JP2011010441A - パワースイッチング素子の駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】上側アーム及び下側アームに流れる電流の直接の検出値によってパワースイッチング素子Ｓｗのゲートの充電速度を迅速に切り替えることが困難なこと。
【解決手段】パワースイッチング素子Ｓｗｐに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードＦＤｐを流れる電流は、センス端子ＳＴの出力する微少電流として、シャント抵抗５０によって検出される。この電流が、基準電圧生成回路５６の生成する基準電圧に対応する閾値電流以上である場合、パワースイッチング素子Ｓｗｎのゲート抵抗４４の抵抗値が小さい側に切り替えられる。
【選択図】 図３

Description

本発明は、低電位側電気経路及び高電位側電気経路に誘導性負荷に流れる電流を交互に流すべく、これら一対の電気経路の少なくとも一方に備えられる電圧制御形のパワースイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記低電位側電気経路及び高電位側電気経路のそれぞれに流れる電流を検出する各別の検出手段とを備えるパワースイッチング素子の駆動装置に関する。

この種の駆動装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタに流れる電流が所定の電流よりも小さいか所定の電流以上かに応じてトランジスタのスイッチング状態の切替時間を可変設定するものも提案されている。これにより、トランジスタを流れる電流が小さい場合に、切替速度を低下させることでサージノイズを抑制することができる。また、トランジスタを流れる電流が大きい場合には、切替速度を大きくすることでスイッチング状態の切替に伴う電力損失を低減することができる。

一方、例えば車載主機に接続されるインバータ等においては、上側アームと下側アームとのそれぞれを駆動する駆動回路同士が互いに絶縁される。また、これら上側アームと下側アームとには、交互に電流が流れる。これら上側アームに流れる電流や下側アームに流れる電流は、インバータの各相を流れる電流であるため、各相の出力端子の電流を検出することで検出が可能である。ただし、この電流は非常に大きなものとなり得るため、相電流を直接検出すると電力損失が過大となる。

そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータのスイッチング素子として、その入出力端子を流れる電流に応じた微少電流を出力するセンス端子を備えるものを採用し、センス端子の出力する微少電流に基づき上側アームに流れる電流や下側アームに流れる電流を検出することも提案されている。

特許第３２８７００９公報 特開２０００−１４１６１号公報

ところで、上記のようにトランジスタのスイッチング状態の切り替え時間を可変設定する上記特許文献１の技術における電流検出手法として上記特許文献２に記載の技術を採用する場合、例えば上側アームのトランジスタをオフ状態からオン状態へと切り替る際には、上側アームを流れる電流を検出することができない。このため、上側アームの上記トランジスタが前回オン状態とされている際の電流の検出値に基づき切替時間の可変設定処理がなされることとなる。ただし、この場合、トランジスタのオフ期間において電流が大きく変化することで、トランジスタを流れる電流に見合った切替速度への設定が遅れるおそれがある。

なお、上記インバータの駆動回路に限らず、誘導性負荷に流れる電流の経路として低電位側電気経路及び高電位側電気経路の少なくとも一方に備えられる電圧制御形のパワースイッチング素子を駆動するものにあっては、これら各経路に流れる電流の直接の検出に基づきスイッチング状態の切替速度を適切に変更することが困難なこうした実情も概ね共通したものとなっている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、誘導性負荷に流れる電流の経路として低電位側電気経路及び高電位側電気経路の少なくとも一方に備えられる電圧制御形のパワースイッチング素子を駆動するに際し、これら各経路に流れる電流の直接の検出に基づきパワースイッチング状態の切替速度を適切に変更することを可能とするパワースイッチング素子の駆動装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、低電位側電気経路及び高電位側電気経路に誘導性負荷に流れる電流を交互に流すべく、これら一対の電気経路の少なくとも一方に備えられる電圧制御形のパワースイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記低電位側電気経路及び高電位側電気経路のそれぞれに流れる電流を検出する各別の検出手段とを備えるパワースイッチング素子の駆動装置において、前記パワースイッチング素子を駆動するに際し、前記一対の電気経路のうちの前記駆動対象の備えられた経路でない側の経路に流れる電流についての前記駆動対象のオフ状態時における情報に基づき、前記駆動対象の導通制御端子の電荷の変化速度を可変とする可変手段を備えることを特徴とする。

