JP2011193080A

JP2011193080A - 分波器

Info

Publication number: JP2011193080A
Application number: JP2010055546A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Tsuchiya; 博史土屋
Original assignee: Ube Industries Ltd
Current assignee: Ube Corp
Priority date: 2010-03-12
Filing date: 2010-03-12
Publication date: 2011-09-29

Abstract

【課題】
相互変調ひずみに関するノイズの発生を抑制することができる分波器を提供する。
【解決手段】
第１薄膜圧電共振器フィルタと、第１薄膜圧電共振器フィルタより高い周波数の通過帯域を有する第２薄膜圧電共振器フィルタと、アンテナ端子とを備える分波器であって、前記分波器は第１インダクタと第１キャパシタとが直列に接続された共振回路と、第２インダクタを備え、共振回路は直列共振を発生し、その直列共振周波数をＦｒ１とし、第１薄膜圧電共振器フィルタの通過帯域の中心周波数をＦｆ１とし、第２薄膜圧電共振器フィルタの通過帯域の中心周波数をＦｆ２としたとき、前記Ｆｒ１が（２×Ｆｆ１）乃至（３×Ｆｆ２）の範囲内となるように設定されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、通信機器において用いられ送信フィルタおよび受信フィルタを備える分波器に関する。

近年、移動体通信機器において、小型化の要求や高機能化に伴う高周波化が進んでいる。このような背景から高周波通信用のフィルタにおいて、従来の誘電体フィルタやセラミックフィルタに比べて外形サイズを小さくすることができると共に、急峻なロールオフ特性や更なる高周波化にも適していることから、薄膜圧電共振器（ＦＢＡＲ）を用いたフィルタすなわち薄膜圧電共振器フィルタ（ＦＢＡＲフィルタ）の利用が検討されている。
薄膜圧電共振器フィルタは、ラダー型フィルタとして構成することにより、薄膜圧電共振器フィルタの段数や薄膜圧電共振器の容量を変化させ、また、並列共振器とグランドとの間にインダクタを設置するなどして、薄膜圧電共振器フィルタの挿入損失や減衰特性を容易に変化させることができる。
この薄膜圧電共振器フィルタを用いた応用部品として、送受信信号を周波数によって分けることのできる分波器がある。

例えば、特許文献１には、アンテナ端子側に並列に接続されたキャパシタと直列に接続されたインダクタとを備え、薄膜圧電共振器を用いた分波器が開示されている。また、特許文献２には、アンテナ端子とフィルタとの間に接続され、並列に接続されたキャパシタとインダクタによる並列共振回路を備え、薄膜圧電共振器を用いた分波器が開示されている。

特開２００５−２６０９１５号公報特開２００７−３３６４７９号公報

高周波無線通信機器における薄膜圧電共振器を用いた分波器においては、共振器の構造や材料の非線形性によって、相互変調ひずみ（ＩｎｔｅｒＭｏｄｕｌａｔｉｏｎＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）（以下「ＩＭＤ」という）が発生する。例えば、送信信号と特定の信号（妨害信号）が受信フィルタに入力された場合、ＩＭＤにより受信信号と同じ周波数の信号が発生し、受信フィルタを通過してしまうため、ノイズとしてこれが観測されてしまうことになる。分波器における妨害信号の周波数としては、受信信号の周波数−送信信号の周波数、送信信号の周波数＋受信信号の周波数があり、これらの妨害波により発生するＩＭＤをＩＭＤ２という。更には、２倍の送信信号の周波数−受信信号の周波数、２倍の送信信号の周波数＋受信信号の周波数があり、これらの妨害波により発生するＩＭＤをＩＭＤ３という。
特許文献１には、分波器におけるＩＭＤに関する記載はなく、もちろん受信フィルタを通過してノイズを発生することとなる妨害信号の周波数の減衰特性を向上させるという技術的課題に関する示唆もない。また、特許文献２にはアンテナ端子とフィルタとの間に接続したキャパシタとインダクタとによる並列共振器により妨害信号の周波数の減衰特性を向上し、ＩＭＤによるノイズの発生を減少することが記載されているが、ここで示された並列共振器の場合、妨害信号の周波数（ｆａ＋ｆｂ）に並列共振回路の共振点を設けることによりｆａ＋ｆｂに係わるＩＭＤ２によるノイズの発生は抑制できるものの、より高周波数の妨害信号（２×ｆａ＋ｆｂ）の減衰特性はほとんど向上しないため、２×ｆａ＋ｆｂに係わるＩＭＤ３によるノイズの発生を抑制することができない。

本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、ＩＭＤ２によるノイズ、およびＩＭＤ３によるノイズ両方の発生を抑制することが可能な分波器を提供することを目的とする。

本発明は、第１薄膜圧電共振器フィルタと、前記第１薄膜圧電共振器フィルタより高い周波数の通過帯域を有する第２薄膜圧電共振器フィルタと、前記第１薄膜圧電共振器フィルタと前記第２薄膜圧電共振器フィルタとが接続させる接続部と、前記接続部と接続されるアンテナ端子と、を備える分波器であって、前記分波器は、前記接続部とアンテナ端子との間に一端が接続され、他端がグランドに接続される共振回路を備え、前記共振回路は第１インダクタと第１キャパシタとが直列に接続され、前記接続部と前記共振回路との間に一端が接続され、他端がグランドに接続される第２インダクタを備えており、前記共振回路は、直列共振を発生し、その直列共振周波数をＦｒ１とし、前記第１薄膜圧電共振器フィルタの通過帯域の中心周波数をＦｆ１とし、前記第２薄膜圧電共振器フィルタの通過帯域の中心周波数をＦｆ２としたとき、前記Ｆｒ１が（２×Ｆｆ１）乃至（３×Ｆｆ２）の範囲内となるように設定されていることを特徴とする分波器に関する。
本発明によれば、前記第１薄膜圧電共振器フィルタを通過する送信信号において、共振回路の直列共振による前記Ｆｆ１の２倍乃至前記Ｆｆ２の３倍の周波数帯域の減衰と、共振回路のキャパシタンスに基づく周波数特性に伴う高周波減衰による前記Ｆｆ１の２倍乃至前記Ｆｆ２の３倍の周波数帯域の減衰とによって、ＩＭＤ２によるノイズ、およびＩＭＤ３によるノイズ両方の発生を抑制した分波器を実現できる。更に、前記分波器は、前記接続部と前記共振回路との間に一端が接続し、他一端がグランドに接続した第２インダクタを備えており、これによれば、ＤＣ近傍の妨害信号の信号がグランドに流れるため、ＤＣ近傍（受信信号の周波数−送信信号の周波数）の妨害信号に伴う、ＩＭＤ２によるノイズの発生を抑制した分波器を実現できる。

