JP2011182575A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】停電時などの入力電圧急低下に対応しつつ、起動時や負荷短絡時に生じる過電流を抑制可能な電源装置を提供する。
【解決手段】電源装置１００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０と、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の前段に接続された前置コンバータ４０と、前置コンバータ４０を制御する制御部７０とを備える。制御部７０は、前置コンバータ４０への入力電圧が所定の基準値より低くなったとき、当該入力電圧を昇圧するよう前置コンバータ４０を制御するとともに、本電源装置１００を起動したときおよび／またはスイッチング電源において過電流が発生したとき、前置コンバータ４０への入力電圧を降圧するよう前置コンバータ４０を制御する。
【選択図】図２

Description

本発明は、スイッチング方式を用いた電源装置に関する。

従来より、携帯電話のＡＣアダプタなどの電源装置としてスイッチング方式を用いた電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

図１は、従来のスイッチング方式を用いた電源装置の構成の一例を示す図である。図１に示す電源装置２００は、交流電源１０から供給される交流電力を直流電力に変換して、負荷Ｒ１に供給するものである。

電源装置２００は、整流回路２０、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路３０、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０、および駆動部６０を備える。整流回路２０は、ダイオードブリッジ回路で構成され、交流電源１０から供給される交流電力を整流する。

ＰＦＣ回路３０は、整流回路２０により整流された電力の力率を改善し、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に供給する。このＰＦＣ回路３０は、昇圧型ＰＦＣ回路であり、第１インダクタＬ１、第１スイッチＳ１、第１ダイオードＤ１および第１容量Ｃ１を含んで構成される。ＰＦＣ回路３０においては、第１スイッチＳ１に高周波スイッチング信号を入力し、第１スイッチＳ１を高周波でオンオフすることにより、第１インダクタＬ１に流れる電流が高周波でオンオフされ、力率が改善されるとともに、ＰＦＣ回路３０の出力電圧が昇圧される。ＰＦＣ回路３０の出力電圧は、第１容量Ｃ１により平滑化されて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に出力される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。コンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６、第７スイッチＳ７、第１トランスＴ１、第２トランスＴ２、第８スイッチＳ８、第９スイッチＳ９、第３インダクタＬ３および第３容量Ｃ３を含んで構成される。第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６および第７スイッチＳ７は、ＭＯＳＦＥＴなどのトランジスタで構成され、フルブリッジ回路を形成している。これらの第４〜第７スイッチＳ４〜Ｓ７には、駆動部６０から駆動信号が入力される。第４スイッチＳ４および第７スイッチＳ７がオンで、第５スイッチＳ５および第６スイッチＳ６がオフに制御される状態で、第１トランスＴ１の一次巻線に順方向電流が流れ、第４スイッチＳ４および第７スイッチＳ７がオフで、第５スイッチＳ５および第６スイッチＳ６がオンに制御される状態で、第１トランスＴ１の一次巻線に逆方向電流が流れる。

第１トランスＴ１の二次巻線側には、第８スイッチＳ８および第９スイッチＳ９が設けられている。第８スイッチＳ８および第９スイッチＳ９は、第１トランスＴ１の二次巻線に発生する電圧により駆動される、自己駆動型の同期整流素子として機能する。第８スイッチＳ８および第９スイッチＳ９により整流された、第１トランスＴ１の二次巻線の出力電圧は、第３インダクタＬ３および第３容量Ｃ３により平滑化されて、負荷Ｒ１に供給される。

特開２００３−１５８８７３号公報

ところで、スイッチング電源装置は、一般的に、入力電圧の停電時にも所定の期間（たとえば、数１０ｍｓ程度）出力電圧を維持できるよう、定常動作時に入力される電圧の入力電圧範囲より広い入力電圧範囲に設計されている。すなわち、定常動作時の入力電圧範囲から外れた低い入力電圧でも、ある程度動作するよう設計されている。このように停電時から所定の期間、出力電圧を維持することにより、バックアップ電源の起動や停電時処理発動までの無電源状態を回避し、機器の安全性やデータ保護を図ることができる。