高電位側電気経路と低電位側電気経路とを流れる電流の合計値は略連続性を有していると考えられる。上記発明では、この点に鑑み、駆動対象となるパワースイッチング素子の備えられた経路でない側の経路に流れる電流を利用することで、駆動対象のオン状態時に極力近接した電流を利用して導通制御端子の電荷の変化速度を可変とすることができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記可変手段は、前記情報に基づき、前記パワースイッチング素子のオン操作に際しての前記変化速度を可変とすることを特徴とする。

オン操作前には、当該パワースイッチング素子を電流を流れないため、これに流れる電流を検出する手段を有していたとしても、その検出値を利用することはできない。このため、上記発明は、請求項１記載の発明特定事項の利用価値が特に大きい。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記可変手段は、前記変化速度の基準値を保持するものであって且つ、前記オフ状態時における１の前記情報に基づき前記変化速度を前記基準値よりも大きくする処理を行った後、次回のオン操作に先立って前記変化速度を前記基準値へと一旦戻す処理を行うことを特徴とする。

変化速度が大きいほどサージが大きくなる傾向がある。上記発明では、この点に鑑み、１の情報に基づき変化速度を基準値よりも大きくする処理を行った後、基準値へと一旦戻す処理を行うことで、サージが過度に大きくなる事態を確実に回避することができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記可変手段は、前記パワースイッチング素子のオン操作の後にオフ状態への切替指令が出されることをトリガとして、前記基準値へと一旦戻す処理を行うことを特徴とする。

上記発明では、オフ状態への切替指令を利用して基準値へと一旦戻す処理を行うことができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記パワースイッチング素子は、これに逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードが設けられた半導体デバイスに搭載されるものであり、前記半導体デバイスは、前記フリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有する微少電流を出力する端子を備え、前記情報は、前記微少電流の検出値に基づく情報であることを特徴とする。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記一対の電気経路は、それぞれパワースイッチング素子を備えて構成され、前記一対のパワースイッチング素子は、互いに相補的に駆動されるものであり、前記一対のパワースイッチング素子のいずれか一方の導通制御端子の電荷の前記変化速度の可変設定に利用される前記情報は、いずれか他方の導通制御端子の電圧を加味して生成される情報であることを特徴とする。

パワースイッチング素子に流れる電流の検出値は、その導通制御端子に印加される電圧値に依存する傾向がある。また、パワースイッチング素子に逆並列にフリーホイールダイオードが接続されている場合、フリーホイールダイオードに流れる電流の検出値も、パワースイッチング素子の導通制御端子に印加される電圧に依存する傾向がある。上記発明では、この点に鑑み、導通制御端子に印加される電圧を加味することで、電流の検出に際し上記印加電圧依存性を除去することができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記一対の電気経路は、それぞれパワースイッチング素子を備えて構成され、前記一対のパワースイッチング素子は、互いに相補的に駆動されるものであり、前記一対のパワースイッチング素子のいずれか一方の導通制御端子の電荷の前記変化速度の可変設定に利用される前記情報は、いずれか他方のオフ状態への切替開始タイミング以降における前記電流に基づく情報であることを特徴とする。

上記発明では、いずれか一方のパワースイッチング素子のオン期間に極力近似したタイミングにおける電流に関する情報を利用することができる。なお、上記発明は、前記可変設定に利用する情報を、いずれか一方のパワースイッチング素子のオン指令信号に基づき取り込むようにしてもよい。

請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記一対のパワースイッチング素子は、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムに備えられる車載主機及び高電圧バッテリの少なくとも一方に接続される電力変換回路を構成するものであって且つ、これら一対のパワースイッチング素子のそれぞれには、前記可変手段が各別に接続されており、前記一対のパワースイッチング素子の一方に対応する前記可変手段が、他方に対応する前記情報を受け取るための高耐圧通信経路を更に備えることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるＩＧＢＴ及びフリーホイールダイオードの断面構成を示す断面図。 同実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかるゲート充電速度の可変設定手法を示すタイムチャート。 センス端子の出力電流によるシャント抵抗の電圧降下量を示す図。 第２の実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかるパワースイッチング素子の駆動装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるように、車載主機としてのモータジェネレータ１０は、誘導性負荷であり、インバータＩＶ及びコンバータＣＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら各パワースイッチング素子Ｓｗｐ及びパワースイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。また、コンバータＣＶは、コンデンサＣと、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体と、パワースイッチング素子Ｓｗｐ及びパワースイッチング素子Ｓｗｎの接続点と高電圧バッテリ１２とを接続する誘導性負荷（リアクトルＬ）とを備えている。

