JP2010207020A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源からの入力電圧が低下した場合であっても、出力電圧の低下を抑えることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、入力電圧Ｖｉｎが、Ｖ１より低いＶ２以下になると、入力電圧Ｖｉｎの減少に伴ってＤ１から直線的に増加し、Ｖ２より低いＶ３以下になると、Ｄ１より大きいＤ２となるオンデューティ比制限値を用いる。コントローラは、オンデューティ比制限値を超えない範囲で主スイッチのオンデューティ比を調整する。 これにより、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下のとき、主スイッチのオンデューティ比を増加させることができ、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下になっても、出力電圧Ｖｏｕｔの低下を抑えることができる。
【選択図】図３

Description

本発明は、アクティブクランプ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来、アクティブクランプ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータとして、例えば特許文献１に開示されている入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置がある。このＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスと、主スイッチと、直列接続されたコンデンサと副スイッチとからなるアクティブクランプ回路と、出力スイッチからなる整流回路と、コントローラとを備えている。主スイッチ及びアクティブクランプ回路は、トランスの１次コイルにそれぞれ接続されている。整流回路は、トランスの２次コイルに接続されている。コントローラは、主スイッチをスイッチングする。また、アクティブクランプ回路を構成する副スイッチを主スイッチと相補的にスイッチングし、主スイッチのオフ期間にトランスをリセットする。さらに、主スイッチ及び副スイッチに同期して出力スイッチをスイッチングする。これにより、バッテリからの入力電圧を所定の目標電圧に変換して整流回路から出力することができる。

特開２００６−１０１６８０号公報

ところで、前述したＤＣ−ＤＣコンバータでは、主スイッチのオンデューティ比が高くなると、それに伴って、コンデンサと副スイッチの接続点の電圧が上昇する。この電圧が高くなり主スイッチ及び副スイッチの耐圧を超えると、副スイッチが破損してしまう。そこで、耐圧を超えないよう、コントローラが、主スイッチのオンデューティ比を制限している。具体的には、コントローラ内にオンデューティ比制限値が設定され、コントローラが、オンデューティ比制限値を超えない範囲内で主スイッチのオンデューティ比を調整している。しかし、このＤＣ−ＤＣコンバータを車両駆動用モータの電圧源として用いた場合、低温始動時やスリップグリップによるロック電流等により入力側の高電圧バッテリの電圧が定格電圧以下まで低下すると、主スイッチのオンデューティ比が制限されているために、必要な出力電圧が確保できず、車両システムがダウンしてしまうという問題が生じていた。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、直流電源からの入力電圧が低下した場合であっても、出力電圧の低下を抑えることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

課題を解決するための手段及び発明の効果

そこで、本発明者らは、この課題を解決すべく鋭意研究し試行錯誤を重ねた結果、直流電源からの入力電圧が電圧閾値以下のとき、オンデューティ比制限値を増加させることで、出力電圧の低下を抑えられることを思いつき、本発明を完成するに至った。

すなわち、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、１次コイルと２次コイルとを有するトランスと、直流電源と１次コイルの間に接続され、スイッチングして直流電源から１次コイルに供給される電圧を制御する主スイッチと、直列接続されたコンデンサと副スイッチとからなり、１次コイルに接続され、副スイッチが主スイッチと相補的にスイッチングして主スイッチのオフ期間にトランスをリセットするアクティブクランプ回路と、２次コイルに接続され、２次コイルの電圧を整流する整流回路と、主スイッチのオンデューティ比がオンデューティ比制限値を超えない範囲内で、主スイッチのスイッチングを制御するとともに、主スイッチと相補的にスイッチングするように、副スイッチを制御する制御回路と、を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御回路は、直流電源からの入力電圧が電圧閾値以下のとき、オンデューティ比制限値を増加させることを特徴とする。

この構成によれば、直流電源からの入力電圧が電圧閾値以下のとき、主スイッチのオンデューティ比を増加させることができる。そのため、直流電源の電圧が電圧閾値以下のとき、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の低下を抑えることができる。

