JP2011118055A - 光デバイス、光ハイブリッド回路、光受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】例えば作製プロセスなどにおいて位相シフタ領域の導波路の幅や角度などが所望の値からずれてしまった場合であっても、特性が劣化してしまうのを抑制し、大きな作製トレランスが得られるようにする。
【解決手段】光デバイス１を、光信号を分岐する第１カプラ２と、光信号を干渉させる第２カプラ３と、第１カプラ２と第２カプラ３とを接続する第１導波路４と、第１カプラ２と第２カプラ３とを接続する第２導波路５とを備え、第１導波路４が、端部よりも幅が狭い部分を有する第１位相シフタ領域６を備え、第２導波路５が、端部よりも幅が広い部分を有する第２位相シフタ領域７を備えるものとする。
【選択図】図１

Description

本発明は、光デバイス、光ハイブリッド回路、光受信機に関する。

光通信システムでは、例えば、光信号を任意の比率で分岐する光分岐デバイスやマッハツェンダ型光変調器などのように、位相差を有する光信号の干渉を利用する光デバイスが用いられる。
例えば、任意の分岐比が得られる光分岐デバイスとして、図２２，図２３に示すように、２つの２：２光カプラ１０５，１０６の間に設けられた２本の導波路１００，１０１の一方又は両方に、分岐された光信号に位相差を与える位相シフタ領域を設けた光分岐デバイスがある。

例えば図２２に示すように、２本の導波路１００，１０１のそれぞれに、導波路幅を狭くした位相シフタ領域１０２，１０３を設け、これらの位相シフタ領域１０２，１０３の導波路形状が互いに異なるようにした光分岐デバイスがある。このような光分岐デバイスでは、一方の位相シフタ領域１０２における導波路幅の狭い直線導波路の長さを調整するか、又は、他方の位相シフタ領域１０３におけるテーパ状導波路のテーパ角を調整することによって、任意の分岐比を得ることができる。

また、例えば図２３に示すように、２本の導波路１００，１０１のうち、一方の導波路１０１の一部に幅テーパ形状を有する位相シフタ領域１０４を設けた光分岐デバイスもある。このような光分岐デバイスでは、位相シフタ領域１０４における幅テーパ形状を有する導波路の長さやテーパ角を調整することによって、任意の分岐比を得ることができる。

特開２００４−１４４９６３号公報 特開２００５−２４９９７３号公報 特開２００５−３００６７９号公報 特開平０７−２８１０４１号公報

ところで、上述のような光デバイスは、分岐された光信号に位相差を与える位相シフタ領域を備える。このような光デバイスでは、例えば作製プロセスなどにおいて、位相シフタ領域の導波路の幅や角度などが所望の値からずれてしまうと、所望の特性が得られず、特性が劣化してしまう。また、大きな作製トレランスを得るのは難しい。
そこで、例えば作製プロセスなどにおいて位相シフタ領域の導波路の幅や角度などが所望の値からずれてしまった場合であっても、特性が劣化してしまうのを抑制し、大きな作製トレランスが得られるようにしたい。

このため、本光デバイスは、光信号を分岐する第１カプラと、光信号を干渉させる第２カプラと、第１カプラと第２カプラとを接続する第１導波路と、第１カプラと第２カプラとを接続する第２導波路とを備え、第１導波路は、端部よりも幅が狭い部分を有する第１位相シフタ領域を備え、第２導波路は、端部よりも幅が広い部分を有する第２位相シフタ領域を備えることを要件とする。

また、本光ハイブリッド回路は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、第１出力チャネル又は第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、第１光信号又は第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備え、２：２光カプラが接続された一対の第１出力チャネルの一方又は一対の第２出力チャネルの一方に、端部よりも幅が狭い部分を有する第１位相シフタ領域を備え、２：２光カプラが接続された一対の第１出力チャネルの他方又は一対の第２出力チャネルの他方に、端部よりも幅が広い部分を有する第２位相シフタ領域を備えることを要件とする。

さらに、本光受信機は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、第１出力チャネル又は第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、第１光信号又は第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備え、２：２光カプラが接続された一対の第１出力チャネルの一方又は一対の第２出力チャネルの一方に、端部よりも幅が狭い部分を有する第１位相シフタ領域を備え、２：２光カプラが接続された一対の第１出力チャネルの他方又は一対の第２出力チャネルの他方に、端部よりも幅が広い部分を有する第２位相シフタ領域を備える光ハイブリッド回路と、多モード干渉カプラから出力される第１光信号又は第２光信号、及び、２：２光カプラから出力される第３光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、フォトダイオードに接続されるトランスインピーダンスアンプと、トランスインピーダンスアンプから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを要件とする。

したがって、本光デバイス、光ハイブリッド回路、光受信機によれば、例えば作製プロセスなどにおいて位相シフタ領域の導波路の幅や角度などが所望の値からずれてしまった場合であっても、特性が劣化してしまうのを抑制することができ、大きな作製トレランスが得られるという利点がある。

第１実施形態にかかる光デバイスの構成を示す模式図である。 第１実施形態にかかる光デバイスに備えられる幅狭テーパ導波路型位相シフタの構成を示す模式図である。 第１実施形態にかかる光デバイスにおける幅狭テーパ導波路型位相シフタの導波路幅の変化率｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗと位相変化量Δφとの関係を示す図である。 第１実施形態にかかる光デバイスに備えられる幅広テーパ導波路型位相シフタの構成を示す模式図である。 第１実施形態にかかる光デバイスにおける幅広テーパ導波路型位相シフタの導波路幅の変化率｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗと位相変化量Δφとの関係を示す図である。 第１実施形態にかかる光デバイスにおける幅狭テーパ導波路型位相シフタ及び幅広テーパ導波路型位相シフタの導波路幅の変化率｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗと位相変化量｜Δφ｜との関係を示す図である。 （Ａ）は、第１実施形態にかかる光デバイスにおける幅広テーパ導波路型位相シフタ及び幅狭テーパ導波路型位相シフタを形成する際に局所的にエッチングが進んでテーパ形状が変化してしまうことを説明するための図である。（Ｂ）は、第１実施形態にかかる光デバイスにおける幅広テーパ導波路型位相シフタ及び幅狭テーパ導波路型位相シフタを形成する際に局所的にエッチングが進まずにテーパ形状が変化してしまうことを説明するための図である。 （Ａ）は、第１実施形態にかかる光デバイスにおける幅狭テーパ導波路型位相シフタにおいて、位相シフタ長を５０μｍとし、入力端及び出力端の導波路幅Ｗを変化させた場合の導波路幅の変化率｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗと位相変化量Δφとの関係を示す図である。（Ｂ）は、第１実施形態にかかる光デバイスにおける幅狭テーパ導波路型位相シフタにおいて、位相シフタ長を１００μｍとし、入力端及び出力端の導波路幅Ｗを変化させた場合の導波路幅の変化率｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗと位相変化量Δφとの関係を示す図である。 第１実施形態にかかる光デバイスの具体的構成例を示す模式的断面図である。 第１実施形態にかかる光デバイスの位相変化量Δφを４５度に設定した場合の所望のΔＷ_ＴＰからのズレ量δＷ_ＴＰと光デバイスの２つの出力チャネルから出力される光の透過率（Transmittance）との関係を示す図である。 第１実施形態にかかる光デバイスの変形例の構成を示す模式図である。 第１実施形態にかかる光デバイスの他の変形例の構成を示す模式図である。 第１実施形態にかかる光デバイスの他の変形例の構成を示す模式図である。 第１実施形態にかかる光デバイスの他の変形例の構成を示す模式図である。 第２実施形態にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 第２実施形態にかかる光ハイブリッド回路に設けられる幅狭テーパ導波路型位相シフタ及び幅広テーパ導波路型位相シフタの導波路幅の所望の変化量ΔＷ_ＴＰからのズレ量δＷ_ＴＰと、直交位相関係にある出力信号のクロストークとの関係を示す図である。 第２実施形態にかかる光ハイブリッド回路の変形例の構成を示す模式図である。 第２実施形態にかかる光ハイブリッド回路の他の変形例の構成を示す模式図である。 第３実施形態にかかる光受信機の構成を示す模式図である。 第４実施形態にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 第５実施形態にかかる光受信機の構成を示す模式図である。 従来の光分岐デバイスの構成を示す模式図である。 従来の光分岐デバイスの構成を示す模式図である。 従来の光分岐デバイスの構成を示す模式図である。

以下、図面により、本実施形態にかかる光デバイス、光ハイブリッド回路、光受信機について説明する。
［第１実施形態］
第１実施形態にかかる光デバイスについて、図１〜図１０を参照しながら説明する。
本実施形態の光デバイスは、例えば光通信システムにおいて用いられる光デバイスであって、位相差を有する光信号の干渉を利用する光デバイスである。なお、本光デバイスは、光信号を干渉させる回路を有するものであるため、光干渉回路ともいう。

本実施形態では、本発明を適用した光デバイスとして、光通信システムにおいて様々な光信号処理を行なうために光信号を任意の比率で分岐する光分岐デバイスを例に挙げて説明する。なお、本光分岐デバイスは、マッハツェンダ干渉計を構成しているため、マッハツェンダ型光デバイス、あるいは、マッハツェンダ型光回路ともいう。また、光干渉回路ともいう。

本実施形態では、図１に示すように、光分岐デバイス１は、入力側光カプラ２と、出力側光カプラ３と、これらの光カプラ２，３を接続する２本の光導波路４，５とを備え、半導体導波路構造を有する光半導体素子によって構成されている。なお、入力側光カプラ２を第１カプラといい、出力側光カプラ３を第２カプラという。また、２本の光導波路４，５を、それぞれ、第１導波路４、第２導波路５という。

ここでは、入力側光カプラ２は、光信号を分岐する光カプラであり、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する２：２光カプラである。具体的には、入力側光カプラ２は、２：２多モード干渉（ＭＭＩ：Multimode Interference）カプラである。なお、入力側光カプラ２は、ＭＭＩカプラでなくても良く、例えば二モード干渉カプラであっても良い。

出力側光カプラ３は、光信号を干渉させる光カプラであり、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する２：２光カプラである。具体的には、２：２多モード干渉（ＭＭＩ：Multimode Interference）カプラである。なお、出力側光カプラは、ＭＭＩカプラでなくても良く、例えば二モード干渉カプラであっても良い。
第１導波路４及び第２導波路５は、入力側光カプラ２で分岐された光信号を、それぞれ独立に伝搬させ、出力側光カプラ３へ導くために用いられるものであり、後述の位相シフタ領域６，７を除いて、その積層構造、幅、長さ等が同一になっている一対の導波路である。

本実施形態では、第１導波路４の一部が、位相シフタとして機能する第１位相シフタ領域６になっており、第２導波路５の一部が、位相シフタとして機能する第２位相シフタ領域７になっている。
そして、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７によって、第１導波路４及び第２導波路５のそれぞれを伝搬する光信号に所望の位相差が与えられるようになっている。この場合、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７は、光信号の位相をシフトさせ、所望の位相差に調整する機能を有することになる。このような機能を有する第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７は、光干渉回路としての光分岐デバイス１において、光路長を変化させ、所望の光路長差に調整することで、光信号を所望の比率で分岐させる役割を果たす。