しかしながら、例えば図１に示すようなスイッチング電源装置２００において、入力電圧範囲を広げようとすると、高スペックな回路部品（たとえば、トランス、インダクタ、トランジスタ）を用いる必要があるとともに、定常動作時のスイッチング素子（第４〜第７スイッチＳ４〜Ｓ７）のデューティ比を下げて駆動する必要があるため、電力変換効率が低下してしまう。

また、図１に示す電源装置２００においては、電力変換効率の低下を防ぐためにスイッチング素子のデューティ比を高くし、このような高デューティ比の条件で第３インダクタＬ３を設計すると、電源投入時のスイッチング素子のソフトスタートにより第３インダクタＬ３に大きな励磁電流が流れてしまい、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に過電流が流れてしまうおそれがある。さらに、スイッチング素子のデューティ比を高くした場合、負荷Ｒ１が短絡した場合に生じる過電流を抑制するのが難しくなる。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、停電時などの入力電圧急低下に対応しつつ、起動時や負荷短絡時に生じる過電流を抑制することのできる電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の電源装置は、スイッチング電源と、スイッチング電源の前段に接続された前置コンバータと、前置コンバータを制御する制御部とを備える。制御部は、前置コンバータへの入力電圧が所定の基準値より低くなったとき、当該入力電圧を昇圧するよう前置コンバータを制御するとともに、本電源装置を起動したときおよび／またはスイッチング電源において過電流が発生したとき、前置コンバータへの入力電圧を降圧するよう前置コンバータを制御する。

この態様によると、前置コンバータを設けることにより、停電時などの入力電圧急低下に対応しつつ、起動時や負荷短絡時に生じる過電流を抑制することができる。また、前置コンバータを設けることにより、スイッチング電源にそれ程高スペックな回路部品を用いる必要が無くなり、またスイッチング素子のデューティ比をそれ程下げる必要が無くなるため、低コストで高効率な電力変換が可能な電源装置を実現できる。

前置コンバータは、第１スイッチと、第１ダイオードと、第１インダクタとを含んで構成される降圧チョッパ回路と、第２インダクタと、第２スイッチと、第２ダイオードとを含んで構成される昇圧チョッパ回路とを備えてもよい。また、前置コンバータにおいて、第１インダクタと第２インダクタとを共用化してもよい。

スイッチング電源は、トランスと、トランスの一次巻線に流れる電流を制御するスイッチング素子とを備える絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。

スイッチング素子を駆動する駆動部であって、ＤＣ−ＤＣコンバータから負荷に供給される出力電圧を監視して、当該出力電圧を安定させるようスイッチング素子のデューティ比を適応的に変化させる駆動部をさらに備え、制御部は、定常動作のとき、前置コンバータへの入力電圧を昇圧も降圧もしないよう前置コンバータを制御してもよい。

交流電源から供給される交流電力を整流する整流部と、整流部により整流された電力の力率を改善し、前置コンバータに供給するＰＦＣ回路とをさらに備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を装置、方法、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、停電時などの入力電圧急低下に対応しつつ、起動時や負荷短絡時に生じる過電流を抑制することのできる電源装置を提供できる。

従来のスイッチング方式を用いた電源装置の構成の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電源装置の構成を示す図である。 本実施の形態に係る電源装置の、停電時の動作を説明するためのタイミングチャートである。 本実施の形態に係る電源装置の、入力電圧突入時の動作を説明するためのタイミングチャートである。 本実施の形態に係る電源装置の、過電流発生時の動作を説明するためのタイミングチャートである。

