JP2011041349A - 負荷回路の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】クランプ電圧を容易に調整することが可能な負荷回路の制御装置を提供する。
【解決手段】直流電源ＶＢに対して直列に接続された重畳電源ＶＰを備え、駆動信号が供給された際に、この重畳電源ＶＰから電子スイッチとして用いられるＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲートに電流を供給してゲート電圧を上昇させ、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）をオンとする駆動回路１３と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のソース電圧ＶＳと連動して変化すると共に、該ソース電圧ＶＳよりも所定電圧高くなるように設定された変動電圧Ｖ２を生成し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲート電圧ＶＧが変動電圧（Ｖ２）を超えた場合に、重畳電源ＶＰより出力される電流の一部を引き抜いて、ゲート電圧ＶＧを所定電圧にクランプするクランプ回路１４を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、負荷回路の駆動を制御する制御装置に係り、特に、過電流が発生した場合に負荷回路全体を保護する技術に関する。

例えば、車両に搭載される各種ランプ、モータ等の負荷を駆動するための負荷回路は、車両に搭載されるバッテリ（直流電源）と負荷との間に設けられるＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を備えており、該ＭＯＳＦＥＴのオン、オフを切り換えることにより、負荷の駆動、停止を制御する。

このような負荷回路では、回路の故障、動作不良、或いは短絡事故等に起因して過電流が流れる場合があり、負荷回路を過電流から保護するために、過電流保護回路が設けられ、従来より例えば、特開２００５−３２３４８９号公報（特許文献１）に記載されたものが知られている。

特許文献１では、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間にツェナーダイオードを設け、過電流の発生に起因してソース電圧が低下し、所定値を下回った場合に、該ツェナーダイオードを用いてゲート・ソース間の電圧を一定電圧にクランプすることにより、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流を制限し、過電流による発熱を回避することが記載されている。

特開２００５−３２３４８９号公報

しかしながら、上述した特許文献１に開示された従来例は、ツェナーダイオードを用いて、ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧をクランプしており、一般的に入手可能なツェナーダイオードは、所望するクランプ電圧に設定することが難しい。即ち、ツェナーダイオードのツェナー電圧は予め決められた値となり、所望の電圧値に微調整することができない。従って、何とかクランプ電圧をきめ細かく調整したいという要望が高まりつつあった。

本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、クランプ電圧を容易に調整することが可能な負荷回路の制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、直流電源と負荷との間に設けられた電界効果トランジスタのオン、オフを切り換えて、前記負荷の駆動、停止を制御する負荷回路の制御装置において、前記直流電源に対して直列に接続された重畳電源を備え、駆動信号が供給された際に、前記重畳電源から前記電界効果トランジスタのゲートに電流を供給してゲート電圧を上昇させ、前記電界効果トランジスタをオンとする駆動手段と、前記電界効果トランジスタのソース電圧と連動して変化すると共に該ソース電圧よりも所定電圧高くなるように設定された変動電圧（Ｖ２）を生成し、前記ゲート電圧が前記変動電圧（Ｖ２）を超えた場合に、前記重畳電源より出力される電流の一部を引き抜いて、前記ゲート電圧を所定電圧にクランプするクランプ手段と、を備えたことを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、通常負荷電流が流れているときの前記ソース電圧よりも低く設定した基準電圧（Ｖ１，Ｖ５）を生成し、前記ソース電圧が前記基準電圧を超えた場合に、前記クランプ手段によるクランプ機能を無効とするクランプ動作制御手段を更に備えたことを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、前記クランプ動作制御手段は、前記直流電源とグランドとの間に介置された第１抵抗（Ｒ３）と第３電流源（ＣＣ３）との直列接続回路を備え、前記直流電源から（ＣＣ３＊Ｒ３）で示される電圧だけ降下した電圧を、前記基準電圧（Ｖ１）とすることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、前記クランプ動作制御手段は、前記直流電源とグランドとの間に介置された第２抵抗（Ｒ３）と第３抵抗（Ｒ８）との直列接続回路を備え、前記直流電源より出力される電圧を前記第１抵抗と第２抵抗で分圧した電圧を前記基準電圧（Ｖ５）とすることを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、前記駆動手段は、前記駆動信号が供給された際に一定電流を流す第１電流源（ＣＣ１）と、２つの電流経路を有しこのうち一方の電流経路が前記第１電流源に接続され、他方の電流経路が前記電界効果トランジスタのゲートに接続されたカレントミラー回路と、を備え、前記駆動信号が供給された際に、前記第１電流（ＣＣ１）と同一となる電流を、前記重畳電源から前記電界効果トランジスタのゲートに供給することを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、前記クランプ手段は、前記重畳電源または前記直流電源のいずれか一方と、前記電界効果トランジスタのソースと、の間に介置された第２電流源（ＣＣ２）、及び第４抵抗（Ｒ２）を有し、前記第２電流源により、前記第４抵抗（Ｒ２）に一定電流を流すことにより、前記第１抵抗の一端に前記ソース電圧に対して所定電圧高くなるように変化する前記変動電圧（Ｖ２）を発生させ、更に、前記変動電圧と前記ゲート電圧の差分に応じた信号を出力する増幅手段（ＡＭＰ１）と、前記増幅手段の出力信号に応じて通電電流が制御され、前記ゲートに供給される電流から所定量の電流を引き抜く第１スイッチ（Ｍ６）と、を備えたことを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、前記電界効果トランジスタの周囲温度が予め設定した所定温度に達した場合に、該電界効果トランジスタを遮断して、前記負荷回路を過熱から保護する過熱保護手段を更に備えたことを特徴とする。

