JP2011067063A - ドライバ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ステッピングモータの駆動電流を適切なものにする。
【解決手段】ステッピングモータ２００は、２つのコイル２２，２４を含む。ドライバ回路１００は、この２つのコイル２２，２４への供給電流の位相を異ならせて、ステッピングモータ２００を駆動する。そして、一方のコイル２２（２４）についてハイインピーダンス状態として、そのコイルにおいて発生する誘起電圧を検出する。検出した誘起電圧の傾きから誘起電圧波形のゼロクロスポイントを推定し、推定されたゼロクロスポイントの位置に応じて２つのコイル２２，２４に供給するモータ駆動電流の大きさを制御する。
【選択図】図１

Description

２つのコイルを含み、この２つのコイルへの供給電流の位相を異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路に関する。

モータには各種のものがあるが、位置を正確に決定できるモータの代表的なものとしてステッピングモータがあり、各種の装置において広く利用されている。例えば、カメラの焦点合わせ、手ぶれ補正や、ＯＡ機器の紙送りなどが挙げられる。

このステッピングの駆動は、通常２つのステータコイルへの電流位相で、ロータの回転位置を変更することで行われる。従って、ロータがコイルへの電流位相に応じた回転をするのであれば、コイルへの電流量に関係なく、ロータが所定回転する。そこで、一般的には、ロータが確実に回転できるように、コイルへの電流量は十分大きなものにしている。

特開２００６−２８８０５６号公報 特開平８−３７７９８号公報

ここで、電気機器における消費電力はなるべく小さくしたいという要求がある。特に、バッテリ駆動の携帯機器や大電流を必要とするＯＡ機器などではその要求が大きい。一方、ステッピングモータの駆動において、電流量を、ロータを確実に回転できる大きさに設定するということは、コイルに余分の電流を流し、余分な電力を消費しているといえる。また、大きな電力でのモータ駆動は、ロータの回転むらを生じさせ、振動や騒音、発熱の原因にもなる。

本発明は、２つのコイルを含み、この２つのコイルへの供給電流の位相を異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路であって、
前記２つのコイルの駆動電流が０となる位相において発生する誘起電圧の傾きを検出し、検出した傾きから誘起電圧波形のゼロクロスポイントを推定し、推定されたゼロクロスポイントの位相に応じて２つのコイルに供給するモータ駆動電流の大きさを制御することを特徴とする。

また、前記誘起電圧の傾きは、前記コイルをハイインピーダンス状態としたことによる誘起電圧のキックバック波形の後、単調増加する箇所において検出することが好適である。

このように、本発明によれば、誘起電圧からロータの位相を推定し、その位相に応じてモータ駆動電流を制御することができる。従って、モータ駆動電流を適切なものにすることができる。さらに、コイルの駆動電流が０になる位相において発生する誘起電圧の傾きを検出し、検出した傾きから誘起電圧波形のゼロクロスポイントを推定し、推定されたゼロクロスポイントの位置に応じて２つのコイルに供給するモータ駆動電流の大きさを制御することで適切なモータ駆動電流制御が行える。

ドライバ回路およびモータを含むシステムの全体構成を示す図である。 出力回路の構成を示す図である。 駆動電流調整回路の構成を示す図である。 出力回路の出力および制御状態を示す図である。 駆動電流の状態と駆動電圧波形の関係を示す図である。 誘起電圧波形の状態を示す図である。 ゼロクロスポイントの推定を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

「全体構成」
図１は、全体構成を示す図であり、システムは、ドライバ１００と、モータ２００とから構成される。入力信号は、ドライバ１００に入力され、ドライバ１００が入力信号に応じた駆動電流をモータ２００に供給する。これによって、モータ２００の回転が入力信号に応じて制御される。

ここで、ドライバ１００は、出力制御回路１２を有しており、入力信号はこの出力制御回路１２に供給される。出力制御回路１２は、入力信号に応じて所定周波数の駆動波形（位相）を決定するとともに、その駆動電流の振幅をＰＷＭ制御によって決定し、駆動制御信号を作成する。そして、作成した駆動制御信号を出力回路１４に供給する。