図２は、本発明の実施の形態に係る電源装置１００の構成を示す図である。本実施の形態では、電源装置１００の一例としてＡＣ−ＤＣコンバータを挙げる。本実施の形態に係る電源装置１００は、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路３０が付加されたＡＣ−ＤＣコンバータであって、スイッチング電源としてのＤＣ−ＤＣコンバータ５０の前段に前置コンバータ４０が追加された構成である。電源装置１００は、交流電源１０（商用電源）から供給される交流電力を直流電力に変換して、負荷Ｒ１に供給する。

電源装置１００は、整流回路２０、ＰＦＣ回路３０、前置コンバータ４０、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０、駆動部６０および制御部７０を備える。整流回路２０は、ダイオードブリッジ回路で構成され、交流電源１０から供給される交流電力を整流する。ＰＦＣ回路３０は、整流回路２０により整流された電力の力率を改善し、前置コンバータ４０に供給する。

本実施の形態では、ＰＦＣ回路３０を昇圧型ＰＦＣ回路で構成している。当該昇圧型ＰＦＣ回路は、第１インダクタＬ１、第１スイッチＳ１、第１ダイオードＤ１および第１容量Ｃ１を含む。第１インダクタＬ１の入力側端子は、整流回路２０の出力電位と接続され、第１インダクタＬ１の出力側端子は、第１ダイオードＤ１のアノード端子と接続される。第１スイッチＳ１の高電位側端子は、第１インダクタＬ１と第１ダイオードＤ１との間のノードと接続され、第１スイッチＳ１の低電位側端子は、低電位側基準電位（たとえば、グラウンド電位）と接続される。第１容量Ｃ１の高電位側端子は、第１ダイオードＤ１のカソード端子と接続され、第１容量Ｃ１の低電位側端子は、低電位側基準電位と接続される。

第１スイッチＳ１はＭＯＳＦＥＴなどのトランジスタで構成することができる。このトランジスタの制御端子（ゲートまたはベース。以下の例では、ＦＥＴを採用することを想定し、ゲートとする）には図示しない高周波スイッチング信号が入力され、当該トランジスタは、高周波でオンオフする。これにより、第１インダクタＬ１に流れる電流が高周波でオンオフされ、力率が改善されるとともに、ＰＦＣ回路３０の出力電圧が昇圧される。ＰＦＣ回路３０の出力電圧は、第１容量Ｃ１により平滑化されて、前置コンバータ４０に出力される。

前置コンバータ４０は、制御部７０からの指示にしたがい、入力電圧を昇圧および降圧することができるコンバータである。前置コンバータ４０は、第２スイッチＳ２、第２ダイオードＤ２、第２インダクタＬ２、第３スイッチＳ３、第３ダイオードＤ３および第２容量Ｃ２を含む。第２スイッチＳ２、第２ダイオードＤ２および第２インダクタＬ２は、降圧チョッパ回路を構成しており、降圧作用を実現する。また、第２インダクタＬ２、第３スイッチＳ３および第３ダイオードＤ３は、昇圧チョッパ回路を構成しており、昇圧作用を実現する。

第２スイッチＳ２の入力側端子は、ＰＦＣ回路３０の出力電位と接続され、第２スイッチＳ２の出力側端子は、第２インダクタＬ２の入力側端子と接続される。第２ダイオードＤ２のカソード端子は、第２スイッチＳ２と第２インダクタＬ２との間のノードと接続され、第２ダイオードＤ２のアノード端子は、低電位側基準電位と接続される。

第２インダクタＬ２の出力側端子は、第３ダイオードＤ３のアノード端子と接続される。第３スイッチＳ３の高電位側端子は、第２インダクタＬ２と第３ダイオードＤ３との間のノードと接続され、第３スイッチＳ３の低電位側端子は、低電位側基準電位と接続される。第２容量Ｃ２の高電位側端子は、第３ダイオードＤ３のカソード端子と接続され、第２容量Ｃ２の低電位側端子は、低電位側基準電位と接続される。

