JP2012010464A - 負荷駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷に供給する出力電力の可変時における直線性を向上させ、出力電力の範囲を拡大させる。
【解決手段】ＬＥＤ１０に電力を供給するコンバータ回路１４と、バースト信号の時比率に応じてＬＥＤ１０への電力供給をオンまたはオフにし、当該電力を制御すると共に、ＬＥＤ１０への電力供給をオンしている時に、ＬＥＤ１０への出力電流Ｉoutを検出して得たＡ／Ｄ変換値から、ＬＥＤ１０を制御するための制御値を生成し、この制御値をコンバータ回路１４に送出するフィードバック回路２８と、バースト信号の周期毎に発生する前回のＡ／Ｄ変換値Ｖや前回の制御値ｘなどを用いて、今回生成する制御値ｙを補正するバースト前値補正処理回路６４と、バースト信号の時比率が判定値を越えると、バースト前値補正処理回路６４を動作させる時比率判定回路６６と、を備えて構成される。
【選択図】図１

Description

本発明は、一定負荷駆動のＬＥＤ（発光ダイオード），電球，モータなど、負荷急変がない負荷駆動装置に関し、特に電力制御範囲の拡大を目的とした電力制御回路に用いて好適な負荷駆動装置に関する。

入力された電力制御信号に従ってＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行ない、負荷の電力を調整するコンバータを備えた負荷駆動装置が、例えば特許文献１などに開示されている。図８は、そうした負荷駆動装置の一例として、複数個の直列接続したＬＥＤ１０を負荷とする発光素子駆動装置の従来例を示している。

同図において、１２は直流電源、１４は直流電源１２からの入力電圧Ｖinを直流出力電圧Ｖoutに昇圧するコンバータ回路である。コンバータ回路１４の出力端には、前記ＬＥＤ１０と電流検出器としてのシャント抵抗１６との直列回路が接続される。コンバータ回路１４は、チョークコイル２０，ＭＯＳ形ＦＥＴなどの主スイッチング素子２２，ダイオード２４およびコンデンサ２６により構成され、主スイッチング素子２２がオンすると、チョークコイル２０に入力電圧Ｖinを印加して電気エネルギーを蓄え、主スイッチング素子２２がオフすると、それまでチョークコイル２０に蓄えられた電気エネルギーと、直流電源１２からの電気エネルギーが、ダイオード２４を通して出力側のコンデンサ２６に送り出されることで、入力電圧Ｖinよりも高い出力電圧ＶoutをＬＥＤ１０に供給するようになっている。

一方、前記ＬＥＤ１０を定電流制御するフィードバック回路２８として、ここではシャント抵抗１６で検出したＬＥＤ１０の電流検出信号を、基準電源３０からの基準電圧と比較して誤差増幅するエラーアンプ３２と、エラーアンプ３２の出力端子と接地ラインとの間に抵抗３４とコンデンサ３６による直列回路を接続して構成され、エラーアンプ３２の発振を防ぐ位相補償回路３８と、三角波または鋸波による発振信号を生成する発振回路４０と、前記エラーアンプ３２からの誤差増幅信号と発振回路４０からの発振信号との比較結果を、主スイッチング素子２２のゲートにパルス駆動信号として供給するコンパレータ４２と、をそれぞれ備えている。この中で、発振回路４０とコンパレータ４２は、誤差増幅信号の電圧レベルに応じた時比率のパルス駆動信号を生成するＰＷＭ（パルス幅変調）回路４４として設けられている。

そして定常時には、ＬＥＤ１０に流れる電流をシャント抵抗１６で検出し、そのシャント抵抗１６からの電流検出値をエラーアンプ３２で基準電圧と比較して誤差増幅する。この誤差増幅信号は位相補償回路３８を通り、ＰＷＭ回路４４で所定の時比率を有するパルス駆動信号に変換され、そのパルス駆動信号によって主スイッチング素子２２をスイッチング駆動することで、目的の出力（電流）値にＬＥＤ１０を制御するようになっている。

４６は、外部の調光信号を入力として、前記パルス駆動信号よりも低周波の方形波によるバースト信号を生成するバースト信号生成回路である。バースト信号の時比率は調光信号のアナログ電圧レベルに応じて決定され、ここでは調光信号の電圧レベルが高くなる程、時比率の小さなバースト信号が生成される。また、直流ではなくパルス幅変調された調光信号を入力した場合、その調光信号がバースト信号生成回路４６からそのまま出力されるようになっている。

