JP2012005202A - 三相電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 三相ブリッジ接続された半導体電力変換回路を２組用いてなる入出力三相３線式の電源装置として好適な三相電力変換装置を提供する。
【解決手段】 コンバータ主回路２４の半導体スイッチへのＰＷＭ信号に基づくスイッチング動作を行うコンバータと、平滑コンデンサ２５の両端に接続され、インバータ主回路２７半導体スイッチへのＰＷＭ信号に基づくスイッチング動作を行うインバータとにより構成された三相電力変換装置７の負荷電流に対応した振幅を有する前記インバータの出力電圧基本波の３倍調波成分を生成し、この３倍調波成分を前記それぞれへのＰＷＭ信号に加算することにより、平滑コンデンサ２５の両端電圧を前記負荷電流に関係なくほぼ一定値で、従来の三相電力変換装置２に比して、より低い値にすることが可能となる。その結果、コンバータ主回路２４およびインバータ主回路２７を構成する半導体スイッチのスイッチング動作に伴う損失・発熱を最小に抑えることができる。
【選択図】 図１

Description

この発明は、三相ブリッジ接続された半導体電力変換回路を２組用いてなる入出力三相３線式の三相電力変換装置に関する。

図６は、この種の三相電力変換装置の従来例を示す回路構成図である。図６において、１は商用電源などの三相交流電源、２は三相電力変換装置、３は三相電力変換装置２から給電される負荷である。

この三相電力変換装置２には三相交流電源１からの入力電流を検出する交流電流検出器２１と、入力リアクトル２２と、フィルタコンデンサ２３と、例えば図示のようにＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）とダイオードの逆並列回路からなる半導体スイッチ６組を三相ブリッジ接続してなるコンバータ主回路２４と、コンバータ主回路２４の直流出力端に接続される平滑コンデンサ２５と、平滑コンデンサ２５の両端電圧を中間直流電圧として検出する直流電圧検出器２６と、例えば図示のようにＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路からなる半導体スイッチ６組を三相ブリッジ接続してなるインバータ主回路２７と、フィルタリアクトル２８と、フィルタコンデンサ２９と、入力リアクトル２２，フィルタコンデンサ２３，コンバータ主回路２４からなるコンバータを所望の状態にスイッチング制御するコンバータ制御回路３０と、インバータ主回路２７，フィルタリアクトル２８，フィルタコンデンサ２９からなるインバータを所望の状態にスイッチング制御するインバータ制御回路５０とを備えている。

ここで、フィルタコンデンサ２３，２９それぞれの接続方法をスター結線とし、その中性点同士を接続した構成にすることにより、コンバータ主回路２４及びインバータ主回路２７のスイッチング動作に起因する零相高周波電流をこの三相電力変換装置２内で還流させ、三相交流電源１や負荷３の接地回路に前記高周波電流が流れ込むのを抑制し、この高周波電流による外部への悪影響を低減している。

また、フィルタリアクトル２８，フィルタコンデンサ２９とにより、インバータ主回路２７が出力する三相交流電圧の高調波成分を除去している。

以下に、図６に示した三相電力変換装置２の動作を、図７に示したコンバータ制御回路３０の詳細回路構成図と図８に示したインバータ制御回路５０の詳細回路構成図とを参照しつつ、説明する。

先ず、図７に示したコンバータ制御回路３０にはコンバータ主回路２４が出力する直流電圧を指令する直流電圧設定器３１と、直流電圧設定器３１の設定値と直流電圧検出器２６で検出されたコンバータ主回路２４の出力電圧としての中間直流電圧との偏差を求める加算演算器３２と、求めた偏差が零になるように調節演算を行う電圧調節器３３と、三相電力変換装置２の入力電圧に同期した各相毎の基準正弦波を発生させる基準三相正弦波発生器３４と、これらの基準正弦波に電圧調節器３３が出力する調節演算値を乗算演算して各相毎の正弦波状の電流指令値を生成する乗算演算器３５，３９，４３と、これらの電流指令値と交流電流検出器２１で検出された各相の入力電流との偏差を求める加算演算器３６，４０，４４と、求めた各相の偏差が零になるように調節演算を行う電流調節器３７，４１，４５と、電流調節器３７，４１，４５それぞれが出力する調節演算値としての各相のＰＷＭ（パルス幅変調）信号に基づいたＰＷＭ制御を行い、この演算結果に対応したコンバータ主回路２４の各ＩＧＢＴへのゲート信号を生成するＰＷＭ制御器３８，４２，４６とを備えている。