第２スイッチＳ２および第３スイッチＳ３もＭＯＳＦＥＴなどのトランジスタで構成することができる。それぞれのトランジスタのゲートには、制御部７０から制御信号が入力される。第２スイッチＳ２のデューティ比が低く制御されるほど、入力電圧の降圧率が大きくなる。一方、第３スイッチＳ３のデューティ比が大きく制御されるほど、入力電圧の昇圧率が大きくなる。

本実施の形態では、定常動作時、第２スイッチＳ２はオン（または最大デューティ比）および第３スイッチＳ３はオフ（または最小デューティ比）に制御される。したがって、定常動作時には前置コンバータ４０は、入力電圧を昇圧も降圧もせずに、入力電圧をほぼそのまま出力する。前置コンバータ４０が入力電圧を昇圧または降圧するよう制御される場面については後述する。前置コンバータ４０の出力電圧は、第２容量Ｃ２により平滑化されて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に出力される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、絶縁型であり、フルブリッジ方式を採用したコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６、第７スイッチＳ７、第１トランスＴ１、第２トランスＴ２、第８スイッチＳ８、第９スイッチＳ９、第３インダクタＬ３および第３容量Ｃ３を含む。

第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６および第７スイッチＳ７は、フルブリッジ回路を構成する。第４スイッチＳ４および第５スイッチＳ５の高電位側端子は、前置コンバータ４０の出力電位と接続される。第６スイッチＳ６および第７スイッチＳ７の低電位側端子は、低電位側基準電位と接続される。第４スイッチＳ４の低電位側端子と第６スイッチＳ６の高電位側端子とが接続され、そのノードは第１トランスＴ１の一次巻線の一方の端子と接続される。第５スイッチＳ５の低電位側端子と第７スイッチＳ７の高電位側端子とが接続され、そのノードは第１トランスＴ１の一次巻線の他方の端子と、第２トランスＴ２の一次巻線を介して、接続される。

第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６および第７スイッチＳ７は、ＭＯＳＦＥＴなどのトランジスタで構成することができる。それぞれのトランジスタのゲートには、駆動部６０から駆動信号が入力される。第４スイッチＳ４および第７スイッチＳ７がオンで、第５スイッチＳ５および第６スイッチＳ６がオフに制御される状態で、第１トランスＴ１の一次巻線に順方向電流が流れ、第４スイッチＳ４および第７スイッチＳ７がオフで、第５スイッチＳ５および第６スイッチＳ６がオンに制御される状態で、第１トランスＴ１の一次巻線に逆方向電流が流れる。

第２トランスＴ２の二次巻線は、図示しない差動アンプなどを介して、制御部７０と接続される。これにより、制御部７０は第１トランスＴ１の一次巻線に流れる電流を監視することができる。

第１トランスＴ１の二次巻線の中点は、第３インダクタＬ３の入力側端子と接続され、当該二次巻線の両側端子のうち、一方の端子は第８スイッチＳ８の入力側端子と接続され、他方の端子は、第９スイッチＳ９と接続される。第８スイッチＳ８および第９スイッチＳ９の出力側端子は、低電位側基準電位と接続される。第３インダクタＬ３の出力側端子は、負荷Ｒ１の高電位側端子と接続される。第３容量Ｃ３は、第３インダクタＬ３と負荷Ｒ１との間のノードと、低電位側基準電位との間に接続される。

第８スイッチＳ８および第９スイッチＳ９は、ＭＯＳＦＥＴなどのトランジスタで構成することができる。第８スイッチＳ８を構成するトランジスタのゲートは、第９スイッチＳ９の入力側端子と接続され、第９スイッチＳ９を構成するトランジスタのゲートは、第８スイッチＳ８の入力側端子と接続される。したがって、第８スイッチＳ８および第９スイッチＳ９は、第１トランスＴ１の二次巻線に発生する電圧により駆動される、自己駆動型の同期整流素子として作用する。

第８スイッチＳ８および第９スイッチＳ９により整流された、第１トランスＴ１の二次巻線の出力電圧は、第３インダクタＬ３および第３容量Ｃ３により平滑化されて、負荷Ｒ１に供給される。