出力回路１４は、複数のトランジスタから構成され、これらのスイッチングによって電源からの電流を制御してモータ駆動電流を発生し、これをモータ２００に供給する。

モータ２００は、ステッピングモータであり、２つのコイル２２，２４とロータ２６を有している。２つのコイル２２，２４は、互いに電気角で９０°位置がずれて配置されており、従って、ロータ２６に対する磁界の方向もロータの中心角について互いに電気角で９０°ずれている。また、ロータ２６は例えば永久磁石を含んでおり、２つのコイル２２，２４からの磁界に応じて安定する位置が決定される。すなわち、ロータの回転角について９０°ずれた位置に配置された２つのコイルに互いに９０°位相の異なる交流電流を供給することで、その電流位相によりロータ２６を移動させ、回転することができる。また、特定の電流位相のタイミングで、電流位相の変化を停止することで、その時の電流位相に応じた位置にロータを停止することができ、これによってモータ２００の回転が制御される。

２つのコイル２２，２４への４つの電流経路の出力ＯＵＴ１〜ＯＵＴ４の電圧は、駆動電流調整回路３０に供給される。駆動電流調整回路３０は、出力ＯＵＴ１〜ＯＵＴ４の電圧に基づき、モータ２００への電流振幅を決定する。そして、この電流振幅についての調整信号を出力制御回路１２に供給する。従って、出力制御回路１２は、入力信号および調整信号から駆動制御信号を生成する。

「出力回路の構成」
図２には、出力回路１４の一部とモータ２００の１つのコイル２２（２４）の構成を示す。

このように、電源とアースの間に２つのトランジスタＱ１、Ｑ２の直列接続からなるアームと、２つのトランジスタＱ３、Ｑ４の直列接続からなるアームが設けられており、トランジスタＱ１、Ｑ２の中間点と、トランジスタＱ３、Ｑ４の中間点との間にコイル２２（２４）が接続される。そして、トランジスタＱ１、Ｑ４をオン、トランジスタＱ２、Ｑ３をオフすることで、コイル２２（２４）に一方向の電流を流し、トランジスタＱ１、Ｑ４をオフ、トランジスタＱ２、Ｑ３をオンすることで、コイル２２（２４）に反対方向の電流を流し、コイル２２，２４を駆動する。

このような回路が２つ設けられることで、２つのコイル２２，２４に供給する電流を個別に制御することができる。

「駆動電流調整回路の構成」
駆動電流調整回路３０の構成例を図３に示す。ＯＵＴ１〜ＯＵＴ４の電圧は、４つのスイッチ３２をそれぞれ介し、ＡＤＣ３４に入力される。ＡＤＣ３４は、スイッチ３２により選択されて入力されてくる電圧をデジタル信号に変換して順次出力する。ＡＤＣ３４の出力は、制御ロジック３６に供給される。この制御ロジック３６は、供給されるＯＵＴ１〜ＯＵＴ４の電圧波形に基づき、モータ２００への電流振幅を決定し、この電流振幅についての調整信号を出力制御回路１２に供給する。

出力制御回路１２は、調整信号に応じてＰＷＭ制御における駆動制御信号を作成するが、ここでＰＷＭ制御の方式には、ダイレクトＰＷＭ制御方式と、定電流チョッピング方式がある。

ダイレクトＰＷＭ制御方式の場合では、矩形波のデューティー比と電流出力とが比例すると仮定してＰＷＭ制御を行う。このとき、モータに誘起電圧が生じていると実際の電流出力値は小さくなる。ダイレクトＰＷＭ制御方式では、目標となる矩形波のデューティー比と、矩形波の振幅を調整する係数とを制御することで、電流出力値を調整することができる。

定電流チョッピング方式の場合では、抵抗Ｒｔを流れる電流を検出することで、モータを駆動する電流を検出し、その電流が目標値となるように矩形波のパルス幅を変更する制御を行う。定電流チョッピング方式では、上記の目標値を変更することで、電流出力値を調整することができる。

本実施形態では、ダイレクトＰＷＭ制御方式を採用したドライバ回路の説明を行う。

ここで、本実施形態においては、４つのコイル端への出力電圧ＯＵＴ１〜ＯＵＴ４をそのままＡＤＣ３４でＡＤ変換している。

このために、タイミング回路３８を有しており、このタイミング回路３８が各コイルの駆動位相に基づき、スイッチ３２のスイッチングを制御すると共に、出力回路１４におけるトランジスタＱ２，Ｑ４のスイッチングを制御している。すなわち、コイル２２（２４）において、一方の端子ＯＵＴをグランドに接続し、他方の端子ＯＵＴをオープンとする。これによって、オープン側の端子ＯＵＴに誘起電圧が現れる。これをＡＤＣ３４に入力して、ＡＤＣ３４は振幅を示すデジタル値を出力する。