上記高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタ及びエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐ及び低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソード及びアノードが接続されている。

上記インバータＩＶを構成するパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの導通制御端子（ゲート）には、いずれもドライブユニットＤＵが接続されている。なお、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐを駆動するドライブユニットＤＵと、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎを駆動するドライブユニットＤＵとは、インターフェースを介して双方向の通信が可能となっている。ここで、パワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎのそれぞれを駆動するドライブユニットＤＵを互いに絶縁すべく、上記インターフェースは、例えばフォトカプラ等の絶縁手段を備えている。

パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して、低電圧バッテリ１４を電源とする制御装置１６によって駆動される。制御装置１６は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれについてのパワースイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、パワースイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。また、コンバータＣＶのパワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｃｐ，ｇｃｎを生成し出力する。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して制御装置１６により操作される。これら高電位側の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐ、ｇｃｐのそれぞれと、低電位側の操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎ、ｇｃｎのそれぞれとは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとを互いに相補的に駆動するものである。すなわち、いずれか一方の操作信号がオン状態とするための信号である期間、他方の操作信号がオフ状態とするための信号となる。

なお、インバータＩＶやコンバータＣＶを備える高電圧システムと、制御装置１６を備える低電圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号は、絶縁手段を介して高圧システムに出力される。

上記パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも、入力端子及び出力端子が一義に定義されており、出力端子から入力端子への電流の流通を阻止するスイッチング素子である。詳しくは、これらは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、その入力端子及び出力端子間に流れる電流やフリーホイールダイオードＦＤｐ、ＦＤｎに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子ＳＴを備えている。センス端子ＳＴのこの機能は、ＩＧＢＴとして、ダイオード内蔵型のものを用いることで可能となったものである。すなわち、本実施形態では、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されており、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎ及び低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されている。

図２（ａ）に、本実施形態にかかるパワースイッチング素子Ｓｗｐ（Ｓｗｎ）及びフリーホイールダイオードＦＤｐ（ＦＤｎ）の断面構成を示す。なお、以下では、パワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを総括する場合、パワースイッチング素子Ｓｗと記載し、フリーホイールダイオードＦＤｐ，ＦＤｎを総括する場合、フリーホイールダイオードＦＤと記載する。

図示されるように、半導体基板２０には、ＩＧＢＴ領域とダイオード領域とが併設されて形成されている。半導体基板２０の主面側から裏面側へと伸びる領域は、導電型がＮ型であるＮ型領域２２となっている。また、半導体基板２０の主面側の表層部には、導電型がＰ型のＰ型領域２４が形成されており、Ｐ型領域２４内に、上記Ｎ型領域２２よりも濃い濃度のＮ型の導電型を有するＮ型領域２６が形成されている。そして、これらＰ型領域２４及びＮ型領域２６には、ＩＧＢＴのエミッタ端子Ｅ及びダイオードのアノード端子が接続されている。また、上記Ｐ型領域２４及びＮ型領域２６上には、ゲート酸化膜２８を介してゲート電極３０が形成されている。

一方、半導体基板２０の裏面側の表層部には、上記Ｎ型領域２２よりも濃度の濃いＮ型領域３６とＰ型領域３４とが併設されている。ここで、Ｐ型領域３４は、ＩＧＢＴのコレクタ領域を構成し、Ｎ型領域３６は、ダイオードのカソード領域を構成する。なお、これらＰ型領域３４及びＮ型領域３６と上記Ｎ型領域２２との間には、Ｎ型領域２２よりも濃度の薄いＮ型領域３２が形成されている。

図２（ｂ）は、上記半導体基板２０の主面側を模式的に示した平面図である。図示されるように、主面側の大部分は、エミッタ領域であり、これよりも小さい領域として、ゲート領域やセンス電極３８が形成されている。ここで、実際のセンス電極３８の面積は、エミッタ領域の面積の数千分の１程度とされており、これにより、ＩＧＢＴやフリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有しつつも極微小な電流を出力することが可能となっている。

