JP2011200009A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷の大小にかかわらずに適正な起動時間を自動調整し、オーバーシュートや過大な突入電流のないソフトスタート機能を有するスイッチング電源を提供する。
【解決手段】スイッチング電源は、出力電圧と目標電圧との差に基づいて、スイッチ素子（１０１）のオンオフ制御用信号を生成する制御信号生成回路（２００）と、オフ信号を生成する電流制限回路（３００）と、制御用信号とオフ信号とを論理演算した結果に基づいて、スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路（１０６）と、制限値を制御する制限値制御回路（４００）とを備え、電流制限回路は、出力電圧が低いほどオフ信号を長い時間出力し、制限値制御回路は、起動時には制限値を初期値に設定し、起動してからスイッチ素子が所定回数スイッチング動作したとき、または出力電圧が目標電圧を越えたときに制限値を通常値に切り替える。
【選択図】図１

Description

本発明は、インダクタ電流を制限することによるソフトスタート機能を備えた直流電圧出力のスイッチング電源に関するものである。

スイッチング電源は、出力電圧が設定値よりも小さい時にはインダクタ電流を増加させて出力容量を充電する帰還制御をするが、電流供給能力に制限を設けないと、過電流によりデバイス破壊の危険がある。そのためスイッチング電源は、一般に出力電流を制限する回路を内蔵しており、この制限電流の設定値は、出力電流能力として必要とされる電流値以上になるように決定される。

ところが、近年ＬＳＩ（Large Scale Integration）の高性能化に伴い１Ａを超える出力電流値が必要とされるケースが珍しくなくなってきており、定常動作時の制限電流設定値が増加している。特に起動時において、大きな制限電流設定値は入力側からの大きな突入電流を引き起こし、入力電圧のドロップによる誤動作を引き起こしたり、あるいは出力電圧のオーバーシュートにより負荷に対するダメージの原因となったりする。そのため、多くのスイッチング電源は、起動時のソフトスタート機能により起動時の突入電流を抑えるように設計されている。

ソフトスタートの制御方法はフィードバックの基準電圧を徐々に上昇させていくなど、様々な手段が存在するが、出力電流制限回路を有している場合の実現手段としては、起動時だけ電流制限値を低く設定するのが最も簡単な手段の一つとして考えられる。

また、起動後はソフトスタート状態から通常の制御に移行する必要があるが、移行タイミングの決定方法の一例として、ソフトスタート動作開始後一定時間経過したのを見て通常動作に移行させるという考え方がある。この方法は、アプリケーションが明確であり、起動時の負荷抵抗値と出力容量値が決まっていれば、最良の方法のひとつとなる。

図７は以上の考えに基づいた、従来のソフトスタート機能を備えた電源装置の構成図である（例えば、特許文献１参照）。７０１は基準電源であり、電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔの目標とする基準電圧Ｅ０を生成する。７０２は誤差増幅器であり、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｅ０を比較して誤差信号Ｖｅを出力する。７０３は基準信号発生回路であり、所定の周波数で増減する基準信号を生成する。７０４はスイッチ回路であり、後述するタイマ７０７により所定時間に達するとオフする。７０５はクランプ回路であり、電圧源から構成されてクランプ電圧Ｖｃ１を生成する。７０６はＰＷＭ回路であり、誤差信号Ｖｅと基準信号を比較して駆動パルスを出力する。７０７はスイッチ回路７０４を制御するタイマであり、少なくともタイマ７０７でカウントされる時間内はスイッチ回路７０４をオンし、誤差信号Ｖｅにかかわらず誤差増幅器７０２の出力をクランプする。７０８は直流電圧の電源端子である。また、７０９はスイッチングトランジスタ、７１０はダイオード、７１１はインダクタ、７１２は出力コンデンサであり、インダクタ７１１と出力コンデンサ７１２との直列回路にダイオード７１０を並列接続し、ダイオード７１０にスイッチングトランジスタ７０９を介して入力直流電圧Ｖｉｎを印加する、降圧コンバータと呼ばれる電圧変換部を構成する。出力端子には負荷７１３が接続されている。

電圧変換部では、ＰＷＭ回路７０６から出力される駆動パルスに従ってスイッチングトランジスタ７０９のオン／オフが繰り返される。トランジスタ７０９がオンするとインダクタ電流は単調増加し出力コンデンサ７１２に電荷を充電し出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。トランジスタ７０９がオフすると、ダイオード７１０がオンしインダクタ７１１へ電流が供給される。このときインダクタ電流は単調減少するため、負荷７１３により出力コンデンサ７１２の電荷が放電され出力電圧Ｖｏｕｔは下降する。スイッチングトランジスタ７０９は、ＰＷＭ駆動パルスのＨレベルの期間でオンし、Ｌレベルの期間でオフするので、ＰＷＭ駆動パルスのデューティが高くなれば出力電圧Ｖｏｕｔは上昇し、デューティが低くなれば出力電圧Ｖｏｕｔは下降する。