ここで、上述のように、１つのコイル２２（２４）に対する出力回路は図２のような構成を有している。そして、１つのコイル２２（２４）の駆動は、トランジスタＱ４をオンしている状態で、トランジスタＱ１をＰＷＭ制御する状態と、トランジスタＱ２をオンして、トランジスタトランジスタＱ３をＰＷＭ制御する状態を繰り返す。

図４には、コイル２２へ駆動電圧を印加するＯＵＴ１−ＯＵＴ２間の電圧波形、コイル２４へ駆動電圧を印加するＯＵＴ３−ＯＵＴ４間の電圧波形を示してある。このように、２つのコイル２２，２４への駆動波形は、９０度位相が異なっており、コイル２２の駆動波形の方がコイル２４の駆動波形に比べ９０度進んでいる。

そして、ＯＵＴ３−ＯＵＴ４間の電圧波形の例では、図２における、トランジスタＱ４をオンしトランジスタＱ１をＰＷＭ制御している状態から、トランジスタＱ２をオンし、トランジスタＱ３をＰＷＭ制御する状態へ移行するとき、すなわち駆動波形の１８０度のステップと、トランジスタＱ２をオンしトランジスタＱ３をＰＷＭ制御している状態から、トランジスタＱ４をオンし、トランジスタＱ１をＰＷＭ制御する状態へ移行するとき、すなわち駆動波形の０度のステップとにおいて、誘起電圧を検出する。

すなわち、この期間においてトランジスタＱ１，Ｑ３はオフのままとして、次のフェーズにおいてオンとなるべきトランジスタＱ２（またはＱ４）をオンする。なお、トランジスタＱ４（またはＱ２）はオフのままにする。

図４の例では、電気角０度の近辺において、コイル２２に対するＯＵＴ１−ＯＵＴ２では、トランジスタＱ４をオンしトランジスタＱ１をＰＷＭ制御している状態であり、電気角９０度のステップにおいて、トランジスタＱ２をオンしてＯＵＴ１をグランドＧＮＤに接続、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ４をオフして、ＯＵＴ２をオープン状態にする。これによって、コイル２２における誘起電圧がＯＵＴ２に得られ、スイッチ３２−２をオンすることで、誘起電圧がＡＤＣ３４に入力される。電気角２７０度のステップにおいて、トランジスタＱ４をオンしてＯＵＴ２をグランドＧＮＤに接続、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３をオフして、ＯＵＴ１をオープン状態にする。これによって、コイル２２における誘起電圧がＯＵＴ１に得られ、スイッチ３２−１をオンすることで、誘起電圧がＡＤＣ３４に入力される。コイル２４は、位相が９０度遅れているため、電気角０度においてＯＵＴ３がオープンとなり、ＯＵＴ４がグランドに接続され、スイッチ３２−３がオンとなりＯＵＴ３の誘起電圧がＡＤＣ３４に供給され、電気角１８０度においてＯＵＴ４がオープンとなり、ＯＵＴ３がグランドに接続され、スイッチ３２−４がオンとなりＯＵＴ４の誘起電圧がＡＤＣ３４に供給される。

このような誘起電圧計測のためのコイル２２，２４に対する出力回路１４における各トランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチング、スイッチ３２の制御は、タイミング回路３８が出力制御回路１２からのスイッチング位相の信号に基づいて行う。

コイル２２（２４）の誘起電圧は、両端の電圧の差として求められる。しかし、本実施形態においては、誘起電圧を測定する際にコイル２２(２４）の一端がグランドに接続されているため、オープン状態となっている他端において、コイル２２（２４）の両端の電位差の値が直接に得られる。従って、コイルの両端の電位差をオペアンプで検出する必要がなく、回路が簡単になる。また、オープン側のＯＵＴは、誘起電圧が上昇する側の端子であり、ＡＤＣ３４への入力は基本的に正の電圧になり、ＡＤＣ３４においてそのままデジタル信号に変換が可能である。

