JP2011091960A

JP2011091960A - Ｄｃｄｃコンバータシステム

Info

Publication number: JP2011091960A
Application number: JP2009244524A
Authority: JP
Inventors: Hiroki Otani; 裕樹大谷; Katashige Yamada; 堅滋山田
Original assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2009-10-23
Filing date: 2009-10-23
Publication date: 2011-05-06
Anticipated expiration: 2029-10-23
Also published as: JP5478190B2

Abstract

【課題】ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、電流センサを用いることなく、電流制御を行うことを可能とすることである。
【解決手段】回転電機駆動システム１０は、回転電機１２に接続されるインバータ装置１４、蓄電装置１６、蓄電装置１６とインバータ装置１４との間に設けられるＤＣＤＣコンバータ本体部２０と、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０とを含んで構成される。ＤＣＤＣコンバータ制御部４０の入力電圧初期値設定器６２において入力電圧初期値Ｖ_L0を求め、電池抵抗推定器６４によって蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bを求め、これらの結果と入力電圧検出値Ｖ_Lを用い、入力電流推定器６６において（Ｖ_L−Ｖ_L0）をＲ_Bで除算して推定入力電流値Ｉ_Bを算出する。算出された推定入力電流値Ｉ_Bを用いて電流制御のマイナーループを有する電圧フィードバックを行い、ｄｕｔｙを補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣＤＣコンバータシステムに係り、特に蓄電装置と負荷駆動装置との間に設けられ、出力電圧指令値に基づいてスイッチング素子のディーティ比を制御して電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータシステムに関する。

２次電池等の蓄電装置から駆動状態にある負荷駆動回路に対し電力を供給し、あるいは逆に回生状態にある負荷駆動回路から蓄電装置に電力を供給する装置として、昇降圧を行う電圧変換器が用いられる。この電圧変換器は、直流電力の電圧を変更する機能を有することから、ＤＣＤＣコンバータとも呼ばれる。

例えば、特許文献１には、２次電池と降圧チョッパ回路とインバータとモータとを利用したエレベータシステムが開示されているが、その従来技術として、モータと接続されるインバータの入力部平滑コンデンサの端子間電圧Ｖ_dcがある設定レベルＶ_cn2以上となったときに、入力部平滑コンデンサの端子間電圧Ｖ_dcがＶ_cn2以下の予め定めた設定電圧Ｖ_refとなるように、降圧チョッパ回路のゲートドライバのＰＷＭ電圧制御を行うＤＣリアクトル制御系が述べられている。

そして、この従来技術のＰＷＭ電圧制御の内容として、ＤＣリアクトルの電流制御系をマイナーループとして設けることが述べられている。すなわち、Ｖ_dcとＶ_refとを比較し、その差分を比例積分要素に入力し、比例積分要素の出力に対してリミッタにより上限リミットを与えた信号を、降圧チョッパ回路のＤＣリアクトルの電流制御系の電流指令値とする。そして、この電流指令値をＤＣリアクトルの電流検出値と比較し、その差分を比例積分要素に入力し、その比例積分要素の出力に対してリミッタにより上下限リミットを与えた信号をＰＷＭ発生手段の入力信号とすることが述べられている。

特開２００１−２５３６５３号公報

特許文献１の降圧チョッパ回路はＤＣＤＣコンバータの１種であり、また、インバータの入力部平滑コンデンサの端子電圧は、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧でもある。したがって、特許文献１には、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧検出値と出力電圧指令値との間の差である出力電圧偏差に対し、ＤＣＤＣコンバータの入力電流検出値と入力電流指令値との間の差である入力電流偏差についてのマイナーループを設けることが述べられていることになる。

このように、ＤＣＤＣコンバータを電圧制御のみで構成するよりも、電圧制御のマイナーループに電流制御を付加する構成とすることで、ＤＣＤＣコンバータの出力安定性が向上する。

ここで、特許文献１に述べられている従来技術では、電流制御のマイナーループを設けるために、ＤＣリアクトルの電流検出値を用いている。したがって、そのために電流センサが必要となり、その分、コストが上昇する。

本発明の目的は、電流センサを用いることなく、電流制御を行うことを可能とするＤＣＤＣコンバータシステムを提供することである。

本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムは、蓄電装置と負荷駆動装置との間に設けられ、出力電圧指令値に基づいてスイッチング素子のディーティ比を制御して電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータシステムであって、蓄電装置の端子電圧である入力電圧値と出力電圧指令値とに基づき定常デューティ比を算出する定常デューティ比算出手段と、出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値と出力電圧指令値との偏差に応じて入力電流指令値を算出する手段と、蓄電装置の内部抵抗値と、入力電圧値を検出する入力電圧検出器の検出値である入力電圧検出値とに基づいて推定入力電流値を算出する推定手段と、入力電流指令値と推定入力電流値のとの偏差に基づき補正デューティ比を算出する手段と、定常ディーティ比と補正ューティ比とに基づき、スイッチング素子のデューティ比を設定する手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、推定手段は、負荷駆動装置が無負荷状態でありかつ電圧変換を行っていないときの入力電圧を入力電圧初期値として設定し、入力電圧検出値と入力電圧初期値との差である電圧降下値を蓄電装置の内部抵抗値で除して推定入力電流値を算出することが好ましい。

また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、推定手段は、蓄電装置の内部抵抗の温度特性に基づき、蓄電装置の温度を検出して蓄電装置の内部抵抗値を推定することが好ましい。

また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、定常デューティ比算出手段は、入力電圧検出値に対しローパスフィルタ処理を行ったフィルタ処理後電圧検出値と、出力電圧指令値とに基づいて、定常デューティ比を算出することが好ましい。

また、本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、負荷駆動装置は、回転電機に接続されるインバータ装置であることが好ましい。

