[go: up one dir, main page]

JP2012060714A - Integrated circuit - Google Patents

Integrated circuit Download PDF

Info

Publication number
JP2012060714A
JP2012060714A JP2010199182A JP2010199182A JP2012060714A JP 2012060714 A JP2012060714 A JP 2012060714A JP 2010199182 A JP2010199182 A JP 2010199182A JP 2010199182 A JP2010199182 A JP 2010199182A JP 2012060714 A JP2012060714 A JP 2012060714A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
overcurrent
circuit
switching element
voltage
switching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2010199182A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Kazuyoshi Ishikawa
和義 石川
Masahiro Maruki
雅大 丸木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
On Semiconductor Trading Ltd
Original Assignee
On Semiconductor Trading Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by On Semiconductor Trading Ltd filed Critical On Semiconductor Trading Ltd
Priority to JP2010199182A priority Critical patent/JP2012060714A/en
Publication of JP2012060714A publication Critical patent/JP2012060714A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To adjust balance between responsibility and overheat prevention of an element due to load short circuit and the like.SOLUTION: An integrated circuit includes: a terminal connected to prescribed potential directly or via a resistor or a first capacitor which is externally connected; an overcurrent determining circuit determining whether the integrated circuit is in an overcurrent state or not; a current supply circuit supplying prescribed current to the terminal when the overcurrent determining circuit determines the overcurrent state; and a switching control circuit which switching-controls a switching element in accordance with a pulse width modulation signal of a duty ratio corresponding to a second DC voltage obtained by rectifying and smoothing an output voltage of the switching element when the overcurrent determining circuit does not determine the overcurrent state, and turns off the switching element until the voltage of the terminal reaches a prescribed reference voltage when the overcurrent determining circuit determines the overcurrent state. The voltage of the terminal connected to the prescribed potential directly or via the resistor and to which a prescribed current is supplied is below the prescribed reference voltage.

Description

本発明は、集積回路に関する。   The present invention relates to integrated circuits.

例えば特許文献１の図９に示されているようなスイッチング電源回路は、負荷短絡時などにスイッチング素子に所定以上の過電流が流れ、スイッチング素子やその他の素子が破損するのを防止する、過電流保護機能を一般に備えている。例えば特許文献１の図１０に示されている過電流保護回路は、スイッチング素子に流れる電流値が所定の電流値に達すると、スイッチング素子をオフに制御するように動作する。   For example, a switching power supply circuit as shown in FIG. 9 of Patent Document 1 prevents an overcurrent exceeding a predetermined value from flowing in a switching element when a load is short-circuited, and prevents the switching element and other elements from being damaged. Current protection function is generally provided. For example, the overcurrent protection circuit shown in FIG. 10 of Patent Document 1 operates to control the switching element to be turned off when the current value flowing through the switching element reaches a predetermined current value.

また、上記の過電流保護回路には、電流重畳が発生するという不都合があるため、特許文献１では、起動時間が長くなったり、負荷急変に対する応答が遅くなったりすることなく、当該不都合を解消する方法が開示されている。特許文献１の図２および図５に示されている過電流保護回路では、過電流保護動作時に、ダイオードやローサイドのスイッチング素子に流れるフライホイール電流が略０になるまで、ハイサイドのスイッチング素子のオンを停止する制御を行っている。   In addition, since the above overcurrent protection circuit has a disadvantage that current superimposition occurs, in Patent Document 1, the inconvenience is solved without a long start-up time or a slow response to a sudden load change. A method is disclosed. In the overcurrent protection circuit shown in FIG. 2 and FIG. 5 of Patent Document 1, during the overcurrent protection operation, until the flywheel current flowing through the diode and the lowside switching element becomes substantially zero, Control to turn on is performed.

このようにして、スイッチング素子に流れる電流値を監視し、過電流を検出すると、その都度スイッチング素子をオフすることによって、オン時間を相対的に短くし、素子の破損を防止することができる。   Thus, when the value of the current flowing through the switching element is monitored and an overcurrent is detected, the switching element is turned off each time, so that the on-time can be relatively shortened and the element can be prevented from being damaged.

特開２００４−３６４４８８号公報JP 2004-364488 A

しかしながら、上記のような過電流保護方法では、負荷短絡が継続している場合であっても、一時的に電流が増大した場合と同様に、スイッチング素子が比較的短時間で再びオンとなる。そのため、継続的な負荷短絡時には、スイッチング素子がオンとなる度に過電流が流れ、スイッチング素子やコイル（インダクタ）などが十分に放熱できない場合もある。   However, in the overcurrent protection method as described above, even when the load short-circuit continues, the switching element is turned on again in a relatively short time as in the case where the current temporarily increases. Therefore, when the load is continuously short-circuited, an overcurrent flows each time the switching element is turned on, and the switching element and the coil (inductor) may not be able to sufficiently dissipate heat.

一方、ラッチオフ方式などと呼ばれる過電流保護方法では、所定の時間以上継続して過電流を検出した場合にスイッチング素子をオフし続けることによって、素子の破損を防止することができる。しかしながら、当該ラッチオフ方式では、リセット信号などによってリセットされるまでスイッチング素子がオフし続けるため、スイッチング電源回路の応答性が低下してしまう。   On the other hand, in an overcurrent protection method called a latch-off method or the like, damage to the element can be prevented by continuing to turn off the switching element when an overcurrent is detected for a predetermined time or longer. However, in the latch-off method, since the switching element continues to be turned off until reset by a reset signal or the like, the response of the switching power supply circuit is degraded.

また、スイッチング電源回路を集積回路として構成する場合には、集積回路が所定以上に過熱すると、十分に放熱されるまでの間スイッチング素子をオフする、過熱保護機能を備えることが一般的である。しかしながら、この場合であっても、コイルは通常外付け部品となるため、コイルが過熱し、焼損してしまう場合もある。   When the switching power supply circuit is configured as an integrated circuit, it is common to have an overheat protection function that turns off the switching element until the integrated circuit is sufficiently heated when it is overheated. However, even in this case, since the coil is usually an external part, the coil may overheat and burn out.

前述した課題を解決する主たる本発明は、直接、または外部接続される抵抗もしくは第１のコンデンサを介して所定の電位に接続される端子と、第１の直流電圧をスイッチングするスイッチング素子に所定以上の電流が流れる過電流状態であるか否かを判定する過電流判定回路と、前記過電流判定回路が前記過電流状態であると判定した場合に、前記端子に所定の電流を供給する電流供給回路と、前記過電流判定回路が前記過電流状態であると判定しない場合には、前記スイッチング素子の出力電圧を整流および平滑化した第２の直流電圧に応じたデューティ比のパルス幅変調信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング制御し、前記過電流判定回路が前記過電流状態であると判定した場合には、前記端子の電圧が所定の基準電圧に達するまでの間前記スイッチング素子をオフするスイッチング制御回路と、を有し、直接または前記抵抗を介して前記所定の電位に接続され、前記所定の電流が供給される場合の前記端子の電圧は、前記所定の基準電圧未満であることを特徴とする集積回路である。
本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。 The main present invention for solving the above-described problems is that a terminal connected to a predetermined potential directly or via an externally connected resistor or first capacitor and a switching element for switching the first DC voltage are more than predetermined. An overcurrent determination circuit that determines whether or not an overcurrent state flows, and a current supply that supplies a predetermined current to the terminal when the overcurrent determination circuit determines that the overcurrent state is present When the circuit and the overcurrent determination circuit do not determine that the overcurrent state is present, the output voltage of the switching element is converted into a pulse width modulation signal having a duty ratio corresponding to the second DC voltage rectified and smoothed. In response to the switching control of the switching element, when the overcurrent determination circuit determines that the overcurrent state is present, the voltage at the terminal reaches a predetermined reference voltage. And a switching control circuit that turns off the switching element until the first voltage is connected to the predetermined potential directly or via the resistor, and the voltage of the terminal when the predetermined current is supplied is An integrated circuit having a voltage lower than the predetermined reference voltage.
Other features of the present invention will become apparent from the accompanying drawings and the description of this specification.

