JP2010119201A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】過変調モードのＰＷＭ制御による交流電圧指令に３次高調波を重畳する交流電動機制御において、制御安定性を確保する。
【解決手段】電圧指令生成部２４０は、ｄ，ｑ軸電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づいて、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する。電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯は、電圧振幅補正部２７０によってモータ印加電圧の振幅拡大のための補正処理をなされた後、座標変換部２５０によって各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへ変換される。ＰＷＭ変調部２６０は、高調波重畳処理部２５５♯によって３次高調波が重畳された各相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。高調波重畳処理部２５５♯は、電圧指令の頂点部分の波形に、基本波成分（電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）による変極点に加えて、３次高調波成分に起因する変極点がさらに生じないように、３次高調波成分の振幅を設定する。
【選択図】図６

Description

この発明は、交流電動機の制御装置に関し、より特定的には、正弦波変調モードおよび過変調モードを有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御が適用される交流電動機の制御に関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえばＰＷＭ制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

特に特開２００８−１１６８２号公報（特許文献１）には、交流電動機の制御モードとして、正弦波ＰＷＭ制御に加えて過変調ＰＷＭ制御を適用すること、および、これらのＰＷＭ制御において３次高調波を含むように印加電圧を制御することが記載されている。

同様に特開２００７−２５９６８８号公報（特許文献２）、特開２００７−２４４０６６号公報（特許文献３）、および、特開２００７−１１６８６２号公報（特許文献４）にも、交流電動機をＰＷＭ制御する際に、正弦波指令に３次高調波を重畳する制御構成が記載されている。
特開２００８−１１６８２号公報 特開２００７−２５９６８８号公報 特開２００７−２４４０６６号公報 特開２００７−１１６８６２号公報

特許文献１〜４に記載されるように電圧指令に３次高調波を重畳することによって、ＰＷＭ制御の適用領域が拡大できることが知られている。しかしながら、重畳される高調波成分の振幅を適切なものとしなければ、却ってＰＷＭ制御、特に過変調モードにおけるＰＷＭ制御の安定性を損なうことが懸念される。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、過変調モードのＰＷＭ制御による交流電圧指令に３次高調波を重畳する交流電動機制御において、制御安定性を確保することである。

この発明による交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、電流検出器と、パルス幅変調制御部を備える。電流検出器と、インバータおよび交流電動機の間を流れる電流を検出する。パルス幅変調制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生する。パルス幅変調制御部は、正弦波変調制御部と、過変調制御部とを含む。正弦波変調制御部は、正弦波パルス幅変調方式に従って、電流検出器により検出されたモータ電流と、動作指令に対応する電流指令との偏差に応じて、制御指令を発生する。過変調制御部は、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅が大きい印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、モータ電流および電流指令の電流偏差に応じて制御指令を発生する。そして、過変調制御部は、第１の演算部と、振幅補正部と、第１の指令変換部と、第１の高調波重畳部と、第１の変調部とを有する。第１の演算部は、モータ電流および電流指令に基づいて電流偏差を求めるとともに、求めた電流偏差に応じて、交流電圧指令を示す制御値を演算する。振幅補正部は、演算された制御値に対して、交流電圧指令の振幅を拡大するための補正演算を行う。第１の指令変換部は、補正演算された制御値を正弦波電圧指令に変換する。第１の高調波重畳部は、第１の指令変換部によって変換された正弦波電圧指令に３ｎ次高調波成分を重畳することによって交流電圧指令を生成する。第１の変調部は、生成された交流電圧指令と搬送波との比較に基づいて、制御指令を発生する。さらに、第１の高調波重畳部は、３ｎ次高調波成分の振幅を、３ｎ次高調波成分が重畳された交流電圧指令に３ｎ次高調波成分に起因する変極点が生じない範囲内に制限する。

上記交流電動機の制御装置によれば、交流電圧指令の振幅が大きいためにインバータを構成するスイッチング素子のオンオフ回数が相対的に低減する過変調モードのＰＷＭ制御において、３次高調波の重畳によって交流電圧指令に新たな変極点が生じることを防止できる。この結果、電気角の半周期ずつ（０〜１８０度／１８０〜３６０度）にそれぞれ対応するモータ印加電圧の正／負電圧の間で、波形が非対称となることを防止できるので、ＰＷＭ制御の安定性を高めることができる。