駆動部６０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０から負荷Ｒ１に供給される出力電圧を監視して、当該出力電圧を安定させるようスイッチング素子（本実施の形態では、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６および第７スイッチＳ７）のデューティ比を適応的に変化させて、当該スイッチング素子を駆動する。より具体的には、駆動部６０は、負荷Ｒ１に供給される出力電圧が低下すると、上記デューティ比を高くして、第１トランスＴ１に流れる電流量を増加させるよう制御する。反対に、駆動部６０は、負荷Ｒ１に供給される出力電圧が上昇すると、上記デューティ比を低くして、第１トランスＴ１に流れる電流量を減少させるよう制御する。

制御部７０は、前置コンバータ４０への入力電圧を監視し、当該入力電圧が所定の基準値より低くなったとき、当該入力電圧を昇圧させるよう前置コンバータ４０を制御する。具体的には、第３スイッチＳ３に所定のデューティ比を持つＰＷＭ信号を供給してオンオフ制御することにより、当該入力電圧を昇圧させる。その際、当該デューティ比を漸次的に上げていってもよい。上記基準値は、電源装置１００への入力電圧が急低下したことを検出するための値である。たとえば、交流電源１０の正常動作時における、交流電源１０の出力電圧範囲の下限またはその近傍に設定されてもよい。

また、電源装置１００の起動時、制御部７０は、当該前置コンバータ４０への入力電圧を所定の期間、降圧させるよう前置コンバータ４０を制御する。具体的には、第２スイッチＳ２に所定のデューティ比を持つＰＷＭ信号を供給してオンオフ制御することにより、当該入力電圧を降圧させる。その際、当該デューティ比を漸次的に上げていってもよい。これにより、前置コンバータ４０によるソフトスタートを実現させる。

また、制御部７０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に過電流が発生したことを検出すると、当該前置コンバータ４０への入力電圧を降圧させるよう前置コンバータ４０を制御する。具体的には、第２スイッチＳ２に所定のデューティ比を持つＰＷＭ信号を供給してオンオフ制御することにより、当該入力電圧を降圧させる。その際、当該デューティ比を漸次的に下げていってもよい。なお、定常動作時には、制御部７０は当該前置コンバータ４０への入力電圧を昇圧も降圧もしないよう前置コンバータ４０を制御する。

以上の回路構成を前提に、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、電源装置１００への入力電圧が急低下した際に所定の時間、負荷Ｒ１への出力電圧を維持するために規定された入力電圧範囲（以下、第１入力電圧範囲という）より、狭い入力電圧範囲（以下、第２入力電圧範囲という）で動作するよう設計される。ここで、当該入力電圧が急低下する場面として、主に、交流電源１０の停電（瞬時停電を含む）が挙げられる。

第２入力電圧範囲で動作するよう設計されるとは、定常動作時に入力され得る電圧範囲で動作するに必要最低限のスペックで設計されることであってもよい。すなわち、その電圧範囲を前提に、第１トランスＴ１、二次側の回路部品（本実施の形態では、第３インダクタＬ３、第８スイッチＳ８、第９スイッチＳ９および第３容量Ｃ３）のスペックが決定されてもよい。

本実施の形態では、前置コンバータ４０を追加したことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を、定常動作時に入力され得る電圧範囲より低い電圧でも動作するよう設計する必要がない。したがって、上記回路部品に、その低い電圧でも動作するようスペックに余裕を持たせる必要がない。よって、当該電圧範囲の最低電圧で動作する（すなわち、電流が流れる）ものであれば足り、その最低電圧より低い電圧では動作しない（すなわち、電流が流れない）ものを採用することができる。