特に、本実施形態では、光信号に位相差を与える第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７は、以下のように、その導波路形状が異なる。
まず、第１位相シフタ領域６は、図２に示すように、導波路幅が入力端から長さ方向中間位置へ向けて直線的に狭くなり、長さ方向中間位置から出力端へ向けて直線的に広くなるテーパ形状を有する導波路、即ち、幅狭テーパ型導波路になっている。これを幅狭テーパ導波路型位相シフタ６という。このような第１位相シフタ領域６は、位相が遅れる方向へ光信号の位相をシフトさせる。なお、第１位相シフタ領域６は、直線テーパ形状を有する幅テーパ導波路であるため、直線テーパ型導波路ともいう。このため、第１導波路４は、その端部よりも幅が狭い部分を有する第１位相シフタ領域６を備えることになる。本実施形態では、第１位相シフタ領域６は、長さ方向中心位置で最も導波路幅が狭くなっており、長さ方向中心位置に対して対称な導波路構造になっている。

ここでは、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の入力端及び出力端の導波路幅をＷとしている。なお、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の入力端及び出力端の導波路幅Ｗは、第１導波路４の幅狭テーパ導波路型位相シフタ６以外の部分の導波路幅と同一である。
また、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の入力端又は出力端の導波路幅と長さ方向中間位置の導波路幅との差、即ち、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の導波路幅の変化量を、ΔＷ_ＴＰとしている。この場合、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の導波路幅の変化率は｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗで表すことができる。なお、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗはテーパ形状の角度に関わるパラメータである。また、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の長さ方向中間位置の導波路幅は、Ｗ−ΔＷ_ＴＰとなる。

また、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の入力端又は出力端から長さ方向中間位置までの長さ、即ち、テーパ長を、Ｌ_ＴＰとしている。また、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の入力端から出力端までの長さ、即ち、位相シフタ長を、Ｌ_ＰＳとしている。
ここで、図３は、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の導波路幅の変化率｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗと位相変化量Δφとの関係を示している。

なお、位相変化量Δφは様々な導波路パラメータに依存する。ここでは、Ｗを２．０μｍに設定している。また、Ｌ_ＰＳは、Ｌ_ＴＰの２倍に設定している。また、Ｌ_ＰＳを、５０μｍ、１００μｍ、２００μｍに設定し、ΔＷ_ＴＰを０μｍ〜０．８μｍの範囲で変化させた場合の｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφをプロットしている。また、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６では、光信号の位相は遅れることになるため、Δφは負の値となる。

図３に示すように、Ｌ_ＰＳを５０μｍ、１００μｍ、２００μｍに設定した場合において、いずれの場合も、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗの値が大きくなるにしたがって、即ち、｜ΔＷ_ＴＰ｜の値が大きくなるにしたがって、Δφの値が大きくなっていくことがわかる。つまり、テーパ角が大きくなるにしたがって、位相変化量が大きくなっていくことがわかる。
また、図３に示すように、Ｌ_ＰＳが短くなるほど、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφの変化が緩やかになり、非線形的になることがわかる。なお、Ｌ_ＰＳが５０μｍの場合、Δφが９０度以上の領域では、Δφが９０度よりも小さい領域と比較して、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφの変化が相対的に急峻になっている。しかしながら、Δφが９０度以上の領域でも、Ｌ_ＰＳが１００μｍ、２００μｍの場合と比べて、依然としてΔφの変化は緩やかになっている。

したがって、第１位相シフタ領域６の長さ、即ち、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の長さ（位相シフタ長）は、約５０μｍ以下にするのが好ましい。
次に、第２位相シフタ領域７は、図４に示すように、導波路幅が入力端から長さ方向中間位置へ向けて直線的に広くなり、長さ方向中間位置から出力端へ向けて直線的に狭くなるテーパ形状を有する導波路、即ち、幅広テーパ型導波路になっている。これを幅広テーパ導波路型位相シフタ７という。このような第２位相シフタ領域７は、位相が進む方向へ光信号の位相をシフトさせる。なお、第２位相シフタ領域７は、直線テーパ形状を有する幅テーパ導波路であるため、直線テーパ型導波路ともいう。このため、第２導波路５は、その端部よりも幅が広い部分を有する第２位相シフタ領域７を備えることになる。本実施形態では、第２位相シフタ領域７は、長さ方向中心位置で最も導波路幅が広くなっており、長さ方向中心位置に対して対称な導波路構造になっている。

ここでは、幅広テーパ導波路型位相シフタ７の入力端及び出力端の導波路幅をＷとしている。なお、幅広テーパ導波路型位相シフタ７の入力端及び出力端の導波路幅Ｗは、第２導波路５の幅広テーパ導波路型位相シフタ７以外の部分の導波路幅と同一である。
また、幅広テーパ導波路型位相シフタ７の入力端又は出力端の導波路幅と長さ方向中間位置の導波路幅との差、即ち、幅広テーパ導波路型位相シフタ７の導波路幅の変化量を、ΔＷ_ＴＰとしている。この場合、幅広テーパ導波路型位相シフタ７の導波路幅の変化率は｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗで表すことができる。なお、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗはテーパ形状の角度に関わるパラメータである。また、幅広テーパ導波路型位相シフタ７の長さ方向中間位置の導波路幅は、Ｗ＋ΔＷ_ＴＰとなる。

また、幅広テーパ導波路型位相シフタ７の入力端又は出力端から長さ方向中間位置までの長さ、即ち、テーパ長を、Ｌ_ＴＰとしている。また、幅広テーパ導波路型位相シフタ７の入力端から出力端までの長さ、即ち、位相シフタ長を、Ｌ_ＰＳとしている。
ここで、図５は、幅広テーパ導波路型位相シフタ７の導波路幅の変化率｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗと位相変化量Δφとの関係を示している。

なお、位相変化量Δφは様々な導波路パラメータに依存する。ここでは、Ｗを２．０μｍに設定している。また、Ｌ_ＰＳは、Ｌ_ＴＰの２倍に設定している。また、Ｌ_ＰＳを、５０μｍ、１００μｍに設定し、ΔＷ_ＴＰを０μｍ〜１．０μｍの範囲で変化させた場合の｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφをプロットしている。また、幅広テーパ導波路型位相シフタ７では、光信号の位相は進むことになるため、Δφは正の値となる。

図５に示すように、Ｌ_ＰＳを５０μｍ、１００μｍに設定した場合において、いずれの場合も、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗの値が大きくなるにしたがって、即ち、｜ΔＷ_ＴＰ｜の値が大きくなるにしたがって、Δφの値が大きくなっていくことがわかる。つまり、テーパ角が大きくなるにしたがって、位相変化量が大きくなっていくことがわかる。
また、図５に示すように、Ｌ_ＰＳが短くなるほど、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφの変化が緩やかになり、非線形的になる。特に、Δφが９０度よりも小さい領域では、Ｌ_ＰＳが５０μｍの場合の｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφの変化が相対的に緩やかになっている。

したがって、第２位相シフタ領域７の長さ、即ち、幅広テーパ導波路型位相シフタ７の長さ（位相シフタ長）は、約５０μｍ以下にするのが好ましい。
上述のように、本実施形態では、第１位相シフタ領域６は、幅狭テーパ導波路型位相シフタになっているのに対し、第２位相シフタ領域７は、幅広テーパ導波路型位相シフタになっている。つまり、第１位相シフタ領域６では、光信号の位相が遅れるようになっているのに対し、第２位相シフタ領域７では、光信号の位相が進むようになっている。このように、第１位相シフタ領域６では位相変化量Δφの符号が負であり、第２位相シフタ領域７では位相変化量Δφの符号が正であり、第１位相シフタ領域６と第２位相シフタ領域７とで位相変化量Δφの符号が逆になっている。

特に、本実施形態では、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とで、テーパ角が同一又は略同一になっている。つまり、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の外側の側面と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の外側の側面とが平行又は略平行になっており、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の内側の側面と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の内側の側面とが平行又は略平行になっている。また、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とは、テーパ形状のくびれの位置が長さ方向で一致するようにしている。つまり、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の最も幅が狭い部分の位置と、幅広テーパ導波路型位相シフタ７の最も幅が広い部分の位置とが長さ方向で一致するようにしている。

ここで、図６は、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７における導波路幅の変化率｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗと位相変化量｜Δφ｜との関係を示している。
ここでは、Ｗ、Ｌ_ＴＰ、Ｌ_ＰＳは、それぞれ、２．０μｍ、２５．０μｍ、５０．０μｍに設定している。また、２種類の位相シフタ６，７における｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφの変化を比較するために、Δφは絶対値でプロットしている。

図６に示すように、幅広テーパ導波路型位相シフタ７における｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対する｜Δφ｜の変化は、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６における｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対する｜Δφ｜の変化に対して、同じか、又は、小さくなっている。つまり、幅広テーパ導波路型位相シフタ７における｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対する｜Δφ｜の変化は、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６における｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対する｜Δφ｜の変化よりも緩やかになっている。これは、Ｌ_ＴＰ、Ｌ_ＰＳに依存せずに得られる傾向である。

ところで、本光分岐デバイス１は、半導体材料を用いて形成されるため、図２に示すような幅狭テーパ導波路型位相シフタ６や図４に示すような幅広テーパ導波路型位相シフタ７を作製するのに、ドライエッチング技術が用いられる。ドライエッチングでは、原理上、反応ガスによらず、エッチングされる領域の形状や面積に依存してエッチングが進行する。このため、図１に示すように、位相シフタ６，７を含む光導波路４，５及び光カプラ２，３に囲まれた領域は、局所的にエッチングの進み具合が異なってしまう。これにより、幅広テーパ導波路型位相シフタ７及び幅狭テーパ導波路型位相シフタ６のそれぞれにおいて、ΔＷ_ＴＰ、即ち、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗが変化してしまい、この結果、Δφも変化してしまうことになる。なお、ここではドライエッチングの場合を例に挙げて説明しているが、例えばウェットエッチングなどの他の方法でも同様である。

ここで、図７（Ａ），（Ｂ）は、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７において、作製プロセスなどに起因して、ΔＷ_ＴＰ、即ち、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗが変化し、所望のΔＷ_ＴＰからズレ量δＷ_ＴＰだけずれた場合の一例を示している。なお、図７（Ａ），（Ｂ）では、所望のΔＷ_ＴＰを有する導波路幅を持つ幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７を形成するためのマスク形状を実線で示し、ズレ量δＷ_ＴＰだけずれた導波路幅に形成された幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７を点線で示している。

局所的にエッチングが進んでしまう場合、図７（Ａ）に示すように、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の導波路幅と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の導波路幅は、両方とも、マスク６Ｘ，７Ｘよりも狭くなる。ここでは、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６のΔＷ_ＴＰはδＷ_ＴＰだけ増大し、幅広テーパ導波路型位相シフタ７のΔＷ_ＴＰはδＷ_ＴＰだけ減少する。この場合、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７によって、いずれも、光信号の位相が所望の位相よりも遅れることになる。