上記構成により、ＤＣＤＣコンバータシステムは、出力電圧検出値と出力電圧指令値との偏差に応じて入力電流指令値を算出し、蓄電装置の内部抵抗値と入力電圧検出値とに基づいて推定入力電流値を算出する。蓄電装置の内部抵抗値は予め求めておくことができ、また入力電圧値は、例えばＤＣＤＣコンバータの入力側容量素子の両端子電圧を検出することで取得できる。このようにして、入力電流値は、電流センサを要せずに、演算で算出することができる。

そして、この演算値を用いてＤＣＤＣコンバータシステムの出力電圧フィードバック制御のマイナーループに電流フィードバックを組み込むことができる。これによって、ＤＣＤＣコンバータシステムとして出力電圧の安定性と負荷電力の急変時の応答性向上を低価格で実現できる。

また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、負荷駆動装置が無負荷状態でありかつ電圧変換を行っていないときの入力電圧を入力電圧初期値として設定し、入力電圧検出値と入力電圧初期値との差である電圧降下値を蓄電装置の内部抵抗値で除して推定入力電流値を算出するので、電流センサを要せずに入力電流値を推定することができる。

また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、蓄電装置の温度を検出して蓄電装置の内部抵抗値を推定するので、予め求めておいた蓄電装置の内部抵抗温度特性を用いて温度センサの検出温度によって容易に蓄電装置の内部抵抗値を得ることができる。また、推定された内部抵抗値に誤差があったとしても、電圧フィードバックループによって目標電圧と検出値との間の誤差をなくすので、制御は安定に動作できる。

また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、入力電圧検出値に対しローパスフィルタ処理を行ったフィルタ処理後電圧検出値と、出力電圧指令値とに基づいて、定常デューティ比を算出する。入力電圧検出値をそのまま用いて定常デューティ比を算出すると、場合によって定常デューティ比が発散して制御破綻を生じる恐れがある。ローパスフィルタ処理によってカットオフ周波数を低く設定し、定常デューティを算出することで、安定した制御を行うことができる。

また、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、負荷駆動装置として回転電機に接続されるインバータ装置とするので、広くインバータ装置に接続されるＤＣＤＣコンバータシステムについても、電流センサを要せずに入力電流値を推定することができる。

本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムを含む回転電機駆動システムの構成を示す図である。本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおける定常比率設定器の内部構成を説明する図である。本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおける電圧制御器の内部構成を説明する図である。本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおける電流制御器の内部構成を説明する図である。本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおける入力電流推定器の内部構成を説明する図である。本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、入力電圧初期値の設定を行う手順を説明するフローチャートである。本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて用いられる電池の内部抵抗の温度特性の１例を示す図である。本発明に係る実施の形態のＤＣＤＣコンバータシステムを含む別の回転電機駆動システムの構成を示す図である。従来技術の電流センサを用いる場合において、出力電圧と入力電圧について指令値と検出値との差の様子を示す図である。本発明に係る実施の形態の入力電流推定器を用いる場合において、電池内部抵抗の算出誤差がゼロとして、出力電圧と入力電圧について指令値と検出値との差の様子をシミュレーションで求めた結果を示す図である。図１０に対し、電池内部抵抗の算出誤差を＋２０％としたときのシミュレーション結果を示す図である。図１０に対し、電池内部抵抗の算出誤差を＋５０％としたときのシミュレーション結果を示す図である。図１０に対し、電池内部抵抗の算出誤差を−２０％としたときのシミュレーション結果を示す図である。図１０に対し、電池内部抵抗の算出誤差を−４０％としたときのシミュレーション結果を示す図である。図１０に対し、別の条件で電池内部抵抗の算出誤差をゼロとしたときのシミュレーション結果を示す図である。

以下に図面を用いて本発明に係る実施の形態につき詳細に説明する。以下では、ＤＣＤＣコンバータシステムに接続される負荷駆動回路としてインバータ装置を説明するが、ＤＣＤＣコンバータシステムを介して蓄電装置との間で直流電力をやり取りする駆動回路であれば、インバータ装置以外のものであってもよい。例えば、一般的なドライバ回路であってもよい。また、負荷駆動回路に接続される負荷装置として車両に搭載される３相回転電機を説明するが、車両搭載以外の回転電機であってもよく、また、回転電機以外の負荷装置、例えば、空調装置、ＡＶ機器、小型モータ等の装置であってもよい。

なお、以下では、適宜リミッタを設けてあるが、場合によってはリミッタを省略することもできる。

以下では、全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。

図１は、ＤＣＤＣコンバータシステムが用いられる回転電機駆動システム１０の構成を説明する図である。回転電機駆動システム１０は、車両に搭載される回転電機１２の駆動を行うシステムである。回転電機駆動システム１０は、回転電機１２に接続されるインバータ装置１４、蓄電装置１６、蓄電装置１６とインバータ装置１４との間に設けられるＤＣＤＣコンバータ本体部２０と、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０とを含んで構成される。ここで、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０とＤＣＤＣコンバータ制御部４０とが、ＤＣＤＣコンバータシステムに相当する。

回転電機１２は、車両に搭載されるモータ・ジェネレータ（ＭＧ）であって、車両の力行時には、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して蓄電装置１６から電力の供給を受けてモータとして機能して車両の車軸を駆動し、制動時には発電機として機能して回生エネルギを回収し、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して蓄電装置１６に供給する３相同期型回転電機である。

インバータ装置１４は、回転電機１２を負荷とするときの負荷駆動装置に相当する。インバータ装置１４は、回転電機１２を発電機として機能させるとき、回転電機１２からの交流３相回生電力を直流電力に変換し、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して、蓄電装置１６側に充電電流として供給する交直変換機能を有する。また、回転電機１２をモータとして機能させるとき、蓄電装置１６側からＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して供給される直流電力を交流３相駆動電力に変換し、回転電機１２に駆動電力として供給する直交変換機能を有する。かかるインバータ装置１４は、図１に示されるように、スイッチング素子とダイオードを複数組み合わせて構成される。