図３に、上記ドライブユニットＤＵの回路構成を示す。

図示されるように、電源４０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（充電用スイッチング素子４１）と、ゲートの充放電速度を調節するためのゲート抵抗４２とを介して、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに接続されている。また、電源４０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（充電用スイッチング素子４３）と、ゲートの充放電速度を調節するためのゲート抵抗４４とを介して、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに接続されている。パワースイッチング素子Ｓｗのゲートは、上記ゲート抵抗４２及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ（放電用スイッチング素子４５）を介して、パワースイッチング素子ＳｗのエミッタＥに接続されている。また、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートは、上記ゲート抵抗４４及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ（放電用スイッチング素子４６）を介して、パワースイッチング素子ＳｗのエミッタＥに接続されている。ここで、ゲート抵抗４２，４４は、線形素子としての抵抗体である。

駆動制御回路４８は、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段を介して、ドライブユニットＤＵに入力される上記操作信号ｇ（操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎ，ｇｃｐ，ｇｃｎの総括表記）に基づき、充電用スイッチング素子４１及び放電用スイッチング素子４５を相補的にオン・オフすることでパワースイッチング素子Ｓｗを駆動する。すなわち、操作信号ｇが論理「Ｈ」となることで、パワースイッチング素子Ｓｗをオン状態とする旨が指示される場合、充電用スイッチング素子４１をオンして且つ放電用スイッチング素子４５をオフすることで、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに正の電荷を充電する。また、操作信号ｇが論理「Ｌ」となることで、パワースイッチング素子Ｓｗをオフ状態とする旨が指示される場合、充電用スイッチング素子４１をオフして且つ放電用スイッチング素子４５をオンすることで、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートから正の電荷を放電させる。

パワースイッチング素子ＳのエミッタＥ及びセンス端子ＳＴ間には、シャント抵抗５０が接続されている。シャント抵抗５０の電圧は、反転増幅回路５２にて電圧変換された後、コンパレータ５４の非反転入力端子に印加される。ここで、反転増幅回路５２は、パワースイッチング素子Ｓｗに電流が流れるか、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れるかにかかわらず、コンパレータ５４の非反転入力端子に印加される電圧の極性を固定するためのものである。ここでは、反転増幅回路５２として、オペアンプの非反転入力端子に、パワースイッチング素子Ｓｗのエミッタ電位基準で正の電圧が印加されたものを例示している。反転増幅回路５２の出力電圧は、入力される電圧が小さいほど（負で絶対値が大きいほど）大きい値となる。

コンパレータ５４の反転入力端子には、基準電圧生成回路５６の出力する所定の正の電圧（基準電圧）が印加されている。このため、コンパレータ５４の出力信号は、フリーホイールダイオードＦＤに流れる順方向電流が上記基準電圧に対応する閾値電流以上となることで論理「Ｈ」となる。

フリーホイールダイオードＦＤｐ，ＦＤｎのいずれか一方に流れる電流に基づく信号を出力するコンパレータ５４の出力は、いずれか他方に対応するドライブユニットＤＵに取り込まれる。詳しくは、ゲート抵抗の抵抗値を操作する操作手段に入力される。本実施形態では、この操作手段を、模式的にＡＮＤ回路６２及びＲＳフリップフロップ６０を備えて構成している。ＡＮＤ回路６２は、上記コンパレータ５４の出力信号と、いずれか他方の操作信号との論理積信号を生成する。ＲＳフリップフロップ６０では、この論理積信号をリセット端子に取り込む。また、ＲＳフリップフロップ６０は、駆動制御回路４８の出力信号をセット端子に取り込む。これにより、フリーホイールダイオードＦＤｐ、ＦＤｎのいずれか一方に接続されるパワースイッチング素子Ｓｗをオン状態とするタイミングに同期して、いずれか他方に流れる電流情報（コンパレータ５４の出力信号）がラッチされる。

ＲＳフリップフロップ６０の出力端子は、充電用スイッチング素子４３及び放電用スイッチング素子４６のゲートに接続されている。これにより、ゲート抵抗値は、ＲＳフリップフロップ６０の出力端子の出力信号が論理「Ｌ」となることで低減操作される。換言すれば、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎのいずれか一方のゲート抵抗値は、いずれか他方に逆並列に接続されたフリーホイールダイオードに流れる電流が閾値電流以上となることで、低抵抗に切り替えられる。すなわち、ゲートの充電経路がゲート抵抗４２のみの経路（高抵抗経路）から、ゲート抵抗４２、４４を備える一対の経路（低抵抗経路）に切り替えられる。