バースト信号生成回路４６からのバースト信号は、図８に示すようにエラーアンプ３２の入力側、或いは図示しないがＰＷＭ回路４４の出力側などに入力され、バースト信号がアクティブな時だけコンバータ回路１４を動作させるようにする。また、エラーアンプ３２の出力端子と位相補償回路３８との間にはスイッチ素子４８が挿入接続され、バースト信号がアクティブな期間にはスイッチ素子４８をオンにする一方で、バースト信号が非アクティブな期間にはスイッチ素子４８をオフにする。この場合、スイッチ素子４８をオフにすると、位相補償回路３８のコンデンサ３６に蓄えられる電荷が保持され、それによりバースト信号による前回動作時の誤差増幅値（制御値）を前値保持して、ＬＥＤ１０の調光範囲を拡大させている。

特開２００９−３３０９０号公報

従来はＰＷＭ変調用のバースト信号が立ち上がってアクティブになると、これを検出してスイッチ素子４８をオンにし、コンデンサ３６による前値保持回路を解除することで、バースト信号の前周期における制御指令値（すなわち前値）をコンパレータ４２に出力して、コンバータ回路１４の制御を行なっている。

図９は、シャント抵抗１６で検出される出力電流Ｉoutと、コンパレータ４２に出力される制御値Ｃｏとの関係をタイミングチャートで示したものである。ここでは、バースト信号の時比率が４０％の場合（図９上段）と、５％の場合（図９下段）について、それぞれの波形を示しているが、バースト信号の時比率が小さくなると、位相補償回路３８の遅延や、コンバータ回路１４を構成するチョークコイル２０やコンデンサ２６の遅延などによって、出力電流Ｉoutが基準値に到達する前にバースト信号が非アクティブになってしまい、定常時よりも出力電流Ｉoutが低くなって、結果としてＬＥＤ１０の輝度を調光により低く絞った時に、出力電力可変時の直線性が崩れる場合が生じる。そのため従来は、ＬＥＤ１０に供給する出力電力の下限を、例えばバースト信号の時比率で１０％のように制限せざるを得ない状況にあった。

そこで本発明は上記問題点に鑑み、負荷に供給する出力電力の可変時における直線性を向上させ、出力電力の範囲を拡大することができる負荷駆動装置を提供することを目的とする。

本発明の負荷駆動装置は、上記目的を達成するために、負荷に電力を供給する出力回路と、バースト信号の時比率に応じて前記負荷への電力供給をオンまたはオフにし、当該電力を制御すると共に、前記電力供給をオンしている時に、前記負荷の状態を検出して得た検出値から、前記負荷を制御するための制御値を生成し、この制御値を前記出力回路に送出する電力制御回路と、前記バースト信号の周期毎に発生する前記検出値と前記制御値の前値を用いて、前記制御値を補正する前値補正処理回路と、前記バースト信号の時比率が判定値を越えると、前記前値補正処理回路を動作させる時比率判定回路と、を備えて構成される。

また、前記前値補正処理回路は、前記検出値の前値と一乃至複数の閾値との比較結果に応じて前記制御値の前値を増減させ、今回の前記制御値を生成する構成となっている。

代わりに、前記前値補正処理回路は、前記制御値の前値における変化の度合いと前記検出値の前値における変化の度合いとの比を求め、目標値から前記検出値の前値を差し引いた値を前記比で除算して補正値を算出し、この補正値を前記制御値の前値に合成して、今回の前記制御値を生成する構成としてもよい。

請求項１の発明によれば、バースト信号の時比率が判定値を越えて例えば小さくなると、前値補正処理回路が動作することにより、バースト信号の周期毎に発生する検出値と制御値の前値を利用して、今回生成する制御値をバースト信号の時比率が判定値を越えない定常時に近い値に補正することができる。そのため、負荷に供給する出力電力を可変させて絞って行くときの直線性を向上させ、その出力電力の範囲を拡大することが可能になる。

請求項２の発明によれば、バースト信号の周期毎に出力される今回の制御値を、検出値の前値と一乃至複数の閾値との比較結果に応じて増減する補正値と、それ以前に生成された制御値の前値との合成により、その都度算出することが可能になる。

