回路と、を有し、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段は、ｋ（ｋ≧１の自然数）として、前記基準信号の第（６ｋ−５）番目のパルスの立ち上がりに同期して立ち上がり、前記基準信号の第（６ｋ―２）番目のパルスの立ち下がりに同期して立ち下がる信号であるＵ相同期信号を生成し、前記基準信号の第（６ｋ−３）番目のパルスの立ち上がりに同期して立ち上がり、前記基準信号の第（６ｋ）番目のパルスの立ち下がりに同期して立ち下がる信号であるＶ相同期信号を生成し、前記基準信号の第（６ｋ−４）番目のパルス立ち下がりに同期して立ち下がり、前記基準信号の第（６ｋ―１）番目の立ち上がりに同期して立ち上がる信号であるＷ相同期信号を生成する、ことを特徴とする。

また、本発明は、上記位相制御装置において、前記進角／遅角算出手段により求めた進角／遅角量により前記スイッチング素子の進角／遅角制御を行うと共に、遅角制御を行う際に、遅角量が遅角リミット値を超える場合は、前記遅角リミット値により前記スイッチング素子の遅角制御を行う進角／遅角制御手段を備えることを特徴とする。

また、本発明は、上記記載の位相制御装置と、前記位相制御装置により通電タイミングを制御される整流部と、を備え、前記整流部の直流電力側の出力電圧に接続されたバッテリを充電するバッテリ充電装置である。

また、前記進角／遅角算出手段は、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成回路から出力される各相の矩形波に同期した三角波を生成する同期三角波発生回路と、前記バッテリの電圧と所定の目標電圧とを比較し誤差信号を出力する誤差アンプと、前記同期三角波発生回路から出力される三角波と誤差アンプの出力とを比較することにより進角／遅角量を求める比較回路と、を備え、前記同期三角波発生回路は、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成回路から出力される各相の矩形波に同期した三角波を生成して前記比較回路に出力するとともに、生成したＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応する三角波（それぞれ第２Ｕ相三角波、第２Ｖ相三角波、第２Ｗ相三角波とする）を、１８０°位相シフトさせた第１Ｕ相三角波、第１Ｖ相三角波、第１Ｗ相三角波をそれぞれ生成して前記比較回路に出力し、前記比較回路は、前記進角／遅角量を求める場合、前記Ｕ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される前記第１Ｕ相三角波及び前記第２Ｕ相三角波と、前記誤差アンプ出力とを比較して求め、前記Ｖ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される第１Ｖ相三角波及び前記第２Ｖ相三角波と、前記誤差アンプ出力とを比較して求め、前記Ｗ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される第１Ｗ相三角波及び前記第２Ｗ相三角波と、前記誤差アンプ出力とを比較して求める、ことを特徴とする。

また、前記比較回路は、前記第１Ｕ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、前記第２Ｕ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求め、前記第１Ｖ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、前記第２Ｖ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求め、前記第１Ｗ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、前記第２Ｗ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求める、ことを特徴とする。

また、本発明は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相交流発電機から出力された交流電力を直流電力に変換するブリッジ構成された整流部のスイッチング素子の通電タイミングを、前記三相交流発電機の交流出力電圧の位相に対して進み又は遅らせることにより進角／遅角制御を行う位相制御装置における位相制御方法であって、前記三相交流発電機のロータの回転により発生するロータの回転周波数を示す基準交流電圧と、前記三相交流発電機のいずれか一相の交流出力電圧との位相差を算出し、該算出した位相差に基づいて、前記基準交流電圧に同期した信号を遅延させ、遅延させた該信号を、前記一相の交流出力電圧の周波数の前記基準交流電圧の周波数に対する比率の３倍に逓倍して基準信号を生成する基準信号生成手順と、前記基準信号を基に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相の同期信号を生成するＵ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手順と、前記整流部の直流電力側の出力電圧と所定の目標との差分電圧の信号と、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段により出力される各相の同期信号とに基づき、前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求める進角／遅角算出手順と、前記進角／遅角算出手段により求めた進角／遅角量により前記スイッチング素子の進角／遅角制御を行う進角／遅角制御手順と、を含むことを特徴とする。

また、前記基準信号生成手順は、前記基準交流電圧と同期した第１のパルス信号を生成する基準方形波生成手順と、前記三相交流発電機のいずれか一相の交流出力電圧と同期した第２のパルス信号を生成する相コイル電圧生成手順と、前記三相交流発電機の稼動開始時に、前記第１のパルス信号及び前記第２のパルス信号の位相差を算出し、算出した前記位相差に基づいて前記第１のパルス信号を遅延する位相調整手順と、遅延された前記第１のパルス信号を、前記第２のパルス信号の周波数の前記第１のパルス信号の周波数に対する比率の３倍に逓倍して前記基準信号を生成するステージ切替タイミング信号生成手順と、を有し、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手順は、ｋ（ｋ≧１の自然数）として、前記基準信号の第（６ｋ−５）番目のパルスの立ち上がりに同期して立ち上がり、前記基準信号の第（６ｋ―２）番目のパルスの立ち下がりに同期して立ち下がる信号であるＵ相同期信号を生成し、前記基準信号の第（６ｋ−３）番目のパルスの立ち上がりに同期して立ち上がり、前記基準信号の第（６ｋ）番目のパルスの立ち下がりに同期して立ち下がる信号であるＶ相同期信号を生成し、前記基準信号の第（６ｋ−４）番目のパルス立ち下がりに同期して立ち下がり、前記基準信号の第（６ｋ―１）番目の立ち上がりに同期して立ち上がる信号であるＷ相同期信号を生成する手順である、ことを特徴とする。

この本発明によれば、基準信号発生手段は、三相交流発電機のロータの回転により発生するロータの回転周波数を示す基準交流電圧と、前記三相交流発電機のいずれか一相の交流出力電圧との位相差を算出し、該算出した位相差に基づいて、前記基準交流電圧に同期した信号を遅延させた信号を遅延させ、遅延させた該信号を、前記一相の交流出力電圧の周波数の前記基準交流電圧の周波数に対する比率の３倍に逓倍して基準信号を生成する。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段は、基準信号を基にＵ，Ｖ，Ｗ相からなる三相の同期信号を生成する。これにより、サブコイル或いは磁石位置検出機器を設けず、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の交流出力電圧に同期した信号を生成する位相制御装置を提供することができ、位相制御装置を備えたバッテリ充電装置等において、装置を簡単化、かつ小型化できるので、製造コストの低減を図ることができる。

本発明の位相制御装置を用いたバッテリ充電装置３の基本構成例を示すブロック図である。 図１に示す基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１の基本構成例を示す回路図である。 図２に示す基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１の動作説明に用いるタイミングチャートである。 図１に示された発電機のＵ相の交流電圧波形に同期した矩形波を示す波形図である。 本発明の実施例において、三角波を生成するメカニズムについて説明するための図である。 本発明の実施例における進角制御通電タイミングを示す波形図である。 本発明の実施例における遅角制御通電タイミングを示す波形図である。 本発明の位相制御装置を用いたバッテリ充電装置の他の実施例を示すブロック図である。 本発明の実施例における遅角リミット値の設定工程を示すフローチャートである。 本発明の実施例における遅角リミット値の設定方法を示す図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について説明する。
図１は、本発明による位相制御装置を用いたバッテリ充電装置の基本構成例を示すブロック図であり、永久磁石式の三相交流発電機（以下、交流発電機１とする）の交流出力電圧を全波整流して、その出力でバッテリ２を充電するバッテリ充電装置３の例である。
このバッテリ充電装置３では、交流発電機１からの三相交流出力を整流する全波整流回路３ｂを、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor FET）であるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の三相ブリッジ構成としている。そして、位相制御装置３ａは、各スイッチング素子のスイッチング動作のタイミング（通電タイミング）を、交流発電機１の交流出力電圧に対して位相を遅らせる遅角制御、または進ませる進角制御を行うことにより、バッテリ２の充電状態（または放電状態）を制御している。

