JP2011169205A

JP2011169205A - Ｐｍ検出装置

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Publication number: JP2011169205A
Application number: JP2010032752A
Authority: JP
Inventors: Tadashi Uchiyama; 正内山; Masabumi Noda; 正文野田
Original assignee: Isuzu Motors Ltd
Current assignee: Isuzu Motors Ltd
Priority date: 2010-02-17
Filing date: 2010-02-17
Publication date: 2011-09-01
Anticipated expiration: 2030-02-17
Also published as: JP5493974B2

Abstract

【課題】簡素な構成で、正確にＰＭの堆積量を検出することができるＰＭ検出装置を提供する。
【解決手段】静電容量がＰＭの堆積量によって変化するＰＭセンサ３と、可変抵抗器４と固定抵抗器５〜７が順次接続され、可変抵抗器４にＰＭセンサ３が並列接続され、可変抵抗器４に隣接する固定抵抗器５に可変コンデンサ８が並列接続されてなるブリッジ回路９と、測定点ｃ，ｄに接続された差動増幅器１４と、その出力から測定点ｃ，ｄ間の電圧の絶対値信号を生成する絶対値信号生成回路１５と、電圧印加点ａ，ｂ間に直流電圧を印加して絶対値信号が０となるように可変抵抗器４を調整し、その後、電圧印加点ａ，ｂ間に交流電圧を印加して絶対値信号が０となるように可変コンデンサ８を調整し、このときの可変コンデンサ８の静電容量からＰＭの堆積量を検出する検出部１６とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、内燃機関の排気ガス中のＰＭを捕集し、堆積したＰＭを高温の排気ガスにより燃焼除去するＤＰＦに係り、簡素な構成で、正確にＰＭの堆積量を検出することができるＰＭ検出装置に関する。

ディーゼルエンジンなどの内燃機関を搭載した車両では、内燃機関から大気までの排気ガスの排出流路にディーゼルパティキュレートフィルタ（Diesel Particulate Filter；以下、ＤＰＦという）を設置し、排気ガスに含まれる煤、すなわち粒子状物質（Particurate Matter；以下、ＰＭという）を捕集している。ＤＰＦは、主としてセラミックからなり、ハニカム細孔（又は四角い細孔）を多数有するフィルタである。ＤＰＦでは、排気ガスの通路となるハニカム細孔の表面にＰＭが付着することでＰＭが捕集される。

ＤＰＦに捕集されたＰＭが過度に多く堆積すると、内燃機関の排圧が上昇し内燃機関の特性の低下をきたす。そこで、内燃機関において必要に応じて主噴射後に追加燃料噴射を行う追加燃料噴射制御を行うことによって、排気温度を上昇させ、これによってＤＰＦを昇温させてＤＰＦに堆積したＰＭを燃焼させて除去する。この動作をＤＰＦ強制再生という。

ＤＰＦ強制再生時に、ＰＭの堆積量が多いと、大量のＰＭが燃焼して温度が過度に上昇し、ＤＰＦが溶損してしまう。これを避けるためには、ＰＭの堆積量を検出し、その検出した堆積量に基づいてＤＰＦ強制再生を開始するのが望ましい。ところが、従来は、正確に堆積量を検出できないので、安全係数を比較的多く取り、検出した堆積量があまり大きくならないうちにＤＰＦを強制再生している。この結果、必要以上に短い間隔でＤＰＦ強制再生が実行されることになる。

しかし、必要以上に短い間隔でＤＰＦ強制再生を実行すると燃料が余分に消費されることになり、燃費が悪化する。したがって、ＰＭの堆積量を正確に検出し、最も適切な時期にＤＰＦ強制再生を行うようにするのが望ましい。

特開２００８−１３９２９４号公報特開２００９−９７４１０号公報

先に本発明者らは、ＤＰＦに複数の電極を設置すると、電極間の静電容量がＰＭの堆積量によって変化するという知見を得て、これによるＰＭセンサの出願を行った。しかしながら、ＤＰＦに電極を設置したＰＭセンサによる静電容量は非常に小さいため、従来の技術では測定が困難である。

従来技術では、静電容量測定対象に対して固定コンデンサか固定抵抗器を直列に接続しておき、高周波の交流電流を流すことで静電容量測定対象の両端間に電圧を発生させ、この電圧を整流した後、ローパスフィルタに通してＡＤコンバータに入力し、ＡＤコンバータで読み取られた電圧から静電容量を算出する。

ところが、ＤＰＦに複数の電極を設置したＰＭセンサによる静電容量は非常に小さく、例えば、数ｐＦから数百ｐＦである。印加する交流電流の周波数を数百ＫＨｚ以下とすると、非常にインピーダンスが高い。したがって、検出回路も相応に高いインピーダンスを持つ必要があるが、素子、配線の分布容量などの面から、高いインピーダンスを確保することが難しく、正確な静電容量の測定ができない。