上記構成において、前記共振回路は、チップキャパシタとすることもできる。これによれば、チップキャパシタの自己共振を利用して共振回路を構成するため、ＩＭＤ２によるノイズ、およびＩＭＤ３によるノイズ両方の発生を抑制した分波器を実現できる。
また、上記構成において、前記共振回路と前記第２インダクタとの接続部との間に介在し、前記接続部と前記アンテナ端子に対して直列に接続された第３インダクタを備える請求項１または２記載の分波器。これによれば、通過特性と高周波数の減衰特性に優れた分波器を実現できる。

本発明によれば、ＩＭＤ２によるノイズ、およびＩＭＤ３によるノイズ両方の発生を抑制した分波器を提供することができる。

本発明の分波器の一実施形態を示す回路図である。本発明のチップキャパシタの回路図である。本発明の薄膜圧電共振器の縦断面図である。本発明の分波器の一実施形態を示す多層基板を各層ごとに上面からみた模式的分解図であり、実施例１の多層基板の模式的分解図である。本発明の分波器の一実施形態を示す縦断面図であり、図４のＡ−Ａ’断面に相当する縦断面図である。本発明の樹脂封止済み分波器の一実施形態を示す縦断面図であり、図４のＡ−Ａ’断面に相当する縦断面図である。本発明の分波器の実施形態に属する分波器の実施例１乃至４、および比較例２、３を示す回路図である。従来（比較例１）の分波器の回路図である。（ａ）は、本発明の実施形態に属する分波器（実施例１）と比較形態に属する分波器（比較例１）について、第１薄膜圧電共振器フィルタの通過特性の比較を示す図であり、（ｂ）は、第２薄膜圧電共振器フィルタの通過特性の比較を示す図である。実施例２の多層基板を各層ごとに上面からみた模式的分解図である。図１０のＡ−Ａ’断面に相当する分波器の縦断面図である。（ａ）は本発明実施形態に属する分波器（実施例２）と比較形態に属する分波器（比較例１）について、第１薄膜圧電共振器フィルタの通過特性の比較を示す図であり、（ｂ）は、第２薄膜圧電共振器フィルタの通過特性の比較を示す図である。

以下、本発明の実施形態の分波器１を、図面を参照しながら説明し、その作用、特に共振回路４の機能に基づくＩＭＤ２に係わる周波数（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）、およびＩＭＤ３に係わる周波数（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の減衰特性の作用につき、具体的に説明する。

図１は本発明の分波器の一実施形態を示す回路図である。本実施形態の分波器１は、第１薄膜圧電共振器フィルタ２、および該第１薄膜圧電共振器フィルタ２より高い周波数の通過帯域を有する第２薄膜圧電共振器フィルタ３を備える。第１薄膜圧電共振器フィルタ２の一方の端子と第２薄膜圧電共振器フィルタ３の一方の端子との接続部がアンテナ端子ＡＮＴと接続されている。第１薄膜圧電共振器フィルタ２の他方の端子は送信器接続端子ＴＸとされ、第２薄膜圧電共振器フィルタ３の他方の端子は受信器接続端子ＲＸとされている。
ここでは第１薄膜圧電共振器フィルタ２と送信器接続端子ＴＸを接続し、該第１薄膜圧電共振器フィルタ２より高い周波数の通過帯域を有する第２薄膜圧電共振器フィルタ３と受信器接続端子ＲＸを接続しているが、第１薄膜圧電共振器フィルタ２と受信器接続端子ＲＸを接続し、第２薄膜圧電共振器フィルタ３と送信器接続端子ＴＸを接続した構成とすることもできる。

前記接続部とアンテナ端子ＡＮＴとの間には共振回路４が介在し、共振回路４の一端はグランドに接続されている。共振回路４は、直列共振を発生するものであり、例えば、第１インダクタ８と第１キャパシタ９とを直列に接続したものからなる。このような共振回路４は、自己共振周波数を有するチップキャパシタ７を用いることでも、実現することができる。すなわち、チップキャパシタ７は、図２に示すとおり、キャパシタンス成分（第１キャパシタ９に相当）に加えて、キャパシタ電極によるインダクタンス成分（第１インダクタ８に相当）を有する。これらのキャパシタとインダクタは直列接続となることから、チップキャパシタ７は直列共振による共振回路４として機能する。すなわち、自己共振はチップキャパシタ７内のインダクタンス成分とキャパシタンス成分とによる直列共振のことである。尚、以下の説明においては、チップキャパシタ７内のインダクタンス成分、およびキャパシタンス成分を、それぞれ第１インダクタ８、および第１キャパシタ９ということがある。

更に、前記のアンテナ端子ＡＮＴに接続される第１薄膜圧電共振器フィルタ２の端子と第２薄膜圧電共振器フィルタ３の端子との接続部と、共振回路４との間に一端が接続し、他一端がグランドに接続した第２インダクタ５を備えている。第２インダクタ５を備えることにより、ＤＣ近傍の周波数の妨害波によるＩＭＤ発生を抑制することができる。