このバッテリ充電装置３の位相制御装置３ａにおいて、基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１が、本発明の特徴をなす部分である。基準信号生成回路７が、交流発電機１の回転周期により生成した基準信号を基に、三相同期方形波生成回路１１において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に同期した信号を生成する。
この基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１の構成と動作の詳細については後述する。以下、図１に示すバッテリ充電装置３の全体構成の概要について説明する。

三相交流発電機１は、エンジン（内燃機関）のクランク軸に取り付けられたロータ４と、
エンジンのケースなどに固定されたステータ５とからなっている。
ロータ４は、鉄等の強磁性材料によりカップ状に形成されたロータヨーク（不図示）と、このロータヨークにおける周壁部の内周に取付けられた複数の永久磁石（不図示）を備え、永久磁石により界磁を構成した周知のものである。また、図示していないが、ロータヨークの底壁部の中央にはボスが設けられ、このボスがエンジンのクランク軸に取り付けられている。
また、ステータ５は、ロータ４の磁極に対向する磁極部を有する電機子鉄心（不図示）と、この電機子鉄心に巻回された電機子巻線とからなっている。電機子巻線はスター結線されたＵ、Ｖ、Ｗ相各々に対応する三つの相巻線を有し、それぞれの相巻線の中性点と反対側の端部からそれぞれ三相の出力が導出されている。また、導出された三相の出力は、それぞれスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６からなる全波整流回路３ｂと接続されている。

一般に、エンジンは、その点火時期を制御したり、燃料の噴射を制御したりするために、クランク角の情報や、回転速度の情報を必要とする。これらの情報を得るため、ロータ４は、外周部に信号発生用のリラクタ（誘導子）と呼ばれる突起部４ａを備えている。
パルサコイル６（点火用コイル）は、突起部４ａ（リラクタ）に対向する磁極部を備えた鉄心（不図示）と、その鉄心に巻かれたパルサコイルと、鉄心に磁気結合された永久磁石とを備える。パルサコイル６は、エンジンのクランク軸の回転に伴って、突起部４ａがパルサコイル６の鉄心の磁極部との対向を開始する際、及び突起部４ａが磁極部との対向を終了する際にそれぞれパルス信号（基準交流電圧）を出力する。

基準信号生成回路７（基準信号生成手段）は、交流発電機１の稼動直後の所定期間において、パルサコイル６からのパルス信号（基準交流電圧）と、交流発電機１のステータ５からの三相の出力のいずれか一相の出力（一相の交流出力電圧）とに基づいて、一相の交流出力電圧の三倍の周波数であるステージ切替タイミング信号Ｐｓｔ（基準信号）を生成する。また、三相同期方形波生成回路１１（Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段）は、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔを基に交流発電機１の三相各相に同期した矩形波の信号を生成し、三相同期三角波生成回路１２に出力する。

三相同期三角波生成回路１２は、三相同期方形波生成回路１１から出力される３相分の矩形波の信号から、これらの信号に同期した三角波を生成する。この三角波は矩形波のパルス幅に無関係に、立ち上がり開始時における電圧値（最小電圧値）と立ち上がり終了時における電圧値（最大電圧値）が等しい（高さＶｐ）三角波である。

誤差アンプ１３は、実際のバッテリ電圧Ｖｂａｔからのフィードバック信号Ｖｆｂと、バッテリ充電電圧の設定値（目標値）Ｖｒｅｆとを比較して、その差の信号を増幅し誤差アンプ出力Ｖｃとして出力する。なお、誤差アンプ出力Ｖｃは、バッテリ電圧Ｖｂａｔが低く、「Ｖｆｂ＜Ｖｒｅｆ」の場合に、「Ｖｃ＞０」となり、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高く、「Ｖｆｂ＞Ｖｒｅｆ」の場合に、「Ｖｃ＜０」となる。「Ｖｃ＞０」の場合には、バッテリ２への充電（遅角制御）が行われ、「Ｖｃ＜０」の場合には、バッテリ２からの放電（進角制御）が行われる。

比較回路（進角／遅角算出手段）１４は、三相同期三角波生成回路１２から出力される三角波と誤差アンプ１３の出力Ｖｃとを比較し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングタイミング（進角／遅角量θ）を決定し、該進角／遅角量θの信号を制御回路２０に出力する。

制御回路２０中の進角または遅角制御回路２１（進角／遅角制御手段）は、比較回路１４から通電タイミング（進角／遅角量θ）の信号を受け取り、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のＯＮまたはＯＦＦ信号を生成しＦＥＴ駆動信号生成回路２２に出力する。なお、この際に、遅角量が所定の遅角リミット値以上にならないように制限する。

ＦＥＴ駆動信号生成回路２２は、進角または遅角制御回路２１から、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のＯＮまたはＯＦＦ信号を受け取り、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＯＮまたはＯＦＦするための駆動信号（ゲートドライブ信号）を生成する。

全波整流回路３ｂは、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）の３相ブリッジで構成されるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６から構成される。スイッチング素子Ｑ１は、直流電源となるバッテリ２のプラス側の電圧Ｖｂａｔと交流発電機１のＵ相出力との間に接続され、スイッチング素子Ｑ２は、バッテリ２のプラス側の電圧Ｖｂａｔと交流発電機１のＶ相出力との間に接続され、スイッチング素子Ｑ３は、バッテリ２のプラス側の電圧Ｖｂａｔと交流発電機１のＷ相出力との間に接続されている。
また、スイッチング素子Ｑ４は、交流発電機１のＵ相出力とバッテリ２の接地電源との間に接続され、スイッチング素子Ｑ５は、交流発電機１のＶ相出力とバッテリ２の接地電源との間に接続され、スイッチング素子Ｑ６は、交流発電機１のＷ相出力とバッテリ２の接地電源との間に接続されている。
これらのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＦＥＴ駆動信号生成回路２２から出力されるゲートドライブ信号により駆動される。

（基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１についての説明）
次に、基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１の構成と動作について、図２及び図３を用いて説明する。
図２は、図１に示す基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１の基本構成例を示す回路図である。
この基準信号生成回路７においては、パルサコイル６からのパルス信号（基準交流電圧）と、交流発電機１のステータ５からの三相の出力のいずれか一相の出力（一相の交流出力電圧）とに基づいて、一相の交流出力電圧の三倍の周波数であるステージ切替タイミング信号Ｐｓｔ（基準信号）を生成する。また、三相同期方形波生成回路１１（Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段）は、ステージ切替タイミング信号を基に交流発電機１の三相各相に同期した矩形波の信号（Ｕ相同期信号Ｒｕ、Ｖ相同期信号Ｒｖ、Ｗ相同期信号Ｒｗ）を生成し、三相同期三角波生成回路１２に出力する。ここで、同期した信号とは、位相及び周波数が一致する信号をいう。また、以下の説明において信号Ａの立ち上がり又は立ち下がりをとらえて、信号Ｂを立ち上げ、又は立ち下げるとき、立ち上がり又は立ち下がりに同期させというように、「同期」を使用する場合もある。
図３は図２に示す基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１の動作説明に用いるタイミングチャートである。

基準信号生成回路７は、基準方形波生成回路７１、相コイル電圧生成回路７２、位相調整回路７３及びステージ切替タイミング信号生成回路７４から構成される。
基準方形波生成回路７１は、図２に示すようにＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ等を有し、パルサコイル６がエンジンの回転に伴って発生するパルス信号（基準交流電圧）を直流電圧であるパルス信号Ｐａ（第１のパルス信号）に変換する。パルス信号Ｐａは、パルス信号（基準交流電圧）と同期した信号である。
また、基準方形波生成回路７１は、図３に示す一周期Ｔｐｕｌｓｅｒのパルス信号Ｐａを位相調整回路７３に対して出力する。
パルス信号Ｐａは、ロータ４における突起部４ａが、例えばｉ個設けられている場合、エンジン一回転の周期Ｔの間に、ローレベル（Ｌレベル）からハイレベル（Ｈレベル）への変化、及びＨレベルからＬレベルの変化の組合せを、ｉ回繰り返す信号となる。図３においては、ｉ＝６の場合を示している。ここで本実施形態においては、信号のハイレベル（Ｈレベル）及びローレベル（Ｌレベル）各々の期間を、それぞれ１パルスと呼ぶこととする。図３に示すパルス信号Ｐａは、エンジン一回転の周期Ｔの間に、Ｈレベルのパルスがパルス１、３、５、７、９、１１の６個（ｉ個）、Ｌレベルのパルスがパルス１、３、５、７、９、１１の６個（ｉ個）からなる。
パルス信号Ｐａは、エンジンの稼働中において、エンジンの回転数が変化した場合、エンジンの一周期Ｔに比例して一周期Ｔｐｕｌｓｅｒが変化する信号である。以下の説明において、突起部４ａはロータ４にｉ箇所設けられているものとし、パルス信号Ｐａの周期Ｔｐｕｌｓｅｒは、エンジン一回転の周期Ｔの（１／ｉ）倍であるとする。