また、誤差信号Ｖｅが上昇するとＰＷＭ駆動パルスのデューティも上がるように制御される。出力電圧Ｖｏｕｔが目標の電圧Ｅ０よりも低ければ誤差信号Ｖｅが上がり、これによってＰＷＭ駆動パルスのデューティが高くなり出力電圧ＶｏｕｔがＥ０になるまで上昇するように帰還制御される。起動時は出力電圧ＶｏｕｔがＥ０よりも低いため、誤差信号Ｖｅは上昇し、ＰＷＭ駆動パルスのデューティが高くなってインダクタ電流を増加させる。ここでスイッチ回路７０４を介してクランプ電圧Ｖｃ１により誤差信号Ｖｅの上限を制限しているのでインダクタ電流の上昇スピードを制限することができ、突入電流のピーク値を抑えて出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを低減することが可能となる。

起動後はスイッチ回路７０４をオフすることで、電流制限によるソフトスタートが解除される。出力電圧Ｖｏｕｔが目標の電圧Ｅ０に到達するまでの起動時間や突入電流値は、インダクタ電流の上昇スピードと負荷７１３の大きさと出力コンデンサ７１２の大きさで決まるので、使用するアプリケーションに従って最適な時間に設定すれば良い。

特開２００８−２２８３６２号公報

しかしながら、従来の回路では時間の設定が固定値であり、回路定数や負荷条件の変化に対して融通が効かないという課題がある。例えば、負荷となるＬＳＩの変更により負荷電流が変化したり、出力コンデンサ７１２の容量値の変更によっても起動に必要な時間は変わる。したがって、セット仕様に合わせてタイマ時間の最適化を行う必要があり、タイマ時間の最適化をしなければ、負荷が軽くなるような仕様変更により、出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧Ｅ０に到達後もしばらくはソフトスタート状態を維持することになる。

このとき例えば、負荷となるＬＳＩで電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔをモニタし動作モードを切替えているものが存在すると、ソフトスタート状態にあるにも関らず、急激に負荷電流値が増大し、出力電流能力を超えて出力電圧Ｖｏｕｔがドロップして、システムが誤動作に至る可能性がある。

逆に負荷が仕様変更前よりも重くなる場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇スピードが低下して、目標電圧Ｅ０に到達する前にタイマの所定時間が経過してしまう可能性がある。この場合、ソフトスタートが解除されると、誤差信号Ｖｅが急上昇し、大きな突入電流が流れる。その結果、やはり誤動作の可能性がある。

かかる点に鑑みて、本発明は、負荷の大小にかかわらずに適正な起動時間を自動調整し、オーバーシュートや過大な突入電流のないソフトスタート機能を有するスイッチング電源を提供することを課題とする。

上記課題を解決するため、本発明では、次のような解決手段を講じた。すなわち、スイッチ素子をオンオフ制御して入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング電源として、出力電圧と目標電圧との差に基づいて、スイッチ素子をオンオフ制御するための制御信号を生成する制御信号生成回路と、当該スイッチング電源への供給電流が制限値を越えるとスイッチ素子をオフするためのオフ信号を生成する電流制限回路と、制御信号とオフ信号とを論理演算した結果に基づいて、スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、制限値を制御する制限値制御回路とを備え、電流制限回路は、出力電圧が低いほどオフ信号を長い時間出力するものであり、制限値制御回路は、当該スイッチング電源の起動時には制限値を通常値よりも低い初期値に設定し、当該スイッチング電源が起動してからスイッチ素子が所定回数スイッチング動作したとき、または出力電圧が目標電圧を越えたときに制限値を通常値に切り替えるものとする。

これによると、スイッチング電源の起動時には、供給電流が初期値を越えるとスイッチ素子がオフされるため突入電流やオーバーシュートを抑制することができる。また、スイッチング電源の起動後しばらくは出力電圧が低く、スイッチ素子のオフ時間が長いためソフトスタート期間となる。そして例えば、負荷が重い場合にはスイッチ素子のスイッチング回数が所定数になったとき、あるいは負荷が軽い場合には出力電圧が目標電圧を越えたときに制限値が通常値に切り替えられることでソフトスタートが解除される。

本発明によると、負荷の状態にかかわらずソフトスタート機能を解除するタイミングを自動的に好適化できるとともに、安定した起動が可能なスイッチング電源を提供することができる。