更に、共振回路４と第２インダクタ５の間には第３インダクタ６が介在していることが好ましい。アンテナ端子ＡＮＴは、第３インダクタ６を介して第１薄膜圧電共振器フィルタ２の端子と第２薄膜圧電共振器フィルタ３の端子との接続部に接続されている。これによって、第３インダクタ６の周波数特性により高周波数の減衰特性を改善することができる。

第１薄膜圧電共振器フィルタ２は、ラダー型フィルタであり、直列に接続されたｘ個の直列共振器Ｓ１１、Ｓ１２、・・・、Ｓ１ｘとｘ個の並列共振器Ｐ１１、Ｐ１２、・・・、Ｐ１ｘとを含んでいる。第１薄膜圧電共振器フィルタ２は、更に、第１並列共振器Ｐ１１、Ｐ１２、・・・、Ｐ１ｘとグランドとの間にそれぞれ接続されたｘ個の第４インダクタＬ１１、Ｌ１２、・・・、Ｌ１ｘを有する。第１薄膜圧電共振器フィルタ２のアンテナ端子側の端子（前記接続部側の端子）は、直列共振器Ｓ１１と直接的に接続されている。第１薄膜圧電共振器フィルタ２にある直列共振器のうち、アンテナ端子ＡＮＴの最も近くに接続されている該直列共振器Ｓ１１は、第１薄膜圧電共振器フィルタ２の他の直列共振器Ｓ１２、・・・、Ｓ１ｘよりも小さな容量で構成されるのが好ましい。これにより移相整合素子として作用する共振回路４、第２インダクタ５、第３インダクタ６の効果により、優れた通過特性を有する分波器１とすることができる。

直列共振器Ｓ１１、Ｓ１２、・・・、Ｓ１ｘ、並列共振器Ｐ１１、Ｐ１２、・・・、Ｐ１ｘは、例えばＳ１１に替わって、容量が等価となるようにＳ１１の２倍の容量のＳ１１１、Ｓ１１２を直列に接続することができるし、Ｓ１１の半分の容量のＳ１１３、Ｓ１１４を並列に接続することもできる（図示せず）。また、第４インダクタＬ１１、Ｌ１２、・・・、Ｌ１ｘは、例えばＬ１１に替わって、インダクタンスが等価となるようにＬ１１の半分のインダクタンスのＬ１１１、Ｌ１１２を直列に接続することができるし、Ｌ１１の２倍のインダクタンスのＬ１１３、Ｓ１１４を並列に接続することもできる（図示せず）。

同様に、第２薄膜圧電共振器フィルタ３は、ラダー型フィルタであり、直列に接続されたｙ個の直列共振器Ｓ２１、Ｓ２２、・・・、Ｓ２ｙとｙ個の並列共振器Ｐ２１、Ｐ２２、・・・、Ｐ２ｙとを含んでいる。第２薄膜圧電共振器フィルタ３は、更に、第２並列共振器Ｐ２１、Ｐ２２、・・・、Ｐ２ｙとグランドとの間にそれぞれ接続されたｙ個の第４インダクタＬ２１、Ｌ２２、・・・、Ｌ２ｙを有する。第２薄膜圧電共振器フィルタ３のアンテナ端子側の端子（前記接続部側の端子）は直列共振器Ｓ２１と直接的に接続されている。第２薄膜圧電共振器フィルタ２にある直列共振器のうち、アンテナ端子ＡＮＴの最も近くに接続されている該直列共振器Ｓ２１は、第２薄膜圧電共振器フィルタ３の他の直列共振器Ｓ２２、・・・、Ｓ２ｙよりも小さな容量で構成されるのが好ましい。これにより移相整合素子として作用する共振回路４、第２インダクタ５、第３インダクタ６の効果により、優れた通過特性を有する分波器１とすることができる。

直列共振器Ｓ２１、Ｓ２２、・・・、Ｓ２ｙ、並列共振器Ｐ２１、Ｐ２２、・・・、Ｐ２ｙは、例えばＳ２１に替わって、容量が等価となるようにＳ２１の２倍の容量のＳ２１１、Ｓ２１２を直列に接続することができるし、Ｓ２１の半分の容量のＳ２１３、Ｓ２１４を並列に接続することもできる（図示せず）。また、第４インダクタＬ２１、Ｌ２２、・・・、Ｌ２ｙは、例えばＬ２１に替わって、インダクタンスが等価となるようにＬ２１の半分のインダクタンスのＬ２１１、Ｌ２１２を直列に接続することができるし、Ｌ２１の２倍のインダクタンスのＬ２１３、Ｓ２１４を並列に接続することもできる（図示せず）。

図３は、第１薄膜圧電共振器フィルタ２の直列共振器Ｓ１１，Ｓ１２，・・・、Ｓ１ｘ、および並列共振器Ｐ１１，Ｐ１２，・・・、Ｐ１ｘ、並びに第２薄膜圧電共振器フィルタ３の直列共振器Ｓ２１，Ｓ２２，・・・、Ｓ２ｙ、および並列共振器Ｐ２１，Ｐ２２，・・・、Ｐ２ｙのそれぞれを構成する薄膜圧電共振器１０の縦断面図である。
基板１１上に、下部電極１２、圧電膜１３、上部電極１４の順に形成されており、圧電膜１３を挟んで下部電極１２と上部電極１４とが重なり合った箇所が共振部１５となる。基板１１の平坦な表面と共振部１５との間には空洞部１６が形成されている。
なお、基板１１は、シリコン（Ｓｉ）、酸化シリコン（ＳｉＯ_２）、ガリウム砒素（ＧａＡｓ）、およびガラスのいずれかからなるか、もしくはこれらの積層構造からなる。下部電極１２、および上部電極１４は、いずれも、モリブデン（Ｍｏ）、金（Ａｕ）、アルミニウム（Ａｌ）、ルテニウム（Ｒｕ）、白金（Ｐｔ）、タングステン（Ｗ）、およびチタン（Ｔｉ）のいずれかからなるか、もしくはこれらの積層構造からなる。圧電膜１３は、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）、および酸化亜鉛（ＺｎＯ）のいずれかからなる。