一方、インピーダンスを下げるために、交流電流の周波数を高くすると、通信に使用されている周波数帯となり、不要輻射の問題が生じると共に、ＰＭセンサと検出回路間の配線に発生する定在波の影響のため、配線の長さ、特性インピーダンスにより、ＰＭセンサの特性が大きく変化してしまう。さらに、読み取られた電圧から静電容量を算出するには交流電流の電圧が正確でなければならないが、正確な振幅の交流電源を得るためには、複雑な制御回路が必要となり、動作の安定性やコストの面で不利である。

このように、電極間の静電容量がＰＭの堆積量によって変化するようにしたＰＭセンサでは、従来技術で静電容量を正確に測定することができないため、正確にＰＭの堆積量を検出するのが困難である。

ここで、本発明者らは、ブリッジ回路を用いたＰＭセンサの静電容量検出を検討中である。詳しくは実施形態で述べるが、ＰＭセンサの静電容量と可変コンデンサの静電容量がつり合うように可変コンデンサの静電容量を掃引する。ＰＭセンサの静電容量と可変コンデンサの静電容量がつり合ったとき、可変コンデンサの静電容量がＰＭセンサの静電容量を表すようにする。

しかし、ＰＭセンサの静電容量と可変コンデンサの静電容量がつり合ってブリッジ回路が平衡したことを見極めるには、可変コンデンサの静電容量を掃引しつつブリッジ回路上の２つの測定点間の電圧を観測して、電圧が正から負または負から正になるゼロクロス点を特定する必要がある。これに対して、車載コンピュータである電子制御装置（ＥＣＵ）に内蔵されるＡＤコンバータは正の信号しか入力できない。また、アナログコンパレータを使用する方法もあるが、Ｓ／Ｎの点で正確な測定は難しい。したがって、ＥＣＵにおいて２つの測定点間の電圧のゼロクロス点を特定するには、新規な手段・方法が望まれる。ゼロクロス点の特定が容易になれば、ブリッジ回路を用いたＰＭセンサの静電容量検出が実現でき、ＰＭ検出装置の簡素化と検出精度の向上が期待できる。

また、ＡＤコンバータは、所定電圧範囲の電圧入力を所定数値範囲の数値データに変換するものである。データを記述する二進数の桁数（ビット数）が多ければ、それだけ電圧の分解能が高くなるが、その反面、内部素子数が増えてＥＣＵのコストを上昇させてしまう。ＥＣＵのコストを抑えるために、ビット数を減らすと、電圧の分解能が低くなり、ゼロクロス点が不正確になる。電圧の分解能が低くても、ゼロクロス点が正確になる手段・方法が望まれる。

そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、簡素な構成で、正確にＰＭの堆積量を検出することができるＰＭ検出装置を提供することにある。

上記目的を達成するために本発明は、内燃機関から大気までの排気ガスの排出流路に挿入されたディーゼルパティキュレートフィルタ（以下、ＤＰＦ）における粒子状物質（以下、ＰＭ）の堆積量を検出するＰＭ検出装置であって、ＤＰＦ内に配置された２つの電極間の静電容量がＰＭの堆積量によって変化するＰＭセンサと、電気的に制御される可変抵抗器と３つの固定抵抗器が順次接続され、前記可変抵抗器に前記ＰＭセンサが並列接続され、前記可変抵抗器に隣接する固定抵抗器の１つに、電気的に制御される可変コンデンサが並列接続されてなるブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の４つの接続点のうち、前記可変コンデンサ及び固定抵抗器と前記可変抵抗器及びＰＭセンサとが接続された接続点とその対角に位置する接続点が電圧印加点となっており、前記電圧印加点間に直流電圧と交流電圧を選択的に印加するための直流電源及び交流電源と、前記ブリッジ回路の４つの接続点のうち、前記電圧印加点に挟まれた２つの接続点である測定点のそれぞれに入力端子が接続された差動増幅器と、前記差動増幅器の出力に基づいて前記測定点間の電圧の絶対値を表す絶対値信号を生成する絶対値信号生成回路と、前記電圧印加点間に直流電圧を印加して前記絶対値信号が０となるように前記可変抵抗器を調整し、その後、前記電圧印加点間に交流電圧を印加して前記絶対値信号が０となるように前記可変コンデンサを調整し、このときの前記可変コンデンサの静電容量からＰＭの堆積量を検出する検出部とを備えたものである。

前記検出部は、前記可変抵抗器の抵抗値を所定の範囲で掃引し、前記絶対値信号が０に近づく抵抗値変化と前記絶対値信号が０から遠ざかる抵抗値変化とに基づいて前記絶対値信号が０となる抵抗値を抽出し、前記可変コンデンサの静電容量を所定の範囲で掃引し、前記絶対値信号が０に近づく静電容量変化と前記絶対値信号が０から遠ざかる静電容量変化とに基づいて前記絶対値信号が０となる静電容量を抽出してもよい。

前記可変コンデンサには、前記ＰＭセンサと前記可変抵抗器を接続する信号ハーネスの浮遊容量と等しい浮遊容量を有する補償ハーネスが並列接続されてもよい。

前記可変コンデンサは、静電容量が２のべき乗に比例して異なる複数の固定コンデンサが各々スイッチを介して並列接続され、前記スイッチの開閉の組み合わせにより、離散的な合成の静電容量に制御されてもよい。