一方、局所的にエッチングが進まない場合、図７（Ｂ）に示すように、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の導波路幅と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の導波路幅は、両方とも、マスク６Ｘ，７Ｘよりも広くなる。ここでは、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６のΔＷ_ＴＰはδＷ_ＴＰだけ減少し、幅広テーパ導波路型位相シフタ７のΔＷ_ＴＰはδＷ_ＴＰだけ増大する。この場合、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７によって、いずれも、光信号の位相が所望の位相よりも進むことになる。

このため、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とを組み合わせて用いると、作製プロセスなどによって所望のΔＷ_ＴＰからずれても、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とが相補的に動作することになる。
したがって、作製プロセスなどによって所望のΔＷ_ＴＰからずれても、即ち、テーパ形状が変化しても、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７によって得られる相対的な位相差が、所望の位相差からずれるのを抑えることができる。つまり、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６による位相変化量Δφと幅広テーパ導波路型位相シフタ７による位相変化量Δφとの総和が、本光分岐デバイス１における位相変化量Δφとなるが、この本光分岐デバイス１における位相変化量Δφが、所望の位相変化量からずれるのを抑えることができる。

このように、作製プロセスなどによって所望のΔＷ_ＴＰからずれて伝搬定数が変化しても、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とが相補的に動作するため、作製プロセスなどに起因する光分岐デバイス１の特性劣化を抑制することができる。
なお、このような効果は、図６に示す特性、即ち、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６における｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφの変化を示す特性と、幅広テーパ導波路型位相シフタ７における｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφの変化を示す特性とが一致すると顕著になる。

例えば、図６に示すように、位相変化量｜Δφ｜が２２．５度以下の領域では、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６における｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφの変化と、幅広テーパ導波路型位相シフタ７における｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφの変化とは、ほぼ一致している。つまり、Ｌ_ＰＳを５０μｍに設定した場合、位相変化量｜Δφ｜が２２．５度以下になるようにするときは、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７の｜ΔＷ_ＴＰ｜は、ほぼ同一にすることができる。この場合、図７（Ａ），（Ｂ）中、実線で示すように、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とでテーパ角はほぼ同一になる。つまり、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の外側の側面と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の外側の側面とがほぼ平行になり、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の内側の側面と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の内側の側面とがほぼ平行になる。

ここで、作製プロセスなどにおいて、所望の｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗ、即ち、所望の｜ΔＷ_ＴＰ｜からずれて、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の導波路幅と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の導波路幅が、図７（Ａ）に示すように、両方とも狭くなるか、図７（Ｂ）に示すように、両方とも広くなる場合がある。この場合、所望の｜ΔＷ_ＴＰ｜からのズレ量δＷ_ＴＰはほぼ同一になる。

そして、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７の導波路幅が両方とも狭くなると、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７によって、いずれも、光信号の位相が所望の位相よりも遅れることになる。
逆に、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７の導波路幅が両方とも広くなると、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７によって、いずれも、光信号の位相が所望の位相よりも進むことになる。

したがって、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７によって得られる相対的な位相差は、所望の位相差となる。つまり、本光分岐デバイス１における位相変化量Δφは、所望の位相変化量となる。
このように、作製プロセスなどにおいて位相シフタのテーパ角や導波路幅がずれても、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とが相補的に動作することで、所望の位相差が得られ、光分岐デバイス１の特性変化が緩和される。このため、大きな作製トレランスが得られることになる。

次に、図８（Ａ），（Ｂ）は、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の入力端及び出力端の導波路幅Ｗを変化させた場合の幅狭テーパ導波路型位相シフタ６における導波路幅の変化率｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗと位相変化量Δφとの関係を示している。
なお、図８（Ａ）は、位相シフタ長Ｌ_ＰＳを５０μｍとした場合（Ｌ_ＰＳ＝５０μｍ）における特性を示しており、図８（Ｂ）は、位相シフタ長Ｌ_ＰＳを１００μｍとした場合（Ｌ_ＰＳ＝１００μｍ）における特性を示している。また、図８（Ａ），（Ｂ）では、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の入力端及び出力端の導波路幅Ｗを、１．９μｍにした場合の特性を実線Ａで示しており、２．０μｍにした場合の特性を実線Ｂで示しており、２．１μｍにした場合の特性を実線Ｃで示している。

図８に示すように、位相シフタ長Ｌ_ＰＳと関係なく、導波路幅Ｗが狭まると、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφが相対的に増大する一方、導波路幅Ｗが広がると、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφが相対的に減少する傾向がある。
但し、図８（Ａ）に示すように、Ｌ_ＰＳを５０μｍに設定した場合、本光分岐デバイス１の位相変化量が４５度以下になるようにするときは、各導波路幅Ｗにおける｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφがほとんど同程度であり、作製トレランスが大きいことが分かる。つまり、位相シフタ長Ｌ_ＰＳが５０μｍであって、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６による位相変化量Δφを２２．５度以下にする場合、各導波路幅Ｗにおける｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφがほとんど同程度であり、作製トレランスが大きいことが分かる。

なお、ここでは、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６における特性を示して説明しているが、幅広テーパ導波路型位相シフタ７における特性も同様の傾向を示す。つまり、幅広テーパ導波路型位相シフタ７における特性は多少異なるが、Ｌ_ＰＳを５０μｍに設定した場合、本光分岐デバイス１の位相変化量Δφが４５度以下になるようにするときは、各導波路幅Ｗにおける｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφがほとんど同程度であり、作製トレランスが大きい。

このように、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７の長さ、即ち、幅広テーパ導波路型位相シフタ７及び幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の長さ（位相シフタ長）は、約５０μｍにするのが好ましい。
次に、本光分岐デバイス１を構成する光半導体素子の具体的な構成例について、図９を参照しながら説明する。

本光分岐デバイス１は、図９に示すように、ＩｎＰ基板８上に、ＧａＩｎＡｓＰコア層９（バンドギャップ波長λ_ｇ＝１．３μｍ）、ＩｎＰクラッド層１０を備え、ハイメサ導波路構造１１を有する光半導体素子である。
ここでは、入力側光カプラ２や出力側光カプラ３に接続される各光導波路（チャネル）の導波路幅Ｗは２．０μｍとし、単一モード条件を満たすようにしている。また、本光分岐デバイス１は、光信号を例えば８２：１８で非対称に分岐する光分岐デバイスである。

このように、光半導体素子として構成される光分岐デバイス１は、以下のようにして作製される。
まず、図９に示すように、ｎ型ＩｎＰ基板８上に、例えば有機金属気相成長（ＭＯＶＰＥ；Metal Organic Chemical Vapor Deposition）法によって、アンドープＧａＩｎＡｓＰコア層９、アンドープＩｎＰクラッド層１０を順にエピタキシャル成長させる。

ここでは、アンドープＧａＩｎＡｓＰコア層９は、発光波長１．３０μｍ，層厚０．３μｍである。また、アンドープＩｎＰクラッド層１０は、層厚２．０μｍである。なお、基板８はアンドープＩｎＰ基板であっても良い。また、クラッド層１０はｐ型ドープＩｎＰクラッド層であっても良い。
次に、上述のようにしてエピタキシャル成長を行なったウェハの表面上に、例えばＳｉＯ_２膜を例えば蒸着装置などによって成膜し、例えば光露光プロセスによって、光分岐デバイスを形成するための導波路パターンをパターニングする。ここでは、導波路パターンは、幅テーパ形状を有する位相シフタのパターンを含む。この導波路パターンは光露光装置のフォトマスクによって規定される。なお、光分岐デバイス１を光合分岐器素子ともいう。

次いで、このようにしてパターニングされたＳｉＯ_２膜をマスクとして、例えば誘導結合型プラズマ反応性イオンエッチング（ＩＣＰ−ＲＩＥ；Inductive Coupled Plasma-Reactive Ion Etching）などの方法でドライエッチングを行なう。これにより、例えば高さ３．０μｍ程度のハイメサ導波路ストライプ構造１１を形成する。
このような作製プロセスを経て、本光分岐デバイス１が完成する。

次に、図１０は、本光分岐デバイス１の位相変化量Δφを４５度に設定した場合の所望のΔＷ_ＴＰからのズレ量δＷ_ＴＰと光分岐デバイス１の２つの出力チャネルから出力される光の透過率（Transmittance）との関係を示している。
なお、図１０では、本光分岐デバイス１の特性、即ち、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とを併用し、各位相シフタ６，７の位相変化量Δφを２２．５度に設定した光分岐デバイス１の特性を実線Ａで示している。また、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６のみを設けた光分岐デバイスの特性を実線Ｂで示している。さらに、幅広テーパ導波路型位相シフタ７のみを設けた光分岐デバイスの特性を破線Ｃで示している。また、ここでは、光分岐デバイスの位相変化量Δφが４５度になるように、位相シフタの導波路幅の変化量ΔＷ_ＴＰを適正化した後、作製プロセスなどにおいて生じたズレ量をδＷ_ＴＰとして定義している。

図１０に示すように、δＷ_ＴＰ＝０μｍの場合、どの光分岐デバイスにおいても、光分岐デバイスの分岐比は所定値（ここでは８２：１８）になっている。
一方、δＷ_ＴＰが−０．０５〜０．０５μｍの範囲内で分布すると、光分岐デバイスの分岐比は、位相シフタに大きく依存することが分かる。
例えば、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６のみを設けた光分岐デバイスの場合、図１０中、実線Ｂで示すように、δＷ_ＴＰに対して分岐比が線形的に変化し、その変化率は±６％にも及ぶ。これは、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６による位相変化量Δφ、即ち、光分岐デバイスの位相変化量Δφが変化したことに起因する（図３参照）。

また、例えば、幅広テーパ導波路型位相シフタ７のみを設けた光分岐デバイスの場合、図１０中、破線Ｃで示すように、δＷ_ＴＰに対する分岐比の変化が多少小さくなるものの、依然として、δＷ_ＴＰに対する分岐比の変化率は±３．５％に及んでいる。これは、幅広テーパ導波路型位相シフタ７による位相変化量Δφ、即ち、光分岐デバイスの位相変化量Δφが変化したことに起因する（図５参照）。

これに対し、本光分岐デバイス１の場合、図１０中、実線Ａで示すように、δＷ_ＴＰが−０．０５〜０．０５μｍの範囲内で分布したとしても、光分岐デバイス１の分岐比はほぼ一定に保たれ、その変化率は±１．８％以下に抑えることができる。
このように、本光分岐デバイス１によれば、所望のΔＷ_ＴＰからズレ量δＷ_ＴＰだけずれ、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７による位相変化量Δφのそれぞれが変化したとしても、δＷ_ＴＰに対する分岐比の変化を抑えることができる。これは、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７による位相変化量Δφのそれぞれの変化は相補的に生じるため、これらの総和である光分岐デバイス１の位相変化量Δφはそれほど大きく変化しないことに起因する。