好ましくは、正弦波変調制御部は、第２の演算部と、第２の指令変換部と、第２の高調波重畳部と、第２の変調部とを有する。第２の演算部は、モータ電流および電流指令に基づいて電流偏差を求めるとともに、求めた電流偏差に応じて、交流電圧指令を示す制御値を演算する。第２の指令変換部は、第２の演算部によって演算された制御値を正弦波電圧指令に変換する。第２の高調波重畳部は、第２の指令変換部によって変換された正弦波電圧指令に３ｎ次高調波成分を重畳することによって交流電圧指令を生成する。第２の変調部は、第２の高調波重畳部により生成された交流電圧指令と搬送波との比較に基づいて、制御指令を発生する。そして、同一振幅の正弦波電圧指令に対して、第２の高調波重畳部によって重畳される３ｎ次高調波成分の振幅は、第１の高調波重畳部によって重畳される３ｎ次高調波成分の振幅と同等である。

このようにすると、正弦波変調モードと過変調モードとの間で、基本波成分に対する３次高調波成分の振幅割合を同様とできるので、正弦波変調モードと過変調モードとの間での切替時における制御安定性をさらに高めることができる。

また好ましくは、正弦波変調制御部は、第２の演算部と、第２の指令変換部と、第２の高調波重畳部と、第２の変調部とを有する。第２の演算部は、モータ電流および電流指令に基づいて電流偏差を求めるとともに、求めた電流偏差に応じて、交流電圧指令を示す制御値を演算する。第２の指令変換部は、第２の演算部によって演算された制御値を正弦波電圧指令に変換する。第２の高調波重畳部は、第２の指令変換部によって変換された正弦波電圧指令に３ｎ次高調波成分を重畳することによって交流電圧指令を生成する。第２の変調部は、第２の高調波重畳部により生成された交流電圧指令と搬送波との比較に基づいて、制御指令を発生する。そして、同一振幅の正弦波電圧指令に対して、第２の高調波重畳部によって重畳される３ｎ次高調波成分の振幅は、第１の高調波重畳部によって重畳される３ｎ次高調波成分の振幅よりも大きい。

このようにすると、正弦波変調モードのＰＷＭ制御の適用領域を３次高調波の重畳によって拡大することができる一方で、正弦波変調モードによってカバーできない過変調モード適用時のＰＷＭ制御の制御安定性を高めるように、３次高調波成分の振幅を設定することができる。

この発明によれば、過変調モードのＰＷＭ制御による交流電圧指令に３次高調波を重畳する交流電動機制御において、制御安定性を確保することができる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

（電動機制御の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（昇圧比＝１．０）とすることもできる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

（制御モードの説明）
制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧が正弦波となる。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に３ｎ次高調波成分（ｎ：自然数、代表的には、ｎ＝１の３次高調波）を重畳させて電圧指令を生成する制御方式が提案されている。この制御方式により、正弦波ＰＷＭ制御を適用可能な変調率の上限値を０．６１よりも高めることが可能となる。

なお、高調波を重畳することによって、正弦波ＰＷＭ制御であっても電圧指令が搬送波振幅よりも高くなる期間が生じるが、各相に重畳された３ｎ次高調波成分は線間では打ち消されるので、線間電圧は、正弦波を維持したものとなる。本実施の形態では、この制御方式も正弦波ＰＷＭ制御に含めるものとする。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。過変調ＰＷＭ制御においても正弦波成分に３ｎ次高調波成分を重畳することによって、正弦波ＰＷＭ制御との間での切替時における電圧指令の変動が抑制される。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

（各制御モードの制御構成の説明）
図４は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による、基本的な制御構成である、正弦波ＰＷＭ制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。図４を含めて、以下で説明されるブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図４を参照して、正弦波ＰＷＭ制御部２００は、正弦波ＰＷＭ制御モードの選択時に、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

正弦波ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

高調波重畳処理部２５５は、座標変換部２５０によって算出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対して、３ｎ次高調波成分を重畳する。

ここで、３ｎ次高調波は、基本波周波数に対して、３・ｎ倍（ｎ：自然数）の周波数の高調波であれば、任意の周波数とすることができるが、代表的に３次高調波（ｎ＝１）と称することとする。すなわち，以下での３次高調波とは、第３ｎ次高調波の意味と同等である。