また、第２入力電圧範囲で動作するよう設計されることは、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に含まれる第１トランスＴ１の一次巻線に流れる電流を制御するスイッチング素子（本実施の形態では、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６および第７スイッチＳ７）のデューティ比が、第１入力電圧範囲で動作するためのデューティ比より高く設定されることを含む。たとえば、最大デューティ比（ブリッジ方式では、５０％）またはその近傍のデューティ比で当該スイッチング素子が駆動されてもよい。

本実施の形態では、前置コンバータ４０を追加したことにより、当該スイッチング素子に、入力電圧急低下時の電圧でも電流が流れる、余裕を持ったデューティ比で駆動する必要がなくなったため、定常動作時に、最大デューティ比またはその近傍のデューティ比で駆動することが可能である。

図３は、本実施の形態に係る電源装置１００の、停電時の動作を説明するためのタイミングチャートである。図３にて、Ａ〜Ｅの各波形は、図２のＡ〜Ｅ点のノード電位の遷移を示している。Ｓ２、Ｓ３の各波形は、図２の第２スイッチＳ２および第３スイッチＳ３を構成するそれぞれのトランジスタのゲートに印加される制御信号の推移を示している。

定常動作時は、Ａ〜Ｅ点のノード電位は、それぞれの定常動作時の電位を保持する。第２スイッチＳ２への制御信号はハイレベルを保持し、第３スイッチＳ３への制御信号はローレベルを保持する。停電が発生すると、Ａ点およびＢ点の電位が急低下する。このとき、制御部７０は、第３スイッチＳ３を構成するトランジスタのゲートにＰＷＭ信号を入力する。これにより、Ｄ点の電位が昇圧され、Ａ点およびＢ点の電位が低下した後も所定の期間、停電前の電位が保持される。また、制御部７０は、当該ＰＷＭ信号のデューティ比を徐々に上げることにより、Ｄ点の電位をできるだけ平坦に保持することができる。昇圧すべきエネルギーが無くなると、Ｄ点の電位も低下する。Ｅ点の電位も、Ｄ点の電位と同様にＡ点およびＢ点の電位が低下した後も所定の期間、停電前の電位が保持される。

図４は、本実施の形態に係る電源装置１００の、入力電圧突入時の動作を説明するためのタイミングチャートである。本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０内のフルブリッジを構成する第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第６スイッチＳ６および第７スイッチＳ７のデューティ比が高く設定される。このようなデューティ比の条件で第３インダクタＬ３を設計すると、電源投入時の第４〜第７スイッチＳ４〜Ｓ７のソフトスタート（すなわち、オン期間を徐々に広くする制御）により第３インダクタＬ３に大きな励磁電流が流れてしまい、第４〜第７スイッチＳ４〜Ｓ７に過電流が流れてしまうおそれがある。そこで、本実施の形態においては、電源投入時に前置コンバータ４０の降圧チョッパ回路によりＤＣ−ＤＣコンバータ５０の入力電圧を下げることで、第４〜第７スイッチＳ４〜Ｓ７の過電流を抑制する。

図４にて、電源が投入されると、Ａ点の電位が上昇し始める。制御部７０は、その上昇の途中で、第２スイッチＳ２を構成するトランジスタのゲートにＰＷＭ信号を入力する。その際、制御部７０は、当該ＰＷＭ信号のデューティ比を徐々に上げることにより、降圧率を徐々に小さくしていく。これにより、Ｃ点〜Ｅ点の電位上昇を漸次的な上昇に整形することができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の第４〜第７スイッチＳ４〜Ｓ７に過電流が流れる事態を抑制できる。

図５は、本実施の形態に係る電源装置１００の、過電流発生時の動作を説明するためのタイミングチャートである。電源装置１００においては、例えば負荷Ｒ１が短絡した場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に過電流が流れるおそれがある。