本発明は次の如き優れた効果を発揮する。

（１）構成が簡素である。

（２）正確にＰＭの堆積量を検出することができる。

本発明の一実施形態を示すＰＭ検出装置の回路構成図である。本発明のＰＭ検出装置に用いるＰＭセンサの特性図である。（ａ）〜（ｄ）は、本発明のＰＭ検出装置に用いるＰＭセンサの概略構成図である。本発明のＰＭ検出装置における可変コンデンサの概略の内部回路図である。本発明のＰＭ検出装置における可変コンデンサの概略の内部回路図である。本発明のＰＭ検出装置におけるハーネス配線を示すイメージ図である。本発明のＰＭ検出装置を搭載した車両の概略構成図である。本発明のＰＭ検出装置における回路各部の信号波形図である。本発明のＰＭ検出装置における可変コンデンサ静電容量に対する測定点間電圧（ブリッジ回路の出力電圧）の特性図である。本発明のＰＭ検出装置におけるゲイン調整回路のゲインをパラメータとした可変コンデンサ静電容量に対するゲイン調整後信号（ゲイン調整回路の出力電圧）の特性図である。本発明のＰＭ検出装置におけるゲイン調整回路のゲインをパラメータとした可変コンデンサ静電容量に対する差動増幅兼低域通過回路の出力電圧の特性図である。本発明のＰＭ検出装置における離散的な可変コンデンサ静電容量を用いた場合の絶対値信号のデータサンプリングとゼロクロス点の特定を示すイメージ図である。

以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。

図１に示されるように、本発明に係るＰＭ検出装置１は、ＤＰＦ２内に配置された２つの電極間の静電容量がＰＭの堆積量によって変化するＰＭセンサ３と、電気的に制御される可変抵抗器４と３つの固定抵抗器５，６，７が順次接続され、可変抵抗器４にＰＭセンサ３が並列接続され、可変抵抗器４に隣接する固定抵抗器５に電気的に制御される可変コンデンサ８が並列接続されてなるブリッジ回路９と、ブリッジ回路９の４つの接続点のうち、可変コンデンサ８及び固定抵抗器５と可変抵抗器４及びＰＭセンサ３とが接続された接続点ａとその対角に位置する接続点ｂが電圧印加点ａ，ｂとなっており、電圧印加点ａ，ｂ間に直流電圧と交流電圧を選択的に印加するための直流電源１０及び交流電源１１と、ブリッジ回路９の４つの接続点のうち、電圧印加点ａ，ｂに挟まれた２つの接続点である測定点ｃ，ｄのそれぞれにバッファアンプ１２，１３を介して入力端子が接続された差動増幅器１４と、差動増幅器１４の出力に基づいて測定点ｃ，ｄ間の電圧の絶対値を表す絶対値信号を生成する絶対値信号生成回路１５と、電圧印加点ａ，ｂ間に直流電圧を印加して絶対値信号が０となるように可変抵抗器４を調整し、その後、電圧印加点ａ，ｂ間に交流電圧を印加して絶対値信号が０となるように可変コンデンサ８を調整し、このときの可変コンデンサ８の静電容量からＰＭの堆積量を検出する検出部１６とを備える。

ＤＰＦ２は、従来公知のもので、多数のハニカム細孔を有するセラミックから構成される。

ＰＭセンサ３は、図２に示されるように、ＤＰＦ２に捕集されたＰＭの堆積量が増えるとそれに比例して静電容量が増える特性を有する。

図３（ａ）に示したＰＭセンサ３ａは、円柱状のＤＰＦ２の外周の片側半分に沿わせて円筒片状の１つの電極３１を設け、反対側半分に沿わせて円筒片状のもう１つの電極３２を設けたものである。これにより、２つの電極３１，３２がＤＰＦ２を両側から挟んで互いに対向し、ＤＰＦ２にＰＭが捕集されると、電極３１，３２間に存在するＰＭの影響で静電容量が変化する。

図３（ｂ）に示したＰＭセンサ３ｂは、円柱状のＤＰＦ２の外周全体を覆うように円筒状の１つの電極３３を設け、ＤＰＦ２の中心部に円筒状のもう１つの電極３４を設けたものである。これにより、２つの電極３３，３４がＤＰＦ２の内外に同心状に配置され、ＤＰＦ２にＰＭが捕集されると、電極３３，３４間に存在するＰＭの影響で静電容量が変化する。

図３（ｃ）に示したＰＭセンサ３ｃは、円柱状のＤＰＦ２の外周全体を覆うように円筒状の１つの電極３５を設け、ＤＰＦ２の中心部に線が円筒状に複数本配置されてなるもう１つの電極３６を設けたものである。

図３（ｄ）に示したＰＭセンサ３ｄは、円柱状のＤＰＦ２の上流と下流それぞれにメッシュ状の２つの電極３７，３８を設けたものである。

図１の説明に戻る。

可変抵抗器４は、検出部１６から電気的に制御されて抵抗値が変化するものである。例えは、回転式ポテンショメータをステッピングモータで回転させるもの、回転式ポテンショメータをＤＣモータで回転させて回転角センサで回転角を制御するもの、複数の抵抗器からなる梯子回路のタップを切り替えるものなどからなり、適宜な上限抵抗値と下限抵抗値の間で、無段階に、あるいは適宜なきざみで段階的に抵抗値が変化するようになっている。