蓄電装置１６は充放電可能な直流電力源である。かかる蓄電装置１６としては、例えば、数１００Ｖの端子電圧を有するリチウムイオン組電池あるいはニッケル水素組電池、またはキャパシタ等を用いることができる。

インバータ装置１４を作動させる電圧は、蓄電装置１６の両端子電圧と必ずしも同じではないので、その間に電圧変換を行いながら電力をやり取りするためにＤＣＤＣコンバータシステムが設けられる。ＤＣＤＣコンバータシステムは、蓄電装置１６とインバータ装置１４の間に配置されて接続されるＤＣＤＣコンバータ本体部２０とＤＣＤＣコンバータ本体部２０の動作を制御するＤＣＤＣコンバータ制御部４０とを含んで構成される。

ＤＣＤＣコンバータシステムは、リアクトルのエネルギ蓄積作用を利用し、スイッチング素子のデューティ比を制御して、蓄電装置１６側の電圧とインバータ装置１４側の電圧との間の電圧変換を行う機能を有する。例えば、蓄電装置１６側の電圧をＶ_Lとし、インバータ装置側の電圧をＶ_Hとして、スイッチング素子のデューティ比を制御することで、電圧変換比であるＶ_H／Ｖ_Lを制御する機能を有する。

ここで、蓄電装置１６、インバータ装置１４のそれぞれの電源ラインについて、高電圧側を正極側母線、低電圧側を負極側母線と呼ぶことにすると、蓄電装置１６のプラス端子に接続されるラインが蓄電装置１６側の正極側母線であり、蓄電装置１６のマイナス端子に接続されるラインが蓄電装置１６側の負極側母線である。同様に、インバータ装置１４の高電圧側電源ラインがインバータ装置１４側の正極側母線であり、その低電圧側電源ラインがインバータ装置１４側の負極側母線である。図１に示されるように、蓄電装置１６側の負極側母線とインバータ装置１４側の負極側母線とは相互に接続されて共通の負極側母線とされる。

蓄電装置１６側において、その正極側母線と負極側母線との間に設けられる平滑コンデンサ３０は、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧であるＶ_Lを保持する容量素子である。同様に、インバータ装置１４側において、その正極側母線と負極側母線との間に設けられる平滑コンデンサ３２は、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の出力電圧であるＶ_Hを保持する容量素子である。

ＤＣＤＣコンバータ本体部２０は、上記のように、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０と共にＤＣＤＣコンバータシステムを構成するもので、リアクトル２２と、相互に直列に接続される２つのスイッチング素子２４，２６と、２つのスイッチング素子２４，２６のそれぞれに並列に逆接続されるダイオード２５，２７を含んで構成される。

リアクトル２２は、インダクタンスＬを有する素子であって、電流Ｉが流れることで、（ＬＩ²）／２の電磁エネルギを蓄積でき、また、この蓄積された電磁エネルギを放出することができる。リアクトル２２の一方側端子は、蓄電装置１６の一方側端子と接続され、リアクトル２２の他方側端子は、２つのスイッチング素子２４，２６が相互に直列接続されるその接続点に接続される。

２つのスイッチング素子２４，２６は、リアクトル２２に対し、電磁エネルギを蓄積させあるいは放出させることで、蓄電装置１６側とインバータ装置１４側との間において電圧変換を行いながら電力をやり取りさせる機能を有する。２つのスイッチング素子２４の一方側は、リアクトル２２の他方側端子とインバータ装置１４の正極側母線との間に設けられ、２つのスイッチング素子２４の他方側は、リアクトル２２の他方側端子とインバータ装置１４の負極側母線との間に設けられる。

２つのスイッチング素子２４，２６を区別するときは、インバータ装置１４の正極側母線に接続される方を上アーム側のスイッチング素子２４、共通の負極側母線に接続される方を下アーム側のスイッチング素子と呼ぶことができる。かかるスイッチング素子２４，２６としては、大電力用バイポーラトランジスタあるいは大電力用ＭＩＳ（ＭｅｔａｌＩｎｓｕｌａｔｏｒＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタ等を用いることができる。例えば、ｎチャネル型ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｉｎｇＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができる。

２つのダイオード２５，２７は、２つのスイッチング素子２４，２６に対し、それぞれ並列に逆接続される整流素子である。ダイオード２５は、上アーム側のスイッチング素子２４の電流の流れる方向とは逆方向を整流素子の順方向とするように、並列に逆接続される。すなわち、ダイオード２５は、カソード側がインバータ装置１４の正極側母線に接続され、アノード側がリアクトル２２の他方側端子に接続される。同様に、ダイオード２７は、カソード側がリアクトル２２の他方側端子に接続され、アノード側が共通の負極側母線に接続される。

ここで、スイッチング素子２４，２６のオン・オフのデューティ比を適当に変更することで、電圧変換比＝Ｖ_H／Ｖ_Lを制御することができる。スイッチング素子２４，２６のオン・オフは、通常の場合、相補的に行われる。相補的とは、上アーム側のスイッチング素子２４がオンのときは下アーム側のスイッチング素子２６はオフであり、逆に下アーム側のスイッチング素子２６がオンのときは上アーム側のスイッチング素子２４がオフである。デューティ比は、オン時間／（オン時間＋オフ時間）で与えられるが、スイッチング素子２４，２６が相補的にオン・オフするときは、スイッチング素子２４のデューティ比＝（１−スイッチング素子２６のデューティ比）となる。