請求項３の発明によれば、制御値の前値における変化の度合いと、検出値の前値における変化の度合いとの比を求め、そこからどれ位の補正値にすれば、検出値の前値が目標値に到達するのかを計算し、その計算した補正値を前回の制御値に合成して今回の制御値とすることで、今回の制御値をさらに細かく調整することが可能になる。

本発明の一実施例における負荷駆動装置の構成を示す回路図である。 同上、バースト前値補正処理回路を行なった場合の各部のタイミングチャートである。 同上、今回の制御値の算出例を示す説明図である。 同上、今回の制御値の別な算出例を示す説明図である。 同上、今回の制御値の別な算出例を示す説明図である。 同上、今回の制御値の別な算出例を示す説明図である。 同上、図６の算出例に基づくバースト前値補正処理を行なった場合の各部のタイミングチャートである。 従来例における負荷駆動装置の構成を示す回路図である。 同上、出力電流と制御値との関係を示すタイミングチャートである。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施例について説明する。なお、従来例と共通の部分には共通の符号を付し、共通する箇所については重複を避けるために極力説明を省略する。

図１は、本発明の一実施例における負荷駆動装置の全体構成を示している。同図において、ここでは図８で示した従来例に加え、符号Ａで囲んだ構成、すなわちＡ／Ｄ変換器６０と、切替スイッチ６２と、バースト前（制御）値補正処理回路６４と、時比率判定回路６６とを備えている。バースト前値補正処理回路６４は、後述のようにアナログ処理よりもディジタル処理のほうが現実的で処理が容易なため、その前段にＡ／Ｄ変換器６０を追加している。また、バースト前値補正処理回路６４はバースト信号生成回路４６からのバースト信号も取り込むため、このバースト信号をディジタル数値化するために、バースト信号生成回路４６の前段にもＡ／Ｄ変換器６８が設けられる。なお、これらのＡ／Ｄ変換器６０，６８は、バースト前値補正処理回路６４と一体的に組み込んでもよい。

ＬＥＤ１０を定電流制御するフィードバック回路２８の構成は、図８で示したものと概ね一致している。図１に示す通常フィードバック制御回路７０は、前述した基準電源３０とエラーアンプ３２を含んだ構成に相当する。また出力回路７２は、位相補償回路３８とスイッチ素子４８を含んだ構成に相当する。したがって、この出力回路７２にはバースト信号生成回路４６からのバースト信号が供給される。ＰＷＭ回路４４と主スイッチング素子２２のゲートとの間には、ドライバ回路７４が挿入接続されているが、これはＰＷＭ回路４４からの出力信号を、主スイッチング素子２２がスイッチング駆動できるようなパルス駆動信号として主スイッチング素子２２に供給するためのもので、ＰＷＭ回路４４と一体的に組み込んでもよい。

前記Ａ／Ｄ変換器６０は、シャント抵抗１６で検出される出力電流Ｉoutに見合う電流検出信号をディジタル変換するもので、Ａ／Ｄ変換器６０からの電流検出信号は、後段の切替スイッチ６２によって、通常フィードバック制御回路７０またはバースト前値補正処理回路６４の何れかに出力される。時比率判定回路６６は、バースト信号生成回路４６からのバースト信号を入力して、そのバースト信号の時比率と予め設定した判定値とを比較し、バースト信号の時比率が判定値を越えていれば、Ａ／Ｄ変換器６０とバースト前値補正処理回路６４とを接続し、バースト信号の時比率が判定値を越えなければ、Ａ／Ｄ変換器６０と通常フィードバック制御回路７０とを接続するように、切替スイッチ６２に対して適切な切替信号を送出する。これにより、バースト信号の時比率が判定値よりも小さい場合に、バースト前値補正処理回路６４によるバースト前値補正処理が行なわれ、バースト信号の時比率が判定値よりも大きい場合に、従来例と同様に通常フィードバック制御回路７０によるバースト前値補正処理が行なわれるようになっている。なお、切り替えスイッチ６２は、通常フィードバック制御回路７０と、バースト前値補正処理回路６４の動作が切り替われば良いため、出力回路７２と一体的に組み込んでも良く、機械的又は電気的スイッチでなくプログラムの分岐処理の様な形態でも良い。

