JP2010245780A - 波長分散補償方法および受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】光通信において波長分散補償を行う際、光信号の周波数と局発光の周波数とがずれを有していた場合に、周波数のずれを最小化した上で波長分散を補償し、通信品質を向上する。
【解決手段】光通信において受信した光信号を、局発光を用いてデジタル信号に変換し、光信号と局信号との光周波数ずれの推定値を算出し、算出された推定値に基づいてデジタル信号の光周波数ずれを補償し、かつ、デジタル信号の波長分散を補償する。
【選択図】図１

Description

本発明は、光通信における光信号の波長分散補償方法および受信装置に関する。

光通信において送信された光信号は、伝搬路である光ファイバにおいて周波数成分毎の伝搬速度に差が存在するため、受信装置において受信する光信号に到来時間差が生じ、波長分散が発生する。従来、このような波長分散は、伝搬路である光ファイバと逆特性を持つ分散補償ファイバを用いることで補償していた（例えば、非特許文献１参照）。しかしながら、分散補償ファイバを用いる従来技術では、伝搬路毎にその特性に応じた分散補償ファイバを設置する必要があり、経路の変更などの柔軟なネットワーク設計の妨げとなっていた。

そこで、近年、デジタル信号処理によって波長分散を補償する方法が提案されている。図９は、このような波長分散補償方法を行なう受信装置の構成を示すブロック図である。受信装置は、アナログ・デジタル変換部９０１と、波長分散補償部９０２と、局発光生成部９１０とを備えている。局発光生成部９１０は、送信される光信号に応じて定められた周波数の局発光を出力する。アナログ・デジタル変換部９０１は、受信装置が受信した光信号を、局発光生成部９１０から入力される局発光と同期して結合させることにより、デジタル信号に変換する。波長分散補償部９０２は、受信したデジタル信号を、定められたフーリエ変換ポイント数のブロック毎に、オーバラップセーブ法やオーバラップアド法（例えば、非特許文献２参照）を用いてフーリエ変換し、周波数領域に変換する。波長分散補償部９０２は、伝搬路である光ファイバの特性と伝送距離とに基づいて波長分散量を算出し、算出した波長分散量の逆特性をデジタル信号に乗算した後、再び、受信信号を時間領域に逆フーリエ変換する。波長分散補償部９０２は、時間領域に変換したデジタル信号のうち、定められたブロック間干渉除去間隔に基づいて前後のデジタル信号を除去し、波長分散を補償されたデジタル信号を出力する。これにより、波長分散による波形の歪みの影響を除去もしくは低減することができる。

「次世代超高速光通信技術−光デバイス開発への技術的課題と克服策−」、第一版、株式会社技術情報協会、２００３年６月２７日、ｐｐ．１１２−１１８ Ｊｏｈｎ Ｊ. Ｓｈｙｎｋ、「Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｏｍａｉｎａｎｄ ｍｕｌｔｉｒａｔｅ ａｄａｐｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ」Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｍａｇａｚｉｎｅ、ＩＥＥＥ、１９９２、ｐｐ．１４−３７

しかしながら、局発光を用いた同期検波方式では、光信号の周波数と局発光の周波数とに誤差がある場合があり、この誤差に基づく光周波数ずれが、波長分散補償の特性劣化を招く場合がある。すなわち、波長分散補償部９０２がフーリエ変換を行って周波数領域に変換した信号に光周波数ずれが生じていれば、ブロック間干渉の除去間隔にずれが生じ、波長分散補償後の信号にブロック間干渉が残留して波長分散補償の特性を劣化させていた。このように、デジタル信号処理による波長分散補償では、入力される光信号と局発光の周波数との光周波数ずれが波長分散補償の特性を劣化させる場合があるという問題があった。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、光通信において波長分散補償を行う際、光信号の光周波数と局発光の光周波数とがずれを有していた場合に、光周波数のずれを最小化した上で波長分散を補償し、通信品質を向上する波長分散補償方法および受信装置を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明は、光通信における波長分散補償方法であって、受信した光信号を、局発光を用いてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、光信号と局信号との光周波数ずれの推定値を算出する周波数推定ステップと、算出された推定値に基づいてデジタル信号の光周波数ずれを補償し、かつ、デジタル信号の波長分散を補償する波長分散補償ステップと、を備えることを特徴とする。