圧電膜１３の結晶配向性は良好であることが望ましい。圧電膜１３の結晶配向性が悪い場合、圧電膜１３の電界分布が大きく変化し、下部電極１２と上部電極１４との電位差が大きくなることから、共振部１５において非線形応答に伴うひずみが大きくなりやすい。本実施形態において圧電膜１３として用いられる窒化アルミニウム（ＡｌＮ）膜の結晶配向性は、例えば１．４ｄｅｇ以下と良好である。

第１薄膜圧電共振器フィルタ２と第２薄膜圧電共振器フィルタ３の直列共振器および並列共振器の容量値Ｃは、共振部１５の圧電層１３の比誘電率、上下方向の厚み、共振部１５の面積（共振部を上下方向から視たときの投影面積）により決定される。このとき、圧電層１３の厚みが小さいと製造プロセスの成膜工程で厚み制御が容易でなく容量値Ｃがばらつく原因となり、厚みが大きいと成膜時間が長くなることから、１．０μｍ乃至１．５μｍの範囲であることが好ましい。

共振部１５の面積は、小さいと製造プロセスのエッチング工程が容易でなく容量値Ｃがばらつく原因となり、面積が大きいと共振部１５の強度が低下し破損の原因となることから、０．０２ｍｍ^２乃至０．０４ｍｍ^２の範囲であることが好ましい。
例えば圧電層１３が窒化アルミニウム（ＡｌＮ）であった場合、比誘電率εｒは９．０であり、容量値Ｃは、（真空の誘電率）×（圧電層１３の比誘電率）×（（共振部１５の面積）／（共振部１５の圧電層１３の厚み））の式より第１薄膜圧電共振器フィルタ２、および第２薄膜圧電共振器フィルタ３の直列共振器、および並列共振器の容量は、１．０ｐＦ乃至３．０ｐＦの範囲に設定されることになる。

また、薄膜圧電共振器１０は、図３に示すように基板１１の平坦な表面と下部電極１２との間に空洞部１６を有するメンブラン型の薄膜圧電共振器以外に、基板１１に空洞部形成のための凹みがあるピット型の薄膜圧電共振器（図示せず）、基板１１に空洞部形成のための貫通孔があるＤｅｅｐ−ＲＩＥ型の薄膜圧電共振器（図示せず）、または、空洞部１６に代えて音響ミラー層を用いたＳＭＲ型の薄膜圧電共振器（図示せず）とすることもできる。

本発明においては、第１薄膜圧電共振器フィルタ２の直列、および並列の薄膜圧電共振器１０からなる構成部分並びに第２薄膜圧電共振器フィルタ３の直列、および並列の薄膜圧電共振器１０からなる構成部分を、それぞれ、半導体、絶縁体または圧電体基板上に形成したフィルタチップの形態となすこともできる。これらのフィルタチップを、第２インダクタ５、第３インダクタ６、第４インダクタＬ１１、Ｌ１２、・・・、Ｌ１ｘ、Ｌ２１、Ｌ２２、・・・、Ｌ２ｙを線路パターンにて形成した多層基板１７に実装する形態が望ましい。これにより、より一層小型の分波器を実現することができる。

図４は本発明の分波器の一実施形態を示す多層基板１７を各層ごとに上面からみた模式的分解図である。また、図５は図４のＡ−Ａ’断面に相当する縦断面図である。多層基板１７は、上から順に第１層、第２層、第３層、第４層、第５層、および第６層の順に積層されている。多層基板１７の第１層には、チップ化された第１、および第２の薄膜圧電共振器フィルタ２，３がフリップチップ実装方式によりフェースダウンで実装されている。この実装では、Ａｕバンプ１８を機能面（上記共振部１５が形成されている面）に備えた第１薄膜圧電共振器フィルタ２、および第２薄膜圧電共振器フィルタ３と、Ａｕメッキ処理を施した多層基板１７とによる、Ａｕ−Ａｕ接合が採用されている。これにより、ワイヤーを用いた接続などの必要性がなくなるため、小型化が可能となる。

主として第１層、および第２層において、線路パターンにより第２インダクタ５、第３インダクタ６、および第４インダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３が形成されている。また、第３層には主として接続線路が形成されており、第４層には主として共振回路４を構成する第１インダクタ８と第１キャパシタ９が形成されている。さらに、第５層には主としてグランドパターンが形成されており、第６層には主として前記アンテナ端子ＡＮＴ、送信器接続端子ＴＸ、および受信器接続端子ＲＸが形成されている。これによって、第２インダクタ５、第３インダクタ６、および第４インダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３を外付けする必要がなくなるため、小型化が可能となる。

図６は、本実施形態の分波器１の最終形態を示す縦断面図である。図６は、図４および図５に対応する断面を示すものであり、図４、図５、および図６に示されるものと同様の部材または部分等には同一の符号が付されている。多層基板１７にフリップチップ実装方式により第１薄膜圧電共振器フィルタ２、および第２薄膜圧電共振器フィルタ３を実装した後に、第１薄膜圧電共振器フィルタ２、および第２薄膜圧電共振器フィルタ３の機能面上が中空状態となるようにして、封止用樹脂１９により密閉封止をしている。密閉封止については、第１薄膜圧電共振器フィルタ２、および第２薄膜圧電共振器フィルタ３の機能面が中空状態であればよいので、メタルや樹脂によるキャップを用いた封止形態（図示せず）や、フィルム状の樹脂を用いた封止形態（図示せず）とすることもできる。