したがって、スイッチング素子２４，２６が相補的にオン・オフするときは、いずれかのスイッチング素子のデューティ比でもって、スイッチング素子２４，２６の全体の動作を表すことができる。そこで、以下では、特に断らない限り、デューティ比といえば、上アーム側のスイッチング素子２４のデューティ比をさすものとする。

図１において、上アーム側のスイッチング素子２４がオンのときは、平滑コンデンサ３２の電圧をＶ_HとしてＶ_Hを有するエネルギがリアクトル２２に移される。逆に、上アーム側のスイッチング素子２４がオフのときは下アーム側のスイッチング素子２６がオンであるので、平滑コンデンサ３０の電圧をＶ_LとしてＶ_Lを有するエネルギがリアクトル２２に蓄えられ、次にこのエネルギが平滑コンデンサ３２に移される。したがって、上アーム側のスイッチング素子２４のデューティ比が大きくなると、Ｖ_HがＶ_Lに対し小さくなり、逆に、デューティ比が小さくなると、Ｖ_HがＶ_Lに対し大きくなる。

理想的に相補的オン・オフがなされ、スイッチング素子２４，２６の抵抗分とリアクトル２２の抵抗分が無視できるときは、上側アームのスイッチング素子２６のデューティ比は（Ｖ_L／Ｖ_H）｝で与えられる。例えば、Ｖ_L＝３００Ｖとして、デューティ比＝０．５とすれば、Ｖ_H＝６００Ｖとなる。逆に、Ｖ_L＝３００Ｖとして、Ｖ_H＝５００Ｖとしたいときは、デューティ比＝（３００／５００）＝０．６とすればよく、Ｖ_L＝３００Ｖとして、Ｖ_H＝７００Ｖとしたいときは、デューティ比＝（３００／７００）＝０．４２８とすればよいことになる。

図１において、温度センサ３４は、蓄電装置１６の温度である電池温度Ｔ_Bを検出する機能を有する素子である。検出された電池温度Ｔ_Bは、適当な信号線等を介し、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０に伝送される。

平滑コンデンサ３０に対応して設けられる電圧センサ３６は、平滑コンデンサ３０の両端子間電圧であるＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧を検出する機能を有する入力電圧検出器である。電圧センサ３６によって検出されたデータは、入力電圧検出値Ｖ_Lとして、適当な信号線等を介し、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０に伝送される。

平滑コンデンサ３２に対応して設けられる電圧センサ３８は、平滑コンデンサ３２の両端子間電圧であるＤＣＤＣコンバータ本体部２０の出力電圧を検出する機能を有する出力電圧検出器である。電圧センサ３８によって検出されたデータは、出力電圧検出値Ｖ_Hとして、適当な信号線等を介し、ＤＣＤＣコンバータ制御部４０に伝送される。

ＤＣＤＣコンバータ制御部４０は、上記のようにして伝送された電池温度Ｔ_B、入力電圧検出値Ｖ_L、出力電圧検出値Ｖ_Hを用い、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０における入力電流値を推定し、その推定入力電流値を用いて、ＤＣＤＣコンバータシステムの電圧制御のマイナーループに電流制御を組み込み、デューティ比を補正して、ＤＣＤＣコンバータシステムの作動を制御する機能を有する。以下に述べるＤＣＤＣコンバータ制御部４０の各機能は、ソフトウェアで実現することができ、具体的にはＤＣＤＣコンバータ制御プログラムを実行することで実現できる。勿論、各機能の一部をハードウェアで実現するものとしてもよい。

ＤＣＤＣコンバータ制御部４０は、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の作動を制御するためにスイッチング素子２４，２６にオン・オフ指令を生成する。図１では、このオン・オフ指令の生成を、上側のスイッチング素子２４のデューティ比ｄｕｔｙＡの生成に代表させて示されている。なお、スイッチング素子２６のデューティ比は、例えば、理想的な相補的オン・オフ指令の場合、上記のように、（１−スイッチング素子２４のデューティ比）で求めることができる。

ｄｕｔｙＡは、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいてＶ_Hの電圧フィードバックを行う電圧制御に、マイナーループとして電流フィードバックの電流制御を組み込み、その結果を補正すべきデューティ比ｄｕｔｙ１として求め、フィードバックのないときの定常比率であるデューティ比ｄｕｔｙ２を補正することで算出される。

図１において、出力電圧指令値Ｖ_H ^*は、図示されていない回転電機制御部からＤＣＤＣコンバータシステムに与えられる出力電圧の指令値である。また、トルク指令値Ｔ^*は、回転電機制御部においてインバータ装置１４に対し与えられる回転電機１２の出力すべきトルクの指令値である。

最初に、ｄｕｔｙ２を求める部分を説明する。図１において、Ｖ_H ^*とＶ_Lに基づいて、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０のスイッチング素子２４，２６に対するオン・オフ指令信号を生成する部分が、Ｖ_Hのフィードバックがなく、また推定入力電流のフィードバックがないときの定常的なデューティ比ｄｕｔｙ２による動作制御の部分である。具体的には、Ｖ_H ^*とＶ_Lを入力データとして、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４６、定常比率設定器４８によってｄｕｔｙ２を算出し、リミッタ５０、三角波比較器５２を経由して、スイッチング素子２４，２６のオン・オフ指令信号が生成される。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４６は、入力電圧検出値Ｖ_Lに対し、ローパスフィルタ処理を行って、フィルタ処理後電圧検出値としてＶ_L-LPFを出力する機能を有するフィルタ演算手段である。

ローパスフィルタ処理を行うのは、入力電圧検出値をそのまま用いて定常デューティ比を算出すると、場合によって定常デューティ比が発散して制御破綻を生じる恐れがあるからである。カットオフ周波数を低く設定したローパスフィルタ処理によって得られるＶ_L-LPFを用いることで、定常デューティ比の発散を抑制することができる。