このようにして、駆動電流波形が０となる位相における誘起電圧が順次ＡＤＣ３４によって検出できる。従って、２つのコイル２２，２４において、モータの電気角１周期において、４回の検出が行える。なお、誘起電圧の検出期間は、本実施形態で採用している１−２相励磁モードで１／８周期となり、Ｗ１−２相励磁モードで１／１６周期となる。

次に、図５には、１つのコイル２２における駆動電圧波形と、誘起電圧波形についての３つの例が示されている。誘起電圧波形は、駆動電流が大きいと位相が進む傾向にあり、駆動電流が最適の場合に駆動電圧波形と誘起電圧波形の位相はほぼ一致する。一方、駆動電流が小さいと、ロータの駆動が不能になり脱調状態となるため、誘起電圧波形は０のまま動かないことになる。

誘起電圧波形を駆動効率が最大となる位相になるように駆動電流の調整を行った場合、モータの負荷が変動したときに、脱調する危険が大きい。そこで、実際のモータの使用状況などにもよるが、駆動効率が最大となる位相となるように制御するのではなく、少し余裕のある位相となるように制御することが望ましい。

「誘起電圧波形による判定」
図６には、誘起電圧検出期間における誘起電圧波形の例を示している。＜状態１＞では、キックバックの後、単調増加である。この状態は、検出期間の最初の辺りにゼロクロスが位置すると考えられる。従って、上述の最適（最低限）の駆動電流に比べて若干余裕のある駆動電流と考えられる。従って、これについて適切と判定するか、またはさらなる詳細な判定が必要となる。すなわち、モータの使用状況によって、その負荷変動が比較的大きな場合には、脱調の危険が大きいので、駆動電流量が少ないため、これを増やすことが必要と判定することができる。

＜状態２＞では、キックバックの後の駆動電圧、山なりである。この場合、誘起電圧の位相が駆動電圧波形に比べ進んでいる。従って、図５における駆動電流過大に対応すると考えられ、電流量を減少すべきと判定する。

＜状態３＞では、キックバック後の誘起電圧がない。従って、ロータの回転がなく脱調状態と判定できる。

駆動電流調整回路３０の制御ロジック３６においては、このような判定結果に基づいて、出力制御回路１２を制御する。なお、状態３の場合には、制御ロジック３６は、脱調を検出したことを示す信号を出力する。上記の信号はドライバ回路２０を制御するコントローラ（図示なし）が受け取る。

このように、本実施形態では、誘起電圧検出期間における誘起電圧波形に応じて、モータ駆動状態を判定して、モータ駆動電流を制御する。従って、モータの駆動状態を正確に把握して、適切なモータ駆動制御が行える。

なお、制御ロジック３６は、誘起電圧のデジタルデータにより、判定を行う。例えば、３点の検出値の比較から、上述の波形の判定を行うことが好適である。ここで、キックバックの大きさは、コイル電流の大きさなどよって異なる。そこで、キックバックの影響をできるだけ排除して、誘起電圧波形を検出するためには、検出期間の後半に実際の検出を行うことが好適である。例えば、検出期間を８つの期間に分割し、６／８，７／８，８／８のタイミングで検出を行うことが好適である。なお、８／８で、０Ｖであることにより脱調を検出するも可能である。

「ゼロクロスの推定」
上述のように、本実施形態においては、基本的に誘起電圧波形は単調増加であって、ゼロクロスのポイントが検出期間の４／８のタイミングより前に存在するように、目標位相を設定する。そこで、誘起電圧波形が単調増加の場合には、６／８と、８／８の検出値により、傾きを求め、ゼロクロスを推定し、これを目標位相と比較し、推定したゼロクロスポイントが目標となるゼロクロスポイントに対しどこに位置するかで、駆動電流の増減を制御することが好適である。なお、このような波形の検出は、駆動電流調整回路３０の制御ロジック３６において行われ、制御ロジック３６の出力に応じて、出力制御回路１２が制御される。

図７には、ゼロクロスポイントの推定の状態について示してある。例えば、キックバック後の単調増加状態の誘起電圧波形について、２点を検出する。２点間の時間がΔＴ、２点間の誘起電圧の差がΔＶであった場合、誘起電圧波形の傾きはΔＶ／ΔＴで表される。例えば、上述した検出期間を８等分した場合の６／８，８／８の時点での誘起電圧を検出するのであれば、ΔＴは、検出期間の１／４の期間であり、ΔＶ×４＝Ｖ０として、８／８のタイミングでの誘起電圧がＶ０であれば、０／８の時点がゼロクロスポイントと推定される。