なお、駆動制御回路４８には、遅延部４７を介して操作信号ｇが入力されているが、これは、ＲＳフリップフロップ６０の出力信号と駆動制御回路４８の出力信号との出力タイミングを同期させるためのものである。

更に、ＲＳフリップフロップ６０のセット端子に駆動制御回路４８の出力信号が入力されるために、ゲート抵抗値を小さい側に切り替えたとしても、この切り替えは、一度のオン状態への切り替えに限って行われることとなる。このため、次回のオン状態への切り替えに際してゲート抵抗値を小さい側に切り替えるためには、ＲＳフリップフロップ６０のリセット端子に再度論理「Ｈ」の信号が入力される必要がある。

この設定は、サージが過度に大きくなることを回避するためのものである。すなわち、ゲート抵抗を低減するとサージが大きくなる。ここで、コンパレータ５４の出力信号が論理「Ｈ」となることでゲート抵抗値が一旦小さい側に切り替えられることで、コンパレータ５４の出力信号が論理「Ｌ」となるまでその抵抗値を維持する場合には、コンパレータ５４の出力信号に重畳するノイズ等の影響で、ゲート抵抗値が不適切に小さい側に維持されることが懸念される。このため、ゲート抵抗値を小さい側に切り替えた場合には、一度のオン状態への切り替えの終了後、ゲート抵抗を再度大きい側に切り替える処理を行うようにした。

図４に、本実施形態にかかるゲート抵抗値の可変設定処理の態様を示す。詳しくは、図４（ａ）に、パワースイッチング素子Ｓｗｐの操作信号ｇ＊ｐの推移を示し、図４（ｂ）に、パワースイッチング素子Ｓｗｎの操作信号ｇ＊ｎの推移を示し、図４（ｃ）に、相電流ｉ＊の推移を示す。また、図４（ｄ）に、パワースイッチング素子Ｓｗｐを流れる電流ｉｃｐの推移を示し、図４（ｅ）に、フリーホイールダイオードＦＤｎを流れる電流ｉｃｎの推移を示し、図４（ｆ）に、下側アームのコンパレータ５４の出力信号の推移を示し、図４（ｇ）に、ゲート抵抗値の推移を示す。

図示されるように、相電流ｉ＊が漸増し時刻ｔ１において閾値電流Ｉｔｈ以上となる。その後、パワースイッチング素子Ｓｗｎがオフ状態に切り替えられた（時刻ｔ２）後のデッドタイム期間においても、フリーホイールダイオードＦＤｎに閾値電流Ｉｔｈ以上の電流が流れることから、パワースイッチング素子Ｓｗｐがオン状態に切り替えられるタイミング（時刻ｔ３）で、この電流が閾値電流Ｉｔｈを超えている旨の情報（電流情報）が、パワースイッチング素子ＳｗｐのドライブユニットＤＵでラッチされる。換言すれば、ＲＳフリップフロップ６０の出力信号が論理「Ｌ」となる。これにより、ゲート抵抗値が小さい側に切り替えられる。このため、パワースイッチング素子Ｓｗｐのオン状態への切り替え開始タイミング（時刻ｔ３）以降、抵抗値の小さいゲート抵抗によってオン状態への切り替え処理がなされることとなる。そして、パワースイッチング素子Ｓｗｐがオフ状態へと切り替えられる時刻ｔ４において、ゲート抵抗値が再度大きい側に切り替えられる。

このように、本実施形態では、サージが比較的小さく電力損失が大きくなりやすい状況下、迅速にこの状況を察知してゲート抵抗値を小さくすることができるため、電力損失を低減することができる。なお、先の図３に示したように、本実施形態では、駆動制御回路４８の出力信号をＲＳフリップフロップ６０のセット端子に入力している。これにより、ゲート抵抗値を低速側に切り替える処理（ＲＳフリップフロップ６０のセット端子に論理「Ｈ」の信号が入力されることでなされる処理）を、パワースイッチング素子Ｓｗのオフ操作の開始タイミングに対して遅延させることができる。このため、パワースイッチング素子Ｓｗのオン期間が過度に短い場合であっても、ゲートの充電期間の途中でゲート抵抗値が切り替えられることを回避することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎのいずれか一方を駆動するに際し、いずれか他方に逆並列に接続されたフリーホイールダイオードに流れる電流情報に基づき、いずれか一方のゲートの電荷の変化速度を可変とした。これにより、いずれか一方のオン状態への切り替えタイミングに極力近接したタイミングにおける電流情報を利用してゲートの電荷の変化速度を可変とすることができる。