本発明によれば、スイッチング電源回路の応答性と負荷短絡などによる素子の過熱防止とのバランスを調整することができる。   According to the present invention, it is possible to adjust the balance between the response of the switching power supply circuit and the prevention of overheating of the element due to a load short circuit or the like.

本発明の一実施形態において、集積回路１ａの端子３２にコンデンサＣ１を外部接続した場合のスイッチング電源回路全体の構成を示す回路ブロック図である。In one Embodiment of this invention, it is a circuit block diagram which shows the structure of the whole switching power supply circuit at the time of connecting the capacitor | condenser C1 externally to the terminal 32 of the integrated circuit 1a. 本発明の一実施形態において、集積回路１ａの端子３２に抵抗Ｒ１を外部接続した場合のスイッチング電源回路全体の構成を示す回路ブロック図である。In one Embodiment of this invention, it is a circuit block diagram which shows the structure of the whole switching power supply circuit at the time of connecting resistance R1 to the terminal 32 of the integrated circuit 1a externally. 本発明の一実施形態におけるスイッチング電源回路の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the switching power supply circuit in one Embodiment of this invention. スイッチング電源回路の他の構成例を示す回路ブロック図である。It is a circuit block diagram which shows the other structural example of a switching power supply circuit. 過電流状態であると所定の回数判定した場合にスイッチング素子２をオフし続ける集積回路の構成例を示す回路ブロック図である。FIG. 6 is a circuit block diagram showing a configuration example of an integrated circuit that keeps switching element 2 turned off when it is determined a predetermined number of times as being in an overcurrent state. 端子３２に内部接続されるコンデンサＣ２を備えた集積回路の構成例を示す回路ブロック図である。3 is a circuit block diagram showing a configuration example of an integrated circuit including a capacitor C2 internally connected to a terminal 32. FIG.

本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。   At least the following matters will become apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.

＝＝＝スイッチング電源回路全体の構成＝＝＝
以下、図１および図２を参照して、本発明の一実施形態におけるスイッチング電源回路全体の構成について説明する。 === Configuration of Entire Switching Power Supply Circuit ===
Hereinafter, the configuration of the entire switching power supply circuit according to the embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.

図１および図２に示されているスイッチング電源回路は、集積回路１ａ、スイッチング素子２、ダイオード３、コイル４、コンデンサ５、および抵抗６、７を含み、さらに、集積回路１ａに外部接続されるコンデンサＣ１または抵抗Ｒ１を含んで構成されている。なお、以下においては、一例として、スイッチング素子２がＮＭＯＳ（N-channel Metal-Oxide Semiconductor：Ｎチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタである場合について説明する。また、図１および図２は、集積回路１ａにそれぞれコンデンサＣ１および抵抗Ｒ１を外部接続した場合を示している。   The switching power supply circuit shown in FIGS. 1 and 2 includes an integrated circuit 1a, a switching element 2, a diode 3, a coil 4, a capacitor 5, and resistors 6 and 7, and is externally connected to the integrated circuit 1a. The capacitor C1 or the resistor R1 is included. In the following, a case where the switching element 2 is an NMOS (N-channel Metal-Oxide Semiconductor) transistor will be described as an example. 1 and 2 show a case where a capacitor C1 and a resistor R1 are externally connected to the integrated circuit 1a, respectively.

集積回路１ａは、電圧調整回路１１、スイッチング制御回路１２、電流源２１、スイッチ回路２２、２８、電流検出回路２３、過電流検出回路２４、過電流判定回路２５、コンパレータ（比較器）２６、およびインバータ（反転回路）２７を含んで構成されている。また、集積回路１ａは、端子３１ないし３４を備えている。   The integrated circuit 1a includes a voltage adjustment circuit 11, a switching control circuit 12, a current source 21, switch circuits 22, 28, a current detection circuit 23, an overcurrent detection circuit 24, an overcurrent determination circuit 25, a comparator (comparator) 26, and An inverter (inverting circuit) 27 is included. Further, the integrated circuit 1 a includes terminals 31 to 34.

電圧調整回路１１には、端子３１を介して入力電圧Ｖｉｎ（第１の直流電圧）が入力されている。また、電圧調整回路１１からは、定電圧Ｖｒｅｇおよび基準電圧Ｖｒｅｆが出力されている。そして、定電圧Ｖｒｅｇは、スイッチング制御回路１２および電流源２１に供給され、基準電圧Ｖｒｅｆは、コンパレータ２６に供給されている。   An input voltage Vin (first DC voltage) is input to the voltage adjustment circuit 11 via a terminal 31. Further, the voltage adjustment circuit 11 outputs a constant voltage Vreg and a reference voltage Vref. The constant voltage Vreg is supplied to the switching control circuit 12 and the current source 21, and the reference voltage Vref is supplied to the comparator 26.

電流源２１からは、電流Ｉ５（所定の電流）が出力されている。また、端子３２には、一端がグランド電位（所定の電位）に接続されたコンデンサＣ１（第１のコンデンサ）または抵抗Ｒ１が外部接続される。そして、当該端子３２には、スイッチ回路２２を介して電流Ｉ５が供給される。なお、本実施形態では、電流源２１およびスイッチ回路２２が電流供給回路に相当する。   A current I5 (predetermined current) is output from the current source 21. The terminal 32 is externally connected to a capacitor C1 (first capacitor) or a resistor R1 having one end connected to the ground potential (predetermined potential). Then, the current I5 is supplied to the terminal 32 via the switch circuit 22. In the present embodiment, the current source 21 and the switch circuit 22 correspond to a current supply circuit.

過電流検出回路２４には、電流検出回路２３から検出電流Ｉ４が入力されている。また、過電流検出回路２４から出力される過電流検出信号ＤＴは、スイッチング制御回路１２および過電流判定回路２５に入力されている。そして、過電流判定回路２５から出力される過電流判定信号ＯＣは、スイッチング制御回路１２およびインバータ２７に入力されるとともに、スイッチ回路２２の制御信号となっている。   The detection current I4 is input from the current detection circuit 23 to the overcurrent detection circuit 24. The overcurrent detection signal DT output from the overcurrent detection circuit 24 is input to the switching control circuit 12 and the overcurrent determination circuit 25. The overcurrent determination signal OC output from the overcurrent determination circuit 25 is input to the switching control circuit 12 and the inverter 27 and is a control signal for the switch circuit 22.

コンパレータ２６の反転入力には、基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、非反転入力は、端子３２に接続されている。また、コンパレータ２６から出力される再起動信号ＲＳＴは、スイッチング制御回路１２および過電流判定回路２５に入力されている。   The reference voltage Vref is applied to the inverting input of the comparator 26, and the non-inverting input is connected to the terminal 32. The restart signal RST output from the comparator 26 is input to the switching control circuit 12 and the overcurrent determination circuit 25.

スイッチ回路２８の一端は、端子３２に接続され、他端は、グランド電位に接続されている。また、インバータ２７の出力信号（過電流判定信号ＯＣの反転信号）は、スイッチ回路２８の制御信号となっている。   One end of the switch circuit 28 is connected to the terminal 32, and the other end is connected to the ground potential. The output signal of the inverter 27 (inverted signal of the overcurrent determination signal OC) is a control signal for the switch circuit 28.

スイッチング制御回路１２からは、スイッチング信号ＳＷ１が出力されている。また、スイッチング素子２のドレインには、入力電圧Ｖｉｎが入力され、ゲートには、端子３３を介してスイッチング信号ＳＷ１が入力されている。さらに、ダイオード３のアノードは、グランド電位に接続され、カソードは、スイッチング素子２のソースに接続されている。   A switching signal SW1 is output from the switching control circuit 12. Further, the input voltage Vin is input to the drain of the switching element 2, and the switching signal SW <b> 1 is input to the gate via the terminal 33. Furthermore, the anode of the diode 3 is connected to the ground potential, and the cathode is connected to the source of the switching element 2.