請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御回路は、コンデンサと副スイッチの接続点に加わる電圧が主スイッチ及び副スイッチの耐圧を超えない範囲内で、オンデューティ比制限値を増加させることを特徴とする。この構成によれば、コンデンサと副スイッチの接続点に加わる電圧を、主スイッチ及び副スイッチの耐圧以下に確実に抑えることができる。そのため、主スイッチ及び副スイッチの破損を確実に防止することができる。

請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１又は２のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電圧閾値は、定格電圧を出力できる最小入力電圧より低い値であることを特徴とする。この構成によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータが定格電圧を出力できない領域において、出力電圧の低下を抑えることができる。

請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御回路は、主スイッチ及び副スイッチの温度に基づいてオンデューティ比制限値の増加量を調整すること特徴とする。この構成によれば、主スイッチ及び副スイッチの耐圧は、温度によって変化する。そのため、主スイッチ及び副スイッチの耐圧の温度特性を考慮し、オンデューティ比制限値を適切に設定することができる。

請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜４のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御回路は、主スイッチ及び副スイッチの温度が高くなるに従ってオンデューティ比制限値の増加量を大きくすることを特徴とする。この構成によれば、主スイッチ及び副スイッチの耐圧は、温度が高くなるに従って上昇する。そのため、主スイッチ及び副スイッチの温度が高くなるに従って主スイッチのオンデューティの増加量を大きくすること可能となる。従って、主スイッチ及び副スイッチの温度が高くなるに従ってオンデューティ比制限値の増加量を大きくすることで、主スイッチ及び副スイッチの耐圧の温度特性を考慮し、オンデューティ比制限値をより適切に設定することができる。

請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、制御回路は、オンデューティ比制限値を階段状、直線的又は曲線的に増加させることを特徴とする。この構成によれば、オンデューティ比制限値を確実に増加させることができる。

請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、車両に搭載され、車両に搭載された直流電源からの入力電圧を異なる大きさの電圧に変換して整流回路から出力し、車両に搭載された電子装置に供給することを特徴とする。この構成によれば、直流電源からの入力電圧が電圧閾値以下のとき、主スイッチのオンデューティ比を増加させることができる。そのため、入力電圧が低下した場合であっても、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の低下を抑えることができる。

本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける、主スイッチのオンデューティ比制限値のグラフである。 本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける、主スイッチ及び副スイッチの温度が常温のときの主スイッチのオンデューティ比制限値を示すグラフである。 主スイッチ及び副スイッチの温度が常温のときのＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を示すグラフである。 主スイッチ及び副スイッチの温度が常温のときのコンデンサと副スイッチの接続点の電圧を示すグラフである。 主スイッチ及び副スイッチの温度が高温のときの主スイッチのオンデューティ比制限値を示すグラフである。 主スイッチ及び副スイッチの温度が低温のときの主スイッチのオンデューティ比制限値を示すグラフである。 第１変形形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける、主スイッチのオンデューティ比制限値を示すグラフである。 第２変形形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける、主スイッチのオンデューティ比制限値を示すグラフである。 第３変形形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける、主スイッチのオンデューティ比制限値を示すグラフである。 第４変形形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける、主スイッチのオンデューティ比制限値を示すグラフである。

次に実施形態を挙げ、本発明をより詳しく説明する。本実施形態では、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータを、車両に搭載され、高電圧バッテリの電圧を降圧して低電圧バッテリに供給するＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例を示す。

まず、図１を参照してＤＣ−ＤＣコンバータの構成について説明する。ここで、図１は、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。

図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、高電圧バッテリＢ１０の出力する直流高電圧を絶縁して降圧し、低電圧バッテリＢ１１に供給する装置である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、トランス１０と、入力側回路１１と、出力側回路１２と、制御回路１３とから構成されている。