また、本発明は、波長分散補償ステップにおいて、周波数推定ステップにおいて算出された光周波数ずれの推定値に対応する位相回転を、アナログ・デジタル変換ステップにおいて変換されたデジタル信号に乗算することにより、デジタル信号の光周波数ずれを補償することを特徴とする。

また、本発明は、波長分散補償ステップにおいて、アナログ・デジタル変換ステップにおいて変換されたデジタル信号を、定められたブロック毎にフーリエ変換し、光信号の伝播路の特性に応じた波長分散量の逆特性に基づいて波長分散を補償して逆フーリエ変換を行った後に、光周波数ずれの推定値に応じて、ブロックに含まれる信号のうちブロック間干渉の影響がある前後の信号を破棄することによりデジタル信号の光周波数ずれを補償することを特徴とする。

また、本発明は、波長分散補償ステップにおいて、アナログ・デジタル変換ステップにおいて変換されたデジタル信号をフーリエ変換し、光信号の伝播路の特性と、光周波数ずれの推定値とに基づいて波長分散量を算出し、算出した波長分散量の逆特性に基づいて波長分散を補償することによりデジタル信号の光周波数ずれを補償することを特徴とする。

また、本発明は、波長分散補償ステップにおいて波長分散を補償されたデジタル信号を、光周波数ずれの推定値に基づいて復号し、光周波数ずれの推定値を、波長分散補償ステップにフィードバックする復号ステップをさらに備えることを特徴とする。

また、本発明は、光通信における受信装置であって、受信した光信号を、局発光を用いてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、光信号と局信号との光周波数ずれの推定値を算出する周波数推定回路と、算出された推定値に基づいてデジタル信号の光周波数ずれを補償し、かつ、デジタル信号の波長分散を補償する波長分散補償回路と、を備えることを特徴とする。

また、本発明は、波長分散補償回路は、周波数推定回路が算出した光周波数ずれの推定値に対応する位相回転を、アナログ・デジタル変換回路が変換したデジタル信号に乗算することにより、デジタル信号の光周波数ずれを補償することを特徴とする。

また、本発明は、波長分散補償回路は、アナログ・デジタル変換回路が変換したデジタル信号を、定められたブロック毎にフーリエ変換し、光信号の伝播路の特性に応じた波長分散量の逆特性に基づいて波長分散を補償して逆フーリエ変換を行った後に、光周波数ずれの推定値に応じて、ブロックに含まれる信号のうちブロック間干渉の影響がある前後の信号を破棄することによりデジタル信号の光周波数ずれを補償することを特徴とする。

また、本発明は、波長分散補償回路は、アナログ・デジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換し、光信号の伝播路の特性と、光周波数ずれの推定値とに基づいて波長分散量を算出し、算出した波長分散量の逆特性に基づいて波長分散を補償することによりデジタル信号の光周波数ずれを補償することを特徴とする。

また、本発明は、波長分散補償回路が波長分散を補償したデジタル信号を、光周波数ずれの推定値に基づいて復号し、光周波数ずれの推定値を、波長分散補償回路にフィードバックする復号ステップをさらに備えることを特徴とする。

本発明によれば、光通信において受信した光信号を、局発光を用いてデジタル信号に変換し、光信号と局信号との光周波数ずれの推定値を算出し、算出された推定値に基づいてデジタル信号の光周波数ずれを補償し、かつ、デジタル信号の波長分散を補償するようにしたので、光通信において波長分散補償を行う際、光信号の光周波数と局発光の光周波数とがずれを有していた場合に、光周波数のずれを最小化した上で波長分散を補償し、通信品質を向上する。

本発明の第１の実施形態による受信装置の構成例を示すブロック図である。 １ＧＨｚの光周波数ずれがある受信信号の相関ベクトルの周波数対レベルを示す図である。 本発明の第１の実施形態によるオーバラップセーブのフローを示す図である。 本発明の第１の実施形態による波長分散補償係数の位相を示す図である。 １ＧＨｚの光周波数ずれがある受信信号のブロック間干渉の分布を表す図である。 本発明の第１の実施形態による受信装置の動作例を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態による受信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態による受信装置の動作例を示すフローチャートである。 従来技術による受信装置の構成例を示すブロック図である。