固定抵抗器５，６，７は、従来公知のものを用いる。固定抵抗器５，６，７の抵抗値は、互いに異なってもよく、互いに等しい抵抗値であってもよい。

可変コンデンサ８は、回転式エアバリコンをステッピングモータで回転させるもの、回転式エアバリコンをＤＣモータで回転させて回転角センサで回転角を制御するもの、静電容量の異なる複数の固定コンデンサを適宜組み合わせて繋ぎ替えることにより、値の異なる複数の合成の静電容量を得るものなどからなり、適宜な上限静電容量と下限静電容量の間で、無段階に、あるいは適宜なきざみで段階的に静電容量が変化するようになっている。

本実施形態では、可変コンデンサ８は、図４に示されるように、静電容量が２のべき乗に比例して異なる複数の固定コンデンサ４１ａ〜４１ｈが各々スイッチ４２ａ〜４２ｈを介して並列接続されてなる。スイッチ４２ａ〜４２ｈには、リレー、半導体スイッチなどがある。

可変コンデンサ８は、スイッチ４２ａ〜４２ｈの開閉の組み合わせにより、合成の静電容量に制御される。すなわち、固定コンデンサ４１ｅの静電容量をＣ₀としたとき、固定コンデンサ４１ａ〜４１ｈの静電容量はＣ₀×２ⁿ（ｎ＝−３〜＋４）で表される。スイッチ４２ａ〜４２ｈのうちスイッチ４２ａ〜４２ｇを開いてスイッチ４２ｈのみを閉じると、可変コンデンサ８の静電容量は固定コンデンサ４１ｈと同じ１／８Ｃ₀となり、スイッチ４２ａ〜４２ｆを開いてスイッチ４２ｈ，４２ｇのみを閉じると、可変コンデンサ８の静電容量は固定コンデンサ４１ｈと固定コンデンサ４１ｇの並列による静電容量（１／８＋１／４）Ｃ₀となる。このようにして、可変コンデンサ８は、最小１／８Ｃ₀から最大（１／８＋１／４＋１／２＋１＋２＋４＋８＋１６）Ｃ₀まで、１／８Ｃ₀きざみで段階的に２５５通りに静電容量を変化させることができる。

さらに、複数の固定コンデンサ４１ａ〜４１ｈは、図５に示されるように、静電容量がＣ₀の単位コンデンサ５１の組み合わせからなる。例えば、固定コンデンサ４１ｅは、単位コンデンサ５１が１つだけで構成される。固定コンデンサ４１ｆは、単位コンデンサ５１が直列に２個接続されて構成される。固定コンデンサ４１ｇは、単位コンデンサ５１が直列に４個接続されて構成される。一方、固定コンデンサ４１ｄは、単位コンデンサ５１が並列に２個接続されて構成される。固定コンデンサ４１ｃは、単位コンデンサ５１が並列に４個接続されて構成される。このように、４５個の単位コンデンサ５１を用いて、２のべき乗個ずつ直列又は並列に用いることにより、静電容量が２のべき乗に比例して異なる複数の固定コンデンサ４１ａ〜４１ｈが構成される。

再び図１の説明に戻る。

ブリッジ回路９の可変コンデンサ８及び固定抵抗器５には、ＰＭセンサ３に付随する浮遊容量Ｃｆに等価な静電容量Ｃｆｃを並列接続するのが好ましい。ここで、図６に示されるように、ＤＰＦ２内のＰＭセンサ３と回路基板１７に搭載されたブリッジ回路９の可変抵抗器４（図示省略）とは、信号ハーネス１８で接続されている。ＰＭセンサ３に付随する浮遊容量Ｃｆは、信号ハーネス１８によりもたらされる。したがって、静電容量Ｃｆｃは、信号ハーネス１８の浮遊容量Ｃｆが既知であれば単体部品としてのコンデンサでも実現できる。しかし、本実施形態では、信号ハーネス１８の浮遊容量Ｃｆと等しい浮遊容量Ｃｆｃを有する補償ハーネス１９、例えば、信号ハーネス１８と同一仕様、あるいは同一品番の電線を信号ハーネス１８と同じ長さ用いた補償ハーネス１９が可変コンデンサ８及び固定抵抗器５に並列接続される。補償ハーネス１９は、ブリッジ回路９を搭載した回路基板１７の設置場所からＰＭセンサ３が設置されたＤＰＦ２まで信号ハーネス１８に沿わせて配線されるのが好ましい。

図１のブリッジ回路９は、電圧印加点ａ，ｂと測定点ｃ，ｄを有するいわゆるホイートストンブリッジを構成するものであり、直流時には４つの抵抗からなる抵抗ブリッジとなり、交流時には４つの交流インピーダンスからなる交流インピーダンスブリッジとなる。