トランス１０は、１次側に入力される交流電圧を降圧して２次側から出力する素子である。トランス１０は、１次コイル１００〜１０３と、２次コイル１０４、１０５とから構成されている。１次コイル１００〜１０３の巻数は、同一に設定されている。２次コイル１０４、１０５の巻線も、同一に設定されている。１次コイル１００〜１０３と２次コイル１０４、１０５の巻数比は、例えば８：１に設定されている。１次コイル１００、１０２、１０３、１０１は、この順番で直列接続されている。２次コイル１０４、１０５も、直列接続されている。直列接続された１次コイル１００〜１０３の独立端である１次コイル１００、１０１の一端は、入力側回路１１に接続されている。直列接続された２次コイル１０４、１０５の独立端である２次コイル１０４、１０５の一端は、出力側回路１２に接続されている。

入力側回路１１は、高電圧バッテリＢ１０から入力される直流電圧を交流電圧に変換する回路である。入力側回路１１は、平滑用コンデンサ１１０と、主スイッチ１１１と、コンデンサ１１２と、アクティブクランプ回路１１３とから構成されている。

平滑用コンデンサ１１０は、高電圧バッテリＢ１０の直流電圧を平滑する素子である。平滑コンデンサ１１０の一端は高電圧バッテリＢ１０の正極端に、他端は高電圧バッテリＢ１０の負極端にそれぞれ接続されている。

主スイッチ１１１は、スイッチングして、高電圧バッテリＢ１０から１次コイル１００〜１０３に供給される電圧を制御する素子である。具体的には、ＭＯＳＦＥＴである。主スイッチ１１１は、スイッチングして、高電圧バッテリＢ１０から入力される直流電圧を交流電圧に変換し、１次コイル１００〜１０３に供給する。主スイッチ１１１のドレインは１次コイル１０２、１０３の接続点に、ソースは高電圧バッテリＢ１０の負極端にそれぞれ接続されている。また、ゲートは、制御回路１３に接続されている。

コンデンサ１１２は、主スイッチ１１１のスイッチングに伴って充放電され、１次コイル１００〜１０３との間でエネルギーをやり取りする素子である。コンデンサ１１２の一端は、直列接続された１次コイル１００〜１０３の独立端である１次コイル１０１の一端に接続されている。また、他端は、高電圧バッテリＢ１０の負極端に接続されている。

アクティブクランプ回路１１３は、主スイッチ１１１のオフ期間にトランス１０をリセットする回路である。アクティブクランプ回路１１３は、コンデンサ１１３ａと、副スイッチ１１３ｂとから構成されている。副スイッチ１１３ｂは、ＭＯＳＦＥＴである。アクティブクランプ回路１１３は、副スイッチ１１３ｂが主スイッチ１１１と相補的にスイッチングし、主スイッチ１１１のオフ期間にトランス１０をリセットする。コンデンサ１１３ａと副スイッチ１１３ｂは、直列接続されている。具体的には、コンデンサ１１３ａの一端が、副スイッチ１１３ｂのドレインに接続されている。直列接続されたコンデンサ１１３ａ及び副スイッチ１１３ｂの独立端であるコンデンサ１１３ａの他端は、直列接続された１次コイル１００〜１０３の独立端である１次コイル１０１の一端に接続されている。また、直列接続されたコンデンサ１１３ａ及び副スイッチ１１３ｂの独立端である副スイッチ１１３ｂのソースは、１次コイル１０２、１０３の接続点に接続されている。さらに、副スイッチ１１３ｂのゲートは、制御回路１３に接続されている。

出力側回路１２は、トランス１０から入力される交流電圧を直流電圧に変換する回路である。出力側回路１２は、２次コイル１０４、１０５の交流電圧を整流する。出力側回路１２は、ダイオード１２０、１２１と、平滑用コンデンサ１２２とから構成されている。