以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して説明する。
Ａ．第１の実施形態
まず、本発明の第１の実施形態について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、受信装置は、アナログ・デジタル変換部１０１と、周波数推定部１０２と、波長分散補償部１０３と、局発光生成部１１０とを備えている。局発光生成部１１０は、送信される光信号に応じて定められた周波数の局発光を出力する。受信装置によって光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換部１０１は、局発光生成部１１０から出力される局発光に基づいて光信号をデジタル信号に変換し、周波数推定部１０２に入力する。この際、光信号を直接デジタル信号に変換しても、光信号を電気信号に変換した後、デジタル信号に変換してもよい。周波数推定部１０２は、入力された信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域における電力分布から中心周波数を推定し、想定されている中心周波数との差である光周波数ずれを算出する。波長分散補償部１０３は、入力されたデジタル信号と光周波数ずれの情報と光ファイバの種類、距離の情報に基づいて波長分散補償を行い、波長分散が補償されたデジタル信号を出力する。

ここで、送信側の光信号と受信側の局信号との光周波数ずれが、波長分散補償の特性に与える影響について詳しく説明する。受信装置に送信される光信号の光周波数をｆｃ（ＧＨｚ）とし、受信に用いる局発光の光周波数をｆｒ（ＧＨｚ）とすると、光周波数ずれΔｆは、Δｆ＝ｆｃ−ｆｒと表すことができる。ここでは、Δｆ＝０（ＧＨｚ）の場合に得られたデジタル信号の特性と、Δｆ＝１（ＧＨｚ）の場合に得られたデジタル信号の特性とを比較して、波長分散補償の際の問題を明らかにする。

図２は、２５Ｇｂ／ｓのＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）シングルキャリア信号を、伝送距離４０００ｋｍ、波長分散１７ｐｓ／ｎｍのシングルモードファイバに伝搬させ、１５５２．１２ｎｍの光信号により電気信号のベースバンド信号に変換し、２５ＧＳ／ｓによってデジタル信号に変換して受信したデジタル信号の相関ベクトルを、周波数領域において電力分布表示したものである。ここでは、局発光生成部１１０から出力する同期検波の局発光（レーザ）の周波数を、送信される光信号の周波数と１ＧＨｚずらし、サンプリング周波数を２５ＧＨｚとしてデータを得ている。図から、信号の強度分布は、光周波数ずれの影響によりＤＣ成分（０ＧＨｚ）が信号分布の中心となっておらず、正の方向にシフトしていることが確認できる。−１２．５〜０ＧＨｚの信号は、サンプリング周波数を２５ＧＨｚとして取得しているため、１２．５〜２５ＧＨｚの信号として扱うこともできるが、ここでは受信した信号を−１２．５〜１２．５ＧＨｚと表現している。

図３は、波長分散補償部１０３が、時間Ｔ_０以降の受信信号の波長分散をオーバラップセーブ法により信号を除去して補償する場合のフローを示す図である。波長分散補償部１０３は、フーリエ変換ポイント数（Ｎｆ）ごとに受信信号のデータを抽出し、ブロック処理による波長分散補償を行う。波長分散補償部１０３は、時間Ｔ_０からの信号を波長分散補償するには、時間Ｔ_０からブロック間干渉除去間隔（Ｎｄ）遡ったＴ_０−Ｎｄの信号から、Ｔ_０＋Ｎｆ−Ｎｄ−１までの信号を１つめのブロックとして抽出する（ステップＳ１）。波長分散補償部１０３は、抽出した光信号のフーリエ変換を行なう（ステップＳ２）。

ここで、上述したように、光ファイバによる伝搬路を介して受信された受信信号は、波長分散による周波数成分毎の到来時間差を生じる。この現象は、光ファイバの波長分散係数、波長分散スロープ値、光ファイバ長（伝送距離）により表現することができる（例えば、「Ｇｏｖｉｎｄ Ｐ. Ａｇｒａｗａｌ、『Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｆｉｂｅｒ ｏｐｔｉｃｓ』Ａｃａｄｅｍｉｃ ｐｒｅｓｓ、２００６ ｐｐ.６３−６５、ｐｐ．７６−７７」参照）。これにより、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて波長分散量を算出し、波長分散を補償することができる。例えば、波長分散量を周波数領域における位相ずれとして表現すると、波長分散により生じる周波数領域における位相回転は、周波数ｆのキャリアに対して次式（１）により定義できる。