直流電源１０は、車載のバッテリ電源あるいはバッテリ電源を一次電源とする二次直流電源などが利用できる。直流電源１０は、電圧印加点ａ，ｂ間に直流電圧を印加するかしないかを検出部１６から制御可能である。

交流電源１１は、ブリッジ回路９中のＰＭセンサ３と可変コンデンサ８を交流インピーダンスとして動作させるためのもので、例えば、発振器で構成される。周波数としては、不要輻射の問題が生じない低い周波数とするのが好ましく、例えば、数百ＫＨｚ以下とする。交流電源１１は、電圧印加点ａ，ｂ間に交流電圧を印加するかしないかを検出部１６から制御可能である。

バッファアンプ１２は、ブリッジ回路９の状態に影響を与えないよう、ブリッジ回路９の抵抗やコンデンサよりもはるかに高い高インピーダンスで測定点ｄの信号を受けて後段に増幅・伝達するものである。同様に、バッファアンプ１３は、測定点ｃの信号を高インピーダンスで受けて後段に増幅・伝達するものである。

差動増幅器１４は、２つの入力端子の電圧の差を増幅して出力する演算増幅器である。

絶対値信号生成回路１５は、差動増幅器１４の出力を演算増幅器により適切な増幅度で増幅するゲイン調整回路２０と、順方向端子を互いに逆に向けた２つの整流子によりゲイン調整回路２０の出力から正電圧の成分と負電圧の成分とを分離出力する整流回路２１と、整流回路２１の出力である分離された各成分の信号から交流電源１１の周波数成分を除去して平滑化する平滑回路２２と、平滑回路２２が出力する正電圧から負電圧を減算すると共に積分する差動増幅兼低域通過回路２３と、差動増幅兼低域通過回路２３の出力に対して電圧最大値がデジタル回路の最大定格電圧を超えないように規制するクリップ回路２４とからなる。

検出部１６は、プログラム式のデジタル回路であり、直流電源１０、交流電源１１、可変抵抗器４、可変コンデンサ８を制御すると共に、ＡＤコンバータを内蔵し、絶対値信号生成回路１５の出力である絶対値信号の電圧をデータとして読み取ることができる。検出部１６は、車両の燃料噴射等を制御する電子制御装置（ＥＣＵ）に組み込むのが好ましい。

検出部１６は、電圧印加点ａ，ｂ間に直流電圧を印加して絶対値信号が０となるように可変抵抗器４を調整し、その後、電圧印加点ａ，ｂ間に交流電圧を印加して絶対値信号が０となるように可変コンデンサ８を調整し、このときの可変コンデンサ８の静電容量からＰＭの堆積量を検出するようになっている。

ところで、可変抵抗器４の抵抗値や可変コンデンサの静電容量を掃引すると、ブリッジ回路９上の２つの測定点ｃ，ｄ間の電圧は、正から負または負から正に変化していく。このときのゼロクロス点を特定すれば、ブリッジ回路９の平衡が得られたことになる。しかし、本発明では、絶対値信号生成回路１５が差動増幅器１４の出力に基づいて測定点ｃ，ｄ間の電圧の絶対値を表す絶対値信号を生成するようになっており、検出部１６では正電圧の絶対値信号からゼロクロス点を特定することになる。そこで、検出部１６では、可変抵抗器４の抵抗値を所定の範囲で掃引して抵抗ブリッジの平衡を得る際には、絶対値信号が０に近づく抵抗値変化と絶対値信号が０から遠ざかる抵抗値変化とに基づいて絶対値信号生が０となる抵抗値を抽出するようになっている。さらに、検出部１６では、可変コンデンサ８の静電容量を所定の範囲で掃引して交流インピーダンスブリッジの平衡を得る際には、絶対値信号が０に近づく静電容量変化と絶対値信号が０から遠ざかる静電容量変化とに基づいて絶対値信号が０となる静電容量を抽出するようになっている。

図７に示されるように、本発明のＰＭ検出装置１は、車両の内燃機関７１から大気までの排気ガスの排出流路７２に挿入されたＤＰＦ２におけるＰＭの堆積量を検出するものである。ＤＰＦ２内にはＰＭセンサ３が設置される。ブリッジ回路９、直流電源１０（二次直流電源の場合）、交流電源１１、差動増幅器１３、絶対値信号生成回路１５は、回路基板１７に搭載される。回路基板１７と検出部１６は、車室内、エンジンルーム内、車体下面など適宜な場所に設置することができる。回路基板１７と検出部１６は、一体化させて同一のユニットとしてもよい。信号ハーネス１８と補償ハーネス１９は、例えば、同一シース内に４本以上の多数の被覆電線を収容した多心ケーブルで実現される。

以下、本発明のＰＭ検出装置１の動作を説明する。

まず、ＰＭ堆積量を検出する基本原理を説明し、その後、具体的な回路の動作を説明するものとする。

ＰＭセンサ３においては、２つの電極間の静電容量が捕集されたＰＭの堆積量に応じて図２のようにほぼ直線的に変化する。よって、ＰＭセンサ３の静電容量に基づいてＰＭの堆積量を検出することができる。これは、電極間に導体であるＰＭが入ることで、見かけ上、電極間距離が小さくなり静電容量が大きくなる、あるいは、電極間の媒体中にＰＭが増加して誘電率が大きくなり静電容量が大きくなるからと考えられる。