本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源のブロック図である。 図１のスイッチング電源に係るオフタイマのブロック図である。 図１のスイッチング電源に係る重負荷時のタイミングチャートである。 図１のスイッチング電源に係る軽負荷時のタイミングチャートである。 本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源のブロック図である。 図５のスイッチング電源に係るオンタイマのブロック図である。 従来のスイッチング電源のブロック図である。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源のブロック図である。１００はスイッチング電源の入力電源である。スイッチング電源では、直流の入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔが目標の電圧値になるようにスイッチ素子１０１によってスイッチング制御される。入力電源１００には、スイッチ素子１０１を介してインダクタ１０３と出力コンデンサ１０４が直列接続されており、スイッチ素子１０１がオンすると入力電源１００からインダクタ１０３へ流れるインダクタ電流ＩＬが単調増加し出力コンデンサ１０４が充電され、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。スイッチ素子１０１がオフすると、インダクタ１０３の電流保持特性により、整流ダイオード１０２がオンする。この整流ダイオード１０２は、効率を高めるため、順方向電圧の小さいショットキダイオードを使用したり、同期整流型のスイッチング電源の場合ではスイッチ素子がオフするのと同期してオンするトランジスタスイッチを代わりに使用してもよい。整流ダイオード１０２がオンすると、インダクタ１０３にかかる電圧が逆転し、電流ＩＬは単調減少に転じる。ここで、出力端子には負荷１０５が接続されており、電流ＩＬが負荷電流よりも小さくなったときに、出力コンデンサ１０４の充電電荷が放電され始め、出力電圧Ｖｏｕｔが下降し始める。

このように、電流が増加する傾きは入出力電圧差、減少する傾きは出力電圧に比例するので、出力電圧Ｖｏｕｔはスイッチ素子１０１のオン／オフのデューティで制御され、デューティが高ければ出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、低ければ下降する。

２００は出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、目標電圧Ｖ０と等しくなるようにデューティ制御を行う制御信号生成回路である。制御信号生成回路２００は、目標電圧Ｖ０を発生する基準電源２０２と、目標電圧Ｖ０と出力電圧Ｖｏｕｔとを比較する誤差増幅器２０１と、基準信号発生器２０４の出力と誤差増幅器２０１の出力電圧Ｖｅとを比較するデューティ制御コンパレータ２０３と、電圧Ｖｅと基準電圧源２０６の閾値電圧Ｖｍｏｄとを比較するＰＷＭ／ＰＦＭ切替えコンパレータ２０５とで構成することができる。

負荷１０５により出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０よりも下がると電圧Ｖｅは上昇する。電圧Ｖｅが電圧Ｖｍｏｄよりも高いとコンパレータ２０５の出力ＦＣＮＴが０を出力する。基準信号発生器２０４はＰＷＭ用の固定周波数で例えば鋸波、あるいは三角波を出力する。コンパレータ２０３は、電圧Ｖｅと鋸型あるいは三角波の波形とを比較し、電圧Ｖｅの方が高くなると出力をＨにする。これにより、スイッチ制御回路としてのゲート駆動用ＮＡＮＤ１０６を介してスイッチ素子１０１がオンされ、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する方向に制御される。逆に鋸波あるいは三角波よりも電圧Ｖｅが低い場合には、スイッチ素子１０１がオフされ出力電圧Ｖｏｕｔが下降するように制御される。このようにデューティを制御する方法をＰＷＭ(Pulse width modulation)と呼ぶ。負荷１０５が重いときは、スイッチング周波数が基準信号発生器２０４で設定される一定の周波数でＰＷＭ制御できる。

一方、負荷１０５が軽くなるとＰＷＭ制御では電流ＩＬが入力電源１００へ逆流するため、電力効率が悪化する。このためスイッチング周波数を負荷１０５に応じて切替え、電力効率を上げるＰＦＭ（Pulse Frequency modulation）と呼ばれる制御方法がある。

ＰＷＭ制御のときに負荷１０５を下げていくと電流ＩＬが過剰となり、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。このため電圧Ｖｅが電圧Ｖｍｏｄよりも下がるとＦＣＮＴが検出信号を出力し基準信号発生器２０４はＰＦＭ用の矩形波を出力するように切替わる。

本実施形態ではスイッチ素子１０１としてＰチャンネルＭＯＳトランジスタを用いたので、スイッチ素子１０１がオンするのは矩形波のＬレベルの時間である。また、本実施形態の場合はスイッチ素子１０１のオン時間はＴＯＮに固定され、スイッチ素子１０１がオフとなる矩形波のＨレベルの時間は電圧Ｖｅに反比例して変動する構成となっている。

出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０付近で安定動作しているときに出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０よりも下がると、スイッチ素子１０１がオンし、電流ＩＬは単調増加する。設定された固定のＴＯＮ時間が経過した後にスイッチ素子１０１がオフすると、インダクタ１０３の電流保持特性により整流ダイオード１０２がオンし、電流ＩＬは単調減少する。整流ダイオード１０２は電流ＩＬがゼロになるまでオンし続ける。

例えば、負荷１０５に流れる負荷電流がほぼゼロの場合を考えると、スイッチ素子１０１がオンしてから整流ダイオード１０２がオンするまで出力コンデンサ１０４に電荷が充電されるため、その間出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。また、整流ダイオード１０２がオンした後は、負荷電流の大きさに反比例した速度で出力電圧Ｖｏｕｔは下降していく。