（２）上記電流情報に基づき、パワースイッチング素子のオン操作に際してのゲートの電荷の変化速度を可変とした。オン状態への切り替え以前には、当該パワースイッチング素子のセンス端子ＳＴの出力電流に基づき相電流を検出することができないため、上記電流情報は特に有効である。

（３）ゲート抵抗４４の抵抗値を高速側（低抵抗側）に切り替えた場合、１度のオン状態への切り替え処理の終了に伴い、抵抗値を一旦低速側（高抵抗側）に切り替えた。これにより、サージが過度に大きくなる事態を確実に回避することができる。

（４）一対のパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎのいずれか一方のゲート電荷の変化速度の可変設定に利用する電流情報を、いずれか他方のオフ状態への切替開始タイミング以降における電流の検出値に基づく情報とした。これにより、いずれか一方のオン期間に極力近似したタイミングにおける電流に関する情報を利用することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図５に、パワースイッチング素子Ｓｗ又はフリーホイールダイオードＦＤに流れる電流と、シャント抵抗５０での電圧降下量との関係を示す。詳しくは、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート印加電圧Ｖｇｅ（エミッタ及びゲート間電圧）が高い場合と低い場合とにおける関係を示す。図示されるように、ゲート印加電圧Ｖｇｅが高い場合の方が低い場合よりも電圧降下量の絶対値が増加する。

このことは、パワースイッチング素子Ｓｗがオフ状態の場合にはオン状態の場合と比較して、フリーホイールダイオードＦＤに規定値以上の順方向電流が流れる際の電圧降下量が小さくなることを意味する。一方、本実施形態では、フリーホイールダイオードＦＤｐ、ＦＤｎの電流を検出するタイミングは、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオン状態へと切り替えるタイミングであるが、実際には上側アームと下側アームとの間で情報伝達に時間がかかるため、上記切替タイミングより前の電流値が検出されることとなる。このため、検出対象となるフリーホイールダイオードＦＤｐ、ＦＤｎに逆並列に接続されるパワースイッチング素子のゲートの電圧の低下過程における検出対象の電流が検出されることとなる。このため、電流の実際の検出タイミングにおけるゲート電圧は変化し得る。そこで本実施形態では、図６に示すように、基準電圧生成回路５６ａの出力する基準電圧を、ゲートの電圧に基づき可変設定する。詳しくは、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎのそれぞれのゲート電圧が高いほど、これらに対応する基準電圧を大きくする。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（５）一対のパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎのいずれか一方に関する変化速度の可変設定に利用する電流情報を、いずれか他方のゲートの電圧を加味して生成した。これにより、センス端子ＳＴの出力電流に基づく電流の検出に際し、電流検出結果のゲート電圧依存性の影響を除去することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記各実施形態において、例えば特開２００８−７２８４８号公報に記載されているように、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れていると判断される場合には、これに逆並列に接続されるパワースイッチング素子Ｓｗの操作信号にかかわらず、これを強制的にオフ状態とする処理を実行してもよい。この場合、フリーホイールダイオードＦＤにおける電力損失を低減することができることに加えて、センス端子ＳＴからの出力電流の検出タイミングによっては、これがゲート電圧によって変化することを回避することもできる。このため、第２の実施形態の構成をとらずとも、フリーホイールダイオードＦＤに流れる電流を高精度に検出することも可能となる。

・フリーホイールダイオードＦＤを流れる電流の検出に際し、そのゲート電圧依存性を除去する手法としては、上記第２の実施形態で例示したように、ゲート電圧に応じて閾値を可変設定するものに限らない。例えば、シャント抵抗の抵抗値をゲート電圧に応じて可変設定するもの等であってもよい。