請求項８に記載の発明は、前記過熱保護手段は、前記電界効果トランジスタの周囲に設置したダイオードと、該ダイオードに一定電流を流す第４電流源（ＣＣ４）と、前記ダイオードに生じる電圧と参照電圧（Ｖ４）を比較する第１比較手段（ＣＭＰ２）と、前記ダイオードに生じる電圧が前記参照電圧Ｖ４を下回った場合にラッチ信号を出力するラッチ回路と、前記ラッチ信号が出力された際に、前記駆動信号の出力点をグランドに接続する第２スイッチ（Ｍ８）と、を備えたことを特徴とする。

請求項９に記載の発明は、前記電界効果トランジスタのオン時に、該電界効果トランジスタから前記直流電源に向かう逆起電力を検出する逆起電力検出手段を更に備え、前記逆起電力検出手段にて、逆起電力の発生が検出された場合には、前記クランプ動作制御手段の出力信号に関わらず、前記クランプ手段によるクランプ機能を有効にすることを特徴とする。

請求項１０に記載の発明は、前記逆起電力検出手段は、前記電界効果トランジスタのドレインと前記直流電源との接続点を点ｐ１とした場合に、所定の時定数が設定され、通常時には点ｐ１の電圧よりも若干低く設定された電圧を出力する時定数回路と、点ｐ１の電圧と、前記時定数回路の出力電圧とを比較する第２比較手段（ＣＭＰ３）と、を備え、点ｐ１の電圧が前記時定数回路の出力電圧を下回った場合に、逆起電力が発生したものと判断することを特徴とする。

請求項１の発明では、電界効果トランジスタのソース電圧（ＶＳ）よりも所定電圧高くなるように設定された変動電圧（Ｖ２）が生成され、電界効果トランジスタのゲート電圧（ＶＧ）が変動電圧（Ｖ２）を上回った場合に、該ゲート電圧（ＶＧ）を所定電圧にクランプする。従って、電界効果トランジスタに流れる電流を抑制することができる。即ち、負荷回路に過電流が流れて電界効果トランジスタのドレイン・ソース間電圧が上昇し、相対的にソース電圧（ＶＳ）が低下すると、これに伴って変動電圧（Ｖ２）が低下するので、ＶＧ＞Ｖ２となり、ゲート電圧（ＶＧ）が所定電圧にクランプされる。従って、負荷にショート異常等が発生して過電流が流れた場合であっても、電流値を抑制することができ、負荷回路を過熱から保護することができる。

また、クランプ手段は、電界効果トランジスタのゲートに供給される電流の一部を引き抜くことによりゲート電圧（ＶＧ）をクランプするので、この引き抜く電流値を適宜設定することにより、容易にクランプ電圧を所望する値に設定することができる。このため、従来のように、ツェナーダイオードを用いてクランプする場合と比較して、きめ細かいクランプ電圧の設定が可能となる。

請求項２の発明では、クランプ手段を有効に動作させるか否かを制御するクランプ動作制御手段を備え、電界効果トランジスタのソース電圧（ＶＳ）が基準電圧（Ｖ１）を上回った場合に、クランプ手段によるクランプ動作を無効とする。換言すれば、ソース電圧（ＶＳ）が基準電圧（Ｖ１）を下回っている場合にのみクランプ手段が有効となるので、過電流発生時以外のときにクランプ手段が作動することを防止できる。

請求項３の発明では、第１抵抗（Ｒ３）に第３電流源（ＣＣ３）の電流を流すことにより、基準電圧（Ｖ１）を発生させるようにしているので、第３電流源の電流値を適宜調整することにより、容易に基準電圧（Ｖ１）を所望の値に設定することができる。

請求項４の発明では、第２抵抗（Ｒ３）と第３抵抗（Ｒ８）で直流電源より出力される電圧を分圧して、基準電圧（Ｖ５）を生成するので、直流電源の出力電圧が変動した場合には、この変動に対応して基準電圧（Ｖ５）の大きさを変化させることができ、直流電源の出力電圧に応じた適切な基準電圧（Ｖ５）を生成することができる。これは、例えば、車両に搭載されるバッテリのように、時々刻々と出力電圧が変動する場合に極めて有効である。

請求項５の発明では、電界効果トランジスタのゲートに供給する電流を、第１電流源（ＣＣ１）、及びカレントミラー回路を用いて生成するので、電流値の精度を向上させることができ、クランプ電圧を高精度に設定することができる。

請求項６の発明では、第４抵抗（Ｒ２）に第２電流源（ＣＣ２）の電流を流すことにより、電界効果トランジスタのソース電圧（ＶＳ）よりも所定電圧高い変動電圧（Ｖ２）を生成するので、変動電圧（Ｖ２）を所望する値に高精度に設定することができる。更に、クランプ手段が作動する場合には、増幅手段（ＡＭＰ１）を用いて、ゲート電圧（ＶＧ）と変動電圧（Ｖ２）の差分に応じた信号を出力し、更に、第１スイッチ（Ｍ６）を用いて電界効果トランジスタのゲートに供給される電流を引き抜くので、引き抜く電流値を高精度に設定することができ、ひいてはクランプ電圧の精度を向上させることができる。

請求項７の発明では、過熱保護手段が設けられ、該過熱保護手段により電界効果トランジスタの周囲温度が所定温度に達したことが検出された場合に、電界効果トランジスタを遮断するので、負荷回路を過熱から保護することができる。例えば、負荷にショート異常が発生し、クランプ手段により負荷電流が制限されている状態が長時間継続された場合には、ジュール熱の発生により電界効果トランジスタの周囲温度が上昇する。このような場合には、電界効果トランジスタをオフとして負荷の駆動を停止させ、回路全体を確実に過熱から保護することができる。