共振回路４は、第１インダクタ８と第１キャパシタ９を直列に接続し、一方の端がグランドに接続された構成とすることで、周波数が高くなるにつれてインピーダンスＺが低下するキャパシタの性質を示し、ある周波数を境に更に周波数が高くなるにつれてインピーダンスＺが増加するインダクタの性質を示す。この周波数は直列共振周波数Ｆｒ１であり、Ｆｒ１を第１薄膜圧電共振器フィルタ２の通過帯域の中心周波数Ｆｆ１の２倍乃至第２薄膜圧電共振器フィルタ３の通過帯域の中心周波数Ｆｆ２の３倍の範囲内となるように設定することにより、ＩＭＤ２に係わる周波数（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）、およびＩＭＤ３に係わる周波数（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の減衰特性が向上し、ＩＭＤ２によるノイズ、およびＩＭＤ３によるノイズ両方の発生を抑制することができる。
例えばＷ−ＣＤＭＡ（ＷｉｄｅＢａｎｄＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）のＢａｎｄＩ帯の携帯端末向けの分波器であった場合、第１薄膜圧電共振器フィルタ２は送信用フィルタであり、送信信号となる通過帯域の周波数は１９２０乃至１９８０ＭＨｚであり、通過帯域の中心周波数Ｆｆ１は１９５０ＭＨｚである。第２薄膜圧電共振器フィルタ３は受信用フィルタであり、通過帯域の周波数は２１１０乃至２１７０ＭＨｚであり、通過帯域の中心周波数Ｆｆ２は２１４０ＭＨｚである。すなわち、送信信号の通過帯域中心周波数Ｆｆ１の２倍波乃至受信信号の通過帯域中心周波数Ｆｆ２の３倍波の周波数範囲は、（２×Ｆｆ１）乃至（３×Ｆｆ２）となり、具体的には３９００ＭＨｚ乃至６４２０ＭＨｚとなる。共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１は共振回路４を構成する第１インダクタ８のインダクタンス値Ｌ、および第１キャパシタ９の容量値Ｃにより決定され、Ｆｒ１は１／（２×π×（Ｌ×Ｃ）^１／２）の式により導出することができる。

ここで、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１を送信信号の通過帯域中心周波数Ｆｆ１の２倍波乃至受信信号の通過帯域中心周波数Ｆｆ２の３倍波の周波数範囲に設定する方法を述べる。共振回路４を多層基板１７に設置する場合、第１インダクタ８は多層基板１７の外層、および内層に線路パターンによって構成することができる。第１キャパシタ９はグランドに接続した電極と、多層基板１７の少なくとも１層を挟んで厚み方向に重なった電極により構成され、その容量値Ｃは多層基板１７に使用される材料の比誘電率εｒ、上下方向から見たときの電極同士の重なりの面積、および厚み方向から見たときの電極間の距離により決定される。
第１キャパシタ９を構成する電極の面積は、小さいと製造プロセスの印刷工程の印刷精度の維持が容易でなく容量のばらつきの原因となり、大きいと分波器の大型化や、層間の密着性低下の原因となるため、多層基板１７の材料に因らず０．２ｍｍ^２乃至多層基板１７のＸ方向×Ｙ方向で示される面積の５０％の範囲であることが好ましい。電極同士の重なりの面積は、上下の電極の面積の範囲内に設定されることから、０．２ｍｍ^２乃至多層基板１７のＸ方向×Ｙ方向で示される面積の５０％の範囲とすることができる。第１キャパシタ９を構成する電極間の距離は、小さいと製造プロセスにおいて電極間に設定される層厚み精度の維持が容易でなく、容量値Ｃのばらつきや、電極間がマイグレーションなどの原因となり、大きいと分波器の大型化の原因となるため、３０μｍ乃至１００μｍの範囲であることが好ましい。

例えば、多層基板１７のサイズがＸ＝３．０ｍｍ、Ｙ＝２．５ｍｍであり、材料が低温焼成セラミック（ＬＴＣＣ：ＬｏｗＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏ−ｆｉｒｅｄＣｅｒａｍｉｃｓ）で比誘電率εｒが７．０であった場合、第１キャパシタ９を構成する電極の面積は０．２ｍｍ^２乃至３．８ｍｍ^２の範囲であることが好ましく、更には、電極のＸ方向の長さは０．４ｍｍ乃至２．８ｍｍ、Ｙ方向の長さは０．４ｍｍ乃至２．３ｍｍの範囲であることが好ましい。第１キャパシタ９を構成する電極間の距離は、３０μｍ乃至１００μｍの範囲であることが好ましい。このとき、共振回路４の第１キャパシタ９の容量値Ｃは（真空の誘電率）×（ＬＴＣＣの比誘電率）×（（電極の面積）／（電極間の距離））の式より、０．１ｐＦ以上乃至７．９ｐＦの範囲に設定することができる。従って、本実施形態のＷ−ＣＤＭＡのＢａｎｄＩ帯の場合、（２×Ｆｆ１＝３９００ＭＨｚ）乃至（３×Ｆｆ２＝６４２０ＭＨｚ）に直列共振周波数を持つために、共振回路４の第１インダクタ８のインダクタンス値Ｌは（１／（ω^２×Ｃ））の式より、０．１ｎＨ乃至１６．７ｎＨ以内に設定することができ、これは多層基板１７の外層、および内層に線路パターンによって構成することができる。（ω＝２πｆ＝２π×［（２×Ｆｆ１）〜（３×Ｆｆ２）］より）。

多層基板１７の材料にＬＴＣＣを使用したことから、比誘電率εｒは７．０であったが、その他、高温焼成セラミック（ＨＴＣＣ：ＨｉｇｈＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏ−ｆｉｒｅｄＣｅｒａｍｉｃｓ）などのセラミック、エポキシ樹脂、ポリイミドなどのイミド樹脂などの材料を使用することもできる。ここで、第１キャパシタ９を構成する材料の比誘電率εｒが例えば４．０の場合、共振回路４の第１キャパシタ９の容量値Ｃは、０．１ｐＦ乃至４．５ｐＦの範囲に設定することができる。また、第１キャパシタ９を構成する材料の比誘電率εｒが例えば１０．０だった場合、共振回路４の第１キャパシタ９の容量値Ｃは、０．２ｐＦ乃至１１．２ｐＦの範囲に設定することができる。このように、共振回路４の第１キャパシタ９の容量値Ｃは、第１キャパシタ９を構成する材料の比誘電率、電極の面積、および電極間の距離により、任意に設定することができる。