コイル４の一端は、スイッチング素子２とダイオード３との接続点に接続され、他端は、コンデンサ５の一端に接続されている。また、コンデンサ５の他端は、グランド電位に接続されている。そして、コイル４とコンデンサ５との接続点は、出力電圧Ｖｏｕｔ（第２の直流電圧）を出力する、当該スイッチング電源回路の出力ノードとなっている。   One end of the coil 4 is connected to a connection point between the switching element 2 and the diode 3, and the other end is connected to one end of the capacitor 5. The other end of the capacitor 5 is connected to the ground potential. A connection point between the coil 4 and the capacitor 5 is an output node of the switching power supply circuit that outputs the output voltage Vout (second DC voltage).

抵抗６および７は、直列に接続され、抵抗６の一端が出力ノードに接続され、抵抗７の一端がグランド電位に接続されている。また、抵抗６および７の接続点は、端子３４に接続され、当該接続点の電圧が帰還電圧Ｖｆｂとしてスイッチング制御回路１２に入力されている。   The resistors 6 and 7 are connected in series, one end of the resistor 6 is connected to the output node, and one end of the resistor 7 is connected to the ground potential. The connection point of the resistors 6 and 7 is connected to the terminal 34, and the voltage at the connection point is input to the switching control circuit 12 as the feedback voltage Vfb.

＝＝＝スイッチング電源回路の動作＝＝＝
以下、図３を参照して、本実施形態におけるスイッチング電源回路の動作について説明する。 === Operation of Switching Power Supply Circuit ===
The operation of the switching power supply circuit according to this embodiment will be described below with reference to FIG.

まず、図１に示したように、集積回路１ａの端子３２にコンデンサＣ１を外部接続した場合の動作について説明する。
集積回路１ａの電圧調整回路１１は、入力電圧Ｖｉｎから定電圧Ｖｒｅｇを生成し、スイッチング制御回路１２および電流源２１に供給する。また、定電圧Ｖｒｅｇは、スイッチング制御回路１２において、電源電圧として用いられるほか、スイッチング素子２をオンするための電圧（ブートストラップ電圧）の生成などに用いられる。さらに、電圧調整回路１１は、定電圧Ｖｒｅｇから基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、コンパレータ２６に供給する。 First, the operation when the capacitor C1 is externally connected to the terminal 32 of the integrated circuit 1a as shown in FIG. 1 will be described.
The voltage adjustment circuit 11 of the integrated circuit 1a generates a constant voltage Vreg from the input voltage Vin and supplies it to the switching control circuit 12 and the current source 21. The constant voltage Vreg is used not only as a power supply voltage in the switching control circuit 12, but also for generating a voltage (bootstrap voltage) for turning on the switching element 2. Further, the voltage adjustment circuit 11 generates a reference voltage Vref from the constant voltage Vreg and supplies it to the comparator 26.

スイッチング素子２は、スイッチング制御回路１２から出力されるスイッチング信号ＳＷ１に応じて、入力電圧Ｖｉｎをスイッチングして交流電圧に変換する。そして、ダイオード３、コイル４、およびコンデンサ５は、整流平滑回路を構成し、当該交流電圧を整流および平滑化して、直流電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。なお、コイル４に流れる電流Ｉ３は、スイッチング素子２がオンの間流れる電流Ｉ１と、スイッチング素子２がオフの間ダイオード３に流れる電流Ｉ２との和となる。   The switching element 2 switches the input voltage Vin according to the switching signal SW1 output from the switching control circuit 12, and converts it into an AC voltage. The diode 3, the coil 4, and the capacitor 5 constitute a rectifying and smoothing circuit, rectifying and smoothing the AC voltage, and outputting an output voltage Vout that is a DC voltage. The current I3 flowing through the coil 4 is the sum of the current I1 flowing while the switching element 2 is on and the current I2 flowing through the diode 3 while the switching element 2 is off.

抵抗６および７は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧し、帰還電圧Ｖｆｂを生成する。また、スイッチング制御回路１２は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の目標電圧となるよう、帰還電圧Ｖｆｂに基づいてデューティ比が制御されたＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を生成する。そして、当該ＰＷＭ信号は、検出電流Ｉ４の電流値が後述する基準電流値Ｉｒｅｆに達しない通常時（図３の期間Ａ）におけるスイッチング素子２のスイッチング制御に用いられる。   Resistors 6 and 7 divide output voltage Vout to generate feedback voltage Vfb. Further, the switching control circuit 12 generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal whose duty ratio is controlled based on the feedback voltage Vfb so that the output voltage Vout becomes a desired target voltage. The PWM signal is used for switching control of the switching element 2 at a normal time (period A in FIG. 3) when the current value of the detection current I4 does not reach a reference current value Iref described later.

なお、スイッチング素子２は、ＮＭＯＳトランジスタであるので、スイッチング信号ＳＷ１がハイ・レベルの間オンとなり、スイッチング信号ＳＷ１がロー・レベルの間オフとなる。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧より低い場合には、ＰＷＭ信号がハイ・レベル、すなわち、スイッチング素子２がオンとなる期間が長くなり、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧より高い場合には、スイッチング素子２がオンとなる期間が短くなり、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。   Since the switching element 2 is an NMOS transistor, it is turned on while the switching signal SW1 is at a high level, and is turned off while the switching signal SW1 is at a low level. Therefore, when the output voltage Vout is lower than the target voltage, the PWM signal is at a high level, that is, the period during which the switching element 2 is turned on becomes longer, and the output voltage Vout increases. On the other hand, when the output voltage Vout is higher than the target voltage, the period during which the switching element 2 is turned on is shortened, and the output voltage Vout decreases.

電流検出回路２３は、電流検出用の抵抗やカレントミラー回路などを用いて、スイッチング素子２に流れる電流Ｉ１を検出し、検出電流Ｉ４を出力する。また、過電流検出回路２４は、負荷短絡などによって検出電流Ｉ４の電流値が基準電流値Ｉｒｅｆ（所定の電流値）に達したことを検出し、過電流検出信号ＤＴを出力する。例えば、過電流検出回路２４は、コンパレータなどを用いて、Ｉ４＜Ｉｒｅｆの間ロー・レベルとなり、Ｉ４≧Ｉｒｅｆの間ハイ・レベルとなる過電流検出信号ＤＴを出力する。このような過電流検出信号ＤＴを出力する電流検出回路２３および過電流検出回路２４は、例えば特許文献１の図１１と同様の構成とすることもできる。   The current detection circuit 23 detects a current I1 flowing through the switching element 2 using a current detection resistor, a current mirror circuit, or the like, and outputs a detection current I4. The overcurrent detection circuit 24 detects that the current value of the detection current I4 has reached the reference current value Iref (predetermined current value) due to a load short circuit or the like, and outputs an overcurrent detection signal DT. For example, the overcurrent detection circuit 24 uses a comparator or the like to output an overcurrent detection signal DT that becomes low level when I4 <Iref and becomes high level when I4 ≧ Iref. The current detection circuit 23 and the overcurrent detection circuit 24 that output such an overcurrent detection signal DT may have the same configuration as that of FIG.