電圧Ｖｅで設定された時間の経過後に、スイッチ素子１０１はオンするが、この時間Ｔｆａｌｌが早ければ出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０よりも高くなる。この場合は電圧Ｖｅを下げて時間Ｔｆａｌｌを増加し、最終的には出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０に等しくなるようにスイッチング周期が調整される。

３００は電流制限回路で、入力電流Ｉｉｎの検出抵抗３０１と、検出抵抗３０１の両端の電圧を増幅し電流を出力するトランスコンダクタ３０２と、それをＩＶ変換する抵抗３０５，３０６と、その電圧を基準電源３０４の電圧Ｖｃｒｅｆと比較する電流検出コンパレータ３０３と、その過電流検出を受けて出力電圧Ｖｏｕｔに反比例するオフ時間ＴＯＦＦをカウントするオフタイマ３１０で構成されている。スイッチ素子１０１に流れる電流値が増加すると、検出抵抗３０１の電圧降下が大きくなるため、トランスコンダクタ３０２の出力電流が上昇する。このため、ＩＶ変換抵抗３０５と３０６の電圧降下が大きくなり、コンパレータ３０３の正入力電圧が上昇する。その正入力電圧が基準電圧Ｖｃｒｅｆへ到達すると、オフタイマ３１０のＥＮ１がＨに切替わる。ＩＶ変換抵抗３０５，３０６はＩＶ変換抵抗３０６に並列接続されているスイッチ４０２によって、ＩＶ変換抵抗３０５と３０６とを直列接続したものとＩＶ変換抵抗３０５単体のものとが切り替えられる。

直列接続した場合の第一の電流制限値は、単体の場合の第二の電流制限値と比較して、Ｖｃｒｅｆに到達するために必要なトランスコンダクタ３０２の出力電流値が低くなるので、電流制限値が小さくなる。電流制限検出前はオフタイマ３１０の出力信号ＴＯＦＦはＬであり、ＮＡＮＤ１０６によって制御信号生成回路２００の出力信号が有効となる。電流制限を検出すると、ＥＮ１がＨに切り替わり信号ＴＯＦＦはＨとなる。したがって制御信号生成回路２００の出力信号が無効化され、スイッチ素子１０１は強制オフされる。直後に入力電流Ｉｉｎがゼロになるので、コンパレータ３０３の出力がＬとなるためＥＮ１はすぐにＬになるが、オフタイマ３１０で設定された時間が経過するまで信号ＴＯＦＦはＨとなる。

図２はオフタイマ３１０のブロック図である。出力電圧Ｖｏｕｔをバッファ３１３に入力し、ＶＩ変換抵抗３１５で出力電圧Ｖｏｕｔに比例する電流値に変換する。その電流をトランジスタ３１４，３１６で構成したカレントミラー回路を用いてコンデンサ３１７への充電電流として出力する。

ＥＮ１はコンパレータ３０３の出力に接続されており、電流制限検出前はＬになっている。このためＲＳラッチ３１１の出力ＱもＬに保持されている。このときコンデンサ３１７は放電スイッチ３１２がオンしているため放電されており、コンデンサ端の電圧Ｖｃ１はゼロである。

ＥＮ１がＨになると、ＲＳラッチ３１１の出力信号ＴＯＦＦがＨになるため、放電スイッチ３１２がオフしコンデンサ３１７への充電が開始する。このときＮＡＮＤ１０６の出力は制御信号生成回路２００の出力に係わらず強制的にＨになるので、スイッチ素子１０１はオフする。その直後、前述したとおりＥＮ１はＬに切替わるが、ＲＳラッチ３１１の出力ＱはＨのままである。コンデンサ３１７の電圧が基準電圧Ｖｃ１に到達するとコンパレータ３１８の出力がＨになり、ＲＳラッチ３１１がリセットされ信号ＴＯＦＦがＬになり放電スイッチ３１２がオンされコンデンサ３１７の電荷が放電される。信号ＴＯＦＦがＨの期間は充電電流の大きさに反比例する。充電電流は出力電圧Ｖｏｕｔに比例するので、信号ＴＯＦＦがＨの期間は出力電圧Ｖｏｕｔに反比例する。