相コイル電圧生成回路７２は、図２に示すようにＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ等を有し、ステータ５からのＵ相の出力信号（一相の交流出力電圧）を直流電圧であるパルス信号Ｐｂ（第２のパルス信号）に変換する。また、相コイル電圧生成回路７２は、一周期Ｔｐｈａｓｅのパルス信号Ｐｂを位相調整回路７３に対して出力する。パルス信号Ｐｂは、Ｕ相の出力信号（一相の交流出力電圧）と同期したＵ相ゼロクロス信号である。
図３においては、ステータ５のＵ相（一相の交流出力電圧）が、エンジン一回転の周期Ｔの間に、負電圧から正電圧の変化をｊ周期分繰り返す様子を示している。パルス信号Ｐｂは、ステータ５からのＵ相の出力信号に同期した信号であるため、図３に示すように、エンジン一回転の周期Ｔの間に、ＬレベルからＨレベルへの変化、及びＨレベルからＬレベルの変化の組合せを、ｊ回繰り返す信号となる。図３においては、ｊ＝１０の場合を示しており、パルス信号Ｐｂは、エンジン一回転の周期Ｔの間に、Ｈレベルのパルスがパルス１、３、５、７、９、…１７、１９の１０個（ｊ個）、Ｌレベルのパルスがパルス２、４、６、８、１０、…、１８、２０の１０個（ｊ個）からなる。以下の説明において、パルス信号Ｐｂの周期Ｔｐｈａｓｅは、エンジン一回転の周期Ｔの（１／ｊ）倍であるとする。

ここで、エンジン稼動直後及びエンジンの稼働中におけるパルス信号Ｐａとパルス信号Ｐｂとの関係（周波数及び位相）について説明する。
上述の通り、パルス信号Ｐａの周期Ｔｐｕｌｓｅｒは、エンジン一回転の周期Ｔの（１／ｉ）倍であり、パルス信号Ｐｂの周期Ｔｐｈａｓｅは、エンジン一回転の周期Ｔの（１／ｊ）倍である。また、パルス信号Ｐｂの周波数はステータ５からのＵ相の出力信号の周波数と同一である。つまり、Ｕ相の出力信号の周波数のパルス信号Ｐａの周波数に対する比率は（ｊ／ｉ）であり、この比率（ｊ／ｉ）は、エンジンの稼働中において変化しない一定の値である。従って、エンジン稼動中において、パルス信号Ｐａを３×（ｊ／ｉ）に逓倍した逓倍信号を生成し、生成した逓倍信号を１／３に分周すれば、稼働中におけるステータ５からのＵ相の出力信号と同一周期の矩形波（Ｕ相同一周期信号）を生成し続けることが可能である。つまり、エンジン稼働中において、パルス信号Ｐｂを用いることなく、パルス信号Ｐａを用いるだけで、Ｕ相同一周期信号を生成することが可能である。
なお、エンジンの稼働中においては、ステータ５からのＵ相の出力信号は位相制御に用いるため、エンジン稼動直後における波形と比べて歪んだ波形となり、相コイル電圧生成回路７２が出力するパルス信号Ｐｂも稼動直後に比べて歪んだ波形とある。そのため、このパルス信号Ｐｂを、上記逓倍信号の生成に使用することはできない。

一方、位相については、パルス信号Ｐａとパルス信号Ｐｂとの間では、上述の通り周波数が異なるため、位相は一致していない。また、パルス信号Ｐｂは、上述の通り、エンジンの稼働中において使用することができない。従って、上記Ｕ相同一周期信号を、ステータ５からのＵ相の出力信号と位相も周波数も一致したＵ相同期信号Ｒｕとするには、まず、エンジンの稼動直後において、パルス信号Ｐａとパルス信号Ｐｂの位相差を算出する必要がある。そして、算出した位相差に基づいてパルス信号Ｐａの位相を遅延（調整）して、パルス信号Ｐｂのいずれかの立ち上がりに同期させて立ち上がる信号である、パルス信号Ｐａと同一周期の信号（パルス信号Ｐａ’とする）を生成する必要がある。そして、このパルス信号Ｐａ’を３×（ｊ／ｉ）に逓倍して、後述するステージ切替タイミング信号Ｐｓｔを生成し、生成したステージ切替タイミング信号Ｐｓｔを１／３に分周することで、稼働中におけるステータ５からのＵ相の出力信号と同期した矩形波（Ｕ相同期信号Ｒｕ）を生成することが可能となる。つまり、エンジン稼働中において、パルス信号Ｐｂを用いることなく、パルス信号Ｐａを用いるだけで、Ｕ相同期信号Ｒｕを生成することができる。

位相調整回路７３は、エンジンの稼動直後において、入力されるパルス信号Ｐａのパルス信号Ｐｂに対する位相差θａを算出する。位相調整回路７３は、内蔵するカウンタにより、エンジンの稼動直後の所定期間において、パルス信号Ｐａ及びパルス信号Ｐｂ各々のＨパルス数をカウントし、演算式「Δθａ＝（Ｎｐ×Δθｐ）／Ｎ」により、位相差θａを算出する。ここで、Δθａはパルス信号Ｐａのパルス信号Ｐｂに対する位相差であり、算出すべき値である。また、Δθｐは、エンジン稼動直後におけるパルス信号Ｐａのパルス信号Ｐｂに対する位相差であり、位相調整回路７３が測定した位相差である。また、Ｎｐはパルス信号Ｐａのカウント結果（パルス信号ＰａのＨパルス数）であり、Ｎはパルス信号Ｐｂのカウント結果（パルス信号ＰｂのＨパルス数）である。
図３においては、パルス信号Ｐａのパルス１の立ち上がりがパルス信号Ｐｂのパルス１よりΔθａだけ進んでいる様子を示している。この場合、位相調整回路７３は、パルス信号ＰａをΔθａだけ遅延させ、パルス信号Ｐａ’を生成する。パルス信号Ｐａ’は、パルス１の立ち上がり時刻が、パルス信号Ｐｂのパルス１の立ち上がり時刻に一致する信号である。なお、パルス信号Ｐａのパルス１の立ち上がりがパルス信号Ｐｂのパルス１よりΔθａだけ遅れている場合、位相調整回路７３は、パルス信号Ｐａを（１８０°−Δθａ）だけ遅延させ、パルス信号Ｐａ’を生成する。
位相調整回路７３は、エンジンの稼動中においてパルス信号Ｐａ’をステージ切替タイミング信号生成回路７４に対して出力し続ける。