ダイオード１２０、１２１は、トランス１０の２次コイル１０４、１０５の交流電圧を整流する素子である。ダイオード１２０のアノードは直列接続された２次コイル１０４、１０５の独立端である２次コイル１０４の一端に、カソードは平滑用コンデンサ１２２にそれぞれ接続されている。ダイオード１２１のアノードは直列接続された２次コイル１０４、１０５の独立端である２次コイル１０５の一端に、カソードは平滑用コンデンサ１２２にそれぞれ接続されている。

平滑用コンデンサ１２２は、ダイオード１２０、１２１によって整流された直流電圧を平滑する素子である。平滑用コンデンサ１２２の一端はダイオード１２０、１２１のカソードに、他端は２次コイル１０４、１０５の接続点にそれぞれ接続されている。また、平滑用コンデンサ１２２の一端は低電圧バッテリＢ１１の正極端に、他端は低電圧バッテリＢ１１の負極端にそれぞれ接続されている。

制御回路１３は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力側回路１１の電流、及び、主スイッチ１１１の温度に基づいて、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂのスイッチングを制御する回路である。制御回路１３は、駆動回路１３０と、入力電圧検出回路１３１と、電流センサ１３２と、温度センサ１３３と、コントローラ１３４とから構成されている。

駆動回路１３０は、コントローラ１３４から入力されるＰＷＭ駆動信号に基づいて主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂをスイッチングする回路である。駆動回路１３０の駆動信号入力端は、コントローラ１３４に接続されている。駆動回路１３０の出力端は、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂのゲートにそれぞれ接続されている。

入力電圧検出回路１３１は、高電圧バッテリＢ１０から入力される直流電圧を検出する回路である。入力電圧検出回路１３１は、高電圧バッテリＢ１０側と電気的に絶縁した状態で、検出結果をパルス信号として出力する。入力電圧検出回路１３１の検出端は、平滑用コンデンサ１０の一端に接続されている。また、検出信号出力端は、コントローラ１３４に接続されている。

電流センサ１３２は、入力側回路１１に流れる電流を検出するセンサである。具体的には、カレントトランスである。電流センサ１３２は、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂと、１次コイル１０２、１０３の接続点の間を流れる電流を検出する。電流センサ１３２は、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂと、１次コイル１０２、１０３の接続点の間に介装されている。電流センサ１３２の検出信号出力端は、コントローラ１３４に接続されている。

温度センサ１３３は、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの温度を検出するセンサである。具体的には、サーミスタである。温度センサ１３３は、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの近傍に配置されている。温度センサ１３３の検出信号出力端は、コントローラ１３４に接続されている。

コントローラ１３４は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力側回路１１の電流、及び、副スイッチ１１３ｂの温度に基づいて、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂのスイッチングを制御する回路である。コントローラ１３４は、主スイッチ１１１のスイッチングを制御するためのＰＷＭ駆動信号を出力する。また、主スイッチ１１１と相補的にスイッチングするように、副スイッチ１１３ｂのスイッチングを制御するためのＰＷＭ駆動信号を出力する。さらに、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧となるように、ＰＷＭ駆動信号のオンデューティ比を調整する。ここで、オンデューティ比とは、ＰＷＭ駆動信号のオン、オフの１周期に対するオン期間の比率のことである。コントローラ１３４は、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するため、平滑用コンデンサ１２２の一端に接続されている。また、コントローラ１３４の検出信号入力端は、入力電圧検出回路１３０、電流センサ１３２及び温度センサ１３３の検出信号出力端に接続されている。さらに、駆動信号出力端は、駆動回路１３０の駆動信号入力端に接続されている。

次に、図１〜図７を参照してＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。ここで、図２は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける、主スイッチのオンデューティ比制限値のグラフである。図３は、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける、主スイッチ及び副スイッチの温度が常温のときの主スイッチのオンデューティ比制限値を示すグラフである。図４は、主スイッチ及び副スイッチの温度が常温のときのＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を示すグラフである。図５は、主スイッチ及び副スイッチの温度が常温のときのコンデンサと副スイッチの接続点の電圧を示すグラフである。図６は、主スイッチ及び副スイッチの温度が高温のときの主スイッチのオンデューティ比制限値を示すグラフである。図７は、主スイッチ及び副スイッチの温度が低温のときの主スイッチのオンデューティ比制限値を示すグラフである。