なお、ここでは、光分岐デバイスの位相変化量Δφを４５度に設定した場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、他の位相変化量に設定した場合であっても、同様に特性向上の効果が得られる。この場合、位相変化量Δφが９０度以上の場合よりも、９０度以下の場合の方が、顕著に特性が向上する。但し、位相変化量Δφが９０度以上の場合であっても、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とを併用する構成以外の構成と比べれば、特性が向上することになる。

したがって、本実施形態にかかる光デバイス１によれば、例えば作製プロセスなどにおいて位相シフタ領域６，７の導波路の幅や角度などが所望の値からずれてしまった場合であっても、特性が劣化してしまうのを抑制することができ、大きな作製トレランスが得られるという利点がある。
また、本実施形態のように、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とを併用することで、光分岐デバイス１の素子特性を向上させることもできる。

つまり、図２に示すような幅狭テーパ導波路型位相シフタ６のみを用いる場合、位相変化量Δφを増大させるにつれて、位相シフタ６の導波路幅を狭くしなければならず、位相シフタ６の導波路幅の変化量ΔＷ_ＴＰを大きくしなければならない。この場合、カットオフ付近になることもあり得るため、過剰損失が発生するおそれがある。
一方、図４に示すような幅広テーパ導波路型位相シフタ７のみを用いる場合、位相変化量Δφを増大させるにつれて、位相シフタ７の導波路幅を広くしなければならず、位相シフタ７の導波路幅の変化量ΔＷ_ＴＰを大きくしなければならない。この場合、高次モードが励振することもあり得るため、素子特性が劣化してしまうおそれがある。

これらの場合と比較して、本実施形態のように、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とを併用する場合には、各位相シフタ６，７の導波路幅の変化量ΔＷ_ＴＰ、即ち、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗの値を半分程度に設定すれば良い。このため、過剰損失が発生するのを抑制することができ、また、高次モードが励振して素子特性が劣化してしまうのを抑制することができる。

なお、図２２に示したような構成、即ち、両方のアームの導波路幅を狭くする構成では、位相差を与えるために位相シフタの長さを長くしなくてはならない。このような構成と比較して、本実施形態のように、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とを併用する構成では、位相シフタ６，７の長さを短くすることができる。
また、光分岐デバイス１において、任意の光分岐比を得るためには、図２４に示すように、２つの２：２光カプラ１０５，１０６の間に設けられた２本の導波路１００，１０１のうち、一方の導波路１００上に電極１０７を設けて位相シフタ領域とし、この電極１０７を介して電流注入又は電圧印加によって、分岐された光に位相差を与えることも考えられる。しかしながら、電流注入又は電圧印加が必要であるため、電力を消費することになる。これに対し、本実施形態のように、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とを併用すれば、電力を消費することなく、分岐された光に所望の位相差を与えることができる。

また、上述の実施形態では、第１導波路４の一部が第１位相シフタ領域６になっており、第２導波路５の一部が第２位相シフタ領域７になっているが、これに限られるものではない。例えば、図１１に示すように、第１導波路４の全体が第１位相シフタ領域６になっており、第２導波路５の全体が第２位相シフタ領域７になっていても良い。この場合も、第１位相シフタ領域６と第２位相シフタ領域７とで、テーパ形状のくびれの位置は長さ方向で一致させる。また、第１位相シフタ領域６と第２位相シフタ領域７とで、テーパ角も同一又は略同一にする。つまり、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の外側の側面と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の外側の側面とを平行又は略平行にし、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の内側の側面と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の内側の側面とを平行又は略平行にする。

また、上述の実施形態では、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７は、直線テーパ形状を有する幅テーパ導波路になっているが、これに限られるものではない。つまり、第１位相シフタ領域６は、入力端から長さ方向へ向けて幅が狭くなった後、出力端へ向けて幅が広くなるテーパ形状を有する導波路、即ち、幅狭テーパ導波路型位相シフタであれば良い。また、第２位相シフタ領域７は、入力端から長さ方向へ向けて幅が広くなった後、出力端へ向けて幅が狭くなるテーパ形状を有する導波路、即ち、幅広テーパ導波路型位相シフタであれば良い。

例えば、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７は、図１２に示すようなパラボリックテーパ形状や楕円関数型テーパ形状などの他のテーパ形状を有する幅テーパ導波路になっていても良い。この場合、第１位相シフタ領域６は、導波路幅が入力端から長さ方向中間位置へ向けて曲線状に狭くなり、長さ方向中間位置から出力端へ向けて曲線状に広くなるテーパ形状を有する導波路、即ち、幅狭テーパ型導波路となる。また、第２位相シフタ領域７は、導波路幅が入力端から長さ方向中間位置へ向けて直線的に広くなり、長さ方向中間位置から出力端へ向けて直線的に狭くなるテーパ形状を有する導波路、即ち、幅広テーパ型導波路となる。この場合も、第１位相シフタ領域６と第２位相シフタ領域７とで、テーパ形状のくびれの位置は長さ方向で一致させる。また、第１位相シフタ領域６と第２位相シフタ領域７とで、テーパ角も同一又は略同一にする。つまり、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の外側の側面と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の外側の側面とを平行又は略平行にし、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の内側の側面と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の内側の側面とを平行又は略平行にする。この場合も上述の実施形態の場合と同様の効果が得られる。

また、上述の実施形態では、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７は、長さ方向中心位置に対して対称な導波路構造になっているが、これに限られるものではない。例えば、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７は、図１３に示すように、長さ方向中心位置に対して非対称な導波路構造になっていても良い。つまり、テーパ長が位相シフタ長の１／２になっていなくても良く、テーパ形状のくびれの位置、即ち、導波路幅が最も狭くなっている部分の位置又は導波路幅が最も広くなっている部分の位置が、長さ方向中心位置に対してずれていても良い。この場合も、第１位相シフタ領域６と第２位相シフタ領域７とで、テーパ形状のくびれの位置は長さ方向で一致させる。また、第１位相シフタ領域６と第２位相シフタ領域７とで、テーパ角も同一又は略同一にする。つまり、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の外側の側面と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の外側の側面とを平行又は略平行にし、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６の内側の側面と幅広テーパ導波路型位相シフタ７の内側の側面とを平行又は略平行にする。但し、テーパ形状のくびれの位置は、テーパ形状が断熱的に変化する範囲内とする。つまり、導波路幅が急激に広くなって高次モードが立たないように、導波路幅が十分に緩やかに変化するようにする。この場合も上述の実施形態の場合と同様の効果が得られる。

また、上述の実施形態では、本発明を、光信号を任意の比率で分岐する光分岐デバイスに適用した場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。
例えば、上述の実施形態では、光信号を異なる比率（例えば８２：１８）で非対称に分岐する光分岐デバイスを例に挙げて説明しているが、光信号を同一の比率で対称に分岐する光分岐デバイスに本発明を適用することもできる。

また、例えば光分岐機能を有しないマッハツェンダ型光デバイスなどにも本発明を適用することができる。例えば、図１４に示すようなマッハツェンダ型光変調器１Ａに本発明を適用することができる。この場合、上述の実施形態の構成において、入力側光カプラ（第１カプラ）を、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する１：２光カプラ２Ａとし、出力側光カプラ（第２カプラ）を、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に１つのチャネルを有する２：１光カプラ３Ａとすれば良い。

また、本発明は位相差を有する光の干渉を利用する光デバイスに適用することができるため、マッハツェンダ干渉計以外の干渉計を構成する光デバイス、即ち、マッハツェンダ型光回路以外の光干渉回路にも本発明を適用することができる。
［第２実施形態］
第２実施形態にかかる光ハイブリッド回路について、図１５，１６を参照しながら説明する。

本実施形態では、本発明を適用した光デバイスとして、光ハイブリッド回路を例に挙げて説明する。
本実施形態にかかる光ハイブリッド回路は、光伝送システム（光通信システム）において四位相偏移変調（ＱＰＳＫ：quadrature phase shift keying）信号の位相変調情報を識別（復調）するために用いられる９０度ハイブリッド回路（以下、９０度ハイブリッドともいう）である。

本実施形態では、図１５に示すように、光ハイブリッド回路１２は、前段の多モード干渉（ＭＭＩ）カプラ１３と、後段の光カプラ１４とを備え、これらが従属接続されている。この光ハイブリッド回路１２は、ＭＭＩカプラ１３と光カプラ１４とを備え、半導体導波路構造を有する光半導体素子によって構成されている。なお、前段の多モード干渉カプラ１３を第１カプラといい、後段の光カプラ１４を第２カプラという。

ここでは、前段のＭＭＩカプラ１３は、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する２：４ＭＭＩカプラである。
具体的には、対モード干渉（ＰＩ：Paired Interference）に基づく２：４ＭＭＩカプラである。つまり、２つの入力チャネルの中心はＭＭＩ幅の上側から１／３及び２／３に位置し、ＭＭＩ領域において（３ｓ−１）次の高次モード（ｓは１以上の自然数）が励振されない２：４ＭＭＩカプラである。このため、素子長を短くすることができる。

なお、ここでは、ＰＩに基づく２：４ＭＭＩカプラを用いているが、これに限られるものではなく、一対の入力チャネルが幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられており、中心対称性を有する構造を持つ２：４ＭＭＩカプラを用いれば良い。例えば、一般モード干渉（ＧＩ：General Interference）に基づく２：４ＭＭＩカプラを用いても良い。つまり、２つの入力チャネルの中心は、ＭＭＩ領域の中心対称性を崩さない範囲内で、ＭＭＩ幅の１／３及び２／３の位置を除いた領域に位置し、ＭＭＩ幅に応じた全てのモードが励振する２：４ＭＭＩカプラを用いても良い。

後段の光カプラ１４は、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、２つの入力チャネルのそれぞれから対角線上に位置する２つの出力チャネルへ向けて伝播する光の位相を９０度遅らせる機能を有する２：２光カプラである。
具体的には、２：２ＭＭＩカプラである。ここでは、２：２ＭＭＩカプラは、２：４ＭＭＩカプラの出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第２出力チャネル）に接続されている。なお、２：２ＭＭＩカプラは、ＰＩに基づくものであっても良いし、ＧＩに基づくものであっても良い。

このため、本光ハイブリッド回路１２は、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネル（Ｃｈ−１，Ｃｈ−２，Ｃｈ３，Ｃｈ−４）を有することになる。
この光ハイブリッド回路１２の入力側の一のチャネル、即ち、２：４ＭＭＩカプラ１３の入力側の一のチャネルには、ＱＰＳＫ信号光が入力される。つまり、光ハイブリッド回路１２の入力側の一のチャネルは、ＱＰＳＫ信号光を入力するための入力チャネルである。また、光ハイブリッド回路１２の入力側の他のチャネル、即ち、２：４ＭＭＩカプラ１３の入力側の他のチャネルには、局部発振（ＬＯ：local oscillator）光が入力される。つまり、光ハイブリッド回路１２の入力側の他のチャネルは、ＬＯ光を入力するための入力チャネルである。