請求項８の発明では、電界効果トランジスタの周囲にダイオードを設置し、周囲温度が上昇した場合には、ダイオードの抵抗値が低下することを利用して、周囲温度が上昇したことを検出する。即ち、第４電流源（ＣＣ４）より出力される電流をダイオードに流し、該ダイオードに生じる電圧が予め設定した参照電圧を下回った場合に、電界効果トランジスタの周囲温度が所定温度に達したことを検知する。この場合、第４電流源（ＣＣ４）の電流値を適宜変更することにより、過熱を判断するための所定温度をきめ細かく設定でき、高精度な過熱遮断が可能となる。

更に、周囲温度が所定温度に達した場合には、ラッチ回路からラッチ信号が出力され、該ラッチ信号により電界効果トランジスタがオフとされるので、ラッチ回路がリセットされるまで負荷回路の駆動を停止させることができ、不用意な駆動によるトラブルの発生を防止することができる。

請求項９の発明では、電界効果トランジスタのドレインから直流電源に向かう逆起電力が一定レベルに達した場合に、逆起電力検出手段により逆起電力が発生したものと判断される。そして、クランプ回路を有効に作動させる。従って、負荷回路のデッドショートが発生した場合には、クランプ動作制御手段の出力に関係なく、電界効果トランジスタのゲート電圧をクランプし、負荷電流を制限する。その結果、デッドショートが発生した場合においても、負荷回路を確実に過熱から保護することができる。

請求項１０の発明では、時定数回路、及び第２比較手段（ＣＭＰ３）を用いて、逆起電力の発生を検出する構成としている。即ち、逆起電力の発生により点ｐ１の電圧が急激に低下した場合には、点ｐ１の電圧は速い追随速度で変化し、時定数回路の出力電圧は遅い追随速度で変化するので、第２比較手段（ＣＭＰ３）の出力信号が反転する。そして、この反転を検出してデッドショートの発生を検出するので、デッドショートの発生を高精度に検出することができる。

本発明の第１実施形態に係る負荷回路、及び制御装置の構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態に係る負荷回路の制御装置で用いられる各信号の変化を示すタイミングチャートである。 本発明の第１実施形態に係る負荷回路の制御装置の、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の動作点を示す説明図であり、通常時からショート異常が発生した場合への変化を示している。 本発明の第１実施形態に係る負荷回路の制御装置の、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の動作点を示す説明図であり、初期的にショート異常が発生している場合を示している。 本発明の第２実施形態に係る負荷回路、及び制御装置の構成を示す回路図である。 本発明の第３実施形態に係る負荷回路、及び制御装置の構成を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る負荷回路、及び該負荷回路に接続された制御装置の構成を示す回路図である。

図１に示すように、直流電源ＶＢと負荷１１の間には、電子スイッチとして用いられるＮ型のＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｍ１が設けられており、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）オン、オフを切り換えることにより、例えば、ランプ、モータ等の負荷１１の駆動、停止を制御する。

また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）を駆動制御するための制御装置１２が設けられ、該制御装置１２によりＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のオン、オフが切り換えられ、更に、負荷回路に流れる電流ＩＬが過電流となった場合に、即時にＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）を遮断して負荷回路を保護する。

なお、以下では符号ＶＢは直流電源自体を示す場合、及びその出力電圧を示す場合の双方に用いる。同様に後述するＶＰ、Ｖ４は電源自体を示す場合、及びその出力電圧を示す場合の双方に用いる。加えて、後述する電流源ＣＣ１〜ＣＣ４は、電流源自体を示す場合、及びその電流値を示す場合の双方に用いる。

図１に示す制御装置１２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のオン、オフを切り換える駆動回路（駆動手段）１３と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲート・ソース間電圧をクランプするクランプ回路（クランプ手段）１４と、該クランプ回路１４を有効に動作させるか否かを切り換えるクランプ動作制御回路１５（符号１５′に示すトランジスタＭ７を含む；クランプ動作制御手段）と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の温度が所定値に達した場合に、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）を遮断してＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）を過熱から保護する過熱保護回路（過熱保護手段）１６と、を備えている。

駆動回路１３は、例えばＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタＭ２（Ｎ型）、Ｍ３（Ｐ型）、Ｍ４（Ｐ型）、Ｍ５（Ｎ型）と、重畳電源ＶＰと、電流源ＣＣ１（第１電流源）と、抵抗Ｒ１、及びインバータＩＮＶを備えている。

重畳電源ＶＰのマイナス極は、直流電源ＶＢの出力端子である点ｐ１に接続され、重畳電源ＶＰのプラス極である点ｐ２は、３系統に分岐され、１つ目の分岐線はトランジスタＭ３の一端に接続され、２つ目の分岐線はトランジスタＭ４の一端に接続され、３つ目の分岐線は後述する電流源ＣＣ２（第２電流源）に接続されている。

トランジスタＭ３の他端は、抵抗Ｒ１及びトランジスタＭ２を介してグランドに接続され、且つ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲートに接続されている。トランジスタＭ４の他端は電流源ＣＣ１、及びトランジスタＭ５を介してグランドに接続されている。また、トランジスタＭ３とＭ４のゲートは互いに接続され、この接続点はトランジスタＭ４の他端に接続されている。従って、トランジスタＭ３とＭ４はカレントミラーを構成する。

また、トランジスタＭ５のゲートは抵抗Ｒ５を介して駆動信号の入力端に接続されている。更に、トランジスタＭ２のゲートはインバータＩＮＶ、及び抵抗Ｒ５を介して駆動信号の入力端に接続されている。従って、駆動信号がＨレベルとなった場合には、トランジスタＭ５がオン、Ｍ２がオフとなり、駆動信号がＬレベルとなった場合には、トランジスタＭ５がオフ、Ｍ２がオンとなる。