図１において、コントローラ１３４は、入力電圧検出回路１３１を介してＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｖｉｎを検出するとともに、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。また、電流センサ１３２を介して入力側回路１１に流れる電流を検出する。さらに、温度センサ１３３を介して主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの温度を検出する。そして、検出した入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力側回路１１の電流、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの温度に基づいて、主スイッチ１１１のスイッチングを制御するためのＰＷＭ駆動信号を出力する。また、主スイッチ１１１と相補的にスイッチングするように、副スイッチ１１３ｂのスイッチングを制御するためのＰＷＭ駆動信号を出力する。さらに、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧となるようにＰＷＭ駆動信号のオンデューティ比を調整する。

ＰＷＭ駆動信号が入力されると、駆動回路１３０は、ＰＷＭ駆動信号のオンデューティ比に従って、主スイッチ１１１と副スイッチ１１３ｂとを相補的にスイッチングする。

主スイッチ１１１がオン、副スイッチ１１３ｂオフすると、高電圧バッテリＢ１０から１次コイル１００、１０２に電流が流れる。また、充電されたコンデンサ１１２から１次コイル１０１、１０３に電流が流れる。これにより、２次コイル１０５に、コイルの巻線比に応じた降圧された電圧が誘起される。２次コイル１０５に誘起された電圧は、ダイオード１２１によって整流されとともに、平滑用コンデンサ１２２によって平滑され、低電圧バッテリＢ１１に供給される。

その後、主スイッチ１１１がオフ、副スイッチ１１３ｂオンすると、１次コイル１００、１０２を流れていた電流は、１次コイル１０３、１０１に流れ、コンデンサ１０２を充電する。また、副スイッチ１１３ｂ及びコンデンサ１１３ａに流れ、コンデンサ１０２を充電する。これにより、２次コイル１０４に、コイルの巻線比に応じた降圧された電圧が誘起される。また、このとき、主スイッチ１１１のオフ期間に発生するサージ電圧がクランプされ、トランス１０がリセットされる。２次コイル１０４に誘起された電圧は、ダイオード１２０によって整流されるとともに、平滑用コンデンサ１２２によって平滑され、低電圧バッテリＢ１１に供給される。

以降、これらの動作が繰り返され、高電圧バッテリＢ１０の電圧が降圧され、低電圧バッテリＢ１１に供給される。

ところで、主スイッチ１１１のオンデューティ比が高くなると、それに伴って、コンデンサ１１３ａと副スイッチ１１３ｂの接続点の電圧が上昇する。この電圧が高くなり主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの耐圧を超えると、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂが破損してしまう。そこで、コンデンサ１１３ａと副スイッチ１１３ｂの接続点の電圧が主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの耐圧を超えないよう、コントローラ１３４が、主スイッチ１１１のオンデューティ比を制限している。具体的には、コントローラ１３４内に、副スイッチ１１３ｂの温度に応じた複数のオンデューティ比制限値が設定され、コントローラ１３４が、オンデューティ比制限値を超えない範囲内で主スイッチ１１１のオンデューティ比を調整している。

従来においては、図２に示すように、入力電圧ＶｉｎがＶ１となるまでは、Ｄ１であり、Ｖ１を超えると、入力電圧Ｖｉｎの増加に伴って曲線的に減少するオンデューティ比制限値が設定されていた。ここで、Ｖ１は、定格電圧を出力できる最小入力電圧である。また、Ｄ１は、コンデンサと副スイッチの接続点に加わる電圧が、主スイッチ及び副スイッチの耐圧より充分に低い値となるような、主スイッチのオンデューティ比の所定値である。そして、コントローラが、図２に示すオンデューティ比制限値を超えない範囲内で主スイッチのオンデューティ比を調整していた。