定常比率設定器４８は、Ｖ_H ^*とＶ_L-LPFを用いて、フィードバックがないときのデューティ比を算出して、それを定常比率として設定する機能を有する演算手段である。定常比率は、上側アームのデューティ比で、これをｄｕｔｙ２とすると、上記のように一般的には、（Ｖ_L／Ｖ_H）｝で与えられる。ここでは、Ｖ_Hに出力電圧指令値Ｖ_H ^*を用い、また、Ｖ_Lに代えてＶ_L-LPFを用いることにするので、ｄｕｔｙ２＝（Ｖ_L-LPF／Ｖ_H ^*）で与えられる。

図２は、定常比率設定器４８の内部構成を示す図である。定常比率設定器４８は、除算器７８とリミッタ８０を含んで構成される。除算器７８は、Ｖ_L-LPFを入力値Ａとし、Ｖ_H ^*を入力値Ｂとして、Ａ／Ｂ＝（Ｖ_L-LPF／Ｖ_H ^*）を出力する演算処理手段である。リミッタは、このようにして算出されたＡ／Ｂに対し、上限値と下限値を設定し、以後の処理に適した範囲の値に調整する上下限演算処理手段である。このようにして、上下限設定を行った後のＡ／Ｂが、以後の処理にｄｕｔｙ２として用いられる。上下限設定の例としては、上限を１００％、下限を２５％とすることができる。勿論これ以外の値を上下限とすることもできる。

次に、フィードバックによる補正のためのｄｕｔｙ１を求める部分を説明する。この部部分は、ＤＣＤＣコンバータシステムにおける出力電圧指令値Ｖ_H ^*に対し出力電圧検出値Ｖ_Hをフィードバックし、その偏差である出力電圧偏差ΔＶ_Hを求め、このΔＶ_Hから入力電流指令値Ｉ_B ^*を算出する。そして、この入力電流指令値Ｉ_B ^*に対する入力電流値をフィードバックしてその偏差である入力電流偏差ΔＩ_Bを算出する。この入力電流偏差をゼロにするようにｄｕｔｙ１が計算されることになる。

具体的には、ΔＶ_Hを求める減算器５４、ΔＶ_HからＩ_B ^*を算出する電圧制御器５６、ΔＩ_Bを求める減算器６８、ΔＩ_Bからｄｕｔｙ１を算出する電流制御器５８を含んで構成される。なお、従来技術では、例えば、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０のリアクトル２２に流れる電流を電流センサで検出して入力電流値としていたが、図１では、入力電流推定を行うことで、電流センサを用いていない。この入力電流推定の詳細は後述する。

減算器５４は、ΔＶ_H＝Ｖ_H ^*−Ｖ_Hの演算処理を行って、出力電圧指令値に対する出力電圧検出値の差である電圧偏差を算出する演算処理手段である。電圧制御器５６は、この電圧偏差をゼロにするようなＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電流をＰＩ制御によって求め、これを入力電流指令値Ｉ_B ^*として出力する演算処理手段である。

図３は、電圧制御器５６の内部構成を示す図である。電圧制御器５６は、ＰＩ制御器７０と、リミッタ７２とを含んで構成される。ＰＩ制御器７０は、ΔＶ_Hを入力し、これに対して比例積分演算を行ってΔＶ_Hをゼロとする指令値を出力する比例微分制御演算処理手段である。リミッタ７２は、このようにして出力された指令値に対し、電流制限をかけて、以後の処理を行う電流制御器５８等の能力を超えない範囲とするための上下限演算処理手段である。

再び図１に戻り、減算器６８は、入力電流指令値Ｉ_B ^*に対する入力電流値の差である入力電流偏差ΔＩ_Bを算出する演算処理手段である。入力電流値としては、電流センサを用いずに、次に述べる入力電流推定器６６によって推定された推定入力電流値Ｉ_Bが用いられる。

電流制御器５８は、この電流偏差をゼロにするようなｄｕｔｙを算出する機能を有するもので、図４に示すように、ＰＩ制御器７４とリミッタ７６を含んで構成される。ＰＩ制御器７４は、ΔＩ_Bを入力し、これに対して比例積分演算を行ってΔＩ_Bをゼロとする指令値を出力する比例微分制御演算処理手段である。リミッタ７６は、このようにして出力された指令値に対し、上下限制限をかけて、以後の処理に適した範囲の値に調整する上下限演算処理手段である。このようにして、上下限設定を行った後のｄｕｔｙが、ｄｕｔｙ２に対するｄｕｔｙ補正値としてのｄｕｔｙ１となる。

上下限設定としては、定常比率設定器４８におけるリミッタ８０よりも狭い範囲とする。１例として、リミッタ７６の上下限設定として定常率設定器４８の出力を中心にその±２０％とすることができる。

次に、入力電流の推定について説明する。入力電流の推定は、次のような考えで実行される。すなわち、負荷駆動装置であるインバータ装置１４によって負荷である回転電機１２にトルクを発生させると、蓄電装置１６からＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して電力がインバータ装置１４に電力が供給され、このときＤＣＤＣコンバータ本体部２０を流れる電流に応じて蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bにより電圧降下が生じることになる。このときのＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧を検出する電圧センサの検出値である入力電圧検出値Ｖ_Lと、負荷電力がゼロで電圧変換を行っていないＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧の初期値である入力電圧初期値Ｖ_L0との差分が上記の電圧降下に相当する。したがって、この電圧降下＝（Ｖ_L−Ｖ_L0）を蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bで除算すると、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０に流れる入力電流を推定できる。

具体的には、図１において、入力電圧初期値設定器６２において入力電圧初期値Ｖ_L0を求め、電池抵抗推定器６４によって蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bを求め、これらの結果と、入力電圧検出値Ｖ_Lを用い、入力電流推定器６６において推定入力電流値Ｉ_Bを算出する。算出された推定入力電流値Ｉ_Bは、上記の減算器６８に入力される。減算器６８では、電圧制御器５６の出力である入力電流指令値Ｉ_B ^*と推定入力電流値Ｉ_Bとの差である入力電流偏差ΔＩ_Bが求められ、これが電流制御器５８に入力されることになる。