すなわち、入力リアクトル２２，フィルタコンデンサ２３，コンバータ主回路２４からなるコンバータと、周知の技術を用いて形成される上述の各構成要素を用いてなるコンバータ制御回路３０とにより、三相交流電源１から見た三相電力変換装置２の入力力率をほぼ１に保ちつつ、該コンバータが出力する直流電圧を三相電力変換装置２の入力電圧の波高値以上の所望の値に設定することができる。

次に、図８に示したインバータ制御回路５０にはインバータ主回路２７，フィルタリアクトル２８，フィルタコンデンサ２９からなるインバータが出力する三相交流線間電圧の平均値を指令する出力電圧設定器５１と、該インバータの出力電圧（線間電圧）の平均値を演算する平均値演算器５２と、出力電圧設定器５１の設定値と平均値演算器５２で得られた前記インバータの出力電圧の平均値との偏差を求める加算演算器５３と、求めた偏差が零になるように調節演算を行う電圧調節器５４と、三相電力変換装置２の出力電圧の各相毎の基準正弦波を発振する基準三相正弦波発振器５５と、これらの基準正弦波に電圧調節器５４が出力する調節演算値を乗算演算する乗算演算器５６，５８，６０と、乗算演算器５６，５８，６０それぞれが出力する正弦波状の電圧指令値としての各相のＰＷＭ信号に基づいたＰＷＭ制御を行い、この演算結果に対応したインバータ主回路２７の各ＩＧＢＴへのゲート信号を生成するＰＷＭ制御器５７，５９，６１とを備えている。

すなわち、インバータ主回路２７，フィルタリアクトル２８，フィルタコンデンサ２９からなるインバータと、周知の技術を用いて形成される上述の各構成要素を用いてなるインバータ制御回路５０とにより、先述の中間直流電圧を所望の周波数・振幅の三相交流電圧に変換して出力することができる。

なお、図６に示した三相電力変換装置２は、三相交流電源１からの交流電圧をこれとは異なる電圧または周波数の交流電圧に変換する電源装置として、あるいは図示しない蓄電池回路を中間直流電圧部に接続することにより、三相交流電源１が停電時にも負荷３への電力供給を継続する、いわゆる入出力三相３線式の無停電電源装置として用いられる。

特開２００７−２５９６８８号公報（図３等）

図６に示した従来の三相電力変換装置において、平滑コンデンサ２５の両端電圧すなわち中間直流電圧は、入力リアクトル２２，フィルタコンデンサ２３，コンバータ主回路２４からなるコンバータ側の要求値と、インバータ主回路２７，フィルタリアクトル２８，フィルタコンデンサ２９からなるインバータ側の要求値とを同時に満たす必要がある。

すなわち、前記コンバータ側においては、前記中間直流電圧は入力電流を正弦波状に制御するために、「２×入力相電圧ピーク値−入力リアクトル２２の電圧降下分＋制御余裕分」だけ必要である。また、前記インバータ側においては、前記中間直流電圧は出力電圧を正弦波状に制御するために、「２×出力相電圧ピーク値＋フィルタリアクトル２８の電圧降下分＋制御余裕分」だけ必要である。