このように、誘起電圧について、設定した時間間隔ΔＴの２点における誘起電圧を検出することで、ゼロクロスポイントを推定することができる。そして、モータの負荷変動などからモータ駆動電流の余裕についての設定をして、ゼロクロスポイントについての目標を設定し、ゼロクロスポイントが目標位相に近づくように制御することが好適である。

推定したゼロクロスポイントが目標位相に比べ、遅れていれば電流量を増加、進んでいれば電流量を減少する。目標位相との差が大きい場合には、増加、減少の単位量を変更してもよいし、また目標位相との差が所定の範囲内の場合には増減しなくてもよい。

さらに、単位量の変更は、１回の変更量を変更するのではなく、周波数を変更することでもよい。すなわち、１回の検出に対し、１単位量の変更を２回やれば、ゲインが倍になる。

特に、電流量が不足方向の場合、脱調の危険があるので、早期に電流量を回復する必要がある。そこで、ゲインを大きくすることが好適である。例えば、駆動電流についての制御の範囲に対し、単位量（１ステップ）を１／２５６に設定し、通常電気角の１周期１回の制御（１単位量の変更）を行い、脱調に近い方では４回の制御（４単位量の変更）にしている。本実施形態においては、モータの１周期（電気角３６０度）に４回の検出が行われるため、その検出毎に制御を行い４回の制御とすることができる。なお、１回のみの変更の場合には、４回の判定結果から４回とも同じ判定結果であったときのみ増減の制御を行うようにすることも好適である。

さらに、モータの特性や、駆動電圧の大きさなどによって、制御も変更する必要がある。そこで、制御ゲイン（単位量）を変更可能にすることが好適である。

また、モータの特性によっては、キックバックの幅が大きくなり、誘起電圧の波形検出が行えない場合がある。このような誘起電圧波形の検出が行えない場合には、駆動電流の調整制御は行わず、最大の電流で駆動することも好適である。

さらに、モータにかかる負荷変動が少ないシステムに適用される場合、誘起電圧の検出を行う端子をＯＵＴ１のみにすることができる。これによって、スイッチ３２の数を減らすことができ、ドライバ１００を小さくすることができる。

「効果について」
本実施形態によれば、モータの高効率運転が可能になる。従って、消費電力を減少して効果的なモータ駆動が行える。また、なめらかな駆動になるので、振動、騒音の発生を抑制できる。さらに、高効率運転によって、発熱を抑制でき、冷却機構などを簡易にできるという効果も得られる。

また、誘起電圧の検出の際に、差分を求める必要なく、電圧をそのままＡＤＣ３４に入力することで、波形を検出することができる。このため、オペアンプを省略して回路の簡略化を図ることができる。

なお、この高効率制御は、回転動作を連続されるような通常運転時に最も効果のある制御であり、起動時などは最大電流での駆動や他の制御を行うことが好適である。回転数が所定以上であったときにのみこの制御を行うとよい。

上述の説明においては、誘起電圧を検出する際に、コイル２２（２４）の一端をグランドに接続し、他端をハイインピーダンスとした。しかし、トランジスタＱ１〜Ｑ４をすべてオフにしてコイル２２（２４）の両端をハイインピーダンス状態として、コイル２２（２４）の両端電圧の差をオペアンプなどで検出してもよい。

１２ 出力制御回路、１４ 出力回路、２２，２４ コイル、２６ ロータ、３０ 駆動電流調整回路、３２ スイッチ、３６ 制御ロジック、３８ タイミング回路、１００ ドライバ、２００ モータ。

Claims (2)

1. ２つのコイルを含み、この２つのコイルへの供給電流の位相を異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路であって、
   前記２つのコイルの駆動電流が０となる位相において発生する誘起電圧の傾きを検出し、
   検出した傾きから誘起電圧波形のゼロクロスポイントを推定し、推定されたゼロクロスポイントの位相に応じて２つのコイルに供給するモータ駆動電流の大きさを制御することを特徴とするドライバ回路。
2. 請求項１に記載のドライバ回路であって、
   前記誘起電圧の傾きは、前記コイルをハイインピーダンス状態としたことによる誘起電圧のキックバック波形の後、単調増加する箇所において検出することを特徴とするドライバ回路。

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