バースト前値補正処理回路６４は、バースト信号に同期して周期的に発生するＡ／Ｄ変換器６０からのディジタル値化された電流検出信号を取り込んで記憶すると共に、後段の出力回路７２に出力した制御値を記憶し、一回前または複数回前の電流検出信号の前値と、一回前または複数回前の制御値の前値を使用して、今回の制御値ｙを出力する構成であればよい。したがって、少なくともバースト前値補正処理回路６４は、例えば前回の電流検出信号値Ｖと前回の制御値ｘをそれぞれ記憶する記憶部８０と、その記憶部８０から読み出した前回の電流検出信号値Ｖと前回の制御値ｘを入力として、補正した今回の制御値ｙを算出して出力回路７２に出力する演算部８２とを備えている。なお、通常フィードバック制御回路７０と、バースト前値補正処理回路６４は、その機能を備えていれば、出力回路７２に一体的に組み込んでも良い。演算部８２による今回の制御値ｙの具体的な各算出例については、後述する作用の中で個々に詳しく説明する。

本実施例における負荷駆動装置は、ＬＥＤ１０に適用する発光素子駆動装置であるが、負荷急変の殆どない例えば電球やモータなどの各種負荷にも適用できる。また、本実施例では負荷電流すなわちＬＥＤ１０の出力電流を検出して、Ａ／Ｄ変換器６０からその検出値を得ているが、他の負荷の状態（例えば、出力電圧など）を検出する構成でもよい。ここでは、電流検出器としてシャント抵抗１６を用いているが、抵抗損失を減らすのにカレントトランスなどを代用してもよい。

次に、上記構成についてその作用を説明する。コンバータ回路１４の動作は、従来例と全く共通しており、これはＰＷＭ回路４４からドライバ回路７４を通して主スイッチング素子２２のゲートに与えられるパルス駆動信号により、その主スイッチング素子２２がオンすると、チョークコイル２０に入力電圧Ｖinを印加して電気エネルギーを蓄え、主スイッチング素子２２がオフすると、それまでチョークコイル２０に蓄えられた電気エネルギーと、直流電源１２からの電気エネルギーが、ダイオード２４を通して出力側のコンデンサ２６に送り出され、入力電圧Ｖinよりも高い出力電圧ＶoutがＬＥＤ１０に供給されるようになっている。

ここで、外部から調光信号が印加されると、その調光信号のアナログ電圧レベルはＡ／Ｄ変換器６８によりディジタル値に変換され、バースト信号生成回路４６に取り込まれる。バースト信号生成回路４６は、Ａ／Ｄ変換器６８からのディジタル値が高くなる程、時比率の小さくなるようなディジタル数値化されたバースト信号を生成する。時比率判定回路６６は、バースト信号生成回路４６からのバースト信号の時比率が、判定値を越えない大きな値であれば、Ａ／Ｄ変換器６０と通常フィードバック制御回路７０とを接続するように切替スイッチ６２を切替え、フィードバック回路２８に対して通常フィードバック制御回路７０を通した制御を行なわせる。逆に、バースト信号生成回路４６からのバースト信号の時比率が、判定値を越えて小さな値であれば、Ａ／Ｄ変換器６０とバースト前値補正処理回路６４とを接続するように切替スイッチ６２を切替え、フィードバック回路２８に対してバースト前値補正処理回路６４を通した制御を行なわせる。

通常フィードバック制御回路７０を通した定常時の制御では、シャント抵抗１６で検出されたＬＥＤ１０の出力電流Ｉoutに相当する電流検出信号が、通常フィードバック制御回路７０で基準電圧と比較され、その誤差増幅信号が出力回路７２に送出される。ここで、バースト信号が立ち上がってアクティブになるとスイッチ素子４８がオンし、バースト信号の前周期における誤差増幅信号が、位相補償回路３８を通してＰＷＭ回路４４に出力されるので、その誤差増幅信号の電圧レベルに応じた時比率のパルス駆動信号が主スイッチング素子２２に供給され、所望の出力電流ＩoutとなるようにＬＥＤ１０が制御される。