クランプ回路１４は、電流源ＣＣ２と、抵抗Ｒ２と、アンプＡＭＰ１（増幅手段）、及びトランジスタＭ６（Ｎ型；第１スイッチ）を備えている。電流源ＣＣ２の一端は点ｐ２に接続され、他端（点ｐ４）はアンプＡＭＰ１のマイナス側入力端子（反転側入力端子）に接続されている。更に、この点ｐ４は、抵抗Ｒ２を介してＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のソース（点ｐ３）に接続されている。

アンプＡＭＰ１のプラス側入力端子（非反転側入力端子）はＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲートに接続されて、出力端子はトランジスタＭ６のゲート、及び後述するトランジスタＭ７（Ｎ型）の一端に接続されている。トランジスタＭ６の一端は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲートに接続され、他端はグランドに接続されている。

従って、後述するように、クランプ回路１４は、点ｐ４の電圧Ｖ２（変動電圧）がＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲート電圧ＶＧを下回った場合に、トランジスタＭ６をオンとして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲートに流れ込む電流を引き抜いて、ゲート電圧ＶＧを電圧Ｖ２にクランプする機能を備える。

クランプ動作制御回路１５、１５’は、直流電源ＶＢに接続された抵抗Ｒ３（第１抵抗）と電流源ＣＣ３（第３電流源）の直列接続回路と、比較器ＣＭＰ１と、抵抗Ｒ４、及びトランジスタＭ７（Ｎ型）を備えている。

比較器ＣＭＰ１のマイナス側入力端子は、抵抗Ｒ３と電流源ＣＣ３との接続点（電圧Ｖ１）に接続され、プラス側入力端子は、抵抗Ｒ４を介してＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のソース（点ｐ３）に接続されている。電圧Ｖ１（基準電圧）は、直流電源ＶＢよりも「Ｒ３＊ＣＣ１」で示される電圧分だけ低い一定の電圧となる。

そして、点ｐ３の電圧（ソース電圧ＶＳ）が電圧Ｖ１を上回った場合には、比較器ＣＭＰ１の出力信号ＤＳＴはＨレベルとなり、電圧ＶＳが電圧Ｖ１を下回った場合には、出力信号ＤＳＴはＬレベルとなる。また、出力信号ＤＳＴがＨレベルのとき、トランジスタＭ７はオンとなり、アンプＡＭＰ１の出力及びトランジスタＭ６のゲートをグランドに接続する。他方、出力信号ＤＳＴがＬレベルのとき、トランジスタＭ７はオフとなり、アンプＡＭＰ１の出力信号がトランジスタＭ６のゲートに供給される。つまり、出力信号ＤＳＴがＬレベルのときにはクランプ回路１４は有効化され、Ｈレベルのときにはクランプ回路１４は無効化される。

過熱保護回路１６は、直流電源ＶＢに接続された電流源ＣＣ４（第４電流源）と、参照電圧を出力する参照電源Ｖ４と、比較器ＣＭＰ２、及びＤフリップフロップ（ラッチ回路）２１を備えている。電流源ＣＣ４の出力端子（電圧ＶＦ）は比較器ＣＭＰ２のマイナス側入力端子に接続され、且つ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）と一体化されているダイオードＤ１を介してグランドに接続されている。また、比較器ＣＭＰ２のプラス側入力端子は、参照電源Ｖ４を介してグランドに接続されている。

比較器ＣＭＰ２の出力端子は、Ｄフリップフロップ２１に接続され、該Ｄフリップフロップ２１の出力端子は、トランジスタＭ８（Ｎ型；第２スイッチ）のゲートに接続されている。該トランジスタＭ８の一端は抵抗Ｒ５に接続され、他端はグランドに接続されている。

そして、過熱保護回路１６は、通常時には電圧ＶＦは電圧Ｖ４（参照電圧）を上回るように設定され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の周囲温度が上昇して所定の上限温度に達し、ダイオードＤ１の抵抗値が低下した場合に、電圧ＶＦが電圧Ｖ４を下回るように設定されている。従って、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の周囲温度が上限温度に達した場合には、電圧ＶＦが電圧Ｖ４を下回るので、比較器ＣＭＰ２の出力信号ＴＨＤがＬレベルからＨレベルに変化し、Ｄフリップフロップ２１の出力信号をＨレベルとする。これにより、トランジスタＭ８がオンとなって、駆動信号をグランドに落とし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）を遮断することができる。

［第１実施形態の動作説明］
次に、図２に示すタイミングチャートを参照して、本実施形態に係る負荷回路の制御装置の動作について説明する。

まず、通常時の動作について説明する。図２（ａ）に示す時刻ｔ０では、駆動信号がＬレベルとされているので、トランジスタＭ５がオフ、Ｍ２がオンとされ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）はオフとなる。つまり、負荷１１に電流は流れず、該負荷１１は駆動しない。この時点で、図２（ｂ）に示すように、点ｐ４の電圧Ｖ２は約４Ｖ、電圧Ｖ１は約１１Ｖとされている。

その後、図２（ａ）に示す時刻ｔ１で駆動信号をＨレベルに切り替えると、トランジスタＭ５がオン、Ｍ２がオフとなる。このため、トランジスタＭ４に電流源ＣＣ１の電流が流れ、トランジスタＭ４とカレントミラーを構成するトランジスタＭ３にも同様の電流ＣＣ１が流れる。この電流は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲートに流れ込むことになり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲート電圧ＶＧは徐々に上昇する。