ここで、Ｌは伝送距離［ｋｍ］、λは波長［ｎｍ］、ｃは光速３×１０^−７［ｋｍ／ｐｓ］、Ｄは波長分散係数［ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ］、Ｄ_{ｓｌｏｐｅ}は分散スロープ係数［ｐｓ／ｎｍ^２／ｋｍ］、ｆｃは光信号の周波数である。波長分散係数及び分散スロープは、光ファイバの種類によって固有の値を与えることができるため、光ファイバの種類と距離Ｌとが分かれば、位相回転ｇ（f）の推定値を算出することが可能である。数式（１）において、波長分散による影響が大きいファイバでは、Ｄ_{ｓｌｏｐｅ}＝０として波長分散スロープを無視することもできる。光信号から変換されたデジタル信号は、数式（１）によって表現される波長分散の影響を受けていることが推定できるため、数式（１）によって表現される波長分散の逆特性をデジタル信号に乗算することにより、波長分散の影響を除去もしくは低減することができる。ここで、数式（１）にしたがい、波長分散係数およびシングルモードファイバの伝送距離に基づいて波長分散補償係数を算出すると、波長分散補償係数の位相は図４のように計算される。振幅値は１であるため表記しない。Δｆ＝０の場合には、数式（１）による波長分散補償係数が最適解であり、波長分散を補償することができる。

図３に戻り、波長分散補償部１０３は、このように算出した波長分散補償係数を、ステップＳ２において変換した周波数領域のデジタル信号に乗算する（ステップＳ３）。波長分散補償部１０３は、変換されたデジタル信号に波長分散補償係数を乗算した後、逆フーリエ変換を行って時間領域の信号に変換する（ステップＳ４）。ここで、Ｔ_０−Ｎｄ〜Ｔ_０＋Ｎｆ−Ｎｄ−１の時間領域の信号のうち、前後Ｎｄの信号はブロック間干渉の影響により特性が劣化している。よって、前後Ｎｄ（Ｔ_０−Ｎｄ〜Ｔ_０−１とＴ_０＋Ｎｆ−２Ｎｄ−１〜Ｔ_０＋Ｎｆ−Ｎｄ−１）の信号を破棄し（ステップＳ５）、Ｔ_０〜Ｔ_０ ＋Ｎｆ−２Ｎｄ−１のデジタル信号を選択する。続けて、波長分散補償部１０３は、重複して演算するＴ_０＋Ｎｆ−３Ｎｄ〜Ｔ_０＋２Ｎｆ−３Ｎｄ−１によって構成されるブロックから前後にＮｄシンボルを破棄したＴ_０＋Ｎｆ−２Ｎｄ〜Ｔ_０＋２Ｎｆ−４Ｎｄ−１の信号を得て、過不足なく連続した光信号の波長分散を補償し、データブロックを復元する（ステップＳ６）。

このとき、図３のフローに従い、Ｎｆ＝５１２として、図４に示される波長分散補償係数によって波長分散補償を行った時間領域の信号に生じるブロック間干渉の分布を、図５に示す。図５において、実線のものは、Δｆ＝０（ＧＨｚ）、すなわち、送信側の光信号周波数と、受信側の局信号の周波数とが完全に一致している場合である。この場合には、ブロック間干渉の残留の分布は、ブロックの前後で同様になり、単に中央部の信号を選択すれば、ブロック間干渉の生じない信号を得ることができる。すなわち、図５の実線の例であれば、Ｎｄを１００シンボル以上に設定しておけば、ブロック間干渉の影響を受けずに波長分散補償を行うことができる。しかし、点線で示す、Δｆ＝１（ＧＨｚ）の場合の信号のブロック間干渉の分布は、前後で同じ分布になっていない。これでは、ブロック間干渉の影響を除去するために破棄するブロックにずれが生じ、乗算する波長分散補償係数が想定している信号分布とは異なる信号に乗算され、波長分散補償の特性を劣化させる。このように、光周波数ずれを生じる場合には、前後で削除する信号の大きさを実際より大きく設定しなければ、波長分散補償された信号にブロック間干渉が残留してしまう。このように、光周波数ずれΔｆが、波長分散補償の特性劣化を引き起こしている。

本実施形態では、このような光周波数ずれを補償し、波長分散補償の特性劣化を防ぐ。図１に戻り、周波数推定部１０２は、アナログ・デジタル変換部１０１によって変換されたデジタル信号の周波数領域における信号分布を算出し、光信号の光周波数ずれを推定する。ここで、受信信号をｒ（ｔ）、受信時間をｔとすると、周波数推定部１０２は、フーリエ変換ポイント数（Ｎｆ）ごとに受信信号のフーリエ変換を行い、得られた受信信号の周波数領域における電力値の期待値を算出し、周波数領域の電力値の期待値のピーク値からＸ（ｄＢ）下がった値となる正負の周波数値の位置を算出し、その中央値から、光周波数ずれを推定する。