ステージ切替タイミング信号生成回路７４は、パルス信号Ｐａ’の周波数を３×（ｊ／ｉ）倍し、一周期Ｔｓｔａｇｅのステージ切替タイミング信号Ｐｓｔを三相同期方形波生成回路１１に対して出力する。図３においては、ｉ＝６、ｊ＝１０の場合を示しており、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔは、エンジン一回転の周期Ｔの間に、ＬレベルからＨレベルへの変化、及びＨレベルからＬレベルの変化の組合せを、３０回繰り返す信号である。図３に示すステージ切替タイミング信号Ｐｓｔは、エンジン一回転の周期Ｔの間に、Ｈレベルのパルスがパルス１、…、５、…、１５、…、２５、…、３５、…、４５、…、５５、…、５９の３０個、Ｌレベルのパルスがパルス２、…、１０、…、２０、…、３０、…、４０、…、５０、…、６０の３０個からなる。
すなわち、ステージ切替タイミング信号生成回路７４は、その周期Ｔｓｔａｇｅがパルス信号Ｐａ’の周期Ｔｐｕｌｓｅｒの（ｉ／（３×ｊ））倍であるステージ切替タイミング信号Ｐｓｔを生成する。このステージ切替タイミング信号Ｐｓｔは、エンジンの稼動中、パルス信号Ｐａ’を基に生成される信号であり、その周波数は、パルス信号Ｐａ’の周波数の３×（ｊ／ｉ）倍である。また、この比率（ｊ／ｉ）は、エンジンの稼動直後と稼働中において、変化しない一定の値であるから、結局のところステージ切替タイミング信号Ｐｓｔの周波数は、ステータ５のＵ相（一相の交流出力電圧）の周波数の３倍となる。また、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔは、パルス信号Ｐａ’を基に生成される信号であり、このパルス信号Ｐａ’はエンジンの稼動直後においてステータ５のＵ相（一相の交流出力電圧）との位相差が調整された信号である。従って、エンジンの稼働中の全ての期間において、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔの立ち上がりまたは立ち下がりを用いて、Ｕ相の出力信号と同期した矩形波（Ｕ相同期信号Ｒｕ）を生成することが可能となる。また、Ｕ相同期信号Ｒｕに対して周期Ｔｓｔａｇｅずつずらせて、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔに同期させて立ち上げ、立ち下がる信号を生成すれば、位相が１２０°ずつ遅れていくＶ相の出力信号と同期した矩形波（Ｖ相同期信号Ｒｖ）、Ｗ相の出力信号と同期した矩形波（Ｗ相同期信号Ｒｗ）を生成することも可能である。
ステージ切替タイミング信号生成回路７４は、エンジンの稼動中においてステージ切替タイミング信号Ｐｓｔを三相同期方形波生成回路１１に対して出力し続ける。

三相同期方形波生成回路１１は、基準信号生成回路７からステージ切替タイミング信号Ｐｓｔが入力され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に同期した信号であるＵ相同期信号Ｒｕ、Ｖ相同期信号Ｒｖ，Ｗ相同期信号Ｒｗを生成する。上述したように、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔは、エンジン稼働中においてパルス信号Ｐａ’を逓倍して生成される信号であり、このパルス信号Ｐａ’は、エンジン稼動直後において、パルス信号Ｐｂとの位相差が調整された信号である。また、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔの周期は、ステータ５のＵ相（一相の交流出力電圧）の周期Ｔｐｈａｓｅの（１／３）倍の周期である。よって、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔの６パルス毎に立ち上がり、立ち下がりを繰り返す信号を生成し、更に立ち上がり及び立ち下がりを２パルスずつずらして残り２信号を生成すれば、これらの３信号は、それぞれ交流発電機１の三相の交流出力電圧と同期した信号となる。
三相同期方形波生成回路１１は、ｋ（ｋ≧１の自然数）として、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔのパルス（６ｋ−５）の立ち上がりに同期して立ち上がり、パルス（６ｋ―２）の立ち下がりに同期して立ち下がる信号であるＵ相同期信号Ｒｕを生成する。また、三相同期方形波生成回路１１は、ｋ（ｋ≧１の自然数）として、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔのパルス（６ｋ−３）の立ち上がりに同期して立ち上がり、パルス（６ｋ）の立ち下がりに同期して立ち下がる信号であるＶ相同期信号Ｒｖを生成する。また、三相同期方形波生成回路１１は、ｋ（ｋ≧１の自然数）として、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔのパルス（６ｋ−４）番目の立ち下がりに同期して立ち下がり、（６ｋ―１）番目の立ち上がりに同期して立ち上がる信号であるＷ相同期信号Ｒｗを生成する。

このように、上述した基準信号生成回路７及び三相同期方形波生成回路１１により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に同期した矩形波であるＵ相同期信号Ｒｕ、Ｖ相同期信号Ｒｖ及びＷ相同期信号Ｒｗを生成することが可能となる。すなわち、エンジンの回転に同期してパルサコイル６から発生するパルス信号（基準交流電圧）から生成したステージ切替タイミング信号Ｐｓｔにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に同期した矩形波の信号を生成できるため、これを通電タイミングの制御に利用することができる。これにより、サブコイルやホール素子等を設ける必要はなく、三相交流発電機の構造の簡略化と外形の小形化が可能となり、また、製造コストの低減を図ることができる。

（三相同期三角波生成回路１２における三角波電圧の発生方法の説明）
三相同期方形波生成回路１１において生成された、Ｕ相に同期したＵ相同期信号Ｒｕ等から三角波を生成し、三角波を位相制御に用いるためには、Ｕ相同期信号Ｒｕ等のパルス幅に無関係に、立ち上がり開始時における電圧値（最小電圧値）と立ち上がり終了時における電圧値（最大電圧値）が等しい（高さＶｐ）三角波を生成する必要がある。なぜなら、エンジンの回転に同期してパルサコイル６から発生するパルス信号（基準交流電圧）の周波数の変化に応じて、ステージ切替タイミング信号Ｐｓｔの周波数も変化し、Ｕ相同期信号Ｒｕ等の周波数が変わるためである。ここで、図４および図５を参照して、Ｕ相同期信号Ｒｕに同期したピーク電圧一定の三角波の発生メカニズムの一例について説明する。

一般には交流発電機が出力する交流電圧の周波数は急激に変化しないので、１サイクル前の波形と現在のサイクルの波形は同様と考えることができる。例えば、図４において、波形２が現在のサイクルの波形だとすれば、波形２の半周期Ｔ２と、その１サイクル前の波形１の半周期Ｔ１とは同様である。

上述の特性を利用して、次の手順により三角波電圧ＶＢを生成する。
（手順１）図４に示すように、波形１のサイクルにおいて、交流発電機が出力する交流電圧ＶＡから矩形波Ｓを生成する。この波形１に対応する矩形波Ｓの半周期は、波形１のサイクルにおける交流電圧ＶＡの半周期Ｔ１と一致する。
（手順２）続いて、矩形波Ｓの半周期Ｔ１の時間をカウントする。
（手順３）続いて、半周期Ｔ１の時間のカウント数を所定の分解能ｎで除算して、時間ｔ１（＝Ｔ１／ｎ）を得る。ここで、分解能ｎは、三角波電圧ＶＢのスロープの滑らかさを規定する量であり、分解能ｎが高い程、三角波電圧ＶＢのスロープが滑らかになる。
（手順４）続いて、三角波電圧ＶＢのピーク電圧Ｖｐを所定の分解能ｎで除算して、電圧ｖ１（＝Ｖｐ／ｎ）を得る。
（手順５）続いて、図５に示すように、次のサイクルの波形２の立ち上がりタイミング（Ｔ２をカウントし始めるタイミング）で、上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを上昇させ、この三角波電圧ＶＢを上記時間ｔ１の間だけ維持する。
（手順６）同じ波形２のサイクルにおいて、上記時間ｔ１が経過したタイミングで上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを更に上昇させ、これを全部でｎ回繰り返すと、図５に示すような階段状の波形が得られ、波形２のサイクルに対応する三角波電圧のスロープ部分に相当する階段状の波形が得られる。分解能ｎの値を大きくすれば、階段状の波形が滑らかになり、一層良好な三角波を得ることができる。

以上の手順により、１サイクル前の交流電圧ＶＡの波形を用いて、交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧であって、ピーク電圧Ｖｐが一定の三角波を生成することができる。なお、上記手順１においては、交流波形ＶＡから矩形波Ｓを生成しているが、次に説明する三相同期三角波生成回路１２は、上記手順２〜６を利用するものである。なぜなら、Ｕ相同期信号Ｒｕ等各々は、既に交流発電機１のステータ５から出力される交流出力電圧と同期しているからである。