そして、２：４ＭＭＩカプラ１３によって、ＱＰＳＫ信号光が同相（In-phase）関係にある一対の第１光信号及び同相（In-phase）関係にある一対の第２光信号に変換される。つまり、ＱＰＳＫ信号光が、直交位相成分（Ｑ成分）を含まず、同相成分（Ｉ成分）のみを含む一対の第１光信号、及び、直交位相成分（Ｑ成分）を含まず、同相成分（Ｉ成分）のみを含む一対の第２光信号に変換される。

なお、図１５中、Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ，Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、信号光（Ｓ）の位相を基準にして、ＬＯ光（Ｌ）の位相が相対的にどのような関係になっているかを示している。ここでは、Ｓ−ＬとＳ＋Ｌとは１８０度ずれた位相関係になっていることを示しており、Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、それぞれ、Ｓ＋Ｌ，Ｓ−Ｌに対して９０度ずれた位相関係になっていることを示している。

ここでは、一対の第１光信号は、２：４ＭＭＩカプラ１３の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第１出力チャネル）、即ち、光ハイブリッド回路１２の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネル（Ｃｈ−１，Ｃｈ−２）から出力される。また、一対の第２光信号は、２：４ＭＭＩカプラ１３の出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第２出力チャネル）から出力され、２：２ＭＭＩカプラ１４の入力側の上から１番目と２番目の２つのチャネルに入力される。

次いで、図１５に示すように、２：２ＭＭＩカプラ１４によって、一対の第２光信号が直交位相（Quadrature）関係にある一対の第３光信号に変換される。つまり、同相成分（Ｉ成分）のみを含む一対の第２光信号が、直交位相成分（Ｑ成分）のみを含む一対の第３光信号に変換される。
そして、一対の第３光信号は、２：２ＭＭＩカプラ１４の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネル、即ち、光ハイブリッド回路１２の出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネル（Ｃｈ３，Ｃｈ−４）から出力される。

このような本光ハイブリッド回路１２では、図１５に示すように、同相関係にある一対の第１光信号（Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ）と、直交位相関係にある一対の第３光信号（Ｓ−ｊＬ，Ｓ＋ｊＬ）とが出力されることになる。
このように、光ハイブリッド回路１２の４つの出力チャネル（Ｃｈ−１，Ｃｈ−２，Ｃｈ３，Ｃｈ−４）のそれぞれから出力される信号光の出力強度比が、ＱＰＳＫ信号光の位相（０，π，−π／２，＋π／２）に応じて異なるものとなる。

上述のように、２：４ＭＭＩカプラ１３によって、ＱＰＳＫ信号光を同相関係にある第１光信号及び同相関係にある第２光信号に変換した後、２：２ＭＭＩカプラ１４によって、第２光信号を直交位相関係にある第３光信号に変換するようにしているのは、以下の理由による。
２：４ＭＭＩカプラ１３にＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光を入力すると、２：４ＭＭＩカプラ１３の２つのチャネルから同相関係にある一対の第１光信号が出力され、他の２つのチャネルから同相関係にある一対の第２光信号が出力される。

ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差Δψが０、πの場合、４つの出力成分間の強度比（出力強度比）は、それぞれ、０：２：２：０、２：０：０：２となる。つまり、相対位相差Δψが０、πの場合、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。
しかし、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２のいずれの場合も出力強度比が１：１：１：１となる。つまり、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合、同じ分岐比を有する出力形態になってしまう。

このため、１８０度ハイブリッドとしては機能するものの、９０度ハイブリッドとしては機能しない。例えばＰＩに基づく２：４ＭＭＩカプラのように、中心対称性を有する構造を持つ２：４ＭＭＩカプラ１３を用いる場合、９０度ハイブリッドとして動作させることは原理的に不可能である。
そこで、上述のように、中心対称性を有する構造を持つ２：４ＭＭＩカプラ１３に、２：２ＭＭＩカプラ１４を従属接続することによって、非対称性を有する構造を形成し、９０度ハイブリッドとして機能しうるようにしている。

つまり、２：４ＭＭＩカプラ１３の３番目及び４番目の出力チャネルに２：２ＭＭＩカプラ１４を従属接続することによって、２：４ＭＭＩカプラ１３の３番目及び４番目の出力チャネルからの出力成分のみが２：２ＭＭＩカプラ１４を伝搬する際に結合作用とともに新たな位相変化を受けるようにしている。ここでは、２：２ＭＭＩカプラ１４を設けることによって、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合にも、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られるようにしている。なお、２：２ＭＭＩカプラ１４は、ＧＩあるいはＰＩに基づくものであれば同様の特性を得ることができる。

これにより、本光ハイブリッド回路１２は、同相関係にある一対の第１光信号（Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ）と、直交位相関係にある一対の第３光信号（Ｓ−ｊＬ，Ｓ＋ｊＬ）とを出力することになる。
ところで、２：４ＭＭＩカプラ１３に２：２ＭＭＩカプラ１４を従属接続するだけでは、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合に、３番目及び４番目の出力チャネルの出力成分において、特性が劣化することが考えられる。これは、２：４ＭＭＩカプラ１３の３番目及び４番目の出力チャネルにおける出力信号と２：２ＭＭＩカプラ１４との間に位相整合がとれていないことに起因するものである。

特性の劣化が生じないようにして、確実に９０度ハイブリッド動作が得られるようにするためには、２：４ＭＭＩカプラ１３の３番目及び４番目の出力チャネルにおける出力信号と２：２ＭＭＩカプラ１４との間に位相整合をとることが必要不可欠である。
具体的には、２：４ＭＭＩカプラ１３の３番目と４番目の出力チャネルの一方（又は両方）から出力される光（一対の第２光信号）の位相を調整し、２：２ＭＭＩカプラ１４に入力される一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になれば解消する。

そこで、本実施形態では、２：２ＭＭＩカプラ１４に接続される２：４ＭＭＩカプラ１３の３番目と４番目の出力チャネルのそれぞれに、直交位相成分の特性劣化が生じないように位相を調整しうる第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７を接続している。つまり、２：４ＭＭＩカプラ１３と２：２ＭＭＩカプラ１４とを接続する第１光導波路４及び第２光導波路５のそれぞれに、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７を設けている。

そして、２：２ＭＭＩカプラ１４の入力側の２つのチャネルに入力される光の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７によって、２：４ＭＭＩカプラ１３の３番目と４番目の出力チャネルのそれぞれから出力される光（一対の第２光信号）の位相を調整するようにしている。
本実施形態では、２：４ＭＭＩカプラ１３の３番目と４番目の出力チャネルから出力される一対の第２光信号の位相差Δθは、おおよそπ／４＋ｐ＊π（ｐは整数）になる。

このため、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７は、２：４ＭＭＩカプラ１３から出力される一対の第２光信号にπ／４＋ｐ＊π（ｐは整数）に相当する位相差を与え、２：２ＭＭＩカプラ１４に入力される一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように位相をシフトさせるようになっている。
ここで、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７は、上述の第１実施形態やその変形例の第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７と同様に構成されている。

具体的には、第１位相シフタ領域６は、幅狭テーパ導波路型位相シフタになっている。つまり、２：４ＭＭＩカプラ１３の出力ポートと２：２ＭＭＩカプラ１４の入力ポートの間の第１光導波路４の幅が、出力ポートから長さ方向の中間位置へ向けて狭くなり、中間位置から入力ポートへ向けて広くなるようにして、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６を形成している。ここでは、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６によって、２：４ＭＭＩカプラ１３の３番目の出力チャネルから出力された光の位相が２２．５度遅れ、ポート２：２ＭＭＩカプラ１４の入力側の１番目のチャネルに入力される光の位相が４５度遅れるようにしている。

一方、第２位相シフタ領域７は、幅広テーパ導波路型位相シフタになっている。つまり、２：４ＭＭＩカプラ１３の出力ポートと２：２ＭＭＩカプラ１４の入力ポートの間の第２光導波路５の幅が、出力ポートから長さ方向の中間位置へ向けて広くなり、中間位置から入力ポートへ向けて狭くなるようにして、幅広テーパ導波路型位相シフタ７を形成している。ここでは、幅広テーパ導波路型位相シフタ７によって、２：４ＭＭＩカプラ１３の４番目の出力チャネルから出力された光の位相が２２．５度進み、２：２ＭＭＩカプラ１４の入力側の２番目のチャネルに入力される光の位相が４５度進むようにしている。

このように、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６による位相変化量Δφと幅広テーパ導波路型位相シフタ７による位相変化量Δφとの総和が４５度になるようにしている。これにより、２：４ＭＭＩカプラ１３の３番目と４番目の出力チャネルから出力され、４５度の位相差を有する一対の第２光信号は、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７によって、その位相差が９０度にされる。このようにして、２：２ＭＭＩカプラ１４の入力側の１番目のチャネルに入力される光と、２：２ＭＭＩカプラ１４の入力側の２番目のチャネルに入力される光との間の位相差が９０度になるようにしている。

これにより、本光ハイブリッド回路１２は、図１５に示すように、同相関係にある一対の第１光信号（Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ）と、直交位相関係にある一対の第３光信号（Ｓ−ｊＬ，Ｓ＋ｊＬ）とを出力することになり、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。つまり、本光ハイブリッド回路１２によって、ＱＰＳＫ信号光が、同相成分（Ｉ成分）のみを含む一対の第１光信号と、直交位相成分（Ｑ成分）のみを含む一対の第３光信号に変換され、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。

ここでは、同相関係にある一対の第１光信号、即ち、同相成分のみを含む一対の第１光信号は、位相が１８０度ずれた一対の光信号である。また、直交位相関係にある一対の第３光信号、即ち、直交位相成分のみを含む一対の第３光信号は、一対の第１光信号に対して位相が９０度ずれた一対の光信号である。なお、一対の第３光信号は、位相が１８０度ずれた一対の光信号である。

これにより、相対位相差Δψが０、πの場合、光ハイブリッド回路１２の出力強度比は、それぞれ、０：２：１：１、２：０：１：１となる。また、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合、光ハイブリッド回路１２の出力強度比は、それぞれ、１：１：２：０、１：１：０：２となる。
このように、本光ハイブリッド回路１２では、ＱＰＳＫ信号光の位相状態に対して、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。また、本光ハイブリッド回路１２では、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７が設けられているため、Quadrature成分における過剰損失及びクロストークを著しく減少させることができる。したがって、本光ハイブリッド回路１２は確実に９０度ハイブリッドとして機能する。

ところで、上述の第１実施形態で説明したように、作製プロセスなどにおいて、位相シフタのパラメータが所定値からずれると、直交位相成分の特性劣化が生じることになる。
通常、エラーを伴わない光信号処理を行なうためには、出力信号におけるクロストークレベルを２０ｄＢ以下に抑えるのが好ましい。
ここで、図１６は、本実施形態にかかる９０度ハイブリッド１２に設けられる幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７の導波路幅の所望の変化量ΔＷ_ＴＰからのズレ量δＷ_ＴＰと、直交位相関係にある出力信号のクロストークとの関係を示している。