過電流検出信号ＤＴは、スイッチング制御回路１２に入力されており、スイッチング制御回路１２は、図３の期間Ｂに示すように、過電流検出信号ＤＴがハイ・レベルとなる度にスイッチング信号ＳＷ１をロー・レベルとする。また、スイッチング信号ＳＷ１がロー・レベルとなると、スイッチング素子２がオフとなり、スイッチング素子２に電流Ｉ１が流れなくなるため、過電流検出信号ＤＴは、再びロー・レベルとなる。したがって、スイッチング制御回路１２は、当該パルス状の過電流検出信号ＤＴに応じてスイッチング素子２をオフすることによって、過電流判定回路２５が過電流状態であると判定するまでの間の素子の過熱を抑制している。   The overcurrent detection signal DT is input to the switching control circuit 12, and the switching control circuit 12 outputs the switching signal SW1 every time the overcurrent detection signal DT becomes high level as shown in the period B of FIG. Low level. Further, when the switching signal SW1 becomes low level, the switching element 2 is turned off, and the current I1 does not flow through the switching element 2, so that the overcurrent detection signal DT becomes low level again. Therefore, the switching control circuit 12 turns off the switching element 2 in accordance with the pulse-shaped overcurrent detection signal DT, thereby overheating the element until the overcurrent determination circuit 25 determines that the overcurrent state is present. Is suppressed.

さらに、過電流検出信号ＤＴは、過電流判定回路２５にも入力されており、過電流判定回路２５は、過電流検出信号ＤＴに基づいて、スイッチング素子２に所定以上の電流が流れる過電流状態であるか否かを判定する。例えば、過電流判定回路２５は、カウンタ回路などを用いて、パルス状の過電流検出信号ＤＴが所定の回数（例えば８回）入力された場合に、過電流状態であると判定し、過電流判定信号ＯＣをハイ・レベルとする。なお、過電流判定回路２５は、負荷短絡による帰還電圧Ｖｆｂの下降を検出するなど、他の方法を用いて、過電流状態であるか否かを判定してもよい。また、当該他の方法を組み合わせて用いてもよい。   Furthermore, the overcurrent detection signal DT is also input to the overcurrent determination circuit 25, and the overcurrent determination circuit 25 is in an overcurrent state in which a predetermined current or more flows through the switching element 2 based on the overcurrent detection signal DT. It is determined whether or not. For example, the overcurrent determination circuit 25 determines that the current is in an overcurrent state when a pulsed overcurrent detection signal DT is input a predetermined number of times (for example, 8 times) using a counter circuit or the like. The determination signal OC is set to high level. Note that the overcurrent determination circuit 25 may determine whether or not the overcurrent state is present using another method such as detecting a decrease in the feedback voltage Vfb due to a load short circuit. Moreover, you may use combining the said other method.

過電流判定信号ＯＣは、スイッチング制御回路１２に入力されており、スイッチング制御回路１２は、図３の期間Ｃに示すように、過電流判定信号ＯＣがハイ・レベルの間、スイッチング信号ＳＷ１をロー・レベルに保持する。したがって、スイッチング素子２はオンされなくなり、コイル４に流れる電流Ｉ３は略０まで減少する。   The overcurrent determination signal OC is input to the switching control circuit 12, and the switching control circuit 12 sets the switching signal SW1 to the low level while the overcurrent determination signal OC is at the high level as shown in the period C in FIG.・ Hold at level. Therefore, the switching element 2 is not turned on, and the current I3 flowing through the coil 4 decreases to substantially zero.

さらに、過電流判定信号ＯＣがハイ・レベルとなると、スイッチ回路２２がオン、スイッチ回路２８がオフとなり、コンデンサＣ１には、電流源２１から電流Ｉ５が供給される。したがって、コンデンサＣ１は、電流Ｉ５によって充電され、端子３２の電圧Ｖ３２（コンデンサＣ１の両端電圧）を時間ｔで微分すると、
ｄＶ３２／ｄｔ＝Ｉ５／Ｃ１
となるため、電圧Ｖ３２は、図３の期間Ｃに示すように、一定の傾きで上昇する。 Further, when the overcurrent determination signal OC becomes high level, the switch circuit 22 is turned on, the switch circuit 28 is turned off, and the current I5 is supplied from the current source 21 to the capacitor C1. Therefore, the capacitor C1 is charged by the current I5, and when the voltage V32 of the terminal 32 (the voltage across the capacitor C1) is differentiated with respect to time t,
dV32 / dt = I5 / C1
Therefore, the voltage V32 rises with a certain slope as shown in the period C of FIG.

コンパレータ２６は、電圧Ｖ３２を基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、電圧Ｖ３２が基準電圧Ｖｒｅｆに達すると、再起動信号ＲＳＴはハイ・レベルとなる。また、再起動信号ＲＳＴがハイ・レベルとなると、過電流判定信号ＯＣは、再びロー・レベルとなる。さらに、過電流判定信号ＯＣがロー・レベルとなると、スイッチ回路２２がオフ、スイッチ回路２８がオンとなり、コンデンサＣ１が放電され、電圧Ｖ３２は、図３の期間Ｄに示すように、速やかに低下し、再起動信号ＲＳＴは、再びロー・レベルとなる。そして、スイッチング制御回路１２は、再びＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子２のスイッチング制御を開始する。   The comparator 26 compares the voltage V32 with the reference voltage Vref, and when the voltage V32 reaches the reference voltage Vref, the restart signal RST becomes a high level. Further, when the restart signal RST becomes high level, the overcurrent determination signal OC becomes low level again. Further, when the overcurrent determination signal OC becomes low level, the switch circuit 22 is turned off, the switch circuit 28 is turned on, the capacitor C1 is discharged, and the voltage V32 rapidly decreases as shown in the period D in FIG. Then, the restart signal RST becomes low level again. And the switching control circuit 12 starts switching control of the switching element 2 again according to a PWM signal.

このようにして、過電流判定信号ＯＣがハイ・レベルとなると、電圧Ｖ３２が基準電圧Ｖｒｅｆに達するまでの間、スイッチング素子２のスイッチング制御を休止する。ここで、スイッチング制御の休止期間（図３の期間Ｃ）は、電圧Ｖ３２が基準電圧Ｖｒｅｆまで上昇する傾きに応じて定まるため、外部接続するコンデンサＣ１の容量に応じて調整することができる。   In this way, when the overcurrent determination signal OC becomes high level, the switching control of the switching element 2 is suspended until the voltage V32 reaches the reference voltage Vref. Here, the suspension period of the switching control (period C in FIG. 3) is determined according to the slope at which the voltage V32 rises to the reference voltage Vref, and therefore can be adjusted according to the capacitance of the externally connected capacitor C1.

一方、図２に示したように、集積回路１ａの端子３２に抵抗Ｒ１を外部接続した場合には、過電流判定信号ＯＣがハイ・レベルの間、抵抗Ｒ１に電流Ｉ５が供給され、端子３２の電圧Ｖ３２（抵抗Ｒ１の両端電圧）は、
Ｖ３２＝Ｉ５×Ｒ１
となる。したがって、Ｖｒｅｆ＞Ｉ５×Ｒ１となるように抵抗Ｒ１の抵抗値を設定することによって、電圧Ｖ３２が基準電圧Ｖｒｅｆに達することはなく、スイッチング制御回路１２が再びスイッチング素子２のスイッチング制御を開始することはない。 On the other hand, as shown in FIG. 2, when the resistor R1 is externally connected to the terminal 32 of the integrated circuit 1a, the current I5 is supplied to the resistor R1 while the overcurrent determination signal OC is at the high level. The voltage V32 (the voltage across the resistor R1) is
V32 = I5 × R1
It becomes. Therefore, by setting the resistance value of the resistor R1 so that Vref> I5 × R1, the voltage V32 does not reach the reference voltage Vref, and the switching control circuit 12 starts switching control of the switching element 2 again. There is no.

以上のように、本実施形態のスイッチング電源回路は、集積回路１ａの端子３２にコンデンサＣ１を外部接続するか抵抗Ｒ１を外部接続するかによって、過電流状態であると判定した場合の動作を選択することができる。すなわち、コンデンサＣ１を外部接続した場合には、コンデンサＣ１の容量に応じて定まる休止期間だけスイッチング素子２のスイッチング制御を休止し、抵抗Ｒ１を外部接続した場合には、ラッチオフ方式と同様に、スイッチング素子２をオフし続ける。したがって、集積回路１ａの端子３２を用いて、スイッチング電源回路の応答性と負荷短絡などによる素子の過熱防止とのバランスを調整することができる。   As described above, the switching power supply circuit according to the present embodiment selects the operation when it is determined that the overcurrent state is established depending on whether the capacitor C1 is externally connected to the terminal 32 of the integrated circuit 1a or the resistor R1 is externally connected. can do. That is, when the capacitor C1 is externally connected, the switching control of the switching element 2 is suspended only during a pause period determined according to the capacitance of the capacitor C1. Device 2 is kept off. Therefore, using the terminal 32 of the integrated circuit 1a, the balance between the response of the switching power supply circuit and the prevention of overheating of the element due to a load short circuit or the like can be adjusted.