これに対し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１においては、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの温度が常温のとき、図３に示すように、入力電圧Ｖｉｎが低下してＶ１より低いＶ２以下になると、入力電圧Ｖｉｎの減少に伴ってＤ１から直線的に増加し、Ｖ２より低いＶ３以下になると、Ｄ１より大きいＤ２となるオンデューティ比制限値を用いる。つまり、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下になると、従来に比べオンデューティ比制限値が増加する。ここで、Ｄ２は、コンデンサ１１３ａと副スイッチ１１３ｂの接続点に加わる電圧が、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの耐圧より低い値となるような所定値である。そして、コントローラ１３４は、図３に示すオンデューティ比制限値を超えない範囲で主スイッチ１１１のオンデューティ比を調整する。

これにより、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下のとき、主スイッチ１１１のオンデューティ比を増加させることができる。そのため、図４に示すように、入力電圧Ｖｉｎが定格電圧を出力できないＶ２以下になっても、出力電圧Ｖｏｕｔの低下を抑えることができる。なお、このとき、コンデンサ１１３ａと副スイッチ１１３ｂの接続点の電圧が上昇することとなるが、図５に示すように、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの耐圧を超えることはない。

コントローラ１３４は、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの温度が常温より高いとき、図６に示すように、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下になると、入力電圧Ｖｉｎの減少に伴ってＤ１から直線的に増加し、Ｖ３以下になると、Ｄ２より大きいＤ３となるオンデューティ比制限値を用いる。ここで、Ｄ３は、コンデンサ１１３ａと副スイッチ１１３ｂの接続点に加わる電圧が、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの耐圧より低い値となるような所定値である。また、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの温度が常温より低いとき、図７に示すように、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下になると、入力電圧Ｖｉｎの減少に伴ってＤ１から直線的に増加し、Ｖ３以下になると、Ｄ１より大きく、Ｄ２より小さいＤ４となるオンデューティ比制限値を用いる。つまり、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下のとき、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの温度が高くなるに従って、オンデューティ比制限値の増加量を大きくする。そして、コントローラ１３４は、図６又は図７に示すオンデューティ比制限値を超えない範囲で主スイッチ１１１のオンデューティ比を調整する。

最後に、効果について説明する。本実施形態によれば、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下になると、従来に比べオンデューティ比制限値を増加させることができる。そのため、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下のとき、主スイッチ１１１のオンデューティ比を増加させることができる。従って、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下になっても、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧の低下を抑えられる。

また、本実施形態によれば、オンデューティ比制限値を増加させた際の制限値Ｄ２、Ｄ３は、コンデンサ１１３ａと副スイッチ１１３ｂの接続点に加わる電圧が、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの耐圧より低い値となるような所定値に設定されている。そのため、コンデンサ１１３ａと副スイッチ１１３ｂの接続点に加わる電圧を、副スイッチ１１３ｂの耐圧以下に抑えることができる。従って、副スイッチ１１３ｂの破損を確実に防止することができる。

さらに、本実施形態によれば、オンデューティ比制限値を増加させる際の電圧閾値であるＶ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が定格電圧を出力できる最小入力電圧Ｖ１より低い値に設定されている。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が定格電圧を出力できない領域において、出力電圧Ｖｏｕｔの低下を抑えることができる。

加えて、本実施形態によれば、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの耐圧は、温度が高くなるに従って上昇する。そのため、温度センサ１３３によって検出される主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの温度が高くなるに従って、主スイッチ１１１のオンデューティの増加量を大きくすることが可能となる。従って、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの温度が高くなるに従ってオンデューティ比制限値の増加量を大きくすることで、主スイッチ１１１及び副スイッチ１１３ｂの耐圧の温度特性を考慮し、オンデューティ比制限値を適切に設定することができる。