本発明では、図１のブリッジ回路９において交流インピーダンスブリッジが平衡状態のとき、可変コンデンサ８の静電容量とＰＭセンサ３の静電容量が等しくなることから、可変コンデンサ８の静電容量に基づいてＰＭの堆積量を検出する。ただし、これに先立ち、ブリッジ回路９において抵抗ブリッジの平衡を得る必要がある。これは、交流インピーダンスブリッジのみで平衡をとろうとすると、平衡を与える抵抗値と静電容量の組み合わせが複数存在し、静電容量が１つに定まらないからである。

検出部１６は、直流電源１０を制御して電圧印加点ａ，ｂ間に直流電圧を印加する。この状態で、ブリッジ回路９が平衡するよう可変抵抗器４を調整する。具体的には、検出部１６は、可変抵抗器４の上限抵抗値と下限抵抗値の間で抵抗値を掃引するように可変抵抗器４を制御しつつ、絶対値信号生成回路１５から出力される絶対値信号を読み込む。ブリッジ回路９の平衡がとれると、測定点ｃ，ｄ間に電圧の差が生じない状態となるので、絶対値信号が０又は極小（以下、０も含み極小と言う）となる。検出部１６は、絶対値信号が極小となる抵抗値に可変抵抗器４を固定する。

その後、検出部１６は、直流電圧の印加を停止し、交流電源１１を制御して電圧印加点ａ，ｂ間に交流電圧を印加する。この状態で、ブリッジ回路９が平衡するよう可変コンデンサ８を調整する。具体的には、検出部１６は、可変コンデンサ８の上限静電容量と下限静電容量の間で、静電容量を掃引するように可変コンデンサ８を制御しつつ、絶対値信号生成回路１５から出力される絶対値信号を読み込む。ブリッジ回路９の平衡がとれると、測定点ｃ，ｄ間に電圧の差が生じない状態となるので、絶対値信号が極小（０も含む）となる。

このようにしてブリッジ回路９が直流と交流において平衡すると、検出部１６は、可変コンデンサ８の静電容量に基づいてＰＭの堆積量を検出する。可変コンデンサ８の静電容量は、検出部１６が制御によって与える値であるので、この値とＰＭの堆積量との対照表をあらかじめ検出部１６に設定しておけば、検出部１６は、対照表からＰＭの堆積量を読み出して検出結果とすることができる。

なお、ブリッジ回路９の平衡は、直流における平衡と交流における平衡を１回ずつ行うにとどまらず、直流における平衡と交流における平衡を交互に複数回繰り返すのが望ましい。

次に、図１のＰＭ検出装置１における具体的な回路の動作を、電圧印加点ａ，ｂ間に交流電圧を印加して交流インピーダンスブリッジの平衡をとる場合について説明する。図８に、図１中の点ｇ（ゲイン調整回路２０の出力）、点ｈ（平滑回路２２の＋側出力）、点ｋ（平滑回路２２の−側出力）、点ｍ（絶対値信号生成回路１５の出力）における電圧波形を示す。

今、ＰＭセンサ３の静電容量及び可変コンデンサ８の静電容量が共に、例えば、１００ｐＦで平衡している状態から、ＰＭセンサ３の静電容量が１０１ｐＦへステップ状に変化したとする。電圧印加点ａ，ｂ間に交流電圧が印加されていると、測定点ｃ，ｄ間には静電容量の差異に応じて交流電圧に差が生じる。差動増幅器１４で増幅した測定点ｃ，ｄ間の電圧をゲイン調整回路２０において適宜な増幅度で増幅すると、図８に示されるように、点ｇには、ＰＭセンサ３の静電容量のステップ状の変化のタイミングに応じたタイミングで交流波形が表れる。この交流波形のピーク対ピーク値は、ＰＭセンサ３の静電容量と可変コンデンサ８の静電容量との差異（交流インピーダンスブリッジの不平衡）に比例する。

整流回路２１において点ｇの正電圧の成分と負電圧の成分とを分離し、それぞれ平滑すると、点ｈには、点ｇの交流波形の開始時点から急峻に立ち上がって正の所定値に安定する直流波形が表れ、点ｋには、点ｇの交流波形の開始時点から急峻に立ち下がって負の所定値に安定する直流波形が表れる。

差動増幅兼低域通過回路２３において点ｈと点ｋとの差をとる。すなわち、正の所定値に負の所定値の符号を反転して加算する。同時に、低域通過（ローパス；積分と等価）を行うと、点ｍには、点ｇの交流波形の開始時点から緩慢に立ち上がる直流波形が表れる。この波形が所定時間経過後に安定した時点で絶対値信号としてデータサンプリングするとよい。点ｍでは、差動増幅兼低域通過回路２３からの信号の電圧がデジタル回路の電源電圧Ｖｃｃ＋ダイオードの順方向電圧降下Ｖｆにクリップされるため、検出部１６を構成するＥＣＵ内のＡＤコンバータには、負電圧が入力されないのはもとより、ＡＤコンバータの最大定格入力電圧を超える高い正電圧は入力されない。