なお、図１６中、実線Ａは、本実施形態の９０度ハイブリッドの特性、即ち、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６及び幅広テーパ導波路型位相シフタ７を設けた９０度ハイブリッド１２の特性を示している。また、図１６中、実線Ｂは、第１光導波路４及び第２光導波路５のうちの一方のみに、位相シフタ長Ｌ_ＰＳが５０μｍの幅狭テーパ導波路型位相シフタ６を形成した９０度ハイブリッドの特性を示している。また、図１６中、実線Ｃは、第１光導波路４及び第２光導波路５のうちの一方のみに、位相シフタ長Ｌ_ＰＳが１００μｍの幅狭テーパ導波路型位相シフタ６を形成した９０度ハイブリッドの特性を示している。また、図１６中、実線Ｄは、第１光導波路４及び第２光導波路５のうちの一方のみに、位相シフタ長Ｌ_ＰＳが２００μｍの幅狭テーパ導波路型位相シフタ６を形成した９０度ハイブリッドの特性を示している。

図１６中、実線Ｂ，Ｃ，Ｄで示すように、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６のみを設けた場合であっても、位相シフタ長Ｌ_ＰＳによってクロストークの特性が異なり、位相シフタ長Ｌ_ＰＳが短くなるほど、δＷ_ＴＰに対するクロストークの許容範囲が広くなることが分かる。これは、位相シフタ長Ｌ_ＰＳが短くなるほど、｜ΔＷ_ＴＰ｜／Ｗに対するΔφの変化が緩やかになり、その変化率が減少することに起因する（図３参照）。ここでは、位相シフタ長Ｌ_ＰＳが５０μｍの幅狭テーパ導波路型位相シフタ６を設ける場合のみ、δＷ_ＴＰが−０．０５〜０．０５μｍの範囲内で分布すれば、直交位相信号のクロストークを辛うじて２０ｄＢ以下に抑えることができることが分かる。

これに対し、本実施形態の９０度ハイブリッド１２では、δＷ_ＴＰが−０．０５〜０．０５μｍの範囲内で分布した場合、直交位相信号のクロストークを３５ｄＢ以下に抑えることができ、大幅に特性を改善することができる。このため、ＱＰＳＫ変調信号における高効率な復調動作が可能になる。
したがって、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路１２によれば、例えば作製プロセスなどにおいて位相シフタ領域６，７の導波路の幅や角度などが所望の値からずれてしまった場合であっても、特性が劣化してしまうのを抑制することができ、大きな作製トレランスが得られるという利点がある。

また、本実施形態のように、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とを併用することで、素子特性を向上させることもできる。
なお、上述の実施形態では、前段のＭＭＩカプラ１３として、２：４ＭＭＩカプラを用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。前段のＭＭＩカプラ１３は、四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換するＭＭＩカプラであれば良い。

例えば、上述の実施形態の光ハイブリッド回路１２を構成する２：４ＭＭＩカプラ１３に代えて、図１７に示すように、入力側に４つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する４：４ＭＭＩカプラ１３Ａを用いても良い。そして、４：４ＭＭＩカプラ１３Ａの入力側の４つのチャネルのうち幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた２つのチャネル（一対の入力チャネル）に光を入力するようにすることで、上述の実施形態の場合と同様に９０度ハイブリッド動作が得られる。

この場合、４：４ＭＭＩカプラ１３Ａは、ＧＩに基づくものであり、ＭＭＩ領域の中心軸対称性を崩さない範囲内で、入力チャネル及び出力チャネルを自由に位置させることができる。つまり、入力側の上から１番目及び２番目のチャネルと入力側の３番目及び４番目のチャネルとは、中心軸対称性があれば、その位置はどこでも良い。また、出力側の上から１番目及び２番目のチャネルと出力側の３番目及び４番目のチャネルとは、中心軸対称性があれば、その位置はどこでも良い。但し、チャネル位置によって分岐特性に多少影響はある。

また、上述の実施形態では、後段の光カプラ１４として、２：２ＭＭＩカプラを用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。後段の光カプラ１４は、第１光信号又は第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する光カプラであれば良い。
例えば、上述の実施形態の光ハイブリッド回路１２を構成する２：２ＭＭＩカプラ１４に代えて、方向性結合器（３ｄＢカプラ；例えば２：２方向性結合器）を用いても良い。また、例えば、上述の実施形態の光ハイブリッド回路１２を構成する２：２ＭＭＩカプラ１４に代えて、二モード干渉カプラ（例えば２：２二モード干渉カプラ）を用いても良い。これらの場合も上述の実施形態のものと同様の効果が得られる。また、ここでは、上述の実施形態の変形例として説明しているが、これらの変形例を、前段のＭＭＩカプラとして４：４ＭＭＩカプラ１３Ａを用いる変形例に適用することもできる。

また、上述の実施形態では、光カプラ１４によって、同相関係にある一対の第２光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。
例えば、図１８に示すように、光カプラ１４によって、同相関係にある一対の第１光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換するようにしても良い。

この場合、光カプラ１４は、図１８に示すように、前段のＭＭＩカプラ１３の出力側の隣接する一対の第１出力チャネルに接続することになる。つまり、２：２ＭＭＩカプラ１４を、２：４ＭＭＩカプラ１３の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第１出力チャネル）に接続することになる。なお、２：４ＭＭＩカプラ１３と２：２ＭＭＩカプラ１４とを接続する１番目のチャネルを第２光導波路といい、２番目のチャネルを第１光導波路という。

また、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７は、図１８に示すように、前段のＭＭＩカプラ１３の光カプラ１４が接続された一対の第１出力チャネルのそれぞれに接続すれば良い。例えば、図１８に示すように、２：４ＭＭＩカプラ１３の出力側の１番目のチャネルと２：２ＭＭＩカプラの入力側の１番目のチャネルとの間の第２光導波路に第２位相シフタ領域７を設けるとともに、２：４ＭＭＩカプラ１３の出力側の２番目のチャネルと２：２ＭＭＩカプラ１４の入力側の２番目のチャネルとの間の第１光導波路に第１位相シフタ領域６を設ければ良い。なお、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７は、上述の実施形態の場合と同様に構成すれば良い。これにより、第１位相シフタ領域６及び第２位相シフタ領域７によって、２：２ＭＭＩカプラ１４に入力する２つの信号成分間にπ／４に相当する位相ズレ（位相変化量）を与えることができ、上述の実施形態のものと同様に大幅な特性改善効果が得られる。

このように構成した場合、上述の実施形態のものに対して、９０度ハイブリッドの出力信号におけるIn-phaseとQuadratureの位置関係が入れ替わることになる。そして、相対位相差Δψが０の場合、πの場合、−π／２の場合、＋π／２の場合のそれぞれの場合において、出力強度比は１：１：０：２、１：１：２：０、２：０：１：１、０：２：１：１となる。
［第３実施形態］
第３実施形態にかかる光受信機、光送受信機について、図１９を参照しながら説明する。

本実施形態にかかる光受信機は、図１９に示すように、上述の第２実施形態及びその変形例の光ハイブリッド回路１２［ＱＰＳＫ信号用９０度ハイブリッド；図１５、図１７、図１８参照］を含むコヒーレント光受信機２０である。このコヒーレント光受信機２０は、９０度ハイブリッド１２によって識別された光信号を電気信号に変換し、デジタル信号処理を行なうようになっている。

このため、本光受信機２０は、図１９に示すように、上述の第２実施形態及びその変形例の光ハイブリッド回路１２と、フォトダイオード（光電変換部）２１Ａ，２１Ｂと、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ：Trans-impedance amplifier）２７Ａ，２７Ｂと、ＡＤ変換回路（ＡＤ変換部）２２Ａ，２２Ｂと、デジタル演算回路（デジタル演算部）２３とを備える。

ここで、光ハイブリッド回路１２は、ＱＰＳＫ信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換するＭＭＩカプラ１３（１３Ａ）と、第１光信号又は第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する光カプラ１４とを備える［図１５、図１７、図１８参照］。
ここでは、ＭＭＩカプラは２：４ＭＭＩカプラ１３（又は４：４ＭＭＩカプラ１３Ａ）である。また、光カプラは２：２ＭＭＩカプラ１４である。そして、光ハイブリッド回路１２は光半導体素子によって構成される。

本実施形態では、図１９に示すように、光ハイブリッド回路１２の２：４ＭＭＩカプラ１３（又は４：４ＭＭＩカプラ１３Ａ）の入力側の一のチャネルにＱＰＳＫ信号光が入力され、２：４ＭＭＩカプラ１３（又は４：４ＭＭＩカプラ１３Ａ）の入力側の他のチャネルにＬＯ光が入力されるようになっている。つまり、光ハイブリッド回路１２の２：４ＭＭＩカプラ１３（又は４：４ＭＭＩカプラ１３Ａ）の入力側の一のチャネルは、ＱＰＳＫ信号光を入力するためのチャネルである。また、光ハイブリッド回路１２の２：４ＭＭＩカプラ１３（又は４：４ＭＭＩカプラ１３Ａ）の入力側の他のチャネルは、ＬＯ光を入力するためのチャネルである。

このため、本光受信機２０は、さらに、光ハイブリッド回路１２の２：４ＭＭＩカプラ１３（又は４：４ＭＭＩカプラ１３Ａ）の入力側の他のチャネルにＬＯ光を入力するための局部発振光発生部（ＬＯ光源）２４を備える。
そして、光ハイブリッド回路１２にＱＰＳＫ信号光（ＱＰＳＫ信号パルス）とこれに時間的に同期したＬＯ光が入力されると、信号光の位相状態、即ち、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差Δψに応じて、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。ここでは、相対位相差Δψが０、π、−π／２、＋π／２の場合に、光ハイブリッド回路１の出力強度比は、それぞれ、０：２：１：１、２：０：１：１、１：１：２：０、１：１：０：２となる。

フォトダイオード２１Ａ，２１Ｂは、光ハイブリッド回路１２の多モード干渉カプラ１３（１３Ａ）及び光カプラ１４のそれぞれから出力される一対の光信号をアナログ電気信号（アナログ電流信号）に光電変換するフォトダイオードである。
ここでは、光電変換及び信号復調のために、光ハイブリッド回路１２の後段にバランスドフォトダイオード（ＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂが設けられている。ここで、ＢＰＤ２１Ａ，２１Ｂは、２つのフォトダイオード（ＰＤ）を備え、一方のＰＤのみに光信号が入力された場合は「１」に相当する電流が流れ、他方のＰＤのみに光信号が入力された場合は「−１」に相当する電流が流れ、両方のＰＤに同時に光信号が入力された場合は電流が流れない。このため、相対位相差Δψに応じて、異なる出力強度比の光信号が、光ハイブリッド回路１から２つのＢＰＤ２１Ａ，２１Ｂへ入力されると、２つのＢＰＤ２１Ａ，２１Ｂから異なるパターンの電気信号が出力されることになる。つまり、２つのＢＰＤ２１Ａ，２１Ｂによって、ＱＰＳＫ信号光における位相情報が識別され、それぞれ異なるパターンの電気信号に変換されることになる。