なお、本実施形態では、オンデューティ比制限値が、入力電圧ＶｉｎがＶ１より低いＶ２以下になると、入力電圧Ｖｉｎの減少に伴ってＤ１から直線的に増加し、Ｖ２より低いＶ３以下になると、Ｄ１より大きいＤ２となるように設定されている例を挙げているが、これに限られるものではない。例えば、図８に示すように、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下になると、入力電圧Ｖｉｎの減少に伴ってＤ１から多段階段状に増加し、Ｖ３以下になると、Ｄ２となるように設定されていてもよい。また、図９に示すように、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下になると、入力電圧Ｖｉｎの減少に伴ってＤ１から直線的に増加し、入力電圧Ｖｉｎが０なると、Ｄ２となるように設定されていてもよい。さらに、図１０に示すように、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下になると、入力電圧Ｖｉｎの減少に伴ってＤ１から多段階段状に増加し、入力電圧Ｖｉｎが０なると、Ｄ２となるように設定されていてもよい。加えて、図１１に示すように、入力電圧ＶｉｎがＶ２以下になると、入力電圧Ｖｉｎの減少に伴ってＤ１から曲線的に増加し、入力電圧Ｖｉｎが０なると、Ｄ２となるように設定されていてもよい。これらを組合せて構成してもよい。いずれの場合においても、同様の効果を得ることができる。

１・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ、１０・・・トランス、１００〜１０３・・・１次コイル、１０４、１０５・・・２次コイル、１１・・・入力側回路、１１０・・・平滑用コンデンサ、１１１・・・主スイッチ、１１２・・・コンデンサ、１１３・・・アクティブクランプ回路、１１３ａ・・・コンデンサ、１１３ｂ・・・副スイッチ、１２・・・出力側回路、１２０、１２１・・・ダイオード、１２２・・・平滑用コンデンサ、１３・・・制御回路、１３０・・・駆動回路、１３１・・・入力電圧検出回路、１３２・・・電流センサ、１３３・・・温度センサ、１３４・・・コントローラ、Ｂ１０・・・高電圧バッテリ、Ｂ１１・・・低電圧バッテリ

Claims (7)

1. １次コイルと２次コイルとを有するトランスと、
   直流電源と前記１次コイルの間に接続され、スイッチングして前記直流電源から前記１次コイルに供給される電圧を制御する主スイッチと、
   直列接続されたコンデンサと副スイッチとからなり、前記１次コイルに接続され、前記副スイッチが前記主スイッチと相補的にスイッチングして前記主スイッチのオフ期間に前記トランスをリセットするアクティブクランプ回路と、
   前記２次コイルに接続され、前記２次コイルの電圧を整流する整流回路と、
   前記主スイッチのオンデューティ比がオンデューティ比制限値を超えない範囲内で、前記主スイッチのスイッチングを制御するとともに、前記主スイッチと相補的にスイッチングするように、前記副スイッチを制御する制御回路と、
   を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御回路は、前記直流電源からの入力電圧が電圧閾値以下のとき、前記オンデューティ比制限値を増加させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記制御回路は、
   前記コンデンサと前記副スイッチの接続点に加わる電圧が前記主スイッチ及び前記副スイッチの耐圧を超えない範囲内で、前記オンデューティ比制限値を増加させることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記電圧閾値は、定格電圧を出力できる最小入力電圧より低い値であることを特徴とする請求項１又は２のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記制御回路は、前記主スイッチ及び前記副スイッチの温度に基づいて前記オンデューティ比制限値の増加量を調整すること特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記制御回路は、
   前記主スイッチ及び前記副スイッチの温度が高くなるに従って前記オンデューティ比制限値の増加量を大きくすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記制御回路は、前記オンデューティ比制限値を階段状、直線的又は曲線的に増加させることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 車両に搭載され、前記車両に搭載された前記直流電源からの入力電圧を異なる大きさの電圧に変換して前記整流回路から出力し、前記車両に搭載された電子装置に供給することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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