・ゲート抵抗としては、パワースイッチング素子Ｓｗをオン状態に切り替えるための抵抗体（充電用抵抗体）と、パワースイッチング素子Ｓｗをオフ状態に切り替えるための抵抗体（放電用抵抗体）とを同一とするものに限らず、これらを互いに相違させるものであってもよい。この場合、オン状態への切替とオフ状態への切替とのそれぞれにとって適切な抵抗値を設定することができる。パワースイッチング素子Ｓｗを流れる電流とサージとの関係は、オン状態への切替とオフ状態への切替とで互いに相違したものとなるため、こうした設定は特に有効である。

・上記各実施形態では、正バイアスを印加した反転増幅回路５２にシャント抵抗５０による電圧降下量Ｖｓｅを入力することで、電圧降下量Ｖｓｅを変換し、必ず正の値となるようにしたがこれに限らない。例えば、コンパレータ５４の反転入力端子にシャント抵抗５０の電圧を印加するとともに、非反転入力端子をパワースイッチング素子ＳＷのエミッタ電位よりも低電位としてもよい。

・上記各実施形態では、ゲートの電荷の変化速度を基準値よりも大きくした後、当該パワースイッチング素子Ｓｗのオン状態からオフ状態への切替をトリガとして、基準値に戻すようにしたがこれに限らない。例えば、オフ状態からオン状態への切替開始指令タイミングから所定の長さを有する時間だけ基準値よりも大きくしてもよい。更に、電流情報にかかわらず基準値へと戻す制御を行わないこととしても、上記実施形態の上記（１）、（２）、（４）の各効果を得ることはできる。

・上記各実施形態では、一対のパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎのうちのいずれか一方がオフ状態からオン状態へと切り替えられるタイミングに同期していずれか他方に逆並列に接続されるフリーホイールダイオードに流れる電流情報を取得したがこれに限らない。例えば、一対のパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎのうちのいずれか一方がオン状態からオフ状態へと切り替えられるタイミングに同期していずれか一方に逆並列に接続されるフリーホイールダイオードに流れる電流を検出してもよい。また例えば、いずれか一方における電流の検出値をいずれか他方のゲート抵抗値の可変設定に反映させるまでに要する時間をデッドタイムから減算した時間だけ、いずれか一方がオン状態からオフ状態へと切り替えられるタイミングから遅れたタイミングで電流を検出してもよい。この場合、いずれか他方をオン状態に切り替える際にゲート抵抗４４の抵抗値を確実に変更しつつも、この変更を切替タイミングに極力近接したタイミングにおける電流に基づき行うことができる。

・一対のパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎのうちのいずれか一方がオフ状態とされる期間におけるいずれか他方を流れる電流情報としては、この電流が閾値電流以上であるか否かを示す２値的な信号に限らない。例えば、電流値を３段階以上でデジタル表記したものやアナログ表記したものであってもよい。

・上記各実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｗを流れる電流に応じてゲート抵抗値を高抵抗及び低抵抗の２つの抵抗値から選択したがこれに限らず、３段階以上又は連続的に可変としてもよい。この場合、電流が増大するにつれてゲート抵抗を漸減させればよい。換言すれば、電流が増大するにつれてゲートの電荷の変化速度を徐々に増加させていけばよい。

なお、ゲート抵抗を２段階以上で可変とする場合には、電流との比較対象とされる閾値を複数設定したり、比較手段（コンパレータ５４に相当）を複数備えたりする設計変更によって対処することができる。

・ゲートの充電速度を可変とするための手段としては、線形素子の抵抗値を可変とするものに限らない。例えば特開２００９−５５６５４号公報に記載されているように、非線形素子を利用してもよい。また、例えばゲートの充放電経路の抵抗値を可変とするものに限らず、例えばゲートに印加する電圧を可変とする手段であってもよい。

・上記各実施形態では、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎを相補的に駆動することとしたが、これに限らない。相補的に駆動しない場合であっても、上記各実施形態の要領でゲートの電荷変化速度の可変設定処理を行うことができる。

・パワースイッチング素子ＳｗとフリーホイールダイオードＦＤとが同一半導体基板に併設して形成されているものに限らず、別チップに構成されているものであってもよい。

・上記各実施形態では、一対のパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎのうちのいずれか一方のオン状態への切替に際して、いずれか他方に逆並列に接続されたフリーホイールダイオードＦＤに流れる電流を利用したが、これに限らず、オフ状態への切替に際して上記電流を利用してもよい。