具体的には、光ハイブリッド回路１２の出力側の１番目及び２番目のチャネルに第１ＢＰＤ２１Ａが接続されており、光ハイブリッド回路１２の出力側の３番目及び４番目のチャネルに第２ＢＰＤ２１Ｂが接続されている。つまり、同相関係にある一対の第１光信号が出力される１番目及び２番目のチャネル（隣接する一対の第１出力チャネル）に第１ＢＰＤ２１Ａが接続されている。また、同相関係にある一対の第２光信号（第１光信号に対しては直交位相関係にある）が出力される３番目及び４番目のチャネル（隣接する一対の第２出力チャネル）に第２ＢＰＤ２１Ｂが接続されている。この場合、それぞれのＢＰＤへの入力状態も異なる。

トランスインピーダンスアンプ２７Ａ，２７Ｂは、フォトダイオード２１Ａ，２１ＢとＡＤ変換回路２２Ａ，２２Ｂとの間に設けられている。つまり、トランスインピーダンスアンプ２７Ａ，２７Ｂは、フォトダイオード２１Ａ，２１Ｂ及びＡＤ変換回路２２Ａ，２２Ｂに接続されている。そして、トランスインピーダンスアンプ２７Ａ，２７Ｂによって、フォトダイオード２１Ａ，２１Ｂから出力されるアナログ電流信号がアナログ電圧信号（アナログ電気信号）に変換されるようになっている。

ＡＤ変換回路２２Ａ，２２Ｂは、フォトダイオード２１Ａ，２１Ｂから出力され、トランスインピーダンスアンプ２７Ａ，２７Ｂによって変換されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路である。つまり、ＡＤ変換回路２２Ａ，２２Ｂは、トランスインピーダンスアンプ２７Ａ，２７Ｂから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するようになっている。

デジタル演算回路２３は、ＡＤ変換回路２２Ａ，２２Ｂから出力されるデジタル電気信号を用いて、受信信号光の情報を推定するための演算処理を実行するデジタル演算回路（デジタル信号処理回路）である。
なお、光ハイブリッド回路１２の詳細については、上述の第２実施形態及びその変形例と同様であるから、ここではその説明を省略する。

したがって、本実施形態にかかる光受信機によれば、例えば作製プロセスなどにおいて光ハイブリッド回路１２の位相シフタ領域６，７の導波路の幅や角度などが所望の値からずれてしまった場合であっても、特性が劣化してしまうのを抑制することができ、大きな作製トレランスが得られるという利点がある。
また、本実施形態のように、光ハイブリッド回路１２の幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とを併用することで、素子特性を向上させることもできる。

なお、上述の実施形態及び変形例では、光受信機を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、上述の実施形態の光受信機の構成を備えるものとして光送受信機を構成することもできる。
また、上述の実施形態及び変形例では、光ハイブリッド回路１２が、ＭＭＩカプラ１３（１３Ａ）と光カプラ１４とを備える光半導体素子によって構成されているが、これに限られるものではない。例えば、ＭＭＩカプラ１３（１３Ａ）と光カプラ１４とを備える光半導体素子に、さらに、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂが集積されていても良い。つまり、ＭＭＩカプラ１３（１３Ａ）と、光カプラ１４と、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂとが一体に集積されていても良い。
［第４実施形態］
次に、第４実施形態にかかる光ハイブリッド回路について、図２０を参照しながら説明する。

本実施形態にかかる光ハイブリッド回路は、上述の第２実施形態のものがＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光が時間的に同期させて入力されるようになっているのに対し、差分四位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）信号が入力されるようになっている点で異なる。
つまり、本光ハイブリッド回路は、光伝送システムにおいてＤＱＰＳＫ信号の位相変調情報を識別するために用いられる９０度ハイブリッド回路（以下、９０度ハイブリッドともいう）である。

このため、図２０に示すように、本光ハイブリッド回路１２Ａは、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１２の構成に加え、光遅延回路２５と、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する１：２光カプラ２６とを備える。つまり、本光ハイブリッド回路１２Ａは、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１２に含まれる２：４ＭＭＩカプラ１３の前段（前端部）に光遅延回路２５を介して１：２光カプラ２６が従属接続された構造になっている。なお、上述の第２実施形態と同様に、光ハイブリッド回路１２は、ＭＭＩカプラ１３と光カプラ１４とを備える光半導体素子によって構成されている。また、図２０では、上述の第２実施形態（図１５参照）と同一のものには同一の符号を付している。

ここで、光遅延回路２５は、上述の第２実施形態の光ハイブリッド回路１２に含まれる２：４ＭＭＩカプラ１３の入力側の一のチャネルに接続されている。
１：２光カプラ２６は、光遅延回路２５及び２：４ＭＭＩカプラ１３の入力側の他のチャネルに接続されている。ここでは、１：２光カプラ２６は１：２ＭＭＩカプラである。
具体的には、２：４ＭＭＩカプラ１３の一の入力チャネルと１：２ＭＭＩカプラ２６の一の出力チャネルとを接続する一の光導波路の長さを、２：４ＭＭＩカプラ１３の他の入力チャネルと１：２ＭＭＩカプラ２６の他の出力チャネルとを接続する他の光導波路の長さよりも長くしている。

つまり、２：４ＭＭＩカプラ１３の２つの入力ポートと１：２ＭＭＩカプラ２６の２つの出力ポートとを接続する２つの光導波路（アーム）の長さ（光路長）に差が設けられている。
ここでは、一の光導波路の長さを長くして、ＤＱＰＳＫ信号パルスの１ビットの遅延に相当する光路長差を設けている。このため、上述の第２実施形態の光ハイブリッド回路１２に含まれる２：４ＭＭＩカプラ１３の一の入力チャネルに接続された一の光導波路が光遅延回路２５である。

そして、１：２ＭＭＩカプラ２６の入力側のチャネルに、ＤＱＰＳＫ信号光が入力されるようになっている。このため、１：２ＭＭＩカプラ２６の入力側のチャネルは、ＤＱＰＳＫ信号光を入力するための入力チャネルである。ＤＱＰＳＫ信号光パルスは、１：２ＭＭＩカプラ２６を経由して２つの経路に分けられ、一方のＤＱＰＳＫ信号光は光遅延回路２５によって１ビット遅延された後、２つのＤＱＰＳＫ信号光が時間的に同期して２：４ＭＭＩカプラ１３に入力されることになる。この場合、２：４ＭＭＩカプラ１３の２つの入力チャネルのそれぞれに入力されるＤＱＰＳＫ信号光の相対位相差は、上述の第２実施形態において説明した４種類の相対位相差Δψのいずれかになる。このため、上述の第２実施形態と同様の２：４ＭＭＩカプラ以降の回路構成によって、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。したがって、本光ハイブリッド回路１２Ａも、上述の第２実施形態の場合と同様に、９０度ハイブリッドとして機能する。

なお、その他の詳細は、上述の第２実施形態と同様であるから、ここではその説明を省略する。ここで、上述の第２実施形態のものを本実施形態のものに適用するにあたっては、ＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光を、相対位相差Δψを有する２つのＤＱＰＳＫ信号光に読み替えて適用すれば良い。
したがって、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路によれば、上述の第２実施形態の場合と同様に、例えば作製プロセスなどにおいて位相シフタ領域６，７の導波路の幅や角度などが所望の値からずれてしまった場合であっても、特性が劣化してしまうのを抑制することができ、大きな作製トレランスが得られるという利点がある。

また、上述の第２実施形態の場合と同様に、幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とを併用することで、素子特性を向上させることもできる。
なお、上述の実施形態では、２：４ＭＭＩカプラ１３の前段に設けられる１：２光カプラ２６として１：２ＭＭＩカプラを用いているが、これに限られるものではない。例えば、１：２ＭＭＩカプラの代わりに、Ｙ分岐カプラ、２：２方向性結合器などを用いることもでき、この場合も上述の実施形態の場合と同様に９０度ハイブリッド動作を得ることができる。

また、上述の実施形態では、上述の第２実施形態と同様に、光ハイブリッド回路１２Ａが、ＭＭＩカプラ１３と光カプラ１４とを備える光半導体素子を含むものとして構成されているが、これに限られるものではない。例えば、光ハイブリッド回路１２Ａが、ＭＭＩカプラ１３と、光カプラ１４と、光遅延回路２５と、１：２光カプラ２６とを備える光半導体素子によって構成されていても良い。

また、上述の第２実施形態の変形例（図１７、図１８参照）は、本実施形態のものにも同様に適用することができる。
［第５実施形態］
次に、第５実施形態にかかる光受信機、光送受信機について、図２１を参照しながら説明する。

本実施形態にかかる光受信機は、図２１に示すように、上述の第４実施形態及びその変形例の光ハイブリッド回路１２Ａ（ＤＱＰＳＫ信号用９０度ハイブリッド；図２０参照）を含むコヒーレント光受信機２０Ａである。このコヒーレント光受信機２０Ａは、９０度ハイブリッド１２Ａによって識別された光信号を電気信号に変換し、デジタル信号処理を行なうようになっている。

このため、本光受信機２０Ａは、図２１に示すように、上述の第４実施形態及び変形例の光ハイブリッド回路１２Ａと、フォトダイオード（光電変換部）２１Ａ，２１Ｂと、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）２７Ａ，２７Ｂと、ＡＤ変換回路（ＡＤ変換部）２２Ａ，２２Ｂと、デジタル演算回路（デジタル演算部）２３とを備える。
なお、光ハイブリッド回路１２Ａの詳細については、上述の第４実施形態及びその変形例（図２０参照）と同様であるから、ここではその説明を省略する。また、フォトダイオード２１Ａ，２１Ｂ、トランスインピーダンスアンプ２７Ａ，２７Ｂ、ＡＤ変換回路２２Ａ，２２Ｂ、デジタル演算回路２３の構成及び光受信方法については、上述の第３実施形態及びその変形例（図１９参照）と同様であるから、ここではその説明を省略する。但し、本光受信機２０Ａには局部発振光発生部は存在しない。ここで、上述の第３実施形態及びその変形例のものを本実施形態のものに適用するにあたっては、ＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光を、相対位相差Δψを有する２つのＤＱＰＳＫ信号光に読み替えて適用すれば良い。なお、図２１は、上述の第３実施形態（図１９参照）及び第４実施形態（図２０参照）のものと同一のものには同一の符号を付している。

したがって、本実施形態にかかる光受信機によれば、例えば作製プロセスなどにおいて光ハイブリッド回路１２Ａの位相シフタ領域６，７の導波路の幅や角度などが所望の値からずれてしまった場合であっても、特性が劣化してしまうのを抑制することができ、大きな作製トレランスが得られるという利点がある。
また、本実施形態のように、光ハイブリッド回路１２Ａの幅狭テーパ導波路型位相シフタ６と幅広テーパ導波路型位相シフタ７とを併用することで、素子特性を向上させることもできる。