ここで、負荷３の容量が大きくなるのに伴って負荷電流が増大すると、フィルタリアクトル２８の電圧降下分も増大する。従って、前記インバータ側の中間直流電圧は負荷３の定格容量時におけるフィルタリアクトル２８の電圧降下分を見込んだ値が必要となり、この中間直流電圧は前記コンバータ側に対して必要以上に大きな値となる場合がある。

また、前記中間直流電圧が高くなるのに伴って、前記半導体スイッチのスイッチング動作による損失・発熱が増大することから、該中間直流電圧は可能な限り小さい値に設定できることが望まれる。

この発明の目的は、上記の課題を解決し、上記の要望を満たす三相電力変換装置を提供することにある。

この第１の発明は、三相交流電源に接続され、半導体スイッチ，入力リアクトル，フィルタコンデンサからなり該半導体スイッチへのＰＷＭ信号に基づくスイッチング動作により交流―直流変換を行うコンバータと、コンバータの直流出力端に接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端に接続され、半導体スイッチ，フィルタリアクトル，フィルタコンデンサからなり該半導体スイッチへのＰＷＭ信号に基づくスイッチング動作により直流―交流変換を行うインバータとにより構成され、前記コンバータ及びインバータのフィルタコンデンサの接続方法をスター結線とし、その中性点同士を接続してなる三相電力変換装置において、
この三相電力変換装置の負荷電流に対応した振幅を有する前記インバータの出力電圧基本波の３倍調波成分を生成し、前記３倍調波成分を前記コンバータ及びインバータそれぞれへのＰＷＭ信号に加算し、この３倍調波成分を加算した信号を新たなＰＷＭ信号としたことを特徴とする。

第２の発明は、前記第１の発明に記載の三相電力変換装置において、
前記３倍調波成分の振幅は、前記負荷電流とフィルタリアクトルのインピーダンスとの積に相当する値としたことを特徴とする。

この発明によれば、三相電力変換装置の負荷電流の増大に対応して、該三相電力変換装置の制御をいわゆる正弦波変調方法から台形波変調方法に移行させることにより、従来の三相電力変換装置に比して、前記中間直流電圧を、前記コンバータ側およびインバータ側双方の要求を同時に満たしつつ、より小さい値に設定することが可能となり、従って、前記半導体スイッチのスイッチング動作に伴う損失・発熱を最小に抑えることができる。

この発明の実施例を示す三相電力変換装置の回路構成図 図１の部分詳細回路構成図 図１の動作を説明する波形図 図１の部分詳細回路構成図 図１の部分詳細回路構成図 従来例を示す三相電力変換装置の回路構成図 図６の部分詳細回路構成図 図６の部分詳細回路構成図

図１は、この発明の実施例を示す三相電力変換装置の回路構成図であり、この図において、図６に示した従来例構成と同一機能を有するものには同一符号を付して、ここではその説明を省略する。

すなわち図１に示した三相電力変換装置７には、従来の三相電力変換装置２に対して、この三相電力変換装置７から負荷３への出力電流を検出する交流電流検出器７１と、３倍調波指令生成回路８０とが追加設置され、また、コンバータ制御回路３０がコンバータ制御回路３０ａに、インバータ制御回路５０がインバータ制御回路５０ａにそれぞれ変更して設置されている。

この三相電力変換装置７の動作を、図２〜５に示す図面を参照しつつ、以下に説明する。

先ず図２は、三相電力変換装置７に備える３倍調波指令生成回路８０の詳細回路構成図であり、８１は交流電流検出器７１から得られる三相電力変換装置７の出力電流の平均値を求める平均値演算器、８２は求めた出力電流の平均値からその振幅を所望の値（レベル値）に調整するレベル調整器、８３はインバータ制御回路５０ａに備える三相電力変換装置７の出力電圧の各相毎の基準正弦波を発振する基準三相正弦波発振器６２（図４参照）において生成され、前記基準正弦波に位相同期し、且つその振幅一定の基準３倍調波と、前記レベル値とを乗算演算した３倍調波指令を出力する乗算演算器である。