以下、実施例、および比較例により本発明を説明する。
（実施例１）
図７に示す分波器１を製造した。具体的には、図４および図５に示すようなフリップチップ実装した構造である。このとき、各薄膜圧電共振器は、図３のような構造である。薄膜圧電共振器１０において、基板１１はシリコン（Ｓｉ）からなり、下部電極１２はモリブデン（Ｍｏ）からなり、圧電膜１３は窒化アルミニウム（ＡｌＮ）からなり、上部電極１４はルテニウム（Ｒｕ）からなるものであった。圧電膜１３の窒化アルミニウム（ＡｌＮ）結晶配向性は１．４ｄｅｇ以下であった。図７に示す分波器１の第１薄膜圧電共振器フィルタ２の直列共振器、および並列共振器の容量値Ｃは、圧電膜１３の窒化アルミニウム（ＡｌＮ）の比誘電率εｒは９．０であり、厚みは１．２２μｍに設定した。このときＳ１１が１．８ｐＦ、Ｓ１２が２．０ｐＦ、Ｓ１３が２．２ｐＦ、Ｐ１１が１．７ｐＦ、Ｐ１２が１．７ｐＦ、Ｐ１３が１．７ｐＦとした。第２薄膜圧電共振器フィルタ３の直列共振器、および並列共振器の容量は、Ｓ２１が１．０ｐＦ、Ｓ２２が１．７ｐＦ、Ｓ２３が１．７ｐＦ、Ｐ２１が１．８ｐＦ、Ｐ２２が２．５ｐＦ、Ｐ２３が１．８ｐＦとなるように圧電膜１３の窒化アルミニウム（ＡｌＮ）を介在して下部電極１２のモリブデン（Ｍｏ）と上部電極１４のルテニウム（Ｒｕ）の重なりあう面積を設定した。
これにより、第１薄膜圧電共振器フィルタ２の通過帯域周波数（１９２０乃至１９８０ＭＨｚ）の反射特性と第２薄膜圧電共振器フィルタ３の通過帯域周波数（２１１０乃至２１７０ＭＨｚ）の反射特性とが同じであること、および第１薄膜圧電共振器フィルタ２の遮断帯域周波数（２１１０乃至２１７０ＭＨｚ）の反射特性と第２薄膜圧電共振器フィルタ３の遮断帯域周波数（１９２０乃至１９８０ＭＨｚ）の反射特性とが同じとした。

このとき、反射特性はインピーダンスＺがいくらになっているかにより表すとことができ、第１薄膜圧電共振器フィルタ２の通過帯域周波数（１９２０乃至１９８０ＭＨｚ）、および第２薄膜圧電共振器フィルタ３の通過帯域周波数（２１１０乃至２１７０ＭＨｚ）ではインピーダンスＺ＝０．７−ｊ０．５であり、第１薄膜圧電共振器フィルタ２の遮断帯域周波数（２１１０乃至２１７０ＭＨｚ）、および第２薄膜圧電共振器フィルタ３の遮断帯域周波数（１９２０乃至１９８０ＭＨｚ）ではインピーダンスＺ＝０．０２−ｊ１．４となり、第１薄膜圧電共振器フィルタ２の通過帯域周波数（１９２０乃至１９８０ＭＨｚ）の反射特性と第２薄膜圧電共振器フィルタ３の通過帯域周波数（２１１０乃至２１７０ＭＨｚ）の反射特性とが同じであり、第１薄膜圧電共振器フィルタ２の遮断帯域周波数（２１１０乃至２１７０ＭＨｚ）の反射特性と第２薄膜圧電共振器フィルタ３の遮断帯域周波数（１９２０乃至１９８０ＭＨｚ）の反射特性が同じに設定できている。
このように構成した第１薄膜圧電共振器フィルタ２、および第２薄膜圧電共振器フィルタ３をアンテナ端子ＡＮＴ側で接続し、アンテナ端子ＡＮＴ側からみたとき１９２０乃至１９８０ＭＨｚ、および２１１０乃至２１７０ＭＨｚの反射特性はインピーダンスＺ＝０．３−ｊ０．５となった。