一方、バースト信号の時比率が判定値を越えて小さくなり、通常フィードバック制御回路７０からバースト前値補正処理回路６４を通した制御に切替わると、バースト前値補正処理回路６４の演算部８２は、Ａ／Ｄ変換器６０からの前回の電流検出信号の値（前回のＡ／Ｄ変換値）Ｖと一乃至複数の閾値ＴＨとの比較結果を処理条件として、今回の制御値ｙを算出し、これを出力回路７２に送出する。ここでバースト信号が立ち上がってアクティブになると、今回の制御値ｙがＰＷＭ回路４４に出力される。そして、今回の制御値ｙに応じた時比率のパルス駆動信号が主スイッチング素子２２に供給されることで、引き続き所望の出力電流ＩoutとなるようにＬＥＤ１０が制御される。このときの出力電流Ｉoutは、バースト前値補正処理回路６４により補正した制御値ｙに基づいて制御されるので、定常時の制御に対して低下することはない。

図２は、バースト前値補正処理回路６４による処理結果を示す各部の波形をタイミングチャートであらわしている。ここでは、出力電流Ｉoutがバースト信号のオンパルスに同期して周期的に出力され、Ａ／Ｄ変換器６０からの前回のＡ／Ｄ変換値Ｖを読み込んで、出力電流Ｉoutが所望値よりも低い場合に、出力値である今回の制御値ｙを増加させるようなバースト前値補正処理を行なう。そして、出力電流Ｉoutが所望値に達したならば、出力値はそのままでよいと判断し、それに見合う今回の制御値ｙを算出するようになっている。

実際にバースト前値補正処理回路６４は、例えば図３〜図６に示すような処理式に従って、今回の制御値ｙを算出する。図３に示す算出例では、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖと閾値ＴＨ1とを比較して、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが閾値ＴＨ1よりも大きい場合には、前回の制御値ｘに１を差し引いた値を今回の制御値ｙとし、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが閾値ＴＨ1と等しい場合には、前回の制御値ｘをそのまま今回の制御値ｙとし、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが閾値ＴＨ1よりも小さい場合には、前回の制御値ｘに１を加えた値を今回の制御値ｙとする。このような簡単な処理手順によっても、定常時と同じ出力電流ＩoutでＬＥＤ１０を点灯駆動させることが可能になる。

図４に示す算出例では、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖと２つの閾値ＴＨ2-1，ＴＨ2-2との比較結果を処理条件としている（ＴＨ2-1＞ＴＨ2-2）。具体的には、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第１の閾値ＴＨ2-1以上である場合には、前回の制御値ｘに１を差し引いた値を今回の制御値ｙとし、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第１の閾値ＴＨ2-1よりも小さく、第２の閾値ＴＨ2-2以上である場合には、前回の制御値ｘをそのまま今回の制御値ｙとし、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第２の閾値ＴＨ2-2よりも小さい場合には、前回の制御値ｘに１を加えた値を今回の制御値ｙとする。このように、前回の制御値ｘをそのまま今回の制御値ｙとするＡ／Ｄ変換値Ｖに一定の範囲を持たせることで、今回の制御値ｙがその都度頻繁に増減するのを防止することができる。

図５に示す算出例では、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖと４つの閾値ＴＨ3-1，ＴＨ3-2，ＴＨ3-3，ＴＨ3-4との比較結果を処理条件としている（ＴＨ3-1＞ＴＨ3-2＞ＴＨ3-3＞ＴＨ3-4）。具体的には、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第１の閾値ＴＨ3-1以上である場合には、前回の制御値ｘに２を差し引いた値を今回の制御値ｙとし、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第１の閾値ＴＨ3-1よりも小さく、第２の閾値ＴＨ3-2以上である場合には、前回の制御値ｘに１を差し引いた値を今回の制御値ｙとし、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第２の閾値ＴＨ3-2よりも小さく、第３の閾値ＴＨ3-3以上である場合には、前回の制御値ｘをそのまま今回の制御値ｙとし、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第３の閾値ＴＨ3-3よりも小さく、第４の閾値ＴＨ３−４以上である場合には、前回の制御値ｘに１を加えた値を今回の制御値ｙとし、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第４の閾値ＴＨ3-4よりも小さい場合には、前回の制御値ｘに２を加えた値を今回の制御値ｙとする。このようにして処理条件を増やすことで、今回の制御値ｙをより細かく調整することが可能になり、目標値により早く近づけることができる。