入力電圧初期値設定器６２は、回転電機１２に対するトルク指令値Ｔ^*と、入力電圧検出値Ｖ_Lと、出力電圧検出値Ｖ_Hを入力として、入力電圧初期値Ｖ_L0を設定する演算処理手段である。

図５は、入力電圧初期値設定器６２において実行される処理手順を示すフローチャートである。最初に、蓄電装置１６の電池としての公称端子電圧を入力電圧初期値Ｖ_L0と設定する（Ｓ１０）。そして、トルク指令値Ｔ^*がゼロであるか否かを判断する（Ｓ１２）。トルク指令値Ｔ^*＝０であることは、負荷駆動装置であるインバータ装置１４の負荷である回転電機１２が無負荷であることを意味する。したがって、Ｓ１２は、負荷駆動装置が無負荷か否かを判断していることになる。

Ｓ１２の判断が否定されると、Ｓ１０で設定された入力電圧初期値Ｖ_L0は電池公称値のままとされ、更新が行われない（Ｓ１４）。

Ｓ１２の判断が肯定されると、次に、出力電圧検出値Ｖ_Hと入力電圧検出値Ｖ_Lの差電圧である（Ｖ_H−Ｖ_L）が予め定めた範囲以内であるか否かが判断される（Ｓ１６）。予め定めた範囲は、Ｖ_Hを検出する電圧センサ３８とＶ_Lを検出する電圧センサ３６のセンサ誤差の最大値と最小値とから設定される。図５の例では、±１０Ｖが予め定めた範囲とされている。つまり、±１０Ｖ以内の差電圧であるということは、電圧センサ３６，３８の検出誤差の範囲でＤＣＤＣコンバータシステムが電圧変換を行っていないことを意味する。このように、Ｓ１６は、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０が電圧変換を行っていないか否かを判断していることになる。

Ｓ１６の判断が否定されると、Ｓ１２の判断が否定されたときと同様に、Ｓ１０で設定された入力電圧初期値Ｖ_L0は電池公称値のままとされ、更新が行われない（Ｓ１４）。
Ｓ１６の判断が肯定されると、そのときの入力電圧検出値Ｖ_Lが入力電圧初期値として、Ｓ１０で設定された電池公称値から更新される（Ｓ１８）。つまり、負荷駆動装置であるインバータ装置１４が無負荷状態であり、かつＤＣＤＣコンバータ本体部２０が電圧変換を行っていないときの入力電圧検出値Ｖ_Lが入力電圧初期値Ｖ_L0として設定される。設定された入力電圧初期値Ｖ_L0は、入力電流推定器６６に入力される。Ｓ１８，Ｓ１４の後は、再びＳ１２に戻り、上記の手順が繰り返される。

このようにして、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電圧初期値Ｖ_L0が適宜更新され、以後の入力電流推定の精度を高めることができる。

再び図１に戻り、電池抵抗推定器６４は、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bを求める機能を有するもので、具体的には、予め求めておいた蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの温度特性に基づき、蓄電装置１６の温度である電池温度Ｔ_Bを検出し、その電池温度Ｔ_Bと、先ほどの内部抵抗値Ｒ_Bの温度特性とから、内部抵抗値Ｒ_Bを推定する。推定された内部抵抗値Ｒ_Bは、入力電流推定器６６に入力される。

図６は、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの温度特性の一例を示す図である。ここでは、横軸に電池温度Ｔ_Bがとられ、縦軸に内部抵抗値Ｒ_Bがとられる。縦軸の内部抵抗値Ｒ_Bは、Ｔ_B＝２０℃のときの値を１として規格化されている。例えば、Ｔ_B＝０℃では、規格化されたＴ_Bは約１．５であり、２０℃のときのＴ_Bの約１．５倍の大きさにＴ_Bが増加することが示されている。

内部抵抗値Ｒ_Bは劣化と温度変化によって変化するが、この中では温度変化による変化が支配的である。そこで、図６に示すような温度特性データを用い、温度センサ３４によって取得される電池温度Ｔ_Bを適用して推定されるが、温度センサ３４の検出誤差も生じる。例えば、図６の例で、温度センサ３４が−２０℃を−３０℃と誤検出すると、内部抵抗値Ｒ_Bの誤差として、３／２．５＝１．４、すなわち約４０％程度の誤差となる。仮に温度センサ３４の検出誤差を±５℃であるとすると、内部抵抗値Ｒ_Bの誤差を±２０％程度と考えることができる。このような誤差の影響については後に詳述する。

また、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの推定は、他の方法で行ってもよい。例えば、蓄電装置１６の動作を制御する電池ＣＰＵにおいて電池内部状態を推定し、劣化を考慮した内部抵抗値と温度との関係を示すマップを用いて、劣化による内部抵抗値Ｒ_Bを推定してもよい。また、電池ＣＰＵで劣化と温度特性まで考慮した内部抵抗値Ｒ_Bを推定した値を用いてもよい。

再び図１に戻り、入力電流推定器６６は、蓄電装置１６の入力電圧初期値Ｖ_L0と、入力電圧検出値Ｖ_Lと、内部抵抗値Ｒ_Bとに基づいて、電流センサを用いずに、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の入力電流を推定し、これを推定入力電流値Ｉ_Bとする機能を有する演算処理手段である。