高調波重畳処理部２５５は、下記（１）式に従って、Ｕ相電圧指令Ｖｕ（Ｖｕ＝Ｖａ・ｓｉｎωｔ）に３次高調波成分を重畳した電圧指令Ｖｕ♯を生成する。（１）式中において、係数ｋ１は、正弦波ＰＷＭ制御時に重畳される３次高調波成分の振幅を、基本波成分の振幅に対する比率で規定するものである。

Ｖｕ♯＝Ｖｕ＋Ｖａ・ｋ１・ｓｉｎ３ωｔ …（１）
そして、高調波重畳処理部２５５は、Ｖ相およびＷ相の電圧指令Ｖｖ，ＶｗについてもＵ相と同様に３次高調波を重畳した電圧指令Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を生成する。

ＰＷＭ変調部２６０は、図５に示すように、搬送波２６２と、交流電圧指令２６４との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧を生成する。搬送波２６２は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される。交流電圧指令２６４は、図４に示した各相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を包括的に示すものであり、図５では記載を省略しているが実際には３次高調波が重畳されている。

なお、インバータ制御のためのＰＷＭ変調において、搬送波２６２の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。ただし、ＰＷＭ変調する交流電圧指令２６４の振幅について、本来の各相電圧指令の振幅をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波２６２の振幅を固定できる。

再び図４を参照して、インバータ１４が、ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１に対してトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

図６には、過変調ＰＷＭ制御によるモータ制御構成の一般的な例を説明するブロック図が示される。

図６を参照して、過変調ＰＷＭ制御部２０１は、図４に示した正弦波ＰＷＭ制御部２００の構成に加えて、電流フィルタ２３０および電圧振幅補正部２７０を含む。さらに、高調波重畳処理部２５５に代えて、高調波重畳処理部２５５♯が設けられる。

電流フィルタ２３０は、座標変換部２２０によって算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを、時間軸方向に平滑化する処理を実行する。これにより、センサ検出値に基づく実電流Ｉｄ，Ｉｑがフィルタ処理された電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆに変換される。

そして、過変調ＰＷＭ制御部２０１では、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑは、フィルタ処理された電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆを用いて算出される。すなわち、ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄｆ、ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑｆとされる。

電圧振幅補正部２７０は、電圧指令生成部２４０によって算出された、本来のｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯に対して、モータ印加電圧の振幅を拡大するための補正処理を実行する。

過変調ＰＷＭ制御の適用時には、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を２相−３相変換した各相電圧指令（基本波成分）の振幅が、インバータ入力電圧（システム電圧ＶＨ）よりも大きい状態となる。この状態は、図５に示した波形図において、交流電圧指令２６４の振幅が搬送波２６２の振幅よりも大きくなった状態に相当する。このようになると、インバータ１４からは交流電動機Ｍ１に対してはシステム電圧ＶＨを超えた電圧が印加できないため、本来の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に従った各相電圧指令信号に従ったＰＷＭ制御によっては、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する本来の変調率が確保できなくなる。

このため、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による交流電圧指令に対して、電圧印加区間が増大するように電圧振幅を拡大（×ｍ倍，ｍ＞１）する補正処理を行うことによって、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による本来の変調率が確保できるようになる。なお、電圧振幅補正部２７０におる電圧振幅の拡大比ｍは、この本来の変調率に基づいて理論的に導出できる。

座標変換部２５０は、電圧振幅補正部２７０による補正処理がなされた電圧指令を各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

高調波重畳処理部２５５♯は、下記（２）式に従って、Ｕ相電圧指令Ｖｕ（Ｖｕ＝Ｖａ・ｓｉｎωｔ）に３次高調波成分を重畳した電圧指令Ｖｕ♯を生成する。（２）式中において、係数ｋ２は、過変調ＰＷＭ制御時に重畳される３次高調波成分の振幅を、基本波成分の振幅に対する比率で規定するものである。

Ｖｕ♯＝Ｖｕ＋Ｖａ・ｋ２・ｓｉｎ３ωｔ …（２）
そして、高調波重畳処理部２５５♯は、Ｖ相およびＷ相の電圧指令Ｖｖ，ＶｗについてもＵ相と同様に３次高調波を重畳した電圧指令Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を生成する。

ＰＷＭ変調部２６０は、高調波重畳処理部２５５♯により３次高調波が重畳された各相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