上記図３〜図５に示す算出例は、何れも前回の制御値ｘだけを利用して、今回の制御値ｙを算出していたが、次の図６に示す算出例では、前回の制御値ｘおよび前々回の制御値ｘ-1と、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖおよび前々回のＡ／Ｄ変換値Ｖ-1と、目標値ＴＨ4-3とを用いて、今回の制御値ｙを算出する。ここでは、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖと２つの閾値ＴＨ4-1，ＴＨ4-2との比較結果を処理条件とし（ＴＨ4-1＞ＴＨ4-2）、Ａ／Ｄ変換値の目標値ＴＨ4-3は閾値ＴＨ4-1，ＴＨ4-2の間に設定される。そして、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第１の閾値ＴＨ4-1以上である場合、または第２の閾値ＴＨ4-2よりも小さい場合は、前々回の制御値ｘ-1から前回の制御値ｘを引いた制御値の前値における変化の度合いと、前々回のＡ／Ｄ変換値Ｖ-1から前回のＡ／Ｄ変換値Ｖを引いた検出値の前値における変化の度合いとの比を求め、そこからどれ位の補正値にすれば、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが目標値ＴＨ4-3に到達するのかを計算し、その計算した補正値を前回の制御値ｘに合成して今回の制御値ｙとし、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第１の閾値ＴＨ4-1よりも小さく、第２の閾値ＴＨ4-2以上である場合には、前回の制御値ｘをそのまま今回の制御値ｙとすることで、今回の制御値ｙをさらに細かく調整することが可能になる。なお、この算出例では図６の処理式からわかるように、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第１の閾値ＴＨ4-1以上である場合に補正値が負になり、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが第２の閾値ＴＨ4-2よりも小さい場合に補正値が正になる。

図７は、図６の算出例に基づくバースト前値補正処理を行なった場合の、各部の波形をタイミングチャートとして示したものである。ここでは、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖおよび前々回のＡ／Ｄ変換値Ｖ-1と、補正用前値である前回の制御値ｘおよび前々回の制御値ｘ-1とを演算部８２で読み込んで、今回の制御値ｙを算出する。これにより、バースト信号の周期毎に発生する出力電流Ｉoutが、所望の値に徐々に近付いている。

なお、上記図３〜図６に示した処理条件や処理式は、バースト前値補正処理の代表的な例をあくまでも示したに過ぎず、例えば図３〜図５の処理式において、前回の制御値ｘに加減する値を適宜変更してもよい。また、図３〜図６の各処理条件において、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖではなく、例えば前々回のＡ／Ｄ変換値Ｖ-1を検出値の前値として用いたり、複数回前にわたるＡ／Ｄ変換値Ｖ，Ｖ-1，…の平均値を算出し、これを検出値の前値として用いたりして、閾値ＴＨ1〜ＴＨ4の何れか一つと比較してもよい。さらに制御値の前値についても同様に、前回の制御値ｘではなく、例えば前々回の制御値ｘ-1を制御値の前値として用いたり、複数回前にわたる制御値ｘ，ｘ-1，…の平均値を算出し、これを制御値の前値として用いたりしてもよい。

以上のように、本実施例における発光素子駆動装置は、負荷であるＬＥＤ１０に電力を供給する出力回路としてのコンバータ回路１４と、外部から直接またはバースト信号生成回路４６によって生成したバースト信号の時比率に応じて、ＬＥＤ１０への電力供給をオンまたはオフにし、当該電力を制御すると共に、ＬＥＤ１０への電力供給をオンしている時に、ＬＥＤ１０の状態である例えば出力電流Ｉoutを検出して得た検出値としてのＡ／Ｄ変換値から、ＬＥＤ１０を制御するための制御値を生成し、この制御値をコンバータ回路１４に送出する電力制御回路としてのフィードバック回路２８と、バースト信号の周期毎に発生するＡ／Ｄ変換値と制御値の前値として、例えば前回のＡ／Ｄ変換値Ｖ，前々回のＡ／Ｄ変換値Ｖ-1，前回の制御値ｘ，前々回の制御値ｘ-1などを用いて、今回生成する制御値ｙを補正する前値補正処理回路としてのバースト前値補正処理回路６４と、バースト信号の時比率が判定値を越えると、バースト前値補正処理回路６４を動作させる時比率判定回路６６と、を備えて構成される。