この際、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のソース電圧ＶＳは、ほぼ０Ｖであるから比較器ＣＭＰ１の出力信号であるＤＳＴはＬレベルとなる（図２（ｃ）参照）。従って、トランジスタＭ７はオフであり、アンプＡＭＰ１によるクランプ動作は有効とされる。但し、この時点ではＶＧ＜Ｖ２であるので、トランジスタＭ６はオフとなり、アンプＡＭＰ１によるクランプ動作は行われない。

時間が経過するに連れて電圧ＶＧが上昇し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の動作閾値電圧Ｖgsoffを超えると、ソース電圧ＶＳが上昇を開始する（時刻ｔ２）。この際、図２（ｄ）に示すように、負荷電流ＩＬが流れ始める。電圧Ｖgsoffは１〜２Ｖ程度であり、電圧ＶＳは、ＶＳ≒ＶＧ−Ｖgsoffの関係を保持しながら上昇するので、ＶＧ＜Ｖ２の状態が継続され、アンプＡＭＰ１の出力はＬレベルとなり、トランジスタＭ６はオフ状態が継続される。

その後、電圧ＶＧが更に上昇し、これに伴って電圧ＶＳが上昇し、時刻ｔ３で電圧ＶＳがＶ１＜ＶＳとなると、比較器ＣＭＰ１の出力信号ＤＳＴが反転してＨレベルとなる（図２（ｃ）参照）。その後、時刻ｔ４でＶＧ＝ＶＢ＋１０となって、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）が完全にオン状態となる。この時点で、負荷１１に流れる電流ＩＬは定常電流となる。

つまり、通常時の動作では、駆動信号のオン時において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲートがクランプ回路１４によりクランプされることなく、負荷１１に定常電流が流れることになる。

次に、時刻ｔ５で負荷１１にショート異常が発生した場合の動作について説明する。ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）がオンとされてから暫く時間が経過した時刻ｔ５で負荷１１にショート異常が発生すると、図２（ｄ）に示すように、負荷電流ＩＬは急激に増大する。これに伴って、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のドレイン・ソース間電圧Ｖdsが増大し、相対的にソース電圧ＶＳが低下する（図２（ｂ）参照）。

その結果、ＶＳ＜Ｖ１となるので、比較器ＣＭＰ１の出力信号ＤＳＴがＨレベルからＬレベルに反転し（図２（ｃ）参照）、トランジスタＭ７がオフとなる。従って、クランプ回路１４が有効になる。この際、電圧ＶＧと電圧Ｖ２の関係はＶ２＜ＶＧであるから、アンプＡＭＰ１より、ＶＧ−Ｖ２に比例した大きさの信号が出力され、トランジスタＭ６がオンとなり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲートに流れ込む電流の一部をグランドに引き抜く。その結果、ゲート電圧ＶＧが電圧Ｖ２にクランプされることになる。換言すれば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲート・ソース間電圧ＶgsがＶ２（例えば４Ｖ）となるまで、ゲート電圧ＶＧが引き下げられる。

電圧Ｖgsが４Ｖに引き下げられたことにより、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）は飽和領域での動作になり、負荷電流ＩＬは一定値に抑えられる（図２（ｃ）参照）。つまり、負荷１１にショート異常が発生した場合には、ゲート・ソース間電圧ＶgsがＶ２にクランプされて、負荷電流ＩＬが一定値に抑えられるので、図２（ｄ）に示すように、ショート異常の発生による過電流を抑制することができる。

その後、ショート異常が継続されると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の周囲温度が上昇し、これに伴ってダイオードＤ１の温度が上昇するので、該ダイオードＤ１の抵抗値が低下し、電圧ＶＦが低下する。そして、電圧ＶＦが電圧Ｖ４を下回ると、比較器ＣＭＰ２の出力信号ＴＨＤがＬレベルからＨレベルに反転し、この出力信号ＴＨＤがＤフリップフロップ２１に供給されるので、該Ｄフリップフロップ２１よりＨレベルの信号が出力され、トランジスタＭ８をオンとする。その結果、トランジスタＭ５がオフとなり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲートに駆動信号が供給されなくなるので、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）がオフとなる。その後、Ｄフリップフロップ２１がリセットされるまで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のオフ状態が維持されることになる。

なお、図２に示すタイミングチャートでは、図２（ｅ）に示すように、過電流の発生に伴って電圧ＶＦが低下するものの、電圧Ｖ４を下回ることなく過電流が回避される場合を示している。よって、図２（ｆ）に示すように、出力信号ＴＨＤがＨレベルとならず、Ｌレベルを維持している。

その後、図２（ｂ）に示す時刻ｔ６でショート異常が回避され、負荷電流ＩＬが通常電流に戻ると、電圧ＶＳ、ＶＧは通常状態の電圧に戻ることになる。

こうして、負荷１１にショート異常が発生した場合において、負荷電流ＩＬの急激な増加を回避することができ、負荷回路を過電流による発熱から保護することができる。

次に、図３に示す特性図を参照して、ショート異常が発生したときの、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の動作点について説明する。図３に示すＳ１は負荷１１が正常なときのＶdsとＩｄとの関係を示す負荷線、Ｓ２は負荷１１にショート異常が発生しているときの負荷線、Ｓ３はＶgs＝１０Ｖを示す特性線、Ｓ４はＶgs＝４Ｖを示す特性線、Ｓ５はＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のＶds〜Ｉd特性曲線である。

通常動作時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲート・ソース間の電圧Ｖgsが、Ｖgs＝１０Ｖとされており、負荷電流ＩＬは正常な電流となっている。このため、動作点はＳ１とＳ３の交点であるｘ１となる。その後、負荷１１にショート異常が発生すると、負荷線が図中右方向に移動し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のドレイン電流Ｉｄは、Ｓ２とＳ３の交点であるｘ２に向かって上昇する（Ｓ５参照）。