具体的には、入力電圧検出値Ｖ_Lと入力電圧初期値Ｖ_L0との差分＝（Ｖ_L−Ｖ_L0）を求め、これを内部抵抗値Ｒ_Bで除算し、得られる値を推定入力電流値Ｉ_Bとする。ここで、上記のように、（Ｖ_L−Ｖ_L0）は、インバータ装置１４によって回転電機１２にトルクを発生させたときに、蓄電装置１６からＤＣＤＣコンバータ本体部２０を介して電力がインバータ装置１４に電力が供給されてＤＣＤＣコンバータ本体部２０に電流が流れるが、その電流によって蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bのところで生じる電圧降下の大きさを示すものである。したがって、この電流の大きさは、（Ｖ_L−Ｖ_L0）／Ｒ_Bで与えられることになる。

図７は、入力電流推定器６６の構成を示す図である。入力電流推定器６６は、減算器８１と、除算器８２と、リミッタ８４を含んで構成される。減算器８１は、電圧センサ３６の検出値である入力電圧検出値Ｖ_Lと、入力電圧初期値設定器６２によって設定された入力電圧初期値Ｖ_L0とを入力として、（Ｖ_L−Ｖ_L0）を算出する機能を有する。除算器８２は、電池抵抗推定器６４によって算出された内部抵抗値Ｒ_Bを入力値Ａとし、減算器８１の出力である（Ｖ_L−Ｖ_L0）を入力Ｂとして、Ａ／Ｂを演算する機能を有する。

リミッタ８４は電圧制御器５６におけるリミッタ７２と同様に、このようにして出力された電流値に対し、電流制限をかけて、以後の処理を行う電流制御器５８等の能力を超えない範囲とするための上下限演算処理手段である。リミッタ８４の出力が推定入力電流値Ｉ_Bとして、減算器６８に入力される。

減算器６８では、上記のように、電圧制御器５６によって算出された入力電流指令値Ｉ_B ^*に対し、推定入力電流値Ｉ_Bが減算されて入力電流偏差ΔＩ_Bが算出され、電流制御器５８に出力される。電流制御器５８においては、上記のように、ｄｕｔｙ２に対する補正値としてのｄｕｔｙ１が算出される。

このようにして、電流センサを用いずに算出された推定入力電流値Ｉ_Bを用いてｄｕｔｙ２が算出されると、定常比率設定器４８によって算出されたｄｕｔｙ１に対して補正が行われ、補正後のデューティ比であるｄｕｔｙＡを内容とする制御信号がＤＣＤＣコンバータ本体部２０に対して出力される。具体的には、減算器６０、リミッタ５０、三角波比較器５２によって、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０に対する制御信号が生成される。

減算器６０は、フィードバックが行われないときのデューティ比であるｄｕｔｙ２に対し、電流フィードバックのマイナーループを含む電圧フィードバックによる補正をデューティ比として補正するために、（ｄｕｔｙ２−ｄｕｔｙ１）を演算する機能を有する。例えば、定常比率設定器４８がｄｕｔｙ２＝０．５と設定し、フィードバックによる補正がデューティ比に換算して＋０．１であるときは、減算器６０は、ｄｕｔｙＡ＝０．５−０．１＝０．４を出力する。

リミッタ５０は、算出されたｄｕｔｙＡに対し上下限制限を加える演算処理手段である。三角波比較器５２は、算出されたｄｕｔｙＡを、ＤＣＤＣコンバータ本体部２０を構成するスイッチング素子２４，２６のオン・オフ制御信号に変換する機能を有する制御信号発生器である。

例えば、上記の例でｄｕｔｙＡ＝０．４と算出されるときは、上アーム側のスイッチング素子２４について、基準の三角波の周期Ｔ₀に対し、オン時間が４０％、オフ時間が６０％のパルス信号が出力される。下アーム側のスイッチング素子２６については、スイッチング素子２４に対し相補的なパルス信号が出力される。すなわち、スイッチング素子２４がオンのときにスイッチング素子２６がオフ、スイッチング素子２４がオフのときにスイッチング素子２６がオンとなるようなパルス信号が出力される。

このようにして、ＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、電流センサを用いることなく、電流制御を行うことを可能となり、この電流制御をマイナーループとして電圧制御を行うことができる。

上記では、回転電機を１つとして説明したが、回転電機を２つとし、それぞれのインバータについて１つのＤＣＤＣコンバータ本体部を用いる構成とすることもできる。図８は、車両に２台の回転電機１２，１３を搭載し、一方を車両駆動用、他方を発電機用として用いる回転電機駆動システム１１の構成を示す図である。

この構成では、図１の構成に比較して、回転電機１３が増加し、その駆動用としてインバータ装置１５が設けられる。２つのインバータ装置１４，１５は、１つのＤＣＤＣコンバータ本体部２０に接続される。ＤＣＤＣコンバータ本体部２０の構成、これを制御するＤＣＤＣコンバータ制御部４０の構成の内容は図１で説明したものと同じであるので、詳細な説明を省略する。

上記構成の作用、特に蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの誤差に影響について、図９以下を用いて説明する。図９は、電流センサを用いた従来技術の場合の入力電流値Ｉ_Bと出力電圧の様子を示す図で、横軸は時間である。ここでは、図９の上段側に出力電圧について出力電圧指令値Ｖ_H ^*と実際の出力電圧検出値Ｖ_Hが示されており、図９の下段側に、（Ｖ_H ^*−Ｖ_H）＝ΔＶ_Hに対応する入力電流指令値Ｉ_B ^*と電流センサによって実際に検出された入力電流値Ｉ_Bが示されている。

図９に示されるように、出力電圧指令値Ｖ_H ^*が傾斜波形状に変化すると、ΔＶ_Hが発生し、これをゼロにするための入力電流指令値Ｉ_B ^*が求められ、フィードバックが行われる。電流センサを用いる場合には、図９に示されるように、入力電流検出値Ｉ_Bが入力電流指令値Ｉ_B ^*に追従し、出力電圧検出値Ｖ_Hが出力電圧指令値Ｖ_H ^*によく追従していることが分かる。