なお、上述の実施形態では、光受信機を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、上述の第３実施形態の変形例と同様に、上述の実施形態の光受信機の構成を備えるものとして光送受信機を構成することもできる。
また、上述の実施形態では、光ハイブリッド回路１２Ａが、ＭＭＩカプラ１３と光カプラ１４とを備える光半導体素子によって構成されることになるが（第４実施形態参照）、これに限られるものではない。例えば、ＭＭＩカプラ１３と光カプラ１４とを備える光半導体素子に、さらに、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂが集積されていても良い。つまり、ＭＭＩカプラ１３と、光カプラ１４と、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂとが一体に集積されていても良い。

また、上述の実施形態では、光ハイブリッド回路１２Ａが、ＭＭＩカプラ１３と、光カプラ１４と、光遅延回路２５と、１：２光カプラ２６とを含む光半導体素子によって構成されることになるが(第４実施形態の変形例参照)、これに限られるものではない。例えば、ＭＭＩカプラ１３と、光カプラ１４と、光遅延回路２５と、１：２光カプラ２６とを含む光半導体素子に、さらに、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂが集積されていても良い。つまり、ＭＭＩカプラ１３と、光カプラ１４と、光遅延回路２５と、１：２光カプラ２６と、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂとが一体に集積されていても良い。
［その他］
なお、本発明は、上述した各実施形態及び変形例に記載した構成に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形することが可能である。

以下、上述の各実施形態及びその変形例に関し、更に、付記を開示する。
（付記１）
光信号を分岐する第１カプラと、
光信号を干渉させる第２カプラと、
前記第１カプラと前記第２カプラとを接続する第１導波路と、
前記第１カプラと前記第２カプラとを接続する第２導波路とを備え、
前記第１導波路は、端部よりも幅が狭い部分を有する第１位相シフタ領域を備え、
前記第２導波路は、端部よりも幅が広い部分を有する第２位相シフタ領域を備えることを特徴とする光デバイス。

（付記２）
前記第１位相シフタ領域は、入力端から長さ方向へ向けて幅が狭くなった後、出力端へ向けて幅が広くなるテーパ形状を有する導波路になっており、
前記第２位相シフタ領域は、入力端から長さ方向へ向けて幅が広くなった後、出力端へ向けて幅が狭くなるテーパ形状を有する導波路になっていることを特徴とする、付記１に記載の光デバイス。

（付記３）
前記第１位相シフタ領域及び前記第２位相シフタ領域は、直線テーパ形状、パラボリックテーパ形状、楕円関数型テーパ形状のいずれかのテーパ形状を有する幅テーパ導波路になっていることを特徴とする、付記１又は２に記載の光デバイス。
（付記４）
前記第１導波路の全体が、前記第１位相シフタ領域であり、
前記第２導波路の全体が、前記第２位相シフタ領域であることを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項に記載の光デバイス。

（付記５）
前記第１導波路の一部が、前記第１位相シフタ領域であり、
前記第２導波路の一部が、前記第２位相シフタ領域であることを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項に記載の光デバイス。
（付記６）
前記第１位相シフタ領域及び前記第２位相シフタ領域は、長さ方向中心位置に対して対称な導波路構造を有することを特徴とする、付記１〜５のいずれか１項に記載の光デバイス。

（付記７）
前記第１位相シフタ領域及び前記第２位相シフタ領域は、長さ方向中心位置に対して非対称な導波路構造を有することを特徴とする、付記１〜５のいずれか１項に記載の光デバイス。
（付記８）
前記第１位相シフタ領域及び前記第２位相シフタ領域は、長さが５０μｍ以下であることを特徴とする、付記１〜７のいずれか１項に記載の光デバイス。

（付記９）
前記第１カプラ及び前記第２カプラは、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する２：２光カプラであることを特徴とする、付記１〜８のいずれか１項に記載の光デバイス。
（付記１０）
前記第１カプラは、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する１：２光カプラであり、
前記第２カプラは、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に１つのチャネルを有する２：１光カプラであることを特徴とする、付記１〜８のいずれか１項に記載の光デバイス。

（付記１１）
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、
前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備え、
前記２：２光カプラが接続された前記一対の第１出力チャネルの一方又は前記一対の第２出力チャネルの一方に、端部よりも幅が狭い部分を有する第１位相シフタ領域を備え、
前記２：２光カプラが接続された前記一対の第１出力チャネルの他方又は前記一対の第２出力チャネルの他方に、端部よりも幅が広い部分を有する第２位相シフタ領域を備えることを特徴とする、光ハイブリッド回路。

（付記１２）
前記第１位相シフタ領域及び前記第２位相シフタ領域は、前記一対の第１光信号間の位相差又は前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように位相をシフトさせる領域であることを特徴とする、付記１１に記載の光ハイブリッド回路。
（付記１３）
前記多モード干渉カプラは、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する２：４多モード干渉カプラであることを特徴とする、付記１１又は１２に記載の光ハイブリッド回路。

（付記１４）
前記２：４多モード干渉カプラは、対モード干渉に基づく２：４多モード干渉カプラであることを特徴とする、付記１３に記載の光ハイブリッド回路。
（付記１５）
前記多モード干渉カプラは、入力側に４つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する４：４多モード干渉カプラであり、前記入力側の４つのチャネルのうち幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた２つのチャネルが光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記１１又は１２に記載の光ハイブリッド回路。

（付記１６）
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、四位相偏移変調信号光を入力するための入力チャネルであり、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記１１〜１５のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。

（付記１７）
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、
前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する１：２光カプラとを備え、
前記１：２光カプラの入力側のチャネルが、差分四位相偏移変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記１１〜１５のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。

（付記１８）
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備え、前記２：２光カプラが接続された前記一対の第１出力チャネルの一方又は前記一対の第２出力チャネルの一方に、端部よりも幅が狭い部分を有する第１位相シフタ領域を備え、前記２：２光カプラが接続された前記一対の第１出力チャネルの他方又は前記一対の第２出力チャネルの他方に、端部よりも幅が広い部分を有する第２位相シフタ領域を備える光ハイブリッド回路と、
前記多モード干渉カプラから出力される前記第１光信号又は前記第２光信号、及び、前記２：２光カプラから出力される前記第３光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、
前記フォトダイオードに接続されるトランスインピーダンスアンプと、
前記トランスインピーダンスアンプから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、
前記ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを特徴とする光受信機。

（付記１９）
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、四位相偏移変調信号光を入力するための入力チャネルであり、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであり、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに局部発振光を入力するための局部発振光発生部を備えることを特徴とする、付記１８に記載の光受信機。

（付記２０）
前記光ハイブリッド回路が、
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、
前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する１：２光カプラとを含み、
前記１：２光カプラの入力側のチャネルが、差分四位相偏移変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記１８に記載の光受信機。

１ 光分岐デバイス（光デバイス）
１Ａ マッハツェンダ型光変調器（光デバイス）
２ 入力側光カプラ（２：２ＭＭＩカプラ）
２Ａ １：２光カプラ（入力側光カプラ）
３ 出力側光カプラ（２：２ＭＭＩカプラ）
３Ａ ２：１光カプラ（出力側光カプラ）
４ 第１導波路
５ 第２導波路
６ 第１位相シフタ領域（幅狭テーパ導波路型位相シフタ）
７ 第２位相シフタ領域（幅広テーパ導波路型位相シフタ）
６Ｘ，７Ｘ マスク
８ ＩｎＰ基板
９ ＧａＩｎＡｓＰコア層
１０ ＩｎＰクラッド層
１１ ハイメサ導波路構造
１２，１２Ａ 光ハイブリッド回路（光デバイス）
１３，１３Ａ ＭＭＩカプラ（２：４ＭＭＩカプラ）
１４ 光カプラ（２：２ＭＭＩカプラ）
２０，２０Ａ コヒーレント光受信機
２１Ａ，２１Ｂ フォトダイオード（光電変換部；ＢＰＤ）
２２Ａ，２２Ｂ ＡＤ変換回路（ＡＤ変換部）
２３ デジタル演算回路（デジタル演算部）
２４ 局部発振光発生部（ＬＯ光源）
２５ 光遅延回路
２６ １：２光カプラ
２７Ａ，２７Ｂ トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）

Claims (10)

1. 光信号を分岐する第１カプラと、
   光信号を干渉させる第２カプラと、
   前記第１カプラと前記第２カプラとを接続する第１導波路と、
   前記第１カプラと前記第２カプラとを接続する第２導波路とを備え、
   前記第１導波路は、端部よりも幅が狭い部分を有する第１位相シフタ領域を備え、
   前記第２導波路は、端部よりも幅が広い部分を有する第２位相シフタ領域を備えることを特徴とする光デバイス。
2. 前記第１位相シフタ領域は、入力端から長さ方向へ向けて幅が狭くなった後、出力端へ向けて幅が広くなるテーパ形状を有する導波路になっており、
   前記第２位相シフタ領域は、入力端から長さ方向へ向けて幅が広くなった後、出力端へ向けて幅が狭くなるテーパ形状を有する導波路になっていることを特徴とする、請求項１に記載の光デバイス。
3. 前記第１位相シフタ領域及び前記第２位相シフタ領域は、直線テーパ形状、パラボリックテーパ形状、楕円関数型テーパ形状のいずれかのテーパ形状を有する幅テーパ導波路になっていることを特徴とする、請求項１又は２に記載の光デバイス。
4. 前記第１位相シフタ領域及び前記第２位相シフタ領域は、長さが５０μｍ以下であることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の光デバイス。
5. 前記第１カプラ及び前記第２カプラは、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する２：２光カプラであることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の光デバイス。
6. 幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、
   前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備え、
   前記２：２光カプラが接続された前記一対の第１出力チャネルの一方又は前記一対の第２出力チャネルの一方に、端部よりも幅が狭い部分を有する第１位相シフタ領域を備え、
   前記２：２光カプラが接続された前記一対の第１出力チャネルの他方又は前記一対の第２出力チャネルの他方に、端部よりも幅が広い部分を有する第２位相シフタ領域を備えることを特徴とする、光ハイブリッド回路。
7. 前記第１位相シフタ領域及び前記第２位相シフタ領域は、前記一対の第１光信号間の位相差又は前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように位相をシフトさせる領域であることを特徴とする、請求項６に記載の光ハイブリッド回路。
8. 前記多モード干渉カプラは、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する２：４多モード干渉カプラであることを特徴とする、請求項６又は７に記載の光ハイブリッド回路。
9. 前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、
   前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する１：２光カプラとを備え、
   前記１：２光カプラの入力側のチャネルが、差分四位相偏移変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、請求項６〜８のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
10. 幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備え、前記２：２光カプラが接続された前記一対の第１出力チャネルの一方又は前記一対の第２出力チャネルの一方に、端部よりも幅が狭い部分を有する第１位相シフタ領域を備え、前記２：２光カプラが接続された前記一対の第１出力チャネルの他方又は前記一対の第２出力チャネルの他方に、端部よりも幅が広い部分を有する第２位相シフタ領域を備える光ハイブリッド回路と、
    前記多モード干渉カプラから出力される前記第１光信号又は前記第２光信号、及び、前記２：２光カプラから出力される前記第３光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、
    前記フォトダイオードに接続されるトランスインピーダンスアンプと、
    前記トランスインピーダンスアンプから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、
    前記ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを特徴とする光受信機。

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