上述の三角波電圧の発生メカニズムを利用した三相同期三角波生成回路１２は、本バッテリ充電装置３においてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のＯＮまたはＯＦＦタイミング（進角／遅角量θ）を制御するための三角波電圧を生成するものである。三相同期三角波生成回路１２は、例えば、カウンタ手段と、除算手段と、波形生成手段とから構成することができる。ここで、カウンタ手段は、三相同期方形波生成回路１１が出力するＵ相同期信号Ｒｕの半周期の時間（この期間は、図４の波形１のサイクルにおける時間Ｔ１）をカウントするものである。除算手段は、上記カウンタ手段によるカウント数を所定の分解能ｎ（所定値）で除算するものである。波形生成手段は、第１サイクル後の第２サイクル（図４の例えば波形２のサイクルにおける時間Ｔ２）において上記第１サイクルでの除算手段の除算結果で示される時間ｔ１の経過ごとに所定電圧ｖ１だけ上昇する階段状の電圧波形を生成するものである。三相同期三角波生成回路１２は、この階段状の電圧波形を上記三角波電圧の波形として出力する。三相同期三角波生成回路１２は、入力されるＷ相同期信号Ｒｗから三角波Ａを生成し、三角波Ａを位相シフトして三角波Ａ’を生成する。また、三相同期三角波生成回路１２は、入力されるＵ相同期信号Ｒｕから三角波Ｂを生成し、三角波Ｂを位相シフトして三角波Ｂ’を生成する。また、三相同期三角波生成回路１２は、入力されるＶ相同期信号Ｒｖから三角波Ｃを生成し、三角波Ｃを位相シフトして三角波Ｃ’を生成する。

（進角／遅角制御におけるスイッチング素子の通電タイミングについての説明）
比較回路（進角／遅角算出手段）１４は、三相同期三角波生成回路１２から出力される三角波と誤差アンプ１３の出力Ｖｃとを比較し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングタイミング（進角／遅角量θ）を決定し、該進角／遅角量θの信号を制御回路２０に出力する。制御回路２０中の進角または遅角制御回路２１（進角／遅角制御手段）は、比較回路１４から通電タイミング（進角／遅角量θ）の信号を受け取り、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のＯＮまたはＯＦＦ信号を生成しＦＥＴ駆動信号生成回路２２に出力する。
以下、この通電タイミング（進角／遅角量θ）を求める方法について説明する。

図６および図７は、スイッチング素子の進角／遅角制御における通電タイミングについて説明するための図である。図６は、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高く、「Ｖｆｂ＞Ｖｒｅｆ、Ｖｃ＜０」の場合の進角制御状態（バッテリ放電状態）を示し、図７は、バッテリ電圧Ｖｂａｔが低く、「Ｖｆｂ＜Ｖｒｅｆ、Ｖｃ＞０」の場合の遅角制御状態（バッテリ充電状態）を示している。

図６の進角制御タイミング（０°〜１２０°（１８０°通電））を示す図において、図６の波形（１）は、三相同期方形波生成回路１１が出力するＵ相同期信号Ｒｕを示す。
図６の波形（２）は、三相同期三角波生成回路１２がＷ相同期信号Ｒｗに同期させて生成し、出力する三角波Ａを示し、図６の波形（３）は、三相同期三角波生成回路１２が三角波Ａを１８０°位相シフトして生成、出力する三角波Ａ’を示す。
図６の波形（４）は、三相同期方形波生成回路１１が出力するＶ相同期信号Ｒｖを示す。
図６の波形（５）は、三相同期三角波生成回路１２がＵ相同期信号Ｒｕに同期させて生成し、出力する三角波Ｂを示し、図６の波形（６）は、三相同期三角波生成回路１２が三角波Ｂを１８０°位相シフトして生成、出力する三角波Ｂ’を示す。
図６の波形（７）は、三相同期方形波生成回路１１が出力するＷ相同期信号Ｒｗを示す。
図６の波形（８）は、三相同期三角波生成回路１２がＶ相同期信号Ｒｖに同期させて生成し、出力する三角波Ｃを示し、図６の波形（９）は、三相同期三角波生成回路１２が三角波Ｃを１８０°位相シフトして生成、出力する三角波Ｃ’を示す。
比較回路１４は、上記三角波Ａ、Ａ’、Ｂ、Ｂ’、Ｃ、Ｃ’が入力され、それぞれの三角波と誤差アンプ出力Ｖｃとを比較する。

ここで、図６の波形（２）において、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の通電タイミング（進角／遅角量θ）を決めるために、Ｗ相同期信号Ｒｗから生成された三角波Ａが使用される。この理由は、三角波Ａと一点鎖線で示す線（進角０°の線）との交点Ｘ０を基準にして、進角０°〜１２０°、遅角０°〜６０°の範囲で、進角／遅角制御を行えるようにするためである。例えば、この三角波としてＶ相同期信号Ｒｖから生成される三角波Ｃを使用すると、制御範囲が進角側に片寄り、三角波Ｃ’を使用すると、制御範囲が遅角側に片寄り、進角０°〜１２０°、遅角０°〜６０°など使用する三角波によって制御範囲が変わるため、進角／遅角どちらを重要視するかによって三角波を選定する。

このようにして、Ｗ相同期信号Ｒｗに同期して生成された三角波Ａと誤差アンプ出力Ｖｃとが比較される。すなわち、三角波Ａと誤差アンプ出力Ｖｃとの交点Ｘａにより、Ｕ相の上側のスイッチング素子Ｑ１のＯＮタイミングが決定され、Ｕ相の下側のスイッチング素子Ｑ４のＯＦＦタイミングが決定される。また、これにより、Ｕ相の進角／遅角量θが決定される。
この例では、バッテリ充電電圧が基準電圧よりも高く誤差アンプ出力「Ｖｃ＜０」の例であり、一点鎖線で示す進角／遅角量０°の線Ｌ０（Ｖｃ＝０のレベルの線）よりもＶｃが低くなり、三角波ＡとＶｃの交点Ｘａが、三角波Ａと線Ｌ０の交点Ｘ０よりも先になり、進角制御が行われることになる。

同様にして、三角波Ａ’と誤差アンプ出力Ｖｃとの交点により、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦタイミングと、スイッチング素子Ｑ４のＯＮタイミングが決定される。
なお、波形（２）、（３）において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のＯＮタイミングは、Ｑ１、Ｑ４のＯＦＦタイミングよりわずかに遅れるように設定される。これは、上下のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の同時ＯＮを避けるために、ＯＦＦタイミングからＯＮタイミングをわずかに遅らせ、デッドタイム（ＦＥＴ素子のＯＮ、ＯＦＦ時間特性に応じて決められる遅れ時間）を設けるためである。

上述したように、Ｕ相においては、Ｗ相同期信号Ｒｗを基に生成された三角波Ａ、Ａ’と、誤差アンプ出力Ｖｃとを比較することにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のＯＮ、ＯＦＦタイミング（進角／遅角量θ）を決定することができる。また、進角の制御範囲は、０°〜１２０°、遅角の範囲は０°〜６０°となる。
同様にして、Ｖ相においては、Ｕ相同期信号Ｒｕを基に生成された三角波Ｂ、Ｂ’と、誤差アンプ出力Ｖｃとを比較することにより、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５のＯＮ、ＯＦＦタイミング（進角／遅角量θ）を決定することができる。また、進角の制御範囲は、０°〜１２０°となり、遅角の範囲は０°〜６０°となる。
同様にして、Ｗ相においては、Ｖ相同期信号Ｒｖを基に生成された三角波Ｃ、Ｃ’と、誤差アンプ出力Ｖｃとを比較することにより、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６のＯＮ、ＯＦＦタイミング（進角／遅角量θ）を決定することができる。また、進角の制御範囲は、０°〜１２０°となり、遅角の範囲は０°〜６０°となる。