図１０は、図１の構成により、電流センサを用いず、推定入力電流値Ｉ_Bを算出し、これを用いてフィードバックを行わせた場合の様子をシミュレーションによって求めた結果を示す図である。図１０の横軸は図９と同じく時間である。また、図１０の上段側に出力電圧について出力電圧指令値Ｖ_H ^*と実際の出力電圧検出値Ｖ_Hが示されており、図１０の下段側に、（Ｖ_H ^*−Ｖ_H）＝ΔＶ_Hに対応する入力電流指令値Ｉ_B ^*と推定入力電流値Ｉ_Bが示されている。なお、ここでは、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bを求める際の誤差を±０％としてある。

図１０と図９を比較して分かるように、図１の構成により、電流センサを用いず、推定入力電流値Ｉ_Bを算出し、これを用いてフィードバックを行わせた場合の様子は、電流センサを用いて実際に検出した入力電流値を用いてフィードバックを行わせた場合とほとんど同じである。すなわち、図１の構成によって入力電流を推定することで、電流センサを用いないで電流制御およびこれをマイナーループとする電圧フィードバックを有効に行うことができることが分かる。

図１１から図１４は、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの誤差を様々に仮定してシミュレーションした様子を示す図である。これらの図の横軸はいずれも時間であり、また、各図上段側に出力電圧について出力電圧指令値Ｖ_H ^*と実際の出力電圧検出値Ｖ_Hが示されており、各図の下段側に、（Ｖ_H ^*−Ｖ_H）＝ΔＶ_Hに対応する入力電流指令値Ｉ_B ^*と推定入力電流値Ｉ_Bが示されていることは図１０と同じである。なお、図１４では、参考のために、電流センサを用いたときの入力電流検出値も示されている。

図１１、図１２には、内部抵抗値Ｒ_Bがプラス側の誤差となるときは、Ｉ_B ^*が増加するときに推定入力電流値Ｉ_BがＩ_B ^*よりもさらに大きくなり、Ｉ_B ^*が減少するときに推定入力電流値Ｉ_BがＩ_B ^*よりもさらに小さくなる様子が示されている。つまり、追従がオーバーシュート気味となる。

これに対し、図１３、図１４には、内部抵抗値Ｒ_Bがプラス側の誤差となるときは、Ｉ_B ^*が増加するときに推定入力電流値Ｉ_BがＩ_B ^*よりも小さく、Ｉ_B ^*が減少するときに推定入力電流値Ｉ_BがＩ_B ^*よりも大きくなる様子が示されている。つまり、追従がアンダーシュート気味となる。

なお、図１５は、内部抵抗値Ｒ_Bの誤差を±０％としながら、図１０とは異なる条件の下でシミュレーションを行った結果であるが、図１０とほとんど同じ結果となることが示されている。

いずれにせよ、これらの図において、出力電圧検出値Ｖ_Hは、出力電圧指令値Ｖ_H ^*に比べ、数１０Ｖ程度の一時的な電圧偏差を生じる程度に収まっている。したがって、蓄電装置１６の内部抵抗値Ｒ_Bの誤差は、±４０％程度であれば、出力電圧の変動を許容範囲内に収めることができることが分かる。

本発明に係るＤＣＤＣコンバータシステムは、例えば、車両に搭載される回転電機を駆動するインバータ装置に接続されて利用することができる。

１０，１１回転電機駆動システム、１２，１３回転電機、１４，１５インバータ装置、１６蓄電装置、２０ＤＣＤＣコンバータ本体部、２２リアクトル、２４，２６スイッチング素子、２５，２７ダイオード、３０，３２平滑コンデンサ、３４温度センサ、３６，３８電圧センサ、４０ＤＣＤＣコンバータ制御部、４８定常比率設定器、５０，７２，７６，８０，８４リミッタ、５２三角波比較器、５４，６０，６８，８１減算器、５６電圧制御器、５８電流制御器、６２入力電圧初期値設定器、６４電池抵抗推定器、６６入力電流推定器、７０，７４ＰＩ制御器、７８，８２除算器。

Claims

蓄電装置と負荷駆動装置との間に設けられ、出力電圧指令値に基づいてスイッチング素子のディーティ比を制御して電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータシステムであって、
蓄電装置の端子電圧である入力電圧値と出力電圧指令値とに基づき定常デューティ比を算出する定常デューティ比算出手段と、
出力電圧値を検出する出力電圧検出器の検出値である出力電圧検出値と出力電圧指令値との偏差に応じて入力電流指令値を算出する手段と、
蓄電装置の内部抵抗値と、入力電圧値を検出する入力電圧検出器の検出値である入力電圧検出値とに基づいて推定入力電流値を算出する推定手段と、
入力電流指令値と推定入力電流値のとの偏差に基づき補正デューティ比を算出する手段と、
定常ディーティ比と補正ューティ比とに基づき、スイッチング素子のデューティ比を設定する手段と、
を備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。
請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、
推定手段は、
負荷駆動装置が無負荷状態でありかつ電圧変換を行っていないときの入力電圧を入力電圧初期値として設定し、
入力電圧検出値と入力電圧初期値との差である電圧降下値を蓄電装置の内部抵抗値で除して推定入力電流値を算出することを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。
請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、
推定手段は、
蓄電装置の内部抵抗の温度特性に基づき、蓄電装置の温度を検出して蓄電装置の内部抵抗値を推定することを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。
請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、
定常デューティ比算出手段は、
入力電圧検出値に対しローパスフィルタ処理を行ったフィルタ処理後電圧検出値と、出力電圧指令値とに基づいて、定常デューティ比を算出することを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。
請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータシステムにおいて、
負荷駆動装置は、回転電機に接続されるインバータ装置であることを特徴とするＤＣＤＣコンバータシステム。