ここで、高調波重畳処理部２５５♯における高調波成分の振幅比を示す係数ｋ２は、以下に説明するように設定される。

図７には、正弦波ＰＷＭ制御の適用領域を拡大する目的で、電圧指令に３次高調波成分を重畳したときの動作波形が示される。

この場合には、正弦波ＰＷＭの適用領域を拡大するために、交流電圧指令２６４の頂点部分の波形に凹凸、すなわち、基本波成分による変極点に加えて、３次高調波成分に起因する変極点がさらに生じるように、係数（振幅比）ｋ１を比較的大きくする。これにより、変調率が０．６１を超える領域についても、正弦波ＰＷＭ制御の適用が可能となる。

一方、図７に示されるような、３次高調波成分を重畳した正弦波ＰＷＭ制御によっても、矩形波電圧制御が適用される変調率＝０．７８の領域まで正弦波ＰＷＭ制御を適用することは困難である。したがって、両者の中間となる変調率領域では、過変調ＰＷＭ制御が必要となる。

図８には、電圧指令に３次高調波成分を重畳した過変調ＰＷＭ制御の比較例における動作波形が示される。

図８では、過変調ＰＷＭ制御での３次高調波成分の振幅比ｋ２を、図７における振幅比ｋ１と同様とした場合の動作波形が示される。この結果、図７と同様に、交流電圧指令２６４の頂点部分の波形に凹凸（３次高調波成分に起因する変極点）が生じる。

このようにすると、搬送波２６２と交流電圧指令２６４との電圧比較において、電気角の半周期ずつ（０〜１８０度／１８０〜３６０度）の間で、交流電圧指令２６４の頂点部分におけるスイッチング回数が異なってくる現象が発生する可能性がある。たとえば、図８中に点線で囲んだように、正電圧の印加期間（電気角０〜１８０度）でスイッチング素子のオン・オフが発生しているのに対して、負電圧の印加期間（電気角１８０〜３６０度）では、上記と１８０度位相がずれた対応個所においてスイッチング素子がオン・オフされていない。これにより、モータ印加電圧が正／負電圧の間で非対称となってしまう。このような現象が発生すると、モータ電流に乱れが発生してしまう。

したがって、本実施の形態によるモータ駆動システムでは、図９に示すように、過変調ＰＷＭ制御の適用時において、高調波重畳処理部２５５♯による３次高調波成分の振幅比ｋ２を、３次高調波が重畳された交流電圧指令２６４の頂点部分の波形に凹凸（３次高調波成分に起因する変極点）が生じない範囲に制限する。

このように振幅比ｋ２を設定すると、搬送波２６２と交流電圧指令２６４との比較に基づくインバータ１４のスイッチング素子のオン・オフによって制御されるモータ印加電圧について、電気１周期（電気角３６０度）内での、正／負電圧波形を対称にすることができるので、モータ電流の乱れを防止して、交流電動機を安定的に制御することが可能となる。

なお、本実施の形態によるモータ駆動システムでは、上記のように設定された過変調ＰＷＭ制御における３次高調波成分の振幅比ｋ２（高調波重畳処理部２５５♯）に対して、正弦波ＰＷＭ制御における３次高調波成分の振幅比ｋ１（高調波重畳処理部２５５）については、ｋ１＝ｋ２と設定することが好ましい。このようにすると、上記の効果に加えて、正弦波変調モードと過変調モードとの間での切替時における制御安定性をさらに高めることができる。また、正弦波ＰＷＭ制御の適用領域についても、３次高調波の非重畳時よりも拡大できる。

あるいは、正弦波ＰＷＭ制御における振幅比ｋ１を、過変調ＰＷＭ制御における振幅比ｋ２よりも大きい値に設定してもよい。このようにすると、ｋ１＝ｋ２の場合よりも正弦波ＰＷＭ制御の適用領域を拡大できる一方で、過変調ＰＷＭ制御の安定性を高めるように、３次高調波成分の振幅を設定することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。 交流電動機の動作状態と図２に示した制御モードとの対応関係が示される。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における正弦波ＰＷＭ制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 図４中のＰＷＭ変調部の動作を説明する波形図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における過変調ＰＷＭ制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 ３次高調波を重畳した正弦波ＰＷＭ制御の動作波形図である。 ３次高調波を重畳した過変調ＰＷＭ制御（比較例）の動作波形図である。 本実施の形態によるモータ駆動システムにおける３次高調波を重畳した過変調ＰＷＭ制御の動作波形図である。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ駆動制御システム、２００ 正弦波ＰＷＭ制御部、２０１ 過変調ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２３０ 電流フィルタ、２４０ 電圧指令生成部、２５５，２５５＃ 高調波重畳処理部、２６０ ＰＷＭ変調部、２６２ 搬送波、２６４ 交流電圧指令、２７０ 電圧振幅補正部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｉｂ 直流電流、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ 電流指令値、Ｉｄｆ，Ｉｑｆ 電流（フィルタ処理）、Ｉｑ ｑ軸電流、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流、ｋ１，ｋ２ 係数（振幅比）、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、ＭＣＲＴ モータ電流、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖｂ 直流電圧、Ｖｄ♯，Ｖｑ♯ 電圧指令値（ｄ，ｑ軸）、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）、Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯ 電圧指令（３次高調波重畳後）、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 電圧指令（３次高調波重畳前）、ΔＩｄ，ΔＩｑ 電流偏差、θ ロータ回転角、ω 角速度。