＝＝＝スイッチング電源回路の他の構成例＝＝＝
上記実施形態では、スイッチング電源回路は、ＮＭＯＳトランジスタであるハイサイドのスイッチング素子２のみを備えているが、これに限定されるものではない。例えば図４に示すように、ローサイドのスイッチング素子８をさらに備えた構成としてもよい。この場合、瞬間的に両方のスイッチング素子が同時にオンとなるのを防止するような構成とすることが望ましい。さらに、ハイサイドのスイッチング素子をＰＭＯＳ（P-channel MOS：Ｐチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタとした場合には、ブートストラップ電圧を生成するための回路が不要となる一方、オン抵抗を小さくするため、トランジスタのサイズを大きくする必要がある。 === Other Configuration Examples of Switching Power Supply Circuits ===
In the above embodiment, the switching power supply circuit includes only the high-side switching element 2 that is an NMOS transistor, but is not limited thereto. For example, as shown in FIG. 4, it is good also as a structure further provided with the switching element 8 of the low side. In this case, it is desirable to have a configuration that prevents both switching elements from being simultaneously turned on simultaneously. Further, when the high-side switching element is a PMOS (P-channel MOS: P-channel metal oxide semiconductor) transistor, a circuit for generating a bootstrap voltage is not required, and on-resistance is reduced. It is necessary to increase the size of the transistor.

＝＝＝集積回路の他の構成例＝＝＝
上記実施形態では、スイッチング制御回路１２は、過電流判定回路２５が過電流状態であると判定した後、電圧Ｖ３２が基準電圧Ｖｒｅｆに達すると、再びスイッチング素子２のスイッチング制御を開始しているが、これに限定されるものではない。例えば、過電流判定回路２５が過電流状態であると所定の回数（例えば１６回）判定した場合にスイッチング素子２をオフし続けることによって、継続的な負荷短絡時にさらなる素子の過熱防止を図ることができる。 === Other Configuration Examples of Integrated Circuits ===
In the above embodiment, the switching control circuit 12 starts the switching control of the switching element 2 again when the voltage V32 reaches the reference voltage Vref after the overcurrent determination circuit 25 determines that the overcurrent state is present. However, the present invention is not limited to this. For example, when the overcurrent determination circuit 25 determines that the current is in an overcurrent state a predetermined number of times (for example, 16 times), the switching element 2 is kept off to further prevent overheating of the element during continuous load short-circuiting. Can do.

このような動作は、過電流判定信号ＯＣがハイ・レベルとなった回数をカウントするカウンタ回路を設けることによって実現することができる。また、例えば図５に示すように、電圧Ｖ３２が基準電圧Ｖｒｅｆに達した回数をカウントし、所定の回数だけカウントした後には再起動信号ＲＳＴをロー・レベルに保持するカウンタ回路２９によっても実現することができる。   Such an operation can be realized by providing a counter circuit that counts the number of times that the overcurrent determination signal OC has become high level. Further, for example, as shown in FIG. 5, it is also realized by a counter circuit 29 that counts the number of times that the voltage V32 reaches the reference voltage Vref, and holds the restart signal RST at a low level after counting the predetermined number of times. be able to.

上記実施形態では、集積回路１ａの端子３２にコンデンサＣ１または抵抗Ｒ１を外部接続することによって、過電流状態であると判定した場合の動作を選択しているが、これに限定されるものではない。例えば、電流源２１とスイッチ回路２２との間、またはスイッチ回路２２と端子３２との間に抵抗を接続することによって、スイッチング素子２をオフし続ける場合には、端子３２を直接グランド電位（所定の電位）に接続する構成とすることができる。   In the above embodiment, the operation when it is determined that the overcurrent state is determined by connecting the capacitor C1 or the resistor R1 to the terminal 32 of the integrated circuit 1a is selected. However, the present invention is not limited to this. . For example, when the switching element 2 is kept off by connecting a resistor between the current source 21 and the switch circuit 22 or between the switch circuit 22 and the terminal 32, the terminal 32 is directly connected to the ground potential (predetermined). The potential can be connected to the potential of the other.

また、集積回路は、例えば図６に示すように、端子３２に内部接続されるコンデンサＣ２（第２のコンデンサ）をさらに備えた構成としてもよい。この場合、端子３２に何も外部接続しないことによって、コンデンサＣ２の容量に応じて予め設定された休止期間だけスイッチング素子２のスイッチング制御を休止することができる。さらに、端子３２にコンデンサＣ１を外部接続することによって、スイッチング制御の休止期間を調整することができる。   The integrated circuit may further include a capacitor C2 (second capacitor) internally connected to the terminal 32 as shown in FIG. In this case, the switching control of the switching element 2 can be paused for a pause period set in advance according to the capacitance of the capacitor C2 by connecting nothing to the terminal 32. Further, the external period of the switching control can be adjusted by externally connecting the capacitor C1 to the terminal 32.

前述したように、図１および図２に示したスイッチング電源回路において、過電流状態であると判定した場合には、集積回路１ａの端子３２に電流Ｉ５を供給し、端子３２の電圧Ｖ３２が基準電圧Ｖｒｅｆに達するまでの間スイッチング素子２のスイッチング制御を休止することによって、端子３２にコンデンサＣ１を外部接続した場合には、コンデンサＣ１の容量に応じて定まる休止期間だけスイッチング素子２のスイッチング制御を休止し、抵抗Ｒ１を外部接続した場合には、スイッチング素子２をオフし続けることができる。したがって、集積回路１ａの端子３２を用いて、スイッチング電源回路の応答性と負荷短絡などによる素子の過熱防止とのバランスを調整することができる。   As described above, when it is determined that the switching power supply circuit shown in FIGS. 1 and 2 is in the overcurrent state, the current I5 is supplied to the terminal 32 of the integrated circuit 1a, and the voltage V32 of the terminal 32 is the reference voltage V32. When the capacitor C1 is externally connected to the terminal 32 by suspending the switching control of the switching element 2 until the voltage Vref is reached, the switching control of the switching element 2 is performed only during the quiescent period determined according to the capacitance of the capacitor C1. When the operation is stopped and the resistor R1 is externally connected, the switching element 2 can be kept off. Therefore, using the terminal 32 of the integrated circuit 1a, the balance between the response of the switching power supply circuit and the prevention of overheating of the element due to a load short circuit or the like can be adjusted.

また、過電流検出信号ＤＴが所定の回数入力された場合に過電流状態であると判定することによって、一時的な電流増大ではなく、継続的な負荷短絡などの発生を確実に判定することができる。   In addition, it is possible to reliably determine the occurrence of a continuous load short circuit, not a temporary current increase, by determining that the overcurrent state is detected when the overcurrent detection signal DT is input a predetermined number of times. it can.

また、過電流状態であると判定しない場合には、ＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子２をスイッチング制御するとともに、パルス状の過電流検出信号ＤＴが入力される度にスイッチング素子２をオフすることによって、過電流状態であると判定するまでの間の素子の過熱を抑制することができる。   Further, when it is not determined that the current is in an overcurrent state, the switching element 2 is subjected to switching control according to the PWM signal, and the switching element 2 is turned off each time the pulsed overcurrent detection signal DT is input. The overheating of the element until it is determined that it is in an overcurrent state can be suppressed.