例えば、図２に示すケースにおける光周波数ずれを推定する場合の例を説明する。図２では、受信信号の相関ベクトルをフーリエ変換して得られる周波数領域の受信信号レベルを１０００個取得し、期待値をとったものである。平均化する相関ベクトル数をＮｖとすると、相関ベクトルρ（ｉ）（ｉ＝１〜Ｎｆ)は、以下式（２）によって求めることができる。

ここで、上付き添え字＊は複素共役を示す。ここでは、パワーの絶対値には大きな意味はないため、平均化のための割り算の項は省略している。このように相関ベクトルを得なくても、ρ（ｉ）＝Σｒ（ｊ）として、相関値ではなく受信信号の期待値を用いても良いし、相関行列の固有ベクトルを用いてもよいし、相関ベクトルを相関行列に乗算することで得られる固有ベクトルと高い相関を持つベクトルを用いてもよい。図２は上記の相関ベクトルにおいて、Ｎｖ＝１０００として得られた結果にフーリエ変換を用いてパワー分布を表示したものである。ここで、図２におけるパワー分布をｐ(ｆ)と表記することとする。ｆは、図２における横軸である周波数を表す。光周波数ずれは、このパワー分布から、信号電力の分布が０ＧＨｚ（重心）からどちらにどれだけずれているか評価することによって得られる。ここで、信号の重心を求める方法を示す。信号の重心周波数Ｆｘは、以下式（３）によって表すことができる。

ここで、Ｆｐは０ＧＨｚから前後に考慮する周波数であり、２５ＧＳ／ｓに適用する場合には、最大で１２．５ＧＨｚに設定できる。しかし、図２からも分かるように、−１１ＧＨｚ以下の周波数帯において、信号の折り返しにより電力が上昇する傾向が見える。このため、Ｆｐは、サンプリング周波数の半分よりやや小さい値をとることが望ましい。ここで、Ｆｐ＝１０ＧＨｚとして計算すると、Ｆｘ＝０．８８ＧＨｚが得られる。実際の１ＧＨｚの光周波数ずれに対し誤差はあるが、Δｆを、１ＧＨｚから０．１２ＧＨｚまで低減することができる。光周波数ずれを求めるには、他にも、規定値以下のレベルとなる周波数を２箇所求めて中央値を求めたり、電力が最小となる周波数Ｆｍｉｎを算出して、Ｆｍｉｎ±Ｆｓ／２から適切な中心周波数を選んでΔｆを求めたりすることもできる。また、従来から提案されているキャリア同期方法によりこのΔｆを推定するようにしても良い（キャリア同期方法によるΔｆの推定方法については、例えば、「『デジタルコミュニケーション』Ｐｒｏａｋｉｓ著、科学技術出版、ｐｐ．４１０〜４２５」参照）。このようにして、周波数推定部１０２は、図２におけるＤＣ成分（０ＧＨｚ）から分布の中心位置が正負のどちらにどれだけずれているかを示す光周波数ずれ（Δｆ）の推定値を算出する。

または、光周波数ずれ（Δｆ）は、最小二乗誤差法（Minimum Mean Square Error）や最大ＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）法、拘束付出力電力最小化法、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）などのアルゴリズムを用いたり、トレーニングシンボルを用いたり、ブラインドで信号に関する予備知識を用いたりするなどして推定することもできる。あるいは、複数の偏波面に対する受信信号に対して周波数ずれを推定し、それらの結果を複数用い、平均化や重み付けをして加算するなどして光周波数ずれ（Δｆ）を得ることができる。

波長分散補償部１０３は、周波数推定部１０２が算出した光周波数ずれの推定値に応じて、自身の記憶領域に記憶された光ファイバの波長分散値、波長分散スロープ、伝送距離の情報に基づいて、数式(１)を用いて波長分散を補償する。ここで、波長分散補償部１０３が光周波数ずれを考慮して行なう波長分散補償の方法として、以下の３種類が考えられる。すなわち、（ａ）入力された信号の光周波数ずれを補正する演算を行った後に、数式（１）に基づく波長分散補償係数を乗算する方法、（ｂ）入力された信号に対し、数式（１）に基づく波長分散補償係数を乗算した後に、逆フーリエ変換を行い、光周波数ずれに応じた信号位置を選択する方法、（ｃ）数式(１)におけるｆｃにΔｆを補正して波長分散補償の係数を算出し、算出した波長分散補償の係数に基づいて波長分散を補償する方法である。