４００はスイッチング回数をカウントアップし、設定回数後に電流制限値制御スイッチ４０２をオンからオフへ切り替える制限値制御回路である。起動前はＰＯＲがＬでありカウンタ４０１はリセットされ、出力ＣＬＭＴはＬであり制御スイッチ４０２をオフしている。このとき電流制限値は、初期値として低めの第一の電流制限値に設定されておりソフトスタートの設定になっている。起動開始でＰＯＲはＬからＨに切替わりリセットが解除される。また起動前はＯＲ回路４０３の出力がＰＯＲでＨ固定されているため、カウンタ４０１にはセット信号が入っていない。起動後はＰＯＲによるＨ固定が解除されるが、出力電圧Ｖｏｕｔがゼロであるためコンパレータ４０６の出力はＨで、カウンタ４０１のセットは解除されたままである。カウンタ４０１のクロック信号には、制御信号生成回路２００の出力が入力される。ＰＯＲ解除後からスイッチングが開始され出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するが、その間カウンタ４０１はスイッチング回数をカウントアップしている。設定された回数をカウント後はＣＬＭＴがＨとなり、制御スイッチ４０２がオンする。これにより、電流制限値が初期値よりも高い通常値としての第二の電流制限値に設定され、ソフトスタートが解除される。カウント数の設定は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０に到達するまでのスイッチング回数よりも若干多めにするのが好ましい。例えば、スイッチング回数５カウント目でちょうど出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０に到達する場合は、設定回数を８カウントにするのが好ましい。もし設定回数を５カウントにすると、オフタイマ３１０のばらつきなどが原因で、目標電圧Ｖ０へ到達する前にソフトスタートが解除されるリスクがあり、これを回避するためである。負荷１０５が大きいときは、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０へ到達後も基準信号発生器２０４で設定された周波数でスイッチング制御されるので、すぐにカウント数が設定回数に到達しソフトスタートが解除される。一方、負荷１０５が小さいときは、負荷電流に応じてスイッチング周波数が変動するＰＦＭ制御になる。特に負荷１０５がゼロ付近まで小さくなると、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０へ到達後はスイッチング周期が非常に長くなり、スイッチング回数が設定回数に到達するまで相当な時間がかかる。しかし、この場合はコンパレータ４０６の出力はＬに切替わり、遅延回路４０５で設定された遅延時間後にＯＲ回路４０４を通してカウンタ４０１へセット信号が入るので、スイッチング回数が設定回数に達しなくともＣＬＭＴがＨとなりソフトスタートが解除される。

図３および図４は、図１のスイッチング電源の起動時における各部のタイミングチャートを示す。図３は負荷１０５が重い場合を示す。まず、時刻ｔ１のとき、ＰＯＲがＨに切り替わりスイッチング電源の起動が開始する。このとき出力電圧Ｖｏｕｔは目標電圧Ｖ０よりも低いため、スイッチ素子１０１がオンし出力電圧Ｖｏｕｔが上昇していく。この間入力電流Ｉｉｎは単調増加するが、時刻ｔ２で第一の電流制限値Ｉ１に到達すると電流検出コンパレータ３０３の出力がＬからＨになり、電流制限回路３００による制御が有効になる。

次に、時刻ｔ２で信号ＴＯＦＦがＨになりスイッチ素子１０１がオフする。このとき、電源電流ＩｉｎがＩ１から０へ断続的に変化するが、同時に整流ダイオード１０２からインダクタ１０３へ電流が流れるので、電流ＩＬとしては連続である。時刻ｔ２以降、電流ＩＬの傾きは出力電圧Ｖｏｕｔに依存した（ΔＩＬ/Δｔ＝−Ｖｏｕｔ／Ｌ）に従い減少する。ここで、Ｌはインダクタ１０３のＬ値である。制御信号生成回路２００は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０に近づくようデューティを上げてスイッチ素子１０１をオンさせようとしているが、信号ＴＯＦＦがＨのままであるため、タイマの設定時間（ＴＯＦＦ＝Ｔ０／Ｖｏｕｔ）が経過するまでオンできない。

時刻ｔ３でオフタイマ３１０による強制オフが解除されスイッチ素子１０１がオンし電流ＩＬは上昇していくが、時刻ｔ４で再びＩ１に到達しスイッチ素子１０１がオフする。

以降、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０に到達する時刻ｔ５まで、この動作を繰り返していく。時刻ｔ５以降は、電流ＩＬのピーク値はＩ１よりも低いため、電流制限回路３００の出力はＬになり、制御信号生成回路２００によりスイッチングが制御されるようになる。負荷が大きいので、スイッチング周波数が一定のＰＷＭで目標電圧Ｖ０を安定出力するように制御される。スイッチングパルスＬＸの波形から、時刻ｔ５でスイッチング回数は５カウントが終了している。時刻ｔ６で８カウント目にＣＬＭＴがＨになり、Ｉ１から第二の電流制限値Ｉ２へ切替わることでソフトスタートが解除される。