図３は、インバータ主回路２７を構成する各ＩＧＢＴへのＰＷＭ信号に基づくスイッチング動作により、平滑コンデンサ２５の両端電圧としての中間直流電圧を所望の振幅・周波数の交流電圧を生成するときの基本動作を説明する波形図を示している。

図３（イ）はいわゆる正弦波変調時において、正弦波状のＰＷＭ信号に基づく三相電力変換装置７が出力する正弦波状の相電圧波形を示し、また、図３（ハ）はいわゆる台形波変調時において、台形波状のＰＷＭ信号に基づく三相電力変換装置７が出力する台形波状の相電圧波形を示し、この台形波は、図３（イ）に示した波形としての基本波正弦波に、図３（ロ）に示す３倍調波を加算することにより得られる。ここで、図３（イ）の波形を得るための前記中間直流電圧の振幅を「Ａ」とし、３倍調波の振幅を「Ａ／６」に設定すると、図３（ハ）の波形を得るための前記中間直流電圧の振幅は「｛３^1/2／２｝Ａ」となることが知られている。また、この台形波変調時においても、三相出力の線間電圧が正弦波状になることも知られている。すなわち、台形波状のＰＷＭ信号を用いることにより、前記中間直流電圧をより低く設定することが可能である。

この発明の三相電力変換装置７では、負荷３の容量が大きくなるのに伴って負荷電流が増大すると、フィルタリアクトル２８の電圧降下分も増大することに着目し、例えば、無停電電源装置に供用されるときには、フィルタリアクトル２８の電圧降下分も定格出力時の定格電圧に対して１５％以下に容易に設定できることから、三相電力変換装置７の負荷電流の増大に対応して、インバータ主回路２７を構成する各ＩＧＢＴへのＰＷＭ信号を正弦波変調方法（無負荷時）から台形波変調方法に移行させるようにしている。

すなわち、図２に示した３倍調波指令生成回路８０を構成するレベル調整器８２において、そのレベル値をフィルタリアクトル２８の電圧降下分（負荷電流の平均値とフィルタリアクトル２８のインピーダンスとの積）に相当する値に調整している。

次に図４は、三相電力変換装置７に備えるインバータ制御回路５０ａの詳細回路構成図であり、このインバータ制御回路５０ａには従来のインバータ制御回路５０における基準三相正弦波発振器５５に代えて、三相電力変換装置７の出力電圧の各相毎の基準正弦波を発振する基準三相正弦波発振器と、前記基準正弦波に位相同期し、且つその振幅一定の基準３倍調波発振器とかなる基準三相正弦波発振器６２を備え、さらに、加算演算器６３〜６５が追加されている。

この加算演算器６３〜６５は、乗算演算器５６，５８，６０それぞれが出力する正弦波状の電圧指令値としての各相のＰＷＭ信号に、３倍調波指令生成回路８０が出力するフィルタリアクトル２８の電圧降下分に対応した３倍調波指令をそれぞれ加算し、この加算した値を新たなＰＷＭ信号としている。従って、ＰＷＭ制御器５７，５９，６１では、この新たなＰＷＭ信号に基づいたＰＷＭ制御を行い、この演算結果に対応したインバータ主回路２７の各ＩＧＢＴへのゲート信号を生成するようにしている。

その結果、前記インバータ側からの要求としての中間直流電圧を、この三相電力変換装置７から負荷３への出力電流に関係なくほぼ一定値で、従来の三相電力変換装置２に比して、より低い値にすることが可能となる。従って、インバータ主回路２７を構成する半導体スイッチのスイッチング動作に伴う損失・発熱を最小に抑えることができる。

図５は、三相電力変換装置７に備えるコンバータ制御回路３０ａの詳細回路構成図であり、このコンバータ制御回路３０ａには、従来のコンバータ制御回路３０に加算演算器４７〜４９が追加されている。