また、図５に示したスイッチング電源回路において、過電流状態であると所定の回数判定した場合にスイッチング素子２をオフし続けることによって、継続的な負荷短絡時にさらなる素子の過熱防止を図ることができる。   Further, in the switching power supply circuit shown in FIG. 5, when the overcurrent state is determined a predetermined number of times, the switching element 2 is kept off to further prevent overheating of the element during continuous load short-circuiting. it can.

また、図６に示したスイッチング電源回路において、集積回路１ｄの端子３２に内部接続されるコンデンサＣ２をさらに備えた構成とすることによって、端子３２に何も外部接続しない場合には、コンデンサＣ２の容量に応じて予め設定された休止期間だけスイッチング素子２のスイッチング制御を休止し、端子３２にコンデンサＣ１を外部接続した場合には、スイッチング制御の休止期間を調整することができる。   Further, in the switching power supply circuit shown in FIG. 6, by further including a capacitor C2 internally connected to the terminal 32 of the integrated circuit 1d, when nothing is externally connected to the terminal 32, the capacitor C2 When the switching control of the switching element 2 is suspended for a preset idle period according to the capacity and the capacitor C1 is externally connected to the terminal 32, the idle period of the switching control can be adjusted.

なお、上記実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物も含まれる。   In addition, the said embodiment is for making an understanding of this invention easy, and is not for limiting and interpreting this invention. The present invention can be changed and improved without departing from the gist thereof, and the present invention includes equivalents thereof.

１ａ〜１ｄ 集積回路
２、８ スイッチング素子
３ ダイオード
４ コイル
５ コンデンサ
６、７ 抵抗
１１ 電圧調整回路
１２ スイッチング制御回路
２１ 電流源
２２、２８ スイッチ回路
２３ 電流検出回路
２４ 過電流検出回路
２５ 過電流判定回路
２６ コンパレータ（比較器）
２７ インバータ（反転回路）
２９ カウンタ回路
３１〜３５ 端子
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｒ１ 抵抗 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1a-1d Integrated circuit 2, 8 Switching element 3 Diode 4 Coil 5 Capacitor 6, 7 Resistance 11 Voltage adjustment circuit 12 Switching control circuit 21 Current source 22, 28 Switch circuit 23 Current detection circuit 24 Overcurrent detection circuit 25 Overcurrent determination circuit 26 Comparator
27 Inverter (inverting circuit)
29 Counter circuit 31-35 Terminal C1, C2 Capacitor R1 Resistance

Claims (5)

直接、または外部接続される抵抗もしくは第１のコンデンサを介して所定の電位に接続される端子と、
第１の直流電圧をスイッチングするスイッチング素子に所定以上の電流が流れる過電流状態であるか否かを判定する過電流判定回路と、
前記過電流判定回路が前記過電流状態であると判定した場合に、前記端子に所定の電流を供給する電流供給回路と、
前記過電流判定回路が前記過電流状態であると判定しない場合には、前記スイッチング素子の出力電圧を整流および平滑化した第２の直流電圧に応じたデューティ比のパルス幅変調信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング制御し、前記過電流判定回路が前記過電流状態であると判定した場合には、前記端子の電圧が所定の基準電圧に達するまでの間前記スイッチング素子をオフするスイッチング制御回路と、
を有し、
直接または前記抵抗を介して前記所定の電位に接続され、前記所定の電流が供給される場合の前記端子の電圧は、前記所定の基準電圧未満であることを特徴とする集積回路。 A terminal connected to a predetermined potential directly or via an externally connected resistor or first capacitor;
An overcurrent determination circuit that determines whether or not an overcurrent state in which a current greater than or equal to a predetermined value flows in the switching element that switches the first DC voltage;
A current supply circuit for supplying a predetermined current to the terminal when the overcurrent determination circuit determines that the overcurrent state is present;
If the overcurrent determination circuit does not determine that the overcurrent state is present, the output voltage of the switching element is rectified and smoothed according to a pulse width modulation signal having a duty ratio corresponding to a second DC voltage. A switching control circuit that controls switching of the switching element and turns off the switching element until the voltage at the terminal reaches a predetermined reference voltage when the overcurrent determination circuit determines that the overcurrent state is in the overcurrent state; ,
Have
An integrated circuit, wherein the voltage of the terminal when connected to the predetermined potential directly or through the resistor and supplied with the predetermined current is less than the predetermined reference voltage. 前記スイッチング素子に流れる電流値が所定の電流値に達したことを検出し、過電流検出信号を出力する過電流検出回路をさらに有し、
前記過電流判定回路は、前記過電流検出信号が所定の回数入力された場合に、前記過電流状態であると判定することを特徴とする請求項１に記載の集積回路。 An overcurrent detection circuit that detects that a current value flowing through the switching element has reached a predetermined current value and outputs an overcurrent detection signal;
2. The integrated circuit according to claim 1, wherein the overcurrent determination circuit determines that the overcurrent state is present when the overcurrent detection signal is input a predetermined number of times. 前記スイッチング制御回路は、前記過電流判定回路が前記過電流状態であると判定しない場合には、前記パルス幅変調信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング制御するとともに、前記過電流検出信号に応じて前記スイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項２に記載の集積回路。   When the overcurrent determination circuit does not determine that the overcurrent state is in the overcurrent state, the switching control circuit performs switching control of the switching element according to the pulse width modulation signal, and according to the overcurrent detection signal. The integrated circuit according to claim 2, wherein the switching element is turned off. 前記スイッチング制御回路は、前記過電流判定回路が前記過電流状態であると所定の回数判定した場合には、前記スイッチング素子をオフし続けることを特徴とする請求項１ないし請求項３の何れかに記載の集積回路。   4. The switching control circuit according to claim 1, wherein when the overcurrent determination circuit determines that the overcurrent state is in the overcurrent state a predetermined number of times, the switching control circuit continues to turn off the switching element. An integrated circuit according to 1. 前記端子に内部接続される第２のコンデンサをさらに有することを特徴とする請求項１ないし請求項４の何れかに記載の集積回路。   The integrated circuit according to claim 1, further comprising a second capacitor internally connected to the terminal.
JP2010199182A 2010-09-06 2010-09-06 Integrated circuit Pending JP2012060714A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010199182A JP2012060714A (en) 2010-09-06 2010-09-06 Integrated circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010199182A JP2012060714A (en) 2010-09-06 2010-09-06 Integrated circuit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2012060714A true JP2012060714A (en) 2012-03-22

Family

ID=46057165

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2010199182A Pending JP2012060714A (en) 2010-09-06 2010-09-06 Integrated circuit

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2012060714A (en)