・上記各実施形態では、パワースイッチング素子ＳｗｐのドライブユニットＤＵとパワースイッチング素子ＳｗｎのドライブユニットＤＵとを互いに絶縁された各別の回路としたが、これに限らず、これら一対のドライブユニットＤＵを高耐圧集積回路（ＨＶＩＣ）にて一括して構成してもよい。この場合、一対のパワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎのいずれか一方側の電流情報をいずれか他方側のＲＳフリップフロップ６０に伝達させる高耐圧通信経路は、ＨＶＩＣ内の高耐圧素子が担うこととなる。

・パワースイッチング素子Ｓｗとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等であってもよい。この場合、通常、フリーホイールダイオードＦＤよりもパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタの方がオン抵抗が小さいため、デッドタイム期間以外には、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタに電流が流れると考えられる。そしてこの電流は、例えば、その入力端子及び出力端子（ソース及びドレイン）間の電圧によって検出可能である。

・電力変換回路としては、上記インバータＩＶや、ブーストコンバータとしてのコンバータＣＶに限らない。例えば、高電圧バッテリ１２の電圧を降圧して低電圧バッテリ１４に印加する降圧コンバータであってもよい。

・電力変換回路としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。

４０…電源、４２…充電用スイッチング素子、４４…ゲート抵抗（可変手段の一実施形態）、４８…駆動制御回路、６０…Ｄフリップフロップ（可変手段の一実施形態）、Ｓｗ…パワースイッチング素子、ＦＤ…フリーホイールダイオード。

Claims (8)

1. 低電位側電気経路及び高電位側電気経路に誘導性負荷に流れる電流を交互に流すべく、これら一対の電気経路の少なくとも一方に備えられる電圧制御形のパワースイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記低電位側電気経路及び高電位側電気経路のそれぞれに流れる電流を検出する各別の検出手段とを備えるパワースイッチング素子の駆動装置において、
   前記パワースイッチング素子を駆動するに際し、前記一対の電気経路のうちの前記駆動対象の備えられた経路でない側の経路に流れる電流についての前記駆動対象のオフ状態時における情報に基づき、前記駆動対象の導通制御端子の電荷の変化速度を可変とする可変手段を備えることを特徴とするパワースイッチング素子の駆動装置。
2. 前記可変手段は、前記情報に基づき、前記パワースイッチング素子のオン操作に際しての前記変化速度を可変とすることを特徴とする請求項１記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
3. 前記可変手段は、前記変化速度の基準値を保持するものであって且つ、前記オフ状態時における１の前記情報に基づき前記変化速度を前記基準値よりも大きくする処理を行った後、次回のオン操作に先立って前記変化速度を前記基準値へと一旦戻す処理を行うことを特徴とする請求項２記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
4. 前記可変手段は、前記パワースイッチング素子のオン操作の後にオフ状態への切替指令が出されることをトリガとして、前記基準値へと一旦戻す処理を行うことを特徴とする請求項３記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
5. 前記パワースイッチング素子は、これに逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードが設けられた半導体デバイスに搭載されるものであり、
   前記半導体デバイスは、前記フリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有する微少電流を出力する端子を備え、
   前記情報は、前記微少電流の検出値に基づく情報であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
6. 前記一対の電気経路は、それぞれパワースイッチング素子を備えて構成され、
   前記一対のパワースイッチング素子は、互いに相補的に駆動されるものであり、
   前記一対のパワースイッチング素子のいずれか一方の導通制御端子の電荷の前記変化速度の可変設定に利用される前記情報は、いずれか他方の導通制御端子の電圧を加味して生成される情報であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
7. 前記一対の電気経路は、それぞれパワースイッチング素子を備えて構成され、
   前記一対のパワースイッチング素子は、互いに相補的に駆動されるものであり、
   前記一対のパワースイッチング素子のいずれか一方の導通制御端子の電荷の前記変化速度の可変設定に利用される前記情報は、いずれか他方のオフ状態への切替開始タイミング以降における前記電流に基づく情報であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
8. 前記一対のパワースイッチング素子は、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムに備えられる車載主機及び高電圧バッテリの少なくとも一方に接続される電力変換回路を構成するものであって且つ、これら一対のパワースイッチング素子のそれぞれには、前記可変手段が各別に接続されており、
   前記一対のパワースイッチング素子の一方に対応する前記可変手段が、他方に対応する前記情報を受け取るための高耐圧通信経路を更に備えることを特徴とする請求項７記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
   

Images