そして、ドレイン・ソース間電圧Ｖdsが、電圧Ｖ１を超えると、電圧Ｖgsが４Ｖでクランプされるので、曲線Ｓ５はＳ４（Ｖgs＝４Ｖ）の方に移り、Ｓ２とＳ４の交点であるｘ３に向かう。交点ｘ３への移行は正帰還動作となるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）は、ｘ３の動作点で電流が抑えられた状態で安定する。その後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の周囲温度が上昇し、Ｄフリップフロップ２１の出力信号がＨレベルとなると、ドレイン電流Ｉｄは０Ａとなる。

次に、図４を参照して、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）がオンとされる前の時点で既にショート異常が発生している場合の動作について説明する。ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）がオンとなる前の時点では、Ｖds＝１２Ｖ（１２ＶはＶＢの電圧）であるから、クランプ回路１４は有効になっている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）をオンとすると、ショート異常が発生しているときの負荷線Ｓ２に沿ってドレイン電流Ｉｄが増加する。しかし、Ｖgs＝４Ｖでクランプされるので、Ｓ２とＳ４の交点であるｘ３の動作点でドレイン電流Ｉｄが安定する。その後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の周囲温度が上昇し、Ｄフリップフロップ２１の出力信号がＨレベルとなると、ドレイン電流Ｉｄは同一の経路に沿って減少し、０Ａとなる。

このようにして、第１実施形態に係る負荷回路の制御装置では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のソース電圧ＶＳが所定のレベルまで低下した場合に、クランプ回路１４を有効化し、且つ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲート電圧が電圧Ｖ２を上回った場合に、ゲートから電流を引き抜いて、ゲート電圧ＶＧを電圧Ｖ２にクランプする。従って、負荷１１にショート異常が発生してＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のドレイン・ソース間電圧Ｖdsが上昇し（換言すれば、ソース電圧ＶＳが低下し）、負荷回路に過電流が流れた場合であっても、このときの電流値を一定値以下に抑制することができるので、過電流の発生による負荷回路の損傷を防止することができる。

また、ショート異常が継続し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）の周囲温度が過熱した場合には、Ｄフリップフロップ２１の動作によりトランジスタＭ８をオンとして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）を遮断することができるので、負荷回路を確実に過熱から保護することができる。

また、電流源ＣＣ２の電流値を適宜変更することにより、任意のクランプ電圧を設定できるので、従来のようにツェナーダイオードを使用する場合と比較して、クランプ電圧をきめ細かく設定することができる。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図５は、本発明の第２実施形態に係る負荷回路、及び該負荷回路に接続された制御装置１２ａの構成を示す回路図である。第２実施形態では、前述した第１実施形態と比較した場合の大きな相違点は、クランプ動作制御回路１５に抵抗Ｒ３（第２抵抗）と抵抗Ｒ８（第３抵抗）との直列接続回路が設けられている点である。即ち、第２実施形態では、直流電源ＶＢとグランドとの間に抵抗Ｒ３とＲ８の直列接続回路が設けられ、各抵抗Ｒ３とＲ８の接続点（電圧Ｖ５）が、比較器ＣＭＰ１のマイナス側入力端子に接続されている。その結果、電圧ＶＢを抵抗Ｒ３とＲ８で分圧して得られる電圧Ｖ５（基準電圧）が比較器ＣＭＰ１のマイナス側入力端子に供給されることになる。

また、電流源ＣＣ２が直流電源ＶＢに接続されている点、アンプＡＭＰ２及びトランジスタＭ９（Ｎ型）が設けられている点、及び電圧ＶＳを分圧するための抵抗Ｒ６、Ｒ７が設けられている点で、前述した第１実施形態と相違している。

次に、第２実施形態の動作について説明する。図５に示した回路では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のソース電圧ＶＳが抵抗Ｒ６とＲ７により分圧され、分圧して得られた電圧と同一の電圧が電圧Ｖ３として生成される。即ち、抵抗Ｒ６とＲ７の接続点ｐ１１がアンプＡＭＰ２のマイナス側入力端子に接続され、このアンプＡＭＰ２の出力端子がトランジスタＭ９のゲートに接続され、該トランジスタＭ９の一端が抵抗Ｒ２及びアンプＡＭＰ２のプラス側入力端子（電圧Ｖ３）に接続され、他端がグランドに接続されている。また、アンプＡＭＰ２のプラス側入力端子は比較器ＣＭＰ１のプラス側入力端子に接続されている。

そして、このように構成された第２実施形態に係る制御装置１２ａでは、前述した第１実施形態と同様の効果を達成できると共に、比較器ＣＭＰ１のマイナス側入力端子に供給される電圧が、電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ３とＲ８で分圧した電圧Ｖ５となるので、該電圧Ｖ５は電源電圧ＶＢの変動に伴って変動することになる。従って、車両に搭載されるバッテリのように、充電状況により出力電圧が大きく変化するような場合であっても、この変化に応じた電圧Ｖ５を生成して、比較器ＣＭＰ１に供給することができるので、クランプ回路１４を有効化するタイミングを適切に設定することができるようになる。

［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態について説明する。図６は、本発明の第３実施形態に係る負荷回路、及び該負荷回路に接続された制御装置１２ｂの構成を示す回路図である。第３実施形態では、前述した第１実施形態と比較して、逆起電力検出回路（逆起電力検出手段）１７を設けた点、及びクランプ動作制御回路１５ｂにオア回路ＯＲ、及びナンド回路ＮＡＮＤが設けられた点で相違する。以下、詳細に説明する。