ここで、時間ＴＯＦＦの設定を出力電圧Ｖｏｕｔに反比例させている２つの利点について、以下で説明する。

第一の利点は、突入電流の低減をしやすい点である。出力電圧Ｖｏｕｔの上昇スピードは、電流ＩＬの平均値（ＩＬｔｙｐ＝Ｉ１−ＩＬｐｐ１／２）で与えられる。ここでＩＬｐｐ１は起動中の電流ＩＬの電流振幅値であり、（ＩＬｐｐ１＝Ｖｏｕｔ／Ｌ×ＴＯＦＦ）で表される。もし時間ＴＯＦＦを固定するとＩＬｐｐ１は出力電圧Ｖｏｕｔに比例するが、起動中は出力電圧Ｖｏｕｔがゼロ付近から増加するため、ＩＬｐｐ１は単調増加しＩＬｔｙｐは単調減少する。出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０付近であるときの電流ＩＬの平均値が最小となるが、電流ＩＬの平均値を少なくとも負荷電流よりも大きくする必要がある。このためＩ１の値を大きめに設定する必要があり、突入電流の低減に効果を奏しにくい。これに対して（ＴＯＦＦ＝Ｔ０／Ｖｏｕｔ）に設定すると問題を解決できる。この場合、インダクタ１０３の電流振幅は（ＩＬｐｐ１＝Ｔ０／Ｌ）の固定値、電流ＩＬの平均値は（ＩＬｔｙｐ＝Ｉ１−Ｔ０／２Ｌ）の固定値となる。電流ＩＬは出力電圧Ｖｏｕｔに依存しないので、Ｉ１を必要以上に大きくする必要がない。ＩＬｔｙｐを負荷電流より大きくする以外の制約がないため、比較的自由に設定できる。

第二の利点は、負荷１０５の大きさによらず出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０まで到達するまでのスイッチング回数は一定値になることである。負荷１０５が大きいときは小さいときに比べて出力電圧Ｖｏｕｔの上昇速度は遅くなるので、起動時間は長くなる。もし時間ＴＯＦＦを固定すれば、起動時間が長くなるのでスイッチング回数も多くなる。これに対して時間ＴＯＦＦを出力電圧Ｖｏｕｔに依存させ（ＴＯＦＦ＝Ｔ０/Ｖｏｕｔ）に設定することで解決することができる。時刻ｔ２の出力電圧ＶｏｕｔをＶｏｕｔ(Ｉ０，Ｎ＝１／２)とする。ここでＮはスイッチングのカウント数を表している。時刻ｔ３の出力電圧Ｖｏｕｔは式（１）で表される。

ここでＡは出力電圧Ｖｏｕｔのスルーレートを意味する。つぎに負荷電流がＩ０より大きいＩ１のときを考える。

出力電圧Ｖｏｕｔの上昇スピードは１／２として上と同様に、１カウント後の出力電圧ＶｏｕｔはＶｏｕｔ(Ｉ１，Ｎ＝１)＝１／２×Ｖｏｕｔ(Ｉ０，Ｎ＝１／２)＋Ａ／２×{Ｔ０/（Ｖｏｕｔ(Ｉ０，Ｎ＝１／２)／２）}と表され、これをまとめると式（２）で表される。

式（１）と式（２）の差は第一項目であるが、突入電流を下げる目的で出力電圧Ｖｏｕｔ(Ｉ０，Ｎ＝１／２)は必然的に小さくなるよう設定されている。このため式（１）と式（２）はほぼ等しく、１カウントあたりの出力電圧Ｖｏｕｔの上昇量は負荷電流によらず、ほぼ同じになる。言い換えれば、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０に到達するまでに必要なスイッチング回数は負荷条件によらず、ほぼ同じになることを意味する。以上から負荷が大きいときにおいて、ソフトスタートの解除タイミングをスイッチング回数で決めることにより、負荷条件に応じて自動的に好適化される。

次に負荷１０５が小さい場合について、図４を参照しながら動作を説明する。時刻ｔ１でスイッチング電源が起動を開始すると、出力電圧Ｖｏｕｔがゼロ付近にあるため電圧Ｖｅは上昇し出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。その後目標電圧Ｖ０に到達する時刻ｔ５までは、電流制限回路３００によってスイッチング制御される。時刻ｔ５までの動作は図３で説明した内容とほぼ同じになるため省略する。時刻ｔ５までの差は、図４の軽負荷の場合の方が、図３の重負荷の場合よりもｔ１からｔ５までの時間が短いことだけである。時刻ｔ５で電圧Ｖｅが低下しＦＣＮＴが１になるため、ＰＷＭ制御からＰＦＭ制御に切替わる。前述のようにＰＦＭ制御では負荷電流に応じてスイッチング周期は変わる。リップル電圧をＶｐｐ、出力コンデンサ１０４の値をＣｏｕｔ、負荷１０５の電流値をＩｏｕｔとすると、出力電圧Ｖｏｕｔ電圧のピーク値からボトム値まで下降する時間Ｔｆａｌｌは、Ｔｆａｌｌ＝(Ｃｏｕｔ×Ｖｐｐ)／Ｉｏｕｔで表される。これと出力電圧Ｖｏｕｔのボトム値からピーク値まで上昇する時間Ｔｒｉｓｅを用いてスイッチング周期Ｔｓｗは以下の式（３）で表される。

式（３）の第一項はＰＷＭ制御のスイッチング周期と同じくらいに設定された固定時間である。第二項は負荷の大きさに応じて変化する。特にＩｏｕｔがゼロ付近ではＴｓｗは第二項によって長くなるので、８カウント目までしばらく時間がかかる。しかし時刻ｔ５でコンパレータ４０６がＬに切替わり、時刻ｔ５から遅延回路４０５で設定された遅延時間Ｔｄ経過後の時刻ｔ６にカウンタ４０１がセットされ、電流制限値がＩ１からＩ２へ切替わり、ソフトスタートが解除される。