まず、（ａ）の方法について説明する。この方法では、図３におけるステップＳ２以前の、信号が周波数領域でない状態で光周波数ずれの補償を実行する。波長分散補償部１０３は、周波数推定部１０２によって算出された光周波数ずれが、Ｙ（ＧＨｚ）ずれていることを示す場合には、アナログ・デジタル変換部９０１から出力されるデジタル信号に対し、Ｙ（ＧＨｚ）に対応する位相回転を乗算する。ただし、この場合は、もともとのＤＣ成分に集中していた干渉および雑音電力が共に周波数変換されてしまう。このため、周波数変換を行う前に、ＤＣ成分の除去などの処理を行う必要がある。これに対しては、例えば前後の複数の時間領域の受信信号の期待値を減算したり、フーリエ変換を行った際にＤＣに対応する周波数チャネルの情報を０に置換したり、デジタルのハイパスフィルタを通すなどの方法が考えられる。

次に、（ｂ）の方法について説明する。この方法では、図３におけるステップＳ４の後に光周波数ずれの補償を実行する。例えば、図５において、ブロック間干渉の分布は、光周波数ずれに対応してシフトしていることがわかる。図５は、５１２ポイントのＦＦＴ（Fast Fourier transform）によりオーバラップセーブ法を行った例であり、受信のサンプリング周波数は２５ＧＨｚであるため、１ＧＨｚに対応するＦＦＴポイント数は約２０ポイントである。よって、従来の波長分散補償では、図３のステップＳ５において、逆フーリエ変換後にフーリエ変換ブロックの前後Ｎｄ個の信号を削除していたところを、２０ポイントのシフトを与え、ブロックの先頭Ｎｄ−２０個の信号およびブロックの後尾Ｎｄ＋２０個の信号を除去し、前後のブロックで重複して行った波長分散処理により、連続して波長分散後の信号を選択することで、ブロック間干渉の影響を受けることなく、波長分散を補償できる。

一方、ＦＦＴにオーバラップアド法を用いる場合には、デジタル信号のブロックの前後に０を付加することで、連続的に波長分散補償を行うことができる。ここでも、従来の方法でブロックの前後に同数の０を付加してフーリエ変換していたところを、ブロックの前後に付加する０の数を非対称とすることで、ブロック間干渉による信号劣化を防ぐことができる。前述と同様に、２５ＧＳ／ｓのサンプリング周波数で、５１２ポイントのフーリエ変換を行った場合に、１ＧＨｚの光周波数ずれが観測されている場合には、ブロックの前後に付加する０に２０ポイントの差をつければよい。

このようなオーバラップセーブ法およびオーバラップアド法において、非対称にするサンプリング数Ｎｓは、サンプリング周波数をＦｓ、波長分散補償に用いるフーリエ変換に用いるポイント数をＮｆ、周波数推定部１０２によって算出された光周波数ずれをΔｆとすると、以下式（４）により表すことができる。

ここで、ｃは光の速度、Ｌは光ファイバの長さ、Ｆsはサンプリング周波数、ｆｃは光信号の中心周波数である。「整数（Ａ）」は、Ａの値に基づく整数値を算出することを示し、例えば、正の数Ａについて小数点以下を四捨五入した整数値、小数点以下を切り捨てた整数値、小数点以下を切り上げた整数値、もしくは、予め定めた１以上の特定の整数のうちＡに近い整数値、などを用いることができる。
また、（ｂ）の場合においても、（ａ）の場合と同様に波長分散補償の係数を乗算する前後にＤＣ成分を除去することができる。この場合には、フーリエ変換後にＤＣ成分を０にすることで、新たな演算をすることなく、ＤＣ成分に起因する雑音・干渉電力を除去することができる。

（ｃ）においては、図３のステップＳ３において、数式(１)におけるｆｃにΔｆを補正して波長分散補償の係数を算出し、算出した波長分散補償の係数に基づいて波長分散を補償する新たに係数を計算することで、ブロック間干渉(IBI:Inter Block Interference)の分布がシフトしないように適切に波長分散を補償することができる。