逆起電力検出回路１７は、比較器ＣＭＰ３（第２比較手段）と、コンデンサＣ１、及び抵抗Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１を備えている。なお、Ｃ１，Ｒ９，Ｒ１０で時定数回路が構成される。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のドレインである点ｐ１は、抵抗Ｒ９を介して比較器ＣＭＰ３のマイナス側入力端子に接続されている。更に、点ｐ１は、抵抗Ｒ１０とＲ１１の直列接続回路を介してグランドに接続され、抵抗Ｒ１１に対して並列にコンデンサＣ１が配置され、抵抗Ｒ１０とＲ１１の接続点が比較器ＣＭＰ３のプラス側入力端子に接続されている。また、通常時においては、比較器ＣＭＰ３のマイナス側入力端子に供給される電圧の方が、プラス側入力端子に供給される電圧よりも若干高くなるように設定されている。換言すれば、負荷１１が正常に動作している場合には、比較器ＣＭＰ３の出力信号ＥＬＶはＬレベルである。

クランプ動作制御回路１５ｂは、比較器ＣＭＰ１と、抵抗Ｒ３と、電流源ＣＣ３と、オア回路ＯＲ、及びナンド回路ＮＡＮＤを備えている。図１と同様に、抵抗Ｒ３と電流源ＣＣ３との接続点の電圧がＶ１とされている。ここで、電圧Ｖ１が比較器ＣＭＰ１のプラス側入力端子に供給されている点、マイナス側入力端子に電圧ＶＳが供給される点で、図１に示した回路と相違している。

比較器ＣＭＰ１の出力端子は、オア回路ＯＲの一方の入力端子に接続され、他方の入力端子は、ＣＭＰ３の出力端子に接続されている。また、オア回路ＯＲの出力端子は、ナンド回路ＮＡＮＤの一方の入力端子に接続され、他方の入力端子は駆動信号の供給点である抵抗Ｒ５に接続されている。そして、ナンド回路ＮＡＮＤの出力端子は、トランジスタＭ７（クランプ動作制御回路１５ｂ’）のゲートに接続されている。

また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のドレインである点ｐ１と直流電源ＶＢとを接続する配線には、抵抗ＲＷ、及びインダクタンスＬＷが存在する。

次に、第３実施形態に係る制御装置１２ｂの動作について説明する。第３実施形態では、クランプ動作制御回路１５ｂに２つの論理回路（ＯＲ、ＮＡＮＤ）が設けられているが、基本的な動作は、図１に示した第１実施形態と同様である。即ち、ＶＳ＜Ｖ１の関係が成立している場合には、比較器ＣＭＰ１の出力信号ＤＳＴはＨレベル（図１の場合とは逆）となり、オア回路ＯＲの出力信号がＨレベルとなり、ナンド回路ＮＡＮＤの２つの入力信号が共にＨレベルとなるので、その出力信号がＬレベルとなり、クランプ回路１４が有効となる。

他方、電圧ＶＳが上昇してＶＳ＞Ｖ１の関係が成立した場合には、比較器ＣＭＰ１の出力信号ＤＳＴはＬレベルとなり、オア回路ＯＲの出力信号がＬレベルとなるので、ナンド回路ＮＡＮＤの出力信号がＨレベルとなって、クランプ回路１４の動作を無効とする。

ここで、負荷回路にデッドショート（負荷１１に接続される配線が直接グランドに接続されるような過度のショート異常）が発生した場合には、点ｐ１と直流電源ＶＢを接続する配線に抵抗ＲＷ、インダクタンスＬＷが存在することにより、点ｐ１から直流電源ＶＢに向けて逆起電力が発生する。このため、点ｐ１の電圧が急激に低下する。

これに伴って、比較器ＣＭＰ３のマイナス側入力端子に供給される電圧が急速に低下する。これに対して、プラス側入力端子に供給される電圧は、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１とコンデンサＣ１による時定数が存在することにより急速に低下することができない。従って、比較器ＣＭＰ３の出力信号ＥＬＶがＬレベルからＨレベルに反転する。

その結果、オア回路ＯＲの出力信号がＨレベルとなり、ナンド回路ＮＡＮＤの出力信号がＬレベルとなるので、トランジスタＭ７がオフとなり、クランプ回路１４が有効に動作する。つまり、クランプ動作制御回路１５ｂの比較器ＣＭＰ１の出力に関係なく、クランプ回路１４が有効化されることになる。

このため、上述した動作と同様に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲート・ソース間電圧Ｖgsが電圧Ｖ２（Ｖ２＝４Ｖ）にクランプされ、負荷１１に流れる電流ＩＬが制限されることになる。

このようにして、第３実施形態に係る負荷回路の制御装置では、前述した第１実施形態と同様の効果を達成することができ、これに加えて、負荷回路にデッドショートが発生した場合には、電圧ＶＳが低下するか否かに関係なく（比較器ＣＭＰ１の出力信号ＤＳＴに関係なく）、即時にクランプ回路１４を有効に動作させて電圧Ｖgsをクランプするので、負荷回路を確実に過電流から保護することができる。

以上、本発明の負荷回路の制御装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。

本発明は、負荷回路にショート異常が発生した場合に、過電流を抑制する上で極めて有用である。

１１ 負荷
１２ 制御装置
１３ 駆動回路（駆動手段）
１４ クランプ回路（クランプ手段）
１５ クランプ動作制御回路（クランプ動作制御手段）
１６ 過熱保護回路（過熱保護手段）
１７ 逆起電力検出回路（逆起電力検出手段）
２１ Ｄフリップフロップ（ラッチ回路）
ＩＮＶ インバータ
Ｍ１ 電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）
ＶＢ 直流電源
ＶＰ 重畳電源
Ｖ４ 参照電源
ＣＣ１〜ＣＣ４ 電流源
ＡＭＰ１ アンプ（増幅手段）
ＣＭＰ１〜ＣＭＰ３ 比較器
Ｍ２〜Ｍ９ トランジスタ
Ｄ１ ダイオード