また、図７の遅角制御タイミング（０°〜６０°（１８０°通電））を示す図は、図６に示す進角制御状態（Ｖｃ＜０）が、遅角制御状態（Ｖｃ＞０）に変わった場合の動作を示すものである。
図７の波形（１）〜（９）各々は、図６に示した波形（１）〜（９）に対応し、それぞれ、Ｕ相同期信号Ｒｕ、三角波Ａ、三角波Ａ’、Ｖ相同期信号Ｒｖ、三角波Ｂ、三角波Ｂ’、Ｗ相同期信号Ｒｗ、三角波Ｃ、三角波Ｃ’を示す。
なお、図７に示す動作は、図６に示す進角制御状態（Ｖｃ＜０）が、遅角制御状態（Ｖｃ＞０）に変わっただけであり、基本的な動作は同じであり、その動作説明については省略する。

（本発明の位相制御装置を用いたバッテリ充電装置の他の実施例の説明）
本発明の位相制御装置を用いたバッテリ充電装置の他の実施例では、遅角制御を行う場合に、交流発電機の発電量が最大になる遅角量（遅角リミット値）以上に遅角を大きくしないように制御すると共に、交流発電機、バッテリの種類、およびエンジンの排気量の大小にかかわらず、最適な遅角リミット値を自動的に設定する例について説明する。
図８は、本発明の位相制御装置を用いたバッテリ充電装置の他の実施例の基本構成例を示すブロック図である。図８に示す回路は、図１に示す第１の実施例の回路と比較して、制御回路２０中に、発電量算出回路２３と、遅角リミット値設定回路２４とが新たに追加されている。また、交流発電機１のＵ相の電流を検出するための電流センサＣＴｕ（例えば、ホール素子等）が追加されている。これらの、発電量算出回路２３、遅角リミット値設定回路２４、および電流センサＣＴｕは、最適な遅角リミット値を自動設定するために使用されるものである。

発電量算出回路２３は、Ｕ相同期信号Ｒｕを入力し、また、電流センサＣＴｕから交流発電機１のＵ相の電流の信号Ｉｕを入力し、交流発電機１の発電量を算出する処理を行う。
遅角リミット値設定回路２４は、比較回路１４から入力した進角／遅角量θと、発電量算出回路２３で求めた発電量を基に、遅角のリミット値を設定する処理を行う。この処理内容の詳細については、後述する。

図８に示す回路の構成と動作は、制御回路２０内に発電量算出回路２３と遅角リミット値設定回路２４が新たに追加された以外は、図１に示す回路と基本的に同じである。
すなわち、三相同期方形波生成回路１１では、Ｕ相に同期したＵ相同期信号Ｒｕ、Ｖ相に同期したＶ相同期信号Ｒｖ及びＷ相に同期したＷ相同期信号Ｒｗを生成する。三相同期三角波生成回路１２は、三相同期方形波生成回路１１から出力されるＵ相同期信号Ｒｕ等に同期した三角波Ａ、Ａ’、Ｂ、Ｂ’、Ｃ、Ｃ’を生成する。

比較回路１４では三相同期三角波生成回路１２から出力される三角波と、誤差アンプ１３から出力される誤差アンプ出力Ｖｃと基に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の通電タイミング（進角／遅角量θ）を求める。進角または遅角制御回路２１は、比較回路１４から入力した進角／遅角量θの信号をＦＥＴ駆動信号生成回路２２に送る。この際に、遅角量が遅角リミット値設定回路２４により設定された遅角リミット値以上にならないように制限する。

また、スイッチング素子の通電タイミングの制御方法についても第１の実施例と同様であり、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高く、「Ｖｆｂ＞Ｖｒｅｆ、Ｖｃ＜０」の場合の進角制御状態（バッテリ放電状態）が図６に示され、バッテリ電圧Ｖｂａｔが低く、「Ｖｆｂ＜Ｖｒｅｆ、Ｖｃ＞０」の場合の遅角制御状態（バッテリ充電状態）が図７に示される。

（第２の実施例における遅角リミットの設定工程についての説明）
上述したように、第２の実施例においては、遅角リミット値設定回路２４により、遅角リミット値を自動的に設定するところに特徴がある。
図９は、遅角リミット値設定回路２４における遅角リミット値の設定の工程を示すフローチャートであり、以下、図９を参照して、遅角リミット値の設定の工程について説明する。

最初に、変数である、進角／遅角量θｎ−１と、発電量とを０（ゼロ）に設定する（ステップＳ１）。次に、バッテリの充電状態と、交流発電機の発電量を検出し、また、現在の進角量／遅角量θｎを検出し、これら記憶する（ステップＳ２）。

次に、変数として記憶された前回進角／遅角量θｎ−１と、現在の進角／遅角量θｎを比較する（ステップＳ３）。そして、遅角制御状態であり「θｎ−１＞θｎ」の場合は、制御の向きが遅角量減少の方向であるので、遅角リミット値が設定されている場合には、この設定を解除（リセット）する（ステップＳ４）。それから、ステップＳ２に戻る。

ステップＳ３において、遅角制御状態であり「θｎ＞θｎ−１」の場合は、制御の向きが遅角量増加の方向であり、ステップＳ５に移行し、既に遅角リミット値が設定されているか否かを判定する。

ステップＳ５において、既に遅角リミット値が設定されていると判定された場合は、遅角量を遅角リミット値に設定して（ステップＳ６）ステップＳ２に戻る。そして、遅角制御においては、遅角量がこの遅角リミット値を超えないように制御される。なお、この遅角リミット値は、制御方向が遅角量減少の方向に向く（例えば、バッテリ充電電圧が上昇する）まで維持される。

ステップＳ５において、遅角リミット値が設定されていないと判定された場合は、ステップＳ７に移行し、「前回発電量＞今回発電量」であるか否かが判定される（ステップＳ７）。

ステップＳ７において、「前回発電量＞今回発電量」と判定された場合は、前回発電量における遅角量を遅角リミット値に設定する（ステップＳ８）。これは、図１０の遅角リミット値の設定方法を示す図のように、遅角量の増加にも拘わらず、前回発電量Ｐｎ−１よりも今回発電量Ｐｎの方が小さい場合は、Ｐｎ−１からＰｎまでの区間θＡに最大発電量となる点があると推定されるので、前回発電量Ｐｎ−１における遅角量θｎ−１を遅角リミット値として設定する。

また、ステップＳ７において、「前回発電量＜今回発電量」と判定された場合は、遅角リミット値を設定することなく、ステップＳ２に戻る。

以上説明した工程により、最大発電量（正確には略最大発電量）を与える遅角リミット値を自動的に設定することができ、遅角量がこの遅角リミット値を超えないように進角または遅角制御を行うことができるようになる。また、図１０に示すように、区間θＡ内に最大発電量となる点があることが分かり、遅角量が増える制御の際は、遅角が最大発電量を与える点の周辺を追従するようにできる。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の変更等も含まれる。
例えば、上記実施形態の説明で述べたように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の通電タイミングを決めるため、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の同期信号（Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗ）各々から生成した三角波（Ｂ、Ｃ、Ａ）、各三角波を１８０°位相シフトした三角波（Ｂ’、Ｃ’、Ａ’）を使用する。各スイッチング素子にいずれの三角波を用いるかは、進角または遅角のどちらを重要視するかによって選定されるものである。
ところで、本願の発明者がスイッチング素子の通電タイミングについて、各相のスイッチング素子をオンさせる時刻を同期信号各相の立ち上がり（位相角基準）より前にする（進角側で制御する）場合のバッテリ２の充電量と、各相のスイッチング素子をオンさせる時刻を位相角基準より後にする（遅角側で制御する）場合のバッテリ２の充電量とを比較する実験を行った。この実験では、同一の充電量を得るための交流発電機１のトルクを測定し、進角側の方が遅角側よりトルク量が少ないという実験結果を得て、進角側で制御する方が遅角側で制御する方よりも、同一の充電量を得る際の交流発電機１にかかる負荷が軽くなり、交流発電機１の制御上好ましいことが判明した。
以下に、この通電タイミング決定の制御の実施例について説明する。
なお、位相角基準は、Ｕ相同期信号Ｒｕの場合、立ち上がりを基準（進角０°）として、左側を進角、右側を遅角とする。同様に、Ｖ相同期信号Ｒｖ、Ｗ相同期信号Ｒｗの位相角基準は、それぞれ立ち上がりを基準とし、左側を進角、右側を遅角とする。