図６は、本実施形態による受信装置の動作例を示すフローチャートである。受信装置によって光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換部１０１は、局発光生成部１１０から出力される局発光に基づいて光信号をデジタル信号に変換し（ステップＳ１１）、周波数推定部１０２に入力する。周波数推定部１０２は、入力された信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域における電力分布から中心周波数を推定し、想定されている中心周波数との差である光周波数ずれを算出する（ステップＳ１２）。波長分散補償部１０３は、入力されたデジタル信号と光周波数ずれの情報と光ファイバの種類、距離の情報に基づいて波長分散補償を行い、波長分散が補償されたデジタル信号を出力する（ステップＳ１３）。

Ｂ．第２の実施形態
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図７は、本発明の第２の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。この図において、受信装置は、アナログ・デジタル変換部２０１、波長分散補償部２０２、復号部２０３を備えている。本実施形態における各部は第１の実施形態における各部と同様の構成であり、本実施形態に特有の構成について説明する。

アナログ・デジタル変換部２０１によって光信号がデジタル信号に変換された後、波長分散補償部２０２は、入力された信号から伝送距離と光ファイバの特性、および後述する復号部２０３からフィードバックされた光周波数ずれΔｆに基づいて、波長分散による影響を信号処理により除去し、復号部２０３に出力する。復号部２０３は、入力された信号に含まれるパイロット信号、もしくは入力された信号の変調方式の特徴を用いて算出した光周波数ずれの推定値に基づいて光周波数ずれを補償し、受信ウエイトを演算し、デジタル信号の復号を行う。復号部２０３は、復号された信号を出力し、且つ、信号の復号には高い精度の周波数ずれ情報が必要であるため、ここで推定された周波数ずれの情報を、波長分散補償部２０２にフィードバックする。

ここで、波長分散補償部２０２は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を補償する。例えば、受信信号をフーリエ変換で周波数領域に変換し、数式（１）の逆特性を乗算し、逆フーリエ変換することもできるし、数式（１）で表される特性の逆特性を、時間領域に変換し、受信されたデジタル信号に畳み込み演算を行うこともできる。このとき、波長分散補償部２０２は、復号部２０３から入力された光周波数ずれの推定値を考慮して、前述の第１の実施形態の（ａ）〜（ｃ）の方法と同様に、波長分散補償を行うことができる。また、本実施形態において、波長分散補償部２０２の前段に、第１の実施形態と同様に周波数推定部１０２を用いて、周波数ずれの粗推定を行なうこともできる。

図８は、本実施形態による受信装置の動作例を示すフローチャートである。受信装置によって光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換部２０１は、局発光生成部１１０から出力される局発光に基づいて光信号をデジタル信号に変換し（ステップＳ２１）、波長分散補償部２０２に入力する。この際、第１の実施形態と同様の周波数推定部１０２による光周波数ずれの推定を行なう場合には、周波数ずれの粗推定結果を光周波数ずれの初期値とする（ステップＳ２２）。波長分散補償部２０２は、入力されたデジタル信号と光周波数ずれの情報と光ファイバの種類、距離の情報に基づいて波長分散補償を行い、波長分散が補償されたデジタル信号を復号部２０３に出力する（ステップＳ２３）。復号部２０３は、入力されたデジタル信号の復号を行い、この時に用いた周波数ずれ情報に基づいてΔｆを更新し、更新したΔｆを、波長分散補償部２０２にフィードバックする（ステップＳ２４）。波長分散補償部２０２は、フィードバックされたΔｆに基づいて、波長分散補償の演算を行う（ステップＳ２３）。

なお、本実施形態ではステップＳ２２において、周波数ずれの初期値（Δｆ）を、第１の実施形態と同様の周波数推定部１０２によって算出することとして説明したが、予め定められた数値（例えば、Δｆ＝０）を初期値として用いるようにしても良い。
以上説明した様に、本発明によれば、受信と送信で光信号の周波数に違いがある場合においても、デジタル演算処理によって光通信における波長分散の影響を除去し、波長分散による波形劣化を抑えることが可能となる。

以上、本発明の実施の形態について説明した。本実施形態による各機能部は、専用のハードウェア（例えば、ワイヤードロジック等）により実現されるが、メモリおよびＣＰＵ（中央処理装置）により構成され、各部の機能を実現するためのプログラムをメモリからロードして実行することによりその機能を実現させるものであってもよい。また、本発明における処理部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより波長分散補償を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。