Cited By (45)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016512944A (en) * 2013-03-15 2016-05-09 エーエムピーティー， エルエルシー High efficiency interleaved solar power supply system
JP2016197994A (en) * 2016-08-18 2016-11-24 エーエムピーティー， エルエルシー High-efficiency interleaving solar power supply system
US10007288B2 (en) 2012-03-05 2018-06-26 Solaredge Technologies Ltd. Direct current link circuit
US10032939B2 (en) 2009-10-19 2018-07-24 Ampt, Llc DC power conversion circuit
US10097007B2 (en) 2006-12-06 2018-10-09 Solaredge Technologies Ltd. Method for distributed power harvesting using DC power sources
US10116140B2 (en) 2013-03-15 2018-10-30 Ampt, Llc Magnetically coupled solar power supply system
US10230310B2 (en) 2016-04-05 2019-03-12 Solaredge Technologies Ltd Safety switch for photovoltaic systems
US10230245B2 (en) 2006-12-06 2019-03-12 Solaredge Technologies Ltd Battery power delivery module
US10326282B2 (en) 2009-04-17 2019-06-18 Ampt, Llc Safety methods and apparatus for adaptive operation of solar power systems
US10326283B2 (en) 2007-10-15 2019-06-18 Ampt, Llc Converter intuitive photovoltaic electrical energy power system
US10381977B2 (en) 2012-01-30 2019-08-13 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic panel circuitry
US10396662B2 (en) 2011-09-12 2019-08-27 Solaredge Technologies Ltd Direct current link circuit
US10447150B2 (en) 2006-12-06 2019-10-15 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US10461687B2 (en) 2008-12-04 2019-10-29 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US10468878B2 (en) 2008-05-05 2019-11-05 Solaredge Technologies Ltd. Direct current power combiner
US10516336B2 (en) 2007-08-06 2019-12-24 Solaredge Technologies Ltd. Digital average input current control in power converter
US10608553B2 (en) 2012-01-30 2020-03-31 Solaredge Technologies Ltd. Maximizing power in a photovoltaic distributed power system
US10637393B2 (en) 2006-12-06 2020-04-28 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US10644589B2 (en) 2007-12-05 2020-05-05 Solaredge Technologies Ltd. Parallel connected inverters
US10666125B2 (en) 2011-01-12 2020-05-26 Solaredge Technologies Ltd. Serially connected inverters
US10673229B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US10673222B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US10778025B2 (en) 2013-03-14 2020-09-15 Solaredge Technologies Ltd. Method and apparatus for storing and depleting energy
US10931228B2 (en) 2010-11-09 2021-02-23 Solaredge Technologies Ftd. Arc detection and prevention in a power generation system
US10931119B2 (en) 2012-01-11 2021-02-23 Solaredge Technologies Ltd. Photovoltaic module
US10969412B2 (en) 2009-05-26 2021-04-06 Solaredge Technologies Ltd. Theft detection and prevention in a power generation system
US10992238B2 (en) 2012-01-30 2021-04-27 Solaredge Technologies Ltd. Maximizing power in a photovoltaic distributed power system
US11018623B2 (en) 2016-04-05 2021-05-25 Solaredge Technologies Ltd. Safety switch for photovoltaic systems
US11031861B2 (en) 2006-12-06 2021-06-08 Solaredge Technologies Ltd. System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations
US11177663B2 (en) 2016-04-05 2021-11-16 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
US11264947B2 (en) 2007-12-05 2022-03-01 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US11309832B2 (en) 2006-12-06 2022-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11569659B2 (en) 2006-12-06 2023-01-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11569660B2 (en) 2006-12-06 2023-01-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11579235B2 (en) 2006-12-06 2023-02-14 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US11598652B2 (en) 2006-12-06 2023-03-07 Solaredge Technologies Ltd. Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources
US11687112B2 (en) 2006-12-06 2023-06-27 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11728768B2 (en) 2006-12-06 2023-08-15 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US11735910B2 (en) 2006-12-06 2023-08-22 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US11855231B2 (en) 2006-12-06 2023-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11881814B2 (en) 2005-12-05 2024-01-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US11888387B2 (en) 2006-12-06 2024-01-30 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US12027849B2 (en) 2006-12-06 2024-07-02 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US12057807B2 (en) 2016-04-05 2024-08-06 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
US12418177B2 (en) 2009-10-24 2025-09-16 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources

Cited By (114)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11881814B2 (en) 2005-12-05 2024-01-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US11569660B2 (en) 2006-12-06 2023-01-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US12107417B2 (en) 2006-12-06 2024-10-01 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US12068599B2 (en) 2006-12-06 2024-08-20 Solaredge Technologies Ltd. System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations
US10097007B2 (en) 2006-12-06 2018-10-09 Solaredge Technologies Ltd. Method for distributed power harvesting using DC power sources
US12316274B2 (en) 2006-12-06 2025-05-27 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US11687112B2 (en) 2006-12-06 2023-06-27 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US10230245B2 (en) 2006-12-06 2019-03-12 Solaredge Technologies Ltd Battery power delivery module
US11682918B2 (en) 2006-12-06 2023-06-20 Solaredge Technologies Ltd. Battery power delivery module
US11658482B2 (en) 2006-12-06 2023-05-23 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US12281919B2 (en) 2006-12-06 2025-04-22 Solaredge Technologies Ltd. Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources
US12276997B2 (en) 2006-12-06 2025-04-15 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US10447150B2 (en) 2006-12-06 2019-10-15 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11598652B2 (en) 2006-12-06 2023-03-07 Solaredge Technologies Ltd. Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources
US11594880B2 (en) 2006-12-06 2023-02-28 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11183922B2 (en) 2006-12-06 2021-11-23 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US12224706B2 (en) 2006-12-06 2025-02-11 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US11855231B2 (en) 2006-12-06 2023-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US10637393B2 (en) 2006-12-06 2020-04-28 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11594882B2 (en) 2006-12-06 2023-02-28 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11961922B2 (en) 2006-12-06 2024-04-16 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US12388492B2 (en) 2006-12-06 2025-08-12 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US10673253B2 (en) 2006-12-06 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Battery power delivery module
US11728768B2 (en) 2006-12-06 2023-08-15 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US11594881B2 (en) 2006-12-06 2023-02-28 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11579235B2 (en) 2006-12-06 2023-02-14 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US11575261B2 (en) 2006-12-06 2023-02-07 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11575260B2 (en) 2006-12-06 2023-02-07 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US12046940B2 (en) 2006-12-06 2024-07-23 Solaredge Technologies Ltd. Battery power control
US12032080B2 (en) 2006-12-06 2024-07-09 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US11962243B2 (en) 2006-12-06 2024-04-16 Solaredge Technologies Ltd. Method for distributed power harvesting using DC power sources
US11569659B2 (en) 2006-12-06 2023-01-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11735910B2 (en) 2006-12-06 2023-08-22 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US11476799B2 (en) 2006-12-06 2022-10-18 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11031861B2 (en) 2006-12-06 2021-06-08 Solaredge Technologies Ltd. System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations
US11043820B2 (en) 2006-12-06 2021-06-22 Solaredge Technologies Ltd. Battery power delivery module
US11063440B2 (en) 2006-12-06 2021-07-13 Solaredge Technologies Ltd. Method for distributed power harvesting using DC power sources
US12027849B2 (en) 2006-12-06 2024-07-02 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US11888387B2 (en) 2006-12-06 2024-01-30 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US11309832B2 (en) 2006-12-06 2022-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US12027970B2 (en) 2006-12-06 2024-07-02 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US11594968B2 (en) 2007-08-06 2023-02-28 Solaredge Technologies Ltd. Digital average input current control in power converter
US10516336B2 (en) 2007-08-06 2019-12-24 Solaredge Technologies Ltd. Digital average input current control in power converter
US10608437B2 (en) 2007-10-15 2020-03-31 Ampt, Llc Feedback based photovoltaic conversion systems
US11070062B2 (en) 2007-10-15 2021-07-20 Ampt, Llc Photovoltaic conversion systems
US10886746B1 (en) 2007-10-15 2021-01-05 Ampt, Llc Alternating conversion solar power system
US12003110B2 (en) 2007-10-15 2024-06-04 Ampt, Llc Optimized conversion system
US12027869B2 (en) 2007-10-15 2024-07-02 Ampt, Llc Optimized photovoltaic conversion configuration
US11228182B2 (en) 2007-10-15 2022-01-18 Ampt, Llc Converter disabling photovoltaic electrical energy power system
US10326283B2 (en) 2007-10-15 2019-06-18 Ampt, Llc Converter intuitive photovoltaic electrical energy power system
US11289917B1 (en) 2007-10-15 2022-03-29 Ampt, Llc Optimized photovoltaic conversion system
US11070063B2 (en) 2007-10-15 2021-07-20 Ampt, Llc Method for alternating conversion solar power
US12055647B2 (en) 2007-12-05 2024-08-06 Solaredge Technologies Ltd. Parallel connected inverters
US11693080B2 (en) 2007-12-05 2023-07-04 Solaredge Technologies Ltd. Parallel connected inverters
US11264947B2 (en) 2007-12-05 2022-03-01 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US11894806B2 (en) 2007-12-05 2024-02-06 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US11183923B2 (en) 2007-12-05 2021-11-23 Solaredge Technologies Ltd. Parallel connected inverters
US10644589B2 (en) 2007-12-05 2020-05-05 Solaredge Technologies Ltd. Parallel connected inverters
US10693415B2 (en) 2007-12-05 2020-06-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US11183969B2 (en) 2007-12-05 2021-11-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US10468878B2 (en) 2008-05-05 2019-11-05 Solaredge Technologies Ltd. Direct current power combiner
US12218498B2 (en) 2008-05-05 2025-02-04 Solaredge Technologies Ltd. Direct current power combiner
US11424616B2 (en) 2008-05-05 2022-08-23 Solaredge Technologies Ltd. Direct current power combiner
US10461687B2 (en) 2008-12-04 2019-10-29 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US10938219B2 (en) 2009-04-17 2021-03-02 Ampt, Llc Dynamic methods and apparatus for adaptive operation of solar power systems
US10326282B2 (en) 2009-04-17 2019-06-18 Ampt, Llc Safety methods and apparatus for adaptive operation of solar power systems
US11867729B2 (en) 2009-05-26 2024-01-09 Solaredge Technologies Ltd. Theft detection and prevention in a power generation system
US10969412B2 (en) 2009-05-26 2021-04-06 Solaredge Technologies Ltd. Theft detection and prevention in a power generation system
US12306215B2 (en) 2009-05-26 2025-05-20 Solaredge Technologies Ltd. Theft detection and prevention in a power generation system
US10714637B2 (en) 2009-10-19 2020-07-14 Ampt, Llc DC power conversion circuit
US12034087B2 (en) 2009-10-19 2024-07-09 Ampt, Llc Solar panel power conversion circuit
US11411126B2 (en) 2009-10-19 2022-08-09 Ampt, Llc DC power conversion circuit
US10032939B2 (en) 2009-10-19 2018-07-24 Ampt, Llc DC power conversion circuit
US12418177B2 (en) 2009-10-24 2025-09-16 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US10931228B2 (en) 2010-11-09 2021-02-23 Solaredge Technologies Ftd. Arc detection and prevention in a power generation system
US12003215B2 (en) 2010-11-09 2024-06-04 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US12407158B2 (en) 2010-11-09 2025-09-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US11489330B2 (en) 2010-11-09 2022-11-01 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US11349432B2 (en) 2010-11-09 2022-05-31 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US10673229B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US10673222B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US11070051B2 (en) 2010-11-09 2021-07-20 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US11205946B2 (en) 2011-01-12 2021-12-21 Solaredge Technologies Ltd. Serially connected inverters
US10666125B2 (en) 2011-01-12 2020-05-26 Solaredge Technologies Ltd. Serially connected inverters
US12218505B2 (en) 2011-01-12 2025-02-04 Solaredge Technologies Ltd. Serially connected inverters
US10396662B2 (en) 2011-09-12 2019-08-27 Solaredge Technologies Ltd Direct current link circuit
US11979037B2 (en) 2012-01-11 2024-05-07 Solaredge Technologies Ltd. Photovoltaic module
US10931119B2 (en) 2012-01-11 2021-02-23 Solaredge Technologies Ltd. Photovoltaic module
US10608553B2 (en) 2012-01-30 2020-03-31 Solaredge Technologies Ltd. Maximizing power in a photovoltaic distributed power system
US11620885B2 (en) 2012-01-30 2023-04-04 Solaredge Technologies Ltd. Photovoltaic panel circuitry
US10381977B2 (en) 2012-01-30 2019-08-13 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic panel circuitry
US10992238B2 (en) 2012-01-30 2021-04-27 Solaredge Technologies Ltd. Maximizing power in a photovoltaic distributed power system
US12191668B2 (en) 2012-01-30 2025-01-07 Solaredge Technologies Ltd. Maximizing power in a photovoltaic distributed power system
US11929620B2 (en) 2012-01-30 2024-03-12 Solaredge Technologies Ltd. Maximizing power in a photovoltaic distributed power system
US11183968B2 (en) 2012-01-30 2021-11-23 Solaredge Technologies Ltd. Photovoltaic panel circuitry
US12094306B2 (en) 2012-01-30 2024-09-17 Solaredge Technologies Ltd. Photovoltaic panel circuitry
US10007288B2 (en) 2012-03-05 2018-06-26 Solaredge Technologies Ltd. Direct current link circuit
US12003107B2 (en) 2013-03-14 2024-06-04 Solaredge Technologies Ltd. Method and apparatus for storing and depleting energy
US10778025B2 (en) 2013-03-14 2020-09-15 Solaredge Technologies Ltd. Method and apparatus for storing and depleting energy
US12255457B2 (en) 2013-03-14 2025-03-18 Solaredge Technologies Ltd. Method and apparatus for storing and depleting energy
JP2016512944A (en) * 2013-03-15 2016-05-09 エーエムピーティー， エルエルシー High efficiency interleaved solar power supply system
US11967653B2 (en) 2013-03-15 2024-04-23 Ampt, Llc Phased solar power supply system
US12538608B2 (en) 2013-03-15 2026-01-27 Ampt, Llc Input configured multiphase low ripple solar energy power system
US11121556B2 (en) 2013-03-15 2021-09-14 Ampt, Llc Magnetically coupled solar power supply system for battery based loads
US10116140B2 (en) 2013-03-15 2018-10-30 Ampt, Llc Magnetically coupled solar power supply system
US12057514B2 (en) 2013-03-15 2024-08-06 Ampt, Llc Converter controlled solar power supply system for battery based loads
US10230310B2 (en) 2016-04-05 2019-03-12 Solaredge Technologies Ltd Safety switch for photovoltaic systems
US11018623B2 (en) 2016-04-05 2021-05-25 Solaredge Technologies Ltd. Safety switch for photovoltaic systems
US12057807B2 (en) 2016-04-05 2024-08-06 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
US12348182B2 (en) 2016-04-05 2025-07-01 Solaredge Technologies Ltd. Safety switch for photovoltaic systems
US11177663B2 (en) 2016-04-05 2021-11-16 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
US11870250B2 (en) 2016-04-05 2024-01-09 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
US11201476B2 (en) 2016-04-05 2021-12-14 Solaredge Technologies Ltd. Photovoltaic power device and wiring
JP2016197994A (en) * 2016-08-18 2016-11-24 エーエムピーティー， エルエルシー High-efficiency interleaving solar power supply system

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2012060714A (en) Integrated circuit
US8018694B1 (en) Over-current protection for a power converter
JP4908386B2 (en) Switching power supply device and driving method thereof
JP6168793B2 (en) Switching regulator and electronic equipment
JP6326002B2 (en) Power supply with overcurrent protection
JP2009136105A5 (en)
US9069366B2 (en) Switching regulator
CN105794095A (en) Power supply device and method for limiting output current of the power supply device
JP2004535150A (en) Method and apparatus for controlling a synchronous rectifier in a power converter
US10243344B2 (en) Semiconductor device
WO2018042937A1 (en) Switching power supply device and semiconductor device
US20100289474A1 (en) Controllers for controlling power converters
JP2015056986A (en) Dc-dc converter and semiconductor integrated circuit
JP2012060715A (en) Integrated circuit
JP4867500B2 (en) Switching power supply
JP2011062041A (en) Switching control circuit and switching power supply circuit
JP6274906B2 (en) DC / DC converter and control method of DC / DC converter
JP4464263B2 (en) Switching power supply
JP6714519B2 (en) Switching power supply
JP2011062042A (en) Switching control circuit and switching power supply circuit
JP2025031240A (en) Power supply control device and power supply device
JP2009038894A (en) Power supply control circuit
JP2014096891A (en) Overcurrent detection circuit and switching power supply device
JP2020120546A (en) Electric power unit
JP4820257B2 (en) Boost converter

Legal Events

Date Code Title Description
A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711

Effective date: 20130213

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20130405