Claims (10)

1. 直流電源と負荷との間に設けられた電界効果トランジスタのオン、オフを切り換えて、前記負荷の駆動、停止を制御する負荷回路の制御装置において、
   前記直流電源に対して直列に接続された重畳電源を備え、駆動信号が供給された際に、前記重畳電源から前記電界効果トランジスタのゲートに電流を供給してゲート電圧を上昇させ、前記電界効果トランジスタをオンとする駆動手段と、
   前記電界効果トランジスタのソース電圧と連動して変化すると共に該ソース電圧よりも所定電圧高くなるように設定された変動電圧（Ｖ２）を生成し、前記ゲート電圧が前記変動電圧（Ｖ２）を超えた場合に、前記重畳電源より出力される電流の一部を引き抜いて、前記ゲート電圧を所定電圧にクランプするクランプ手段と、
   を備えたことを特徴とする負荷回路の制御装置。
2. 通常負荷電流が流れているときの前記ソース電圧よりも低く設定した基準電圧（Ｖ１，Ｖ５）を生成し、前記ソース電圧が前記基準電圧を超えた場合に、前記クランプ手段によるクランプ機能を無効とするクランプ動作制御手段を更に備えたことを特徴とする請求項１に記載の負荷回路の制御装置。
3. 前記クランプ動作制御手段は、前記直流電源とグランドとの間に介置された第１抵抗（Ｒ３）と第３電流源（ＣＣ３）との直列接続回路を備え、前記直流電源から（ＣＣ３＊Ｒ３）で示される電圧だけ降下した電圧を、前記基準電圧（Ｖ１）とすることを特徴とする請求項２に記載の負荷回路の制御装置。
4. 前記クランプ動作制御手段は、前記直流電源とグランドとの間に介置された第２抵抗（Ｒ３）と第３抵抗（Ｒ８）との直列接続回路を備え、前記直流電源より出力される電圧を前記第１抵抗と第２抵抗で分圧した電圧を前記基準電圧（Ｖ５）とすることを特徴とする請求項２に記載の負荷回路の制御装置。
5. 前記駆動手段は、
   前記駆動信号が供給された際に一定電流を流す第１電流源（ＣＣ１）と、
   ２つの電流経路を有しこのうち一方の電流経路が前記第１電流源に接続され、他方の電流経路が前記電界効果トランジスタのゲートに接続されたカレントミラー回路と、を備え、
   前記駆動信号が供給された際に、前記第１電流（ＣＣ１）と同一となる電流を、前記重畳電源から前記電界効果トランジスタのゲートに供給することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の負荷回路の制御装置。
6. 前記クランプ手段は、
   前記重畳電源または前記直流電源のいずれか一方と、前記電界効果トランジスタのソースと、の間に介置された第２電流源（ＣＣ２）、及び第４抵抗（Ｒ２）を有し、
   前記第２電流源により、前記第４抵抗（Ｒ２）に一定電流を流すことにより、前記第１抵抗の一端に前記ソース電圧に対して所定電圧高くなるように変化する前記変動電圧（Ｖ２）を発生させ、
   更に、前記変動電圧と前記ゲート電圧の差分に応じた信号を出力する増幅手段（ＡＭＰ１）と、
   前記増幅手段の出力信号に応じて通電電流が制御され、前記ゲートに供給される電流から所定量の電流を引き抜く第１スイッチ（Ｍ６）と、
   を備えたことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の負荷回路の制御装置。
7. 前記電界効果トランジスタの周囲温度が予め設定した所定温度に達した場合に、該電界効果トランジスタを遮断して、前記負荷回路を過熱から保護する過熱保護手段を更に備えたことを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれか１項に記載の負荷回路の制御装置。
8. 前記過熱保護手段は、
   前記電界効果トランジスタの周囲に設置したダイオードと、
   該ダイオードに一定電流を流す第４電流源（ＣＣ４）と、
   前記ダイオードに生じる電圧と参照電圧（Ｖ４）を比較する第１比較手段（ＣＭＰ２）と、
   前記ダイオードに生じる電圧が前記参照電圧Ｖ４を下回った場合にラッチ信号を出力するラッチ回路と、
   前記ラッチ信号が出力された際に、前記駆動信号の出力点をグランドに接続する第２スイッチ（Ｍ８）と、
   を備えたことを特徴とする請求項７に記載の負荷回路の制御装置。
9. 前記電界効果トランジスタのオン時に、該電界効果トランジスタから前記直流電源に向かう逆起電力を検出する逆起電力検出手段を更に備え、
   前記逆起電力検出手段にて、逆起電力の発生が検出された場合には、前記クランプ動作制御手段の出力信号に関わらず、前記クランプ手段によるクランプ機能を有効にすることを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれか１項に記載の負荷回路の制御装置。
10. 前記逆起電力検出手段は、前記電界効果トランジスタのドレインと前記直流電源との接続点を点ｐ１とした場合に、
    所定の時定数が設定され、通常時には点ｐ１の電圧よりも若干低く設定された電圧を出力する時定数回路と、
    点ｐ１の電圧と、前記時定数回路の出力電圧とを比較する第２比較手段（ＣＭＰ３）と、を備え、
    点ｐ１の電圧が前記時定数回路の出力電圧を下回った場合に、逆起電力が発生したものと判断することを特徴とする請求項９に記載の負荷回路の制御装置。

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