良好な通過特性の分波器とするために、アンテナ端子ＡＮＴ側からみた１９２０乃至１９８０ＭＨｚ、および２１１０乃至２１７０ＭＨｚの反射特性はインピーダンスＺ＝１．０＋ｊ０．０となる。共振回路４の第１インダクタ８のインダクタンス値Ｌは、０．６ｎＨであり、第１キャパシタ９の容量値Ｃは１．８ｐＦであることから、共振回路４を設置していない状態でアンテナ端子ＡＮＴ側からみた１９２０乃至１９８０ＭＨｚ、および２１１０乃至２１７０ＭＨｚの反射特性はインピーダンスＺ＝０．３＋ｊ０．５であれば、共振回路４を設置することによりインピーダンスＺ＝１．０＋ｊ０．０に移相整合が可能となる。
共振回路４、第２インダクタ５、および第３インダクタ６を設置しない状態でアンテナ端子ＡＮＴ側からみた１９２０乃至１９８０ＭＨｚ、および２１１０乃至２１７０ＭＨｚの反射特性がインピーダンス０．３−ｊ０．５であることから、第２インダクタ５、および第３インダクタ６を設置することによりアンテナ端子ＡＮＴ側からみた１９２０乃至１９８０ＭＨｚ、および２１１０乃至２１７０ＭＨｚの反射特性はＺ＝０．３＋ｊ０．５となればよいので、第２インダクタ５の適切なインダクタンス値Ｌは１．３ｎＨとなり、第３インダクタ６の適切なインダクタンス値Ｌは０．２ｎＨとなる。共振回路４による移相整合状態により、第２インダクタ５、および第３インダクタ６の値を変更することで良好な通過特性の分波器とすることができる。
図４に示すように、多層基板１７は上から順に第１層、第２層、第３層、第４層、第５層、および第６層の順に積層されている。第１キャパシタ９の一方の電極は、例えば面積が０．８７ｍｍ^２となるように一辺が０．９３ｍｍの正方形で形成されており、第１キャパシタ９の他方の電極として第５層のグランドパターンを利用している。第１キャパシタ９の一対の電極間の距離は、第４層の厚さに相当し、３０μｍである。多層基板１７は材料にＬＴＣＣを用いており、比誘電率εｒは７．０であることから、第１キャパシタ９の容量値Ｃは１．８ｐＦである。更に、第１インダクタ８は第３層、および第４層にわたって、幅が０．０６ｍｍ、長さが０．８ｍｍの電極ラインパターンで設置されており、このときインダクタンス値Ｌは、０．６ｎＨである。この結果、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１は、Ｆｒ１＝（２×π×（Ｌ×Ｃ）^１／２）の式より４８００ＭＨｚとなる。この値は、２．４×Ｆｆ１、２．２×Ｆｆ２となる。

図９（ａ）は、上記本発明実施形態に属する分波器［共振回路４が用いられているもの］（実施例１）と上記比較形態に属する分波器（比較例１）との第１薄膜圧電共振器フィルタ２の通過特性の比較を示す図である。また、図９（ｂ）は第２薄膜圧電共振器フィルタ３の通過特性の比較を示す図である。実施例１は、４８００ＭＨｚに共振回路４の直列共振による共振点が発生しており、後述の比較例１に比べてＩＭＤ２に係わる周波数（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）、およびＩＭＤ３に係わる周波数（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の減衰特性が向上している。表１に受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を示す。この出力電力は送信器接続端子ＴＸから入力される送信信号とアンテナ端子ＡＮＴから入力される妨害信号のＩＭＤによって受信器接続端子ＲＸから出力されるノイズのことである。ここでは、第１薄膜圧電共振器フィルタ２の送信器接続端子ＴＸに、周波数が１９５０ＭＨｚで電力が２１．５ｄＢｍの信号を入力し、アンテナ端子ＡＮＴに、周波数４０９０ＭＨｚ（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）で電力が−１５ｄＢｍの信号を入力し、第２薄膜圧電共振器フィルタ３の受信器接続端子ＲＸから出力される受信周波数における出力電力を測定した。後述の比較例１に比べて、出力電力を１４ｄＢｍ程度抑制することができた。
さらに、アンテナ端子ＡＮＴに、周波数６０４０ＭＨｚ（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）で電力が−１５ｄＢｍの信号を入力し、第２薄膜圧電共振器フィルタ３の受信器接続端子ＲＸから出力される受信周波数における出力電力を測定した。後述の比較例１に比べて、出力電力を９ｄＢｍ程度抑制することができた。

（比較例１）
共振回路４を設けない以外は、実施例１と同様な構成とした。図８に示す分波器に相当する。このとき、第２インダクタ５のインダクタンス値Ｌは２．５ｎＨであった。表１に、実施例１と同様にして測定した受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を示す。

（実施例２）
本発明実施形態において、共振回路４を、前記チップキャパシタ７とした分波器１であり、その他の構成は実施例１と同様である。図１０は本実施例の多層基板１７を各層ごとに上面からみた模式的分解図である。図１１は図１０のＡ−Ａ’断面に相当する縦断面図である。図１０に示すように、多層基板１７は上から順に第１層、第２層、第３層、第４層、および第５層の順に積層されている。尚、図１１において第５層は図示を省略されている。その他の構成は、図４、および図５、６の実施形態と同様である。このとき共振回路４として、容量値Ｃが１．８ｐＦのチップキャパシタ７を使用した。自己共振周波数Ｆｒ１は５７００ＭＨｚ（＝２．９×Ｆｆ１＝２．６×Ｆｆ２）であり、チップキャパシタ７の第１インダクタ８のインダクタンス値Ｌは０．４ｎＨであり、第１キャパシタ９の容量値Ｃは１．８ｐＦの構成である。また、第２インダクタ５のインダクタンス値Ｌは１．４ｎＨであり、第３インダクタ６のインダクタンス値Ｌは０．２ｎＨであった。
表１に、実施例１と同様にして測定した受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を示す。比較例１に比べて、アンテナ端子ＡＮＴに４０９０ＭＨｚ（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）で電力を入力した場合は１３ｄＢｍ程度、アンテナ端子ＡＮＴに６０４０ＭＨｚ（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）で電力を入力した場合は１１ｄＢｍ程度の出力電力を抑制することができた。

（実施例３）
本実施例は、図４に示される第１インダクタ８の長さを１．０ｍｍとし、その結果インダクタンス値Ｌを０．７ｎＨ、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１を３９２０ＭＨｚ（＝２．０×Ｆｆ１）になったことを除いて、実施例１と同様にして分波器を製造した。
表１に、実施例１と同様にして測定した受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を示す。比較例１に比べて、アンテナ端子ＡＮＴに４０９０ＭＨｚ（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）で電力を入力した場合は１７ｄＢｍ程度、アンテナ端子ＡＮＴに６０４０ＭＨｚ（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）で電力を入力した場合は５ｄＢｍ程度の出力電力を抑制することができた。本実施例における共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１は、６０４０ＭＨｚ（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）から離れた箇所に設定されたが、２×Ｆｆ１以上に設定することにより、共振回路４内の第１キャパシタ９の周波数特性による高周波数の減衰とあわせて、比較例１に比べて４０９０ＭＨｚ（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）、および６０４０ＭＨｚ（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の妨害信号の入力において、受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を抑制することができた。