この加算演算器４７〜４９は、電流調節器３７，４１，４５それぞれが出力する正弦波状の調節演算値としての各相のＰＷＭ信号に、３倍調波指令生成回路８０が出力する前記３倍調波指令をそれぞれ加算し、この加算した値を新たなＰＷＭ信号としている。従って、ＰＷＭ制御器５７，５９，６１では、この新たなＰＷＭ信号に基づいたＰＷＭ制御を行い、この演算結果に対応したインバータ主回路２４の各ＩＧＢＴへのゲート信号を生成するようにしている。

この発明の三相電力変換装置７では、交流電源１の電圧位相と三相電力変換装置７の出力電圧位相とは常に同期しているとは限らないため、前記３倍調波指令に基づいて前記中間直流電圧の余裕度が減少するが、この余裕度が減少に対して、先述の入力電流を正弦波状に制御するための「２×入力相電圧ピーク値−入力リアクトル２２の電圧降下分＋制御余裕分」の関係から、入力リアクトル２２の電圧降下分が相殺する極性であることが明らかである。

従って、上述のように前記インバータ側からの要求としての前記中間直流電圧はより低い値で良いことから、入力リアクトル２２，フィルタコンデンサ２３，コンバータ主回路２４からなるコンバータ側の要求としての前記中間直流電圧は、この三相電力変換装置７から負荷３への出力電流の増大に伴って、より高くする必要が無い。その結果、コンバータ主回路２４を構成する半導体スイッチのスイッチング動作に伴う損失・発熱を最小に抑えることができる。

１…交流電源、２…三相電力変換装置、３…負荷、７…三相電力変換装置、２１…交流電流検出器、２２…入力リアクトル、２３…フィルタコンデンサ、２４…コンバータ主回路、２５…平滑コンデンサ２５、２６…直流電圧検出器、２７…インバータ主回路、２８…フィルタリアクトル、２９…フィルタコンデンサ、３０，３０ａ…コンバータ制御回路、３１…直流電圧設定器、３２…加算演算器、３３…電圧調節器、３４…基準三相正弦波発生器、３５，３９，４３…乗算演算器，３６，４０，４４…加算演算器、３７，４１，４５…電流調節器、３８，４２，４６…ＰＷＭ制御器、４７〜４９…加算演算器、５０，５０ａ…インバータ制御回路、５１…出力電圧設定器、５２…平均値演算器、５３…加算演算器、５４…電圧調節器、５５…基準三相正弦波発振器、５６，５８，６０…乗算演算器、７，５９，６１…ＰＷＭ制御器、６２…基準三相正弦波発振器、６３〜６５…加算演算器、７１…交流電流検出器、８０…３倍調波指令生成回路、８１…平均値演算器、８２…レベル調整器、８３…乗算演算器。

Claims (2)

1. 三相交流電源に接続され、半導体スイッチ，入力リアクトル，フィルタコンデンサからなり該半導体スイッチへのＰＷＭ信号に基づくスイッチング動作により交流―直流変換を行うコンバータと、
   コンバータの直流出力端に接続される平滑コンデンサと、
   平滑コンデンサの両端に接続され、半導体スイッチ，フィルタリアクトル，フィルタコンデンサからなり該半導体スイッチへのＰＷＭ信号に基づくスイッチング動作により直流―交流変換を行うインバータとにより構成され、
   前記コンバータ及びインバータのフィルタコンデンサの接続方法をスター結線とし、その中性点同士を接続してなる三相電力変換装置において、
   この三相電力変換装置の負荷電流に対応した振幅を有する前記インバータの出力電圧基本波の３倍調波成分を生成し、
   前記３倍調波成分を前記コンバータ及びインバータそれぞれへのＰＷＭ信号に加算し、この３倍調波成分を加算した信号を新たなＰＷＭ信号としたことを特徴とする三相電力変換装置。
2. 請求項１に記載の三相電力変換装置において、
   前記３倍調波成分の振幅は、前記負荷電流とフィルタリアクトルのインピーダンスとの積に相当する値としたことを特徴とする三相電力変換装置。

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