以上のようにして、負荷１０５の大小にかかわらず出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０に到達した後の適切な時刻でソフトスタートを解除できる。

なお、カウンタ４０１の出力によって、基準電源３０４の電圧Ｖｃｒｅｆの値を切り替えるようにしてもよい。また、電流制限値を初期値から通常値まで段階的に切り替えてもよい。例えば、３つ以上のＩＶ変換抵抗を直列に接続して、これらＩＶ変換抵抗の分圧比を切り替えればよい。

＜第２の実施形態＞
以下、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源について、図面を参照しながら第１の実施形態との相違点についてのみ説明する。図５は本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源を示すブロック図である。制限値制御回路４００は、ＯＲ回路４０４および遅延回路４０５にコンパレータ４０６が接続されていない点で第１の実施形態と異なる。

５００は制御信号生成回路で、出力電圧検出コンパレータ５０１と、基準電源５０２と、ＲＳラッチ５０３と、オンタイマ５１０とで構成される。コンパレータ５０１は負入力に出力端子Ｖｏｕｔ、正入力に基準電源５０２がそれぞれ接続されており、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電源５０２で生成される目標電圧Ｖ０とを比較し、出力電圧Ｖｏｕｔが低ければＨを出力する。ＲＳラッチ５０３のセット入力にはコンパレータ５０１の出力、リセット入力にはオンタイマ５１０の出力がそれぞれ接続されている。ＲＳラッチ５０３は、コンパレータ５０１の出力がＨになるとＨを出力しＮＡＮＤ１０６を経由してスイッチ素子１０１をオンさせる。これにより電流ＩＬは単調増加し、負荷１０５の電流Ｉｏｕｔよりも高くなった時点で出力コンデンサ１０４に充電し始め出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。コンパレータ５０１の出力はオンタイマ５１０の入力ＥＮ２に接続されており、オンタイマ５１０はＥＮ２へＨが入力されてからオン時間ＴＯＮをカウントした後でＨを出力する。ＲＳラッチ５０３は、リセットへのＨ入力でＬを出力しＮＡＮＤ１０６を経由してスイッチ素子１０１をオフさせる。その直後に整流ダイオード１０２がオンし負荷１０５に電流ＩＬが供給される。電流ＩＬは単調減少し、負荷１０５の電流Ｉｏｕｔよりも低くなった時刻で出力コンデンサ１０４が放電される。このため出力電圧Ｖｏｕｔが下降するが、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０まで下がると、前述したように再びスイッチ素子１０１がオンするようにスイッチング制御される。

以上のようにして、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０になるように帰還制御される。スイッチ素子１０１がオンしたとき電流ＩＬは傾きΔＩＬ／Δｔ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌで上昇する。オンタイマ５１０による時間ＴＯＮから、定常動作時の電流ＩＬの電流振幅はＩＬｐｐ２＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×ＴＯＮ／Ｌで表される。時間ＴＯＮを固定すると入力電圧Ｖｉｎと出力電圧ＶｏｕｔによりＩＬｐｐ２が変動するので、リップル電圧Ｖｐｐも入出力電圧により変動する。これを回避するために時間ＴＯＮを１／（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）に比例するように設定する。

図６はオンタイマ５１０のブロック図である。入力バッファ５１１の負入力には出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、正入力にはＶＩ変換抵抗５１２に接続されている。ＶＩ変換抵抗５１２の反対側には入力電圧Ｖｉｎが印加されるため、流れる電流は（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）に比例する。トランジスタ５１３のドレインはＶＩ変換抵抗５１２に接続されており、ドレイン電流は（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）に比例する。トランジスタ５１３，５１４，５１５，５１６によりカレントミラー回路が構成されており、トランジスタ５１６のドレインはコンデンサ５１７に接続されており、コンデンサ５１７は（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）に比例した充電電流で充電される。コンデンサ５１７には放電スイッチ５１８が並列接続されているが、ＥＮ２にＨが入るとＲＳラッチ５２１の出力信号ＴＯＮがＨに変わり、放電スイッチ５１８がオフしコンデンサ５１７へ充電が開始される。充電検出コンパレータ５２０の入力には基準電源５１９と充電コンデンサ５１７が接続されており、基準電圧になるとＨを出力する。コンパレータ５２０の出力はＲＳラッチ５２１のリセットに接続されており、信号ＴＯＮをＬにして放電スイッチ５１８をオンする。充電電流は（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）に比例しているため、信号ＴＯＮがＨからＬに切替わるまでの充電時間は１／（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）に比例し、時間ＴＯＮは、定数ｔ１を用いてＴＯＮ＝ｔ１／（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）で表され、電流ＩＬの電流振幅はＩＬｐｐ２＝ｔ１／Ｌで入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔに依存せず一定にすることができる。負荷１０５が大きいときは、スイッチ素子１０１と整流ダイオード１０２が連続して動作する。整流ダイオード１０２がオンした時の電流ＩＬの傾きはΔＩＬ／Δｔ＝−Ｖｏｕｔ／Ｌなので、整流ダイオード１０２のオン時間ＴＤＯＮは、ＴＤＯＮ＝ＩＬｐｐ２／（Ｖｏｕｔ／Ｌ）＝ｔ１／Ｖｏｕｔで表され、スイッチング周波数はＴｓｗ＝ｔ１×（１／（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）＋１／Ｖｏｕｔ）で出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０付近で安定していれば、Ｔｓｗが一定値になる。負荷１０５が重いときの起動特性は図３で説明した第１の実施形態とほぼ同じになる。