（比較例２）
本実施例は、図４に示される第１インダクタ８の長さを１．１ｍｍへ更に長くすることでインダクタンス値Ｌを０．８ｎＨとし、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１を３８００ＭＨｚ（＝１．９×Ｆｆ１）にしたことを除いて、実施例１と同様にして分波器を製造した。
表１に、実施例１と同様にして測定した受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を示す。比較例１に比べて４０９０ＭＨｚ（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の妨害信号の入力において、受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を１８ｄＢｍ程度抑制することができたが、６０４０ＭＨｚ（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の妨害信号の入力において、受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を１ｄＢｍ程度しか抑制することができなかった。
６０４０ＭＨｚ（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の妨害信号の入力においては、共振回路４内の第１キャパシタ９の周波数特性に伴う減衰による効果のみとなっており、上記実施例３の結果と合わせ考えれば、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１が２×Ｆｆ１よりも小さいときには、６０４０ＭＨｚ（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の減衰特性が劣化し、ＩＭＤ２によるノイズ、およびＩＭＤ３によるノイズ両方の発生を抑制することは困難となることが分かる。

（実施例４）
本実施例は、図４に示される第１インダクタ８の長さを０．５ｍｍへ短くすることでインダクタンス値Ｌを０．４ｎＨとし、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１を６３４０ＭＨｚ（＝３．０×Ｆｆ２）にしたことを除いて、実施例１と同様にして分波器を製造した。表１に、実施例１と同様にして測定した受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を示す。比較例１に比べて、アンテナ端子ＡＮＴに４０９０ＭＨｚ（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）で電力を入力した場合は４ｄＢｍ程度、アンテナ端子ＡＮＴに６０４０ＭＨｚ（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）で電力を入力した場合は１５ｄＢｍ程度の出力電力を抑制することができた。
本実施例における共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１は、４０９０ＭＨｚ（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）から離れた箇所に設定されたが、３×Ｆｆ２以下に設定することにより、共振回路４内の第１キャパシタ９の周波数特性による高周波数の減衰とあわせて、比較例１に比べて４０９０ＭＨｚ（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）、および６０４０ＭＨｚ（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の妨害信号の入力において、受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を抑制することができた。

（比較例３）
本実施例は、図４に示される第１インダクタ８の長さを０．４ｍｍへ更に短くすることでインダクタンス値Ｌを０．３ｎＨとし、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１を６５３０ＭＨｚ（＝３．１×Ｆｆ２）にしたことを除いて、実施例１と同様にして分波器を製造した。表１に、実施例１と同様にして測定した受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を示す。比較例１に比べて６０４０ＭＨｚ（２×Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の妨害信号の入力において、受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を１７ｄＢｍ程度抑制することができたが、４０９０ＭＨｚ（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の妨害信号の入力において、受信器接続端子ＲＸにおける受信周波数の出力電力を１ｄＢｍ程度しか抑制することができなかった。
４０９０ＭＨｚ（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の妨害信号の入力においては、共振回路４内の第１キャパシタ９の周波数特性に伴う減衰による効果のみとなっており、上記実施例４の結果と合わせ考えれば、共振回路４の直列共振周波数Ｆｒ１が３Ｆｆ２よりも大きいときには、４０９０ＭＨｚ（Ｆｆ１＋Ｆｆ２）の減衰特性が劣化し、ＩＭＤ２によるノイズ、およびＩＭＤ３によるノイズ両方の発生を抑制することは困難となることが分かる。

１分波器
２第１薄膜圧電共振器（ＦＢＡＲ）フィルタ
３第２薄膜圧電共振器（ＦＢＡＲ）フィルタ
４共振回路
５第２インダクタ
６第３インダクタ
７チップキャパシタ
８第１インダクタ
９第１キャパシタ
１０薄膜圧電共振器（ＦＢＡＲ）
１１基板
１２下部電極
１３圧電膜
１４上部電極
１５共振部
１６空洞部
１７多層基板
１８Ａｕバンプ
１９封止用樹脂
２０分波器
Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３、Ｓ１ｘ、Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３、Ｓ１ｙ直列共振器
Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１３、Ｐ１ｘ、Ｐ２１、Ｐ２２、Ｐ２３、Ｐ２ｙ並列共振器
Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ１３、Ｌ１ｘ、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３、Ｌ２ｙ第４インダクタ

Claims

第１薄膜圧電共振器フィルタと、前記第１薄膜圧電共振器フィルタより高い周波数の通過帯域を有する第２薄膜圧電共振器フィルタと、前記第１薄膜圧電共振器フィルタと前記第２薄膜圧電共振器フィルタとが接続させる接続部と、前記接続部と接続されるアンテナ端子と、を備える分波器であって、
前記分波器は、前記接続部とアンテナ端子との間に一端が接続され、他端がグランドに接続される共振回路を備え、前記共振回路は第１インダクタと第１キャパシタとが直列に接続され、
前記接続部と前記共振回路との間に一端が接続され、他端がグランドに接続される第２インダクタを備えており、
前記共振回路は、直列共振を発生し、その直列共振周波数をＦｒ１とし、前記第１薄膜圧電共振器フィルタの通過帯域の中心周波数をＦｆ１とし、前記第２薄膜圧電共振器フィルタの通過帯域の中心周波数をＦｆ２としたとき、前記Ｆｒ１が（２×Ｆｆ１）乃至（３×Ｆｆ２）の範囲内となるように設定されていることを特徴とする分波器。
前記共振回路はチップキャパシタからなる請求項１に記載の分波器。
前記共振回路と前記第２インダクタとの接続部との間に介在し、前記接続部と前記アンテナ端子に対して直列に接続された第３インダクタを備える請求項１または２記載の分波器。