制御部７０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に過電流が発生したことを検出すると、第２スイッチＳ２を構成するトランジスタのゲートにＰＷＭ信号を入力する。その際、制御部７０は、当該ＰＷＭ信号のデューティ比を徐々に下げることにより、降圧率を徐々に大きくしていく。これにより、Ｃ点およびＤ点の電位が低下し、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０に発生した過電流を消滅させることができる。なお、Ｅ点の電位は、負荷Ｒ１への過電流を抑制する、図示しない別の過電流保護機能により、より急峻に電流がカットされた例を描いている。

以上説明したように本実施の形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の前段に前置コンバータ４０を接続したことにより、停電時などの入力電圧急低下に対応しつつ、起動時や負荷短絡時に生じる過電流を抑制することのできる電源装置１００を実現できる。

また、本実施の形態に係る電源装置１００によれば、低コストで高効率な電力変換が可能となる。すなわち、前置コンバータ４０を追加したことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は入力電圧急低下を考慮する必要がなくなったため、第１トランスＴ１の一次巻線に流れる電流を制御するスイッチング素子を最大デューティ比近辺で動作させることができる。よって、第１トランスＴ１および第３インダクタＬ３を小型化することができる。また、二次側の半導体部品（第８スイッチＳ８および第９スイッチＳ９）に、低損失なものを採用することができる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を低コストで高効率に設計することができる。

また、前置コンバータ４０が電源投入時の突入電流の抑制機能、および過電流保護機能を担うことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０がそれらを考慮する必要がなくなったため、その対策に必要な構成や制御が必要ない。よって、その観点からも、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を低コストで高効率に設計することができる。

また、本実施の形態においては、前置コンバータ４０に降圧チョッパ回路および昇圧チョッパ回路を構成しているが、第２インダクタＬ２および第２容量Ｃ２を共用化している。従って、前置コンバータ４０の回路規模を小さくすることができる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

上述した実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０として、フルブリッジ方式を採用した例を説明した。この点、ハーフブリッジ方式、プッシュプル方式を採用してもよい。また、フォワード方式やフライバック方式を採用してもよい。

また、図２に示したＡＣ−ＤＣコンバータにて、ＰＦＣ回路３０が取り除かれた構成であってもよい。また、交流電源１０の代わりに直流電源が用いられるＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。この場合、整流回路２０は必要ない。

１００ 電源装置、 １０ 交流電源、 ３０ ＰＦＣ回路、 ４０ 前置コンバータ、 ５０ ＤＣ−ＤＣコンバータ、 ６０ 駆動部、 ７０ 制御部、 Ｒ１ 負荷。

Claims (6)

1. スイッチング電源と、
   前記スイッチング電源の前段に接続された前置コンバータと、
   前記前置コンバータを制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   前記前置コンバータへの入力電圧が所定の基準値より低くなったとき、当該入力電圧を昇圧するよう前記前置コンバータを制御するとともに、
   本電源装置を起動したときおよび／または前記スイッチング電源において過電流が発生したとき、前記前置コンバータへの入力電圧を降圧するよう前記前置コンバータを制御することを特徴とする電源装置。
2. 前記前置コンバータは、第１スイッチと、第１ダイオードと、第１インダクタとを含んで構成される降圧チョッパ回路と、第２インダクタと、第２スイッチと、第２ダイオードとを含んで構成される昇圧チョッパ回路とを備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記前置コンバータにおいて、前記第１インダクタと前記第２インダクタとを共用化したことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記スイッチング電源は、トランスと、前記トランスの一次巻線に流れる電流を制御するスイッチング素子とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の電源装置。
5. 前記スイッチング素子を駆動する駆動部であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから負荷に供給される出力電圧を監視して、当該出力電圧を安定させるよう前記スイッチング素子のデューティ比を適応的に変化させる駆動部をさらに備え、
   前記制御部は、定常動作のとき、前記前置コンバータへの入力電圧を昇圧も降圧もしないよう前記前置コンバータを制御することを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 交流電源から供給される交流電力を整流する整流部と、
   前記整流部により整流された電力の力率を改善し、前記前置コンバータに供給するＰＦＣ回路と、をさらに備えることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の電源装置。

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