ここまでの回路動作において、電圧印加点ａ，ｂ間に印加した交流電圧を位相の基準にすると、ＰＭセンサ３の静電容量に対して可変コンデンサ８の静電容量が大きい場合と小さい場合とでは、測定点ｃ，ｄ間の交流波形の位相が逆になる。一方の位相（例えば、ＰＭセンサ３の静電容量に対して可変コンデンサ８の静電容量が小さい場合）に対して電圧（ピーク対ピーク値）が正と定義すると、他方の位相（ＰＭセンサ３の静電容量に対して可変コンデンサ８の静電容量が大きい場合）では電圧（ピーク対ピーク値）が負となる。

したがって、図９に示されるように、可変コンデンサ８の静電容量を最小値から大きくする方向に掃引していくと、ブリッジ回路９の測定点間ｃ，ｄの電圧（ピーク対ピーク値）は正の大きい値から徐々に減少してゼロクロス点を通り負の大きい値に至る。

次に、ゲイン調整回路２０の出力は、測定点ｃ，ｄ間の電圧を増幅したものであるから、理論的にはゲイン調整回路２０の出力のピーク対ピーク値は、静電容量の掃引範囲全域で測定点ｃ，ｄ間の電圧（ピーク対ピーク値）に比例する。しかし、実際にはゲイン調整回路２０の演算増幅器が飽和するので、図１０に示されるように、可変コンデンサ８の静電容量を最小値から大きくする方向に掃引していくと、ゲイン調整回路２０の出力（ピーク対ピーク値）は、ゲインが小さいときには緩やかな傾斜を示し、ゲインが大きいときには傾斜が急となり、飽和電圧で頭打ちとなる。

次に、図１１に示す差動増幅兼低域通過回路２３の出力は、図１０に示したゲイン調整回路２０の出力（ピーク対ピーク値）の絶対値に比例している。ゲイン調整回路２０で与えたゲインの大きさによらず、出力が０に近づく静電容量変化においては、出力がほぼリニアに右下がりとなり、出力が０から遠ざかる静電容量変化においては、出力がほぼリニアに右上がりとなっている。したがって、２つの変化の中間（この例では１００ｐＦ）がゼロクロス点であることが分かる。よって、差動増幅兼低域通過回路２３の出力をクリップした絶対値信号生成回路１５の出力である絶対値信号をデータとして、出力が０に近づく静電容量変化と出力が０から遠ざかる静電容量変化を基に、ゼロクロス点となる静電容量を抽出することができる。

ここで、差動増幅兼低域通過回路２３の出力は、ゲインが小さいときには緩やかな傾斜を示し、ゲインが大きいときには傾斜が急となり、飽和電圧で頭打ちとなる。このような特性に鑑み、ゲイン調整回路２０のゲインは、検出部１６のＡＤコンバータの電圧分解能とダイナミックレンジ、および後述する可変コンデンサ８の静電容量が離散的な場合の分解能をも考慮して、検出部１６においてゼロクロス点の特定に用いるデータが好適に得られるように設定するのが好ましい。すなわち、ゲイン＝１の場合のように出力電圧が広範囲の静電容量にわたり非常に小さいと、低い電圧分解能でサンプリングしたデータが広範囲の静電容量にわたり０になってしまい、ゼロクロス点を特定できない。これに対し、適宜にゲインを大きくしておけば、低い電圧分解能でサンプリングしたデータでも静電容量の変化に対して数値が顕著に変化するため、ゼロクロス点を特定しやすい。反面、ゲイン＝１００の場合のように、静電容量の狭い範囲でしか出力電圧の変化が見られない場合、サンプリングできるデータの個数が少なく、ゼロクロス点の特定が難しくなる。

ゲイン調整回路２０のゲインは、あらかじめ適切な値を実験等により求めて、固定的に設定してもよいし、検出部１６からゲイン調整回路２０のゲインを制御できるように構成するのもよい。

なお、一般にゼロに近い値を計測しようとすると、ノイズの影響が相対的に大きく、計測精度が低くなるが、ゼロより遠い値からゼロに近い値までを数多く計測することでノイズの影響を除去して計測精度を高くすることができる。よって、適宜な傾斜を有する掃引結果からゼロクロス点を求めることは、計測精度を高めるのに寄与する。

本発明においては、可変コンデンサ８が図４、図５に示したように静電容量が離散的な値をとる。すなわち、可変コンデンサ８の静電容量を掃引する制御は、きざみ（分解能）ΔＣ＝１／８Ｃ₀で段階的に２５６個に静電容量を変化させる制御となる。例えば、１ｐＦから２５６ｐＦまで１ｐＦきざみで掃引する。このとき、検出部１６に入力されるデータは、図１２に示されるように、きざみΔＣごとの離散的なデータとなる。そこで、検出部１６は、これらのデータから近似的に絶対値信号が０に近づく静電容量変化と０から遠ざかる静電容量変化を算出する。ここでは、各静電容量変化についてそれぞれ一点鎖線で示す直線近似としたが、双方の静電容量変化を一括して二次曲線で近似し、その極を求めてゼロクロス点としてもよい。