Claims (3)

1. インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、
   前記インバータおよび前記交流電動機の間を流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を発生するパルス幅変調制御部を備え、
   前記パルス幅変調制御部は、
   正弦波パルス幅変調方式に従って、前記電流検出器により検出されたモータ電流と、前記動作指令に対応する電流指令との偏差に応じて、前記制御指令を発生する正弦波変調制御部と、
   前記正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅が大きい印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、前記モータ電流および前記電流指令の電流偏差に応じて前記制御指令を発生する過変調制御部とを含み、
   前記過変調制御部は、
   前記モータ電流および前記電流指令に基づいて前記電流偏差を求めるとともに、求めた前記電流偏差に応じて、前記交流電圧指令を示す制御値を演算する第１の演算部と、
   演算された前記制御値に対して、前記交流電圧指令の振幅を拡大するための補正演算を行う振幅補正部と、
   前記補正演算された前記制御値を正弦波電圧指令に変換する第１の指令変換部と、
   前記第１の指令変換部によって変換された前記正弦波電圧指令に３ｎ次高調波成分を重畳することによって前記交流電圧指令を生成する第１の高調波重畳部と、
   生成された前記交流電圧指令と前記搬送波との比較に基づいて、前記制御指令を発生する第１の変調部とを有し、
   前記第１の高調波重畳部は、前記３ｎ次高調波成分の振幅を、前記３ｎ次高調波成分が重畳された前記交流電圧指令に前記３ｎ次高調波成分に起因する変極点が生じない範囲内に制限する、交流電動機の制御装置。
2. 前記正弦波変調制御部は、
   前記モータ電流および前記電流指令に基づいて前記電流偏差を求めるとともに、求めた前記電流偏差に応じて、前記交流電圧指令を示す制御値を演算する第２の演算部と、
   前記第２の演算部によって演算された前記制御値を正弦波電圧指令に変換する第２の指令変換部と、
   前記第２の指令変換部によって変換された前記正弦波電圧指令に３ｎ次高調波成分を重畳することによって前記交流電圧指令を生成する第２の高調波重畳部と、
   前記第２の高調波重畳部により生成された前記交流電圧指令と前記搬送波との比較に基づいて、前記制御指令を発生する第２の変調部とを有し、
   同一振幅の前記正弦波電圧指令に対して、前記第２の高調波重畳部によって重畳される前記３ｎ次高調波成分の振幅は、前記第１の高調波重畳部によって重畳される前記３ｎ次高調波成分の振幅と同等である、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記正弦波変調制御部は、
   前記モータ電流および前記電流指令に基づいて前記電流偏差を求めるとともに、求めた前記電流偏差に応じて、前記交流電圧指令を示す制御値を演算する第２の演算部と、
   前記第２の演算部によって演算された前記制御値を正弦波電圧指令に変換する第２の指令変換部と、
   前記第２の指令変換部によって変換された前記正弦波電圧指令に３ｎ次高調波成分を重畳することによって前記交流電圧指令を生成する第２の高調波重畳部と、
   前記第２の高調波重畳部により生成された前記交流電圧指令と前記搬送波との比較に基づいて、前記制御指令を発生する第２の変調部とを有し、
   同一振幅の前記正弦波電圧指令に対して、前記第２の高調波重畳部によって重畳される前記３ｎ次高調波成分の振幅は、前記第１の高調波重畳部によって重畳される前記３ｎ次高調波成分の振幅よりも大きい、請求項１記載の交流電動機の制御装置。

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