本実施例においても、誤差アンプ１３の出力（誤差アンプ出力Ｖｃ）は、バッテリ電圧Ｖｂａｔが低く、「Ｖｆｂ＜Ｖｒｅｆ」の場合に、「Ｖｃ＞０」となり、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高く、「Ｖｆｂ＞Ｖｒｅｆ」の場合に、「Ｖｃ＜０」となる。
また、比較回路１４（進角／遅角算出手段）は、三相同期三角波生成回路１２から出力される三角波と誤差アンプ出力Ｖｃとを比較し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングタイミング（進角／遅角量θ）を決定し、該進角／遅角量θの信号を制御回路２０に出力する。
また、本実施例においても、三相同期三角波生成回路１２は、三相同期方形波生成回路１１（Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成回路）から出力される各相の矩形波（それぞれ、Ｕ相同期信号Ｒｕ、Ｖ相同期信号Ｒｖ、Ｗ相同期信号Ｒｗ）に同期した三角波（それぞれ、三角波Ｂ、三角波Ａ、三角波Ｃである）を生成する。また、三相同期三角波生成回路１２は、生成したＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応する三角波を、それぞれ１８０°位相シフトさせた三角波（それぞれ、三角波Ｂ’、三角波Ａ’、三角波Ｃ’である）を生成する。

ここで、本実施例では、上記実施例とは異なり、Ｕ相同期信号Ｒｕに同期させて生成した三角波Ｂ（第２Ｕ相三角波）と、三角波Ｂを１８０°位相シフトさせた三角波Ｂ’（第１Ｕ相三角波）とを、Ｕ相に対応するスイッチング素子Ｑ１及びＱ４の通電タイミング決定に用いる。
また、同様に、Ｖ相同期信号Ｒｖに同期させて生成した三角波Ｃ（第２Ｖ相三角波）と、三角波Ｃを１８０°位相シフトさせた三角波Ｃ’（第１Ｖ相三角波）とを、Ｖ相に対応するスイッチング素子Ｑ２及びＱ５の通電タイミング決定に用いる。
また、同様に、Ｗ相同期信号Ｒｗに同期させて生成した三角波Ａ（第２Ｗ相三角波）と、三角波Ａを１８０°位相シフトさせた三角波Ａ’（第１Ｗ相三角波）とを、Ｗ相に対応するスイッチング素子Ｑ３及びＱ６の通電タイミング決定に用いる。

Ｕ相に対応するスイッチング素子Ｑ１及びＱ４の通電タイミング決定に三角波Ｂ、Ｂ’を用いる理由は、次の通りである。
三角波Ｂ’（第１Ｕ相三角波）を用いると、Ｖｃ＞０（Ｖｆｂ＜Ｖｒｅｆ）の場合、Ｕ相の位相基準角から進角側へ０°〜９０°の間において、進角または遅角量０°を示す電圧の線Ｌ０（Ｖｃ＝０のレベルの線）よりもＶｃが高くなる。つまり、Ｕ相の位相基準角から進角側へ０°〜９０°の間に、第１Ｕ相三角波（三角波Ｂ’）とＶｃとの交点ができる。これにより、Ｕ相の位相基準角から進角側へ０°〜９０°の間において、スイッチング素子Ｑ１をオンさせ、スイッチング素子Ｑ４をオフさせる位相角（進角／遅角量θ）を求めることができる。
また、三角波Ｂ’に対して１８０°位相差がある三角波Ｂ（第２Ｕ相三角波）を用いると、上記三角波Ｂ’とＶｃ＝０のレベルの線との交点より、１８０°遅角側に第２Ｕ相三角波（三角波Ｂ）とＶｃとの交点ができる。
つまり、スイッチング素子Ｑ１をオンさせ、スイッチング素子Ｑ４をオフさせる時刻から、位相角にして１８０°遅れた時刻で、スイッチング素子Ｑ１をオフさせ、スイッチング素子Ｑ４をオンさせる。
このようにして、スイッチング素子Ｑ１をオンさせた時刻からオフさせるまでの期間（位相角で１８０°の期間）トータルで、バッテリ２を充電することができる。

一方、Ｖｃ＜０（Ｖｆｂ＞Ｖｒｅｆ）の場合、Ｕ相の位相基準角から進角側へ９０°〜１８０°の間において、進角／遅角量０°の線Ｌ０よりもＶｃが低くなる。つまり、Ｕ相の位相基準角から進角側へ９０°〜１８０°の間に、第１Ｕ相三角波（三角波Ｂ’）とＶｃとの交点ができる。これにより、Ｕ相の位相基準角から進角側へ９０°〜１８０°の間において、スイッチング素子Ｑ１をオンさせ、スイッチング素子Ｑ４をオフさせる位相角（進角／遅角量θ）を求めることができる。
また、三角波Ｂ’に対して１８０°位相差がある三角波Ｂ（第２Ｕ相三角波）を用いて、スイッチング素子Ｑ１をオフさせ、スイッチング素子Ｑ４をオンさせる。このようにして、スイッチング素子Ｑ１をオンさせた時刻からオフさせるまでの期間（位相角で１８０°の期間）トータルで、バッテリ２を放電することができる。

以上の構成により、Ｕ相においては、Ｕ相同期信号Ｒｕに同期した第１Ｕ相三角波（三角波Ｂ’）、及び第２Ｕ相三角波（三角波Ｂ）と、誤差アンプ出力Ｖｃとをそれぞれ比較することにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のＯＮ、ＯＦＦタイミング（進角／遅角量θ）を決定する。
特に、第１Ｕ相三角波の高さの最大付近に交点ができる場合（進角０°に近づいた場合）、バッテリは充電量が少ない（Ｖｃの絶対値が大きい）わけであるが、スイッチング素子Ｑ１のオンしている期間とＵ相が正電圧にある期間とをほぼ一致させることができるので、交流発電機１のＵ相からバッテリ２への充電量を最大充電量とすることができる。

同様にして、Ｖ相においては、Ｖ相同期信号Ｒｖに同期した第１Ｖ相三角波（三角波Ｃ’）、及び第２Ｖ相三角波（三角波Ｃ）と、誤差アンプ出力Ｖｃとをそれぞれ比較することにより、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５のＯＮ、ＯＦＦタイミング（進角／遅角量θ）を決定する。
また、同様にして、Ｗ相においては、Ｗ相同期信号Ｒｗに同期した第１Ｗ相三角波（三角波Ａ’）、及び第２Ｗ相三角波（三角波Ａ）と、誤差アンプ出力Ｖｃとをそれぞれ比較することにより、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６のＯＮ、ＯＦＦタイミング（進角／遅角量θ）を決定する。
以上述べた構成によりスイッチング素子の通電タイミングの制御を行い、つまり、各相について進角側で制御することにより、バッテリ２に充電する際に交流発電機１にかかる負荷を軽くできる。

１…交流発電機、２…バッテリ、３…バッテリ充電装置、３ａ…位相制御装置、３ｂ…全波整流回路、４…ロータ、４ａ…突起部、５…ステータ、６…パルサコイル、７…基準信号生成回路、１１…三相同期方形波生成回路、１２…三相同期三角波生成回路、１３…誤差アンプ、１４…比較回路、２０…制御回路、２１…進角または遅角制御回路、２２…ＦＥＴ駆動信号生成回路、７１…基準方形波生成回路、７２…相コイル電圧生成回路、７３…位相調整回路、７４…ステージ切替タイミング信号生成回路、Ｐａ，Ｐｂ…パルス信号、Ｐｓｔ…ステージ切替タイミング信号、Ｒｕ…Ｕ相同期信号、Ｒｖ…Ｖ相同期信号、Ｒｗ…Ｗ相同期信号

Claims (8)

1. Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相交流発電機から出力された交流電力を直流電力に変換するブリッジ構成された整流部のスイッチング素子の通電タイミングを、前記三相交流発電機の交流出力電圧の位相に対して進み又は遅らせることにより進角／遅角制御を行う位相制御装置であって、
   前記三相交流発電機のロータの回転により発生するロータの回転周波数を示す基準交流電圧と、前記三相交流発電機のいずれか一相の交流出力電圧との位相差を算出し、該算出した位相差に基づいて、前記基準交流電圧に同期した信号を遅延させ、遅延させた該信号を、前記一相の交流出力電圧の周波数の前記基準交流電圧の周波数に対する比率の３倍に逓倍して基準信号を生成する基準信号生成手段と、
   前記基準信号を基に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相の同期信号を生成するＵ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段と、
   前記整流部の直流電力側の出力電圧と所定の目標との差分電圧の信号と、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段により出力される各相の同期信号とに基づき、前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求める進角／遅角算出手段と、
   前記進角／遅角算出手段により求めた進角／遅角量により前記スイッチング素子の進角／遅角制御を行う進角／遅角制御手段と、
   を備えることを特徴とする位相制御装置。
2. 前記基準信号生成手段は、
   前記基準交流電圧と同期した第１のパルス信号を生成する基準方形波生成回路と、
   前記三相交流発電機のいずれか一相の交流出力電圧と同期した第２のパルス信号を生成する相コイル電圧生成回路と、
   前記三相交流発電機の稼動開始時に、前記第１のパルス信号及び前記第２のパルス信号の位相差を算出し、算出した前記位相差に基づいて前記第１のパルス信号を遅延する位相調整回路と、
   遅延された前記第１のパルス信号を、前記第２のパルス信号の周波数の前記第１のパルス信号の周波数に対する比率の３倍に逓倍して前記基準信号を生成するステージ切替タイミング信号生成回路と、を有し、
   前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段は、ｋ（ｋ≧１の自然数）として、
   前記基準信号の第（６ｋ−５）番目のパルスの立ち上がりに同期して立ち上がり、前記基準信号の第（６ｋ―２）番目のパルスの立ち下がりに同期して立ち下がる信号であるＵ相同期信号を生成し、
   前記基準信号の第（６ｋ−３）番目のパルスの立ち上がりに同期して立ち上がり、前記基準信号の第（６ｋ）番目のパルスの立ち下がりに同期して立ち下がる信号であるＶ相同期信号を生成し、
   前記基準信号の第（６ｋ−４）番目のパルス立ち下がりに同期して立ち下がり、前記基準信号の第（６ｋ―１）番目の立ち上がりに同期して立ち上がる信号であるＷ相同期信号を生成する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の位相制御装置。
3. 前記進角／遅角算出手段により求めた進角／遅角量により前記スイッチング素子の進角／遅角制御を行うと共に、遅角制御を行う際に、遅角量が遅角リミット値を超える場合は、前記遅角リミット値により前記スイッチング素子の遅角制御を行う進角／遅角制御手段を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の位相制御装置。
4. 請求項１から請求項３のいずれかに記載の位相制御装置と、前記位相制御装置により通電タイミングを制御される整流部と、を備え、前記整流部の直流電力側の出力電圧に接続されたバッテリを充電するバッテリ充電装置。
5. 前記進角／遅角算出手段は、
   前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成回路から出力される各相の矩形波に同期した三角波を生成する同期三角波発生回路と、
   前記バッテリの電圧と所定の目標電圧とを比較し誤差信号を出力する誤差アンプと、
   前記同期三角波発生回路から出力される三角波と誤差アンプの出力とを比較することにより進角／遅角量を求める比較回路と、を備え、
   前記同期三角波発生回路は、
   前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成回路から出力される各相の矩形波に同期した三角波を生成して前記比較回路に出力するとともに、生成したＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応する三角波（それぞれ第２Ｕ相三角波、第２Ｖ相三角波、第２Ｗ相三角波とする）を、１８０°位相シフトさせた第１Ｕ相三角波、第１Ｖ相三角波、第１Ｗ相三角波をそれぞれ生成して前記比較回路に出力し、
   前記比較回路は、
   前記進角／遅角量を求める場合、
   前記Ｕ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される前記第１Ｕ相三角波及び前記第２Ｕ相三角波と、前記誤差アンプ出力とを比較して求め、
   前記Ｖ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される第１Ｖ相三角波及び前記第２Ｖ相三角波と、前記誤差アンプ出力とを比較して求め、
   前記Ｗ相の進角／遅角量を、前記同期三角波発生回路から出力される第１Ｗ相三角波及び前記第２Ｗ相三角波と、前記誤差アンプ出力とを比較して求める、
   ことを特徴とする請求項４記載のバッテリ充電装置。
6. 前記比較回路は、
   前記第１Ｕ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、
   前記第２Ｕ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＵ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求め、
   前記第１Ｖ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、
   前記第２Ｖ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＶ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求め、
   前記第１Ｗ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを求め、
   前記第２Ｗ相三角波と前記誤差アンプ出力とを比較して、前記整流部の直流電力側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオフタイミングを、前記整流部の接地側に設けられたＷ相に対応するスイッチング素子のオンタイミングを求める、
   ことを特徴とする請求項５記載のバッテリ充電装置。
7. Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相交流発電機から出力された交流電力を直流電力に変換するブリッジ構成された整流部のスイッチング素子の通電タイミングを、前記三相交流発電機の交流出力電圧の位相に対して進み又は遅らせることにより進角／遅角制御を行う位相制御装置における位相制御方法であって、
   前記三相交流発電機のロータの回転により発生するロータの回転周波数を示す基準交流電圧と、前記三相交流発電機のいずれか一相の交流出力電圧との位相差を算出し、該算出した位相差に基づいて、前記基準交流電圧に同期した信号を遅延させ、遅延させた該信号を、前記一相の交流出力電圧の周波数の前記基準交流電圧の周波数に対する比率の３倍に逓倍して基準信号を生成する基準信号生成手順と、
   前記基準信号を基に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相からなる三相の同期信号を生成するＵ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手順と、
   前記整流部の直流電力側の出力電圧と所定の目標との差分電圧の信号と、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手段により出力される各相の同期信号とに基づき、前記スイッチング素子の通電タイミングの進角／遅角量を求める進角／遅角算出手順と、
   前記進角／遅角算出手段により求めた進角／遅角量により前記スイッチング素子の進角／遅角制御を行う進角／遅角制御手順と、
   を含むことを特徴とする位相制御方法。
8. 前記基準信号生成手順は、
   前記基準交流電圧と同期した第１のパルス信号を生成する基準方形波生成手順と、
   前記三相交流発電機のいずれか一相の交流出力電圧と同期した第２のパルス信号を生成する相コイル電圧生成手順と、
   前記三相交流発電機の稼動開始時に、前記第１のパルス信号及び前記第２のパルス信号の位相差を算出し、算出した前記位相差に基づいて前記第１のパルス信号を遅延する位相調整手順と、
   遅延された前記第１のパルス信号を、前記第２のパルス信号の周波数の前記第１のパルス信号の周波数に対する比率の３倍に逓倍して前記基準信号を生成するステージ切替タイミング信号生成手順と、を有し、
   前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧生成手順は、ｋ（ｋ≧１の自然数）として、
   前記基準信号の第（６ｋ−５）番目のパルスの立ち上がりに同期して立ち上がり、前記基準信号の第（６ｋ―２）番目のパルスの立ち下がりに同期して立ち下がる信号であるＵ相同期信号を生成し、
   前記基準信号の第（６ｋ−３）番目のパルスの立ち上がりに同期して立ち上がり、前記基準信号の第（６ｋ）番目のパルスの立ち下がりに同期して立ち下がる信号であるＶ相同期信号を生成し、
   前記基準信号の第（６ｋ−４）番目のパルス立ち下がりに同期して立ち下がり、前記基準信号の第（６ｋ―１）番目の立ち上がりに同期して立ち上がる信号であるＷ相同期信号を生成する手順である、
   ことを特徴とする請求項７に記載の位相制御方法。

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