出力電圧Ｖｏｕｔが安定し、負荷１０５が軽いときの動作は、第１の実施形態と同じである。スイッチ素子１０１が時間ＴＯＮだけオンした後オフし、代わりに整流ダイオード１０２がオンし時間ＴＤＯＮ後にオフする。このとき出力電圧Ｖｏｕｔは目標電圧Ｖ０からリップル電圧Ｖｐｐだけ上昇しているため、再びスイッチ素子１０１がオンするまで(Ｃｏｕｔ×Ｖｐｐ)／Ｉｏｕｔかかる。スイッチング周期は前述の式（３）と同じである。負荷１０５が軽いときの起動特性は図４で説明した第１の実施形態とほぼ同じになる。

第２の実施形態は、第１の実施形態と比較して利点が２つある。第１の利点は、負荷が小さいときのオーバーシュートを低減できることである。これは、第１の実施形態が負荷の大きさに応じてＰＷＭ制御とＰＦＭ制御を切り替えていることに起因する。起動時はＰＷＭ制御であるが、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖ０に到達すると電圧Ｖｅが下降しＰＦＭ制御に切替わる。この切替えに遅延が生じるので、その間電流ＩＬが過剰供給されオーバーシュートするおそれがある。これに対して第２の実施形態では、制御の切り替えがないため遅延によるオーバーシュートのおそれはない。

第２の利点は、第１の実施形態ではコンパレータ４０６が必要であったが、第２の実施形態では出力電圧検出コンパレータ５０１で兼用できるため、回路構成を簡素化できる点である。

以上のようにソフトスタートの解除タイミングを、スイッチング回数のカウントと、コンパレータによる出力電圧検出によって制御することで、負荷の大きさに応じて好適に自動調整することが可能となる。

本発明に係るスイッチング電源は、突入電流やオーバーシュートを抑制できるとともに、ソフトスタートの解除タイミングを負荷の状態に応じて好適に自動調整できるため、安定した起動が求められる各種電子機器等に有用である。

１０１ スイッチ素子
１０６ スイッチ制御回路
２００，５００ 制御信号生成回路
３００ 電流制限回路
３１０ タイマ
４００ 制限値制御回路
５１０ タイマ

Claims (5)

1. スイッチ素子をオンオフ制御して入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング電源であって、
   前記出力電圧と目標電圧との差に基づいて、前記スイッチ素子をオンオフ制御するための制御信号を生成する制御信号生成回路と、
   当該スイッチング電源への供給電流が制限値を越えると前記スイッチ素子をオフするためのオフ信号を生成する電流制限回路と、
   前記制御信号と前記オフ信号とを論理演算した結果に基づいて、前記スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、
   前記制限値を制御する制限値制御回路とを備え、
   前記電流制限回路は、前記出力電圧が低いほど前記オフ信号を長い時間出力するものであり、
   前記制限値制御回路は、当該スイッチング電源の起動時には前記制限値を通常値よりも低い初期値に設定し、当該スイッチング電源が起動してから前記スイッチ素子が所定回数スイッチング動作したとき、または前記出力電圧が前記目標電圧を越えたときに前記制限値を前記通常値に切り替えるものである
   ことを特徴とするスイッチング電源。
2. 請求項１のスイッチング電源において、
   前記電流制限回路は、前記出力電圧に反比例した時間を計時するタイマを有し、前記供給電流が前記制限値を越えてから前記タイマの計時が終了するまで前記オフ信号を出力する
   ことを特徴とするスイッチング電源。
3. 請求項１のスイッチング電源において、
   前記初期値は、当該スイッチング電源の定格出力電流よりも大きい
   ことを特徴とするスイッチング電源。
4. 請求項１のスイッチング電源において、
   前記制限値制御回路は、前記制限値を段階的に切り替える
   ことを特徴とするスイッチング電源。
5. 請求項１のスイッチング電源において、
   前記制御信号生成回路は、前記入力電圧と前記出力電圧との差に反比例した時間を計時するタイマを有し、前記出力電圧が前記目標電圧を下回ったときに前記タイマの計時が開始してから終了するまで前記制御信号として、前記スイッチ素子をオンするためのオン信号を出力する
   ことを特徴とするスイッチング電源。

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