また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。

１０１ アナログ・デジタル変換部
１０２ 周波数推定部
１０３ 波長分散補償部
１１０ 局発光生成部
２０１ アナログ・デジタル変換部
２０２ 波長分散補償部
２０３ 復号部
９０１ アナログ・デジタル変換部
９０２ 波長分散補償部
９１０ 局発光生成部

Claims (10)

1. 光通信における波長分散補償方法であって、
   受信した光信号を、局発光を用いてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、
   前記光信号と前記局信号との光周波数ずれの推定値を算出する周波数推定ステップと、
   前記算出された推定値に基づいて前記デジタル信号の光周波数ずれを補償し、かつ、前記デジタル信号の波長分散を補償する波長分散補償ステップと、
   を備えることを特徴とする波長分散補償方法。
2. 前記波長分散補償ステップにおいて、
   前記周波数推定ステップにおいて算出された前記光周波数ずれの推定値に対応する位相回転を、前記アナログ・デジタル変換ステップにおいて変換されたデジタル信号に乗算することにより、前記デジタル信号の光周波数ずれを補償する
   ことを特徴とする請求項１に記載の波長分散補償方法。
3. 前記波長分散補償ステップにおいて、
   前記アナログ・デジタル変換ステップにおいて変換されたデジタル信号を、定められたブロック毎にフーリエ変換し、前記光信号の伝播路の特性に応じた波長分散量の逆特性に基づいて波長分散を補償して逆フーリエ変換を行った後に、前記光周波数ずれの推定値に応じて、前記ブロックに含まれる信号のうちブロック間干渉の影響がある前後の信号を破棄することにより前記デジタル信号の光周波数ずれを補償する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の波長分散補償方法。
4. 前記波長分散補償ステップにおいて、
   前記アナログ・デジタル変換ステップにおいて変換されたデジタル信号をフーリエ変換し、前記光信号の伝播路の特性と、前記光周波数ずれの推定値とに基づいて波長分散量を算出し、算出した波長分散量の逆特性に基づいて波長分散を補償することにより前記デジタル信号の光周波数ずれを補償する
   ことを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の波長分散補償方法。
5. 前記波長分散補償ステップにおいて波長分散を補償された前記デジタル信号を、前記光周波数ずれの推定値に基づいて復号し、前記光周波数ずれの推定値を、前記波長分散補償ステップにフィードバックする復号ステップ
   をさらに備えることを特徴とする請求項１から請求項４までのいずれか１項に波長分散補償方法。
6. 光通信における受信装置であって、
   受信した光信号を、局発光を用いてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、
   前記光信号と前記局信号との光周波数ずれの推定値を算出する周波数推定回路と、
   前記算出された推定値に基づいて前記デジタル信号の光周波数ずれを補償し、かつ、前記デジタル信号の波長分散を補償する波長分散補償回路と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
7. 前記波長分散補償回路は、
   前記周波数推定回路が算出した前記光周波数ずれの推定値に対応する位相回転を、前記アナログ・デジタル変換回路が変換したデジタル信号に乗算することにより、前記デジタル信号の光周波数ずれを補償する
   ことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
8. 前記波長分散補償回路は、
   前記アナログ・デジタル変換回路が変換したデジタル信号を、定められたブロック毎にフーリエ変換し、前記光信号の伝播路の特性に応じた波長分散量の逆特性に基づいて波長分散を補償して逆フーリエ変換を行った後に、前記光周波数ずれの推定値に応じて、前記ブロックに含まれる信号のうちブロック間干渉の影響がある前後の信号を破棄することにより前記デジタル信号の光周波数ずれを補償する
   ことを特徴とする請求項６または請求項７に記載の受信装置。
9. 前記波長分散補償回路は、
   前記アナログ・デジタル変換回路が変換したデジタル信号をフーリエ変換し、前記光信号の伝播路の特性と、前記光周波数ずれの推定値とに基づいて波長分散量を算出し、算出した波長分散量の逆特性に基づいて波長分散を補償することにより前記デジタル信号の光周波数ずれを補償する
   ことを特徴とする請求項６から請求項８までのいずれか１項に記載の受信装置。
10. 前記波長分散補償回路が波長分散を補償した前記デジタル信号を、前記光周波数ずれの推定値に基づいて復号し、前記光周波数ずれの推定値を、前記波長分散補償回路にフィードバックする復号ステップ
    をさらに備えることを特徴とする請求項６から請求項９までのいずれか１項に受信装置。

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