このように、バースト信号の時比率が判定値を越えて例えば小さくなると、バースト前値補正処理回路６４が動作することにより、バースト信号の周期毎に発生する検出値と制御値の前値を利用して、今回生成する制御値を、バースト信号の時比率が判定値を越えない定常時に近い値に補正することができる。そのため、ＬＥＤ１０に供給する出力電力を可変させて絞って行くときの直線性を向上させ、その出力電力の範囲を拡大することが可能になる。

また、特に図３〜図５に示す算出例では、検出値の前値であるＡ／Ｄ変換値Ｖと、一乃至複数の閾値ＴＨ1や、閾値ＴＨ2-1，ＴＨ2-2や、閾値ＴＨ3-1，ＴＨ3-2，ＴＨ3-3，ＴＨ3-4との比較結果に応じて、前記制御値の前値である前回の制御値ｘに合成する補正値（例えば図５では、＋２〜−２）を増減させ、今回の制御値ｙを生成するように、バースト前値補正処理回路６４を構成している。

このようにすれば、バースト信号の周期毎に出力される今回の制御値ｙを、前回の制御値ｘと閾値ＴＨ1，閾値ＴＨ2-1，ＴＨ2-2，または閾値ＴＨ3-1，ＴＨ3-2，ＴＨ3-3，ＴＨ3-4との比較結果に応じて増減する補正値と、それ以前に生成された前回の制御値ｘとの合成により、その都度算出することが可能になる。

さらに、図６に示す算出例では、前記制御値の前値である前回の制御値ｘおよび前々回の制御値ｘ-1における変化の度合いと、前記検出値の前値である前回のＡ／Ｄ変換値Ｖおよび前々回のＡ／Ｄ変換値Ｖ-1における変化の度合いとの比を求め、所望の出力電流Ｉoutに見合う目標値ＴＨ4-3から、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖを差し引いた値を前記変化の度合いの比で除算して補正値を算出し、この補正値を前回の制御値ｘに合成して今回の制御値ｙを生成するようにバースト前値補正処理回路６４を構成している。

このように、前々回の制御値ｘ-1から前回の制御値ｘを引いた制御値の前値における変化の度合いと、前々回のＡ／Ｄ変換値Ｖ-1から前回のＡ／Ｄ変換値Ｖを引いた検出値の前値における変化の度合いとの比を求め、そこからどれ位の補正値にすれば、前回のＡ／Ｄ変換値Ｖが目標値ＴＨ4-3に到達するのかを計算し、その計算した補正値を前回の制御値ｘに合成して今回の制御値ｙとすることで、今回の制御値ｙをさらに細かく調整することが可能になる。

なお本発明は、本実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。出力回路としてのコンバータ回路１４の構成は、実施例のような昇圧形のものに限定されるものではなく、例えば降圧形や昇降圧形など、要は負荷であるＬＥＤ１０に所望の出力電力を供給できればよい。

１０ ＬＥＤ（負荷）
１４ コンバータ回路
２８ フィードバック回路（電力制御回路）
６４ バースト前値補正処理回路（前値補正処理回路）
６６ 時比率判定回路

Claims (3)

1. 負荷に電力を供給する出力回路と、
   バースト信号の時比率に応じて前記負荷への電力供給をオンまたはオフにし、当該電力を制御すると共に、前記電力供給をオンしている時に、前記負荷の状態を検出して得た検出値から、前記負荷を制御するための制御値を生成し、この制御値を前記出力回路に送出する電力制御回路と、
   前記バースト信号の周期毎に発生する前記検出値と前記制御値の前値を用いて、前記制御値を補正する前値補正処理回路と、
   前記バースト信号の時比率が判定値を越えると、前記前値補正処理回路を動作させる時比率判定回路と、を備えたことを特徴とする負荷駆動装置。
2. 前記前値補正処理回路は、前記検出値の前値と一乃至複数の閾値との比較結果に応じて前記制御値の前値を増減させ、今回の前記制御値を生成する構成としたことを特徴とする請求項１記載の負荷駆動装置。
3. 前記前値補正処理回路は、前記制御値の前値における変化の度合いと前記検出値の前値における変化の度合いとの比を求め、目標値から前記検出値の前値を差し引いた値を前記比で除算して補正値を算出し、この補正値を前記制御値の前値に合成して、今回の前記制御値を生成する構成としたことを特徴とする請求項１記載の負荷駆動装置。

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