ここまで、電圧印加点ａ，ｂ間に交流電圧を印加して交流インピーダンスブリッジの平衡をとる場合について説明したが、電圧印加点ａ，ｂ間に直流電圧を印加して抵抗ブリッジの平衡をとる動作は、より簡単であり、図９〜図１２の横軸を抵抗値に見立てれば理解できるので、説明を省略する。

以上説明したように、本発明のＰＭ検出装置１によれば、ブリッジ回路９が平衡となる可変コンデンサ８の静電容量を探ることによってＰＭセンサ３の静電容量を知ることができる。可変コンデンサ８の静電容量は、検出部１６が制御によって与えた値であるから、正確である。よって、検出されたＰＭの堆積量は正確となる。

本発明のＰＭ検出装置１によれば、交流電源１１が印加する交流電圧の振幅値とは無関係にブリッジ回路９の平衡をとることができるので、交流電圧の振幅値が正確である必要はない。このため、交流電源１１を構成する発振器回路は、簡素な構成とすることができる。これにより、交流電源１１は安価でありながら、信頼性の高いものとすることができる。

本発明のＰＭ検出装置１によれば、測定点ｃ，ｄ間の電圧に基づく差動増幅器１４の出力が正負に振れるのに対し、絶対値信号生成回路１５で生成される絶対値信号は正電圧であるので、検出部１６には正電圧の信号のみ入力されることになり、検出部１６がデジタル回路であるＥＣＵで構成される場合でも、測定点ｃ，ｄ間の電圧のゼロクロス点を特定する処理が容易となる。

１ＰＭ検出装置
２ＤＰＦ（ディーゼルパティキュレートフィルタ）
３ＰＭセンサ
４可変抵抗器
５，６，７固定抵抗器
８可変コンデンサ
９ブリッジ回路
１０直流電源
１１交流電源
１２バッファアンプ
１３バッファアンプ
１４差動増幅器
１５絶対値信号生成回路
１６検出部
１７回路基板
１８信号ハーネス
１９補償ハーネス
２０ゲイン調整回路
２１整流回路
２２平滑回路
２３差動増幅兼低域通過回路
２４クリップ回路
４１ａ〜４１ｈ固定コンデンサ
４２ａ〜４２ｈスイッチ

Claims

内燃機関から大気までの排気ガスの排出流路に挿入されたディーゼルパティキュレートフィルタ（以下、ＤＰＦ）における粒子状物質（以下、ＰＭ）の堆積量を検出するＰＭ検出装置であって、
ＤＰＦ内に配置された２つの電極間の静電容量がＰＭの堆積量によって変化するＰＭセンサと、
電気的に制御される可変抵抗器と３つの固定抵抗器が順次接続され、前記可変抵抗器に前記ＰＭセンサが並列接続され、前記可変抵抗器に隣接する固定抵抗器の１つに、電気的に制御される可変コンデンサが並列接続されてなるブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の４つの接続点のうち、前記可変コンデンサ及び固定抵抗器と前記可変抵抗器及びＰＭセンサとが接続された接続点とその対角に位置する接続点が電圧印加点となっており、前記電圧印加点間に直流電圧と交流電圧を選択的に印加するための直流電源及び交流電源と、
前記ブリッジ回路の４つの接続点のうち、前記電圧印加点に挟まれた２つの接続点である測定点のそれぞれに入力端子が接続された差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力に基づいて前記測定点間の電圧の絶対値を表す絶対値信号を生成する絶対値信号生成回路と、
前記電圧印加点間に直流電圧を印加して前記絶対値信号が０となるように前記可変抵抗器を調整し、その後、前記電圧印加点間に交流電圧を印加して前記絶対値信号が０となるように前記可変コンデンサを調整し、このときの前記可変コンデンサの静電容量からＰＭの堆積量を検出する検出部とを備えたことを特徴とするＰＭ検出装置。
前記検出部は、前記可変抵抗器の抵抗値を所定の範囲で掃引し、前記絶対値信号が０に近づく抵抗値変化と前記絶対値信号が０から遠ざかる抵抗値変化とに基づいて前記絶対値信号が０となる抵抗値を抽出し、
前記可変コンデンサの静電容量を所定の範囲で掃引し、前記絶対値信号が０に近づく静電容量変化と前記絶対値信号が０から遠ざかる静電容量変化とに基づいて前記絶対値信号が０となる静電容量を抽出することを特徴とする請求項１記載のＰＭ検出装置。
前記可変コンデンサには、前記ＰＭセンサと前記可変抵抗器を接続する信号ハーネスの浮遊容量と等しい浮遊容量を有する補償ハーネスが並列接続されることを特徴とする請求項１又は２記載のＰＭ検出装置。
前記可変コンデンサは、静電容量が２のべき乗に比例して異なる複数の固定コンデンサが各々スイッチを介して並列接続され、前記スイッチの開閉の組み合わせにより、離散的な合成の静電容量に制御されることを特徴とする請求項１〜３いずれか記載のＰＭ検出装置。