JP2010171062A - 光送信器 - Google Patents

Abstract

【課題】ＬＤからの信号の反射を防止することによって、出力波形の劣化防止と低消費電力化との両立を可能にする光送信器を提供すること。
【解決手段】この光送信器１は、差動信号をそれぞれアノードとカソードに受けて光信号を生成するＬＤ９を含み入力インピーダンスＺ_Ｌを有するＴＯＳＡ２と、該差動信号を生成し出力インピーダンスを有するＬＤＤ３と、ＴＯＳＡ２とＬＤＤ３とを電気的に接続し該差動信号をＬＤＤ３からＴＯＳＡ２に伝送し、その伝送インピーダンスＺ_０が該入力インピーダンスＺ_Ｌ及び該出力インピーダンスに整合する一対の伝送線路１５，１６とを有し、ＬＤＤ３は一対の伝送線路１５，１６のそれぞれに接続されたトランジスタ３１ａ，３１ｂと電流源３２ａ，３２ｂの直列回路と、一方のトランジスタ３１ａと電流源３２ａとを他方のトランジスタ３１ｂと電流源３２ｂとに接続する第１の抵抗３５を含む擬似終端回路８を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、光信号を送信する光送信器に関するものである。

光通信に使用される半導体レーザダイオード（以下、「ＬＤ」ともいう）は、通常５〜１０Ωの微分抵抗を持っている。このＬＤは小型のＴＯ−ＣＡＮパッケージ内に実装され、ＬＤは、ＴＯ−ＣＡＮパッケージからフレキシブル基板、リジッド基板等に形成された伝送路を介してＬＤ用の駆動回路（以下、「ＬＤＤ」ともいう）と接続される。ＬＤからＬＤＤまでは通常数十ｍｍの距離があるため、伝送速度が高速になるに伴い、反射による光信号の波形劣化が従来から問題となっていた。

例えば、このような課題に対応するため、ＬＤＤ側に反射された電気信号を吸収するためのバックターミネーションを設けることが行われている（下記非特許文献１参照。）。小さい負荷抵抗に対して反射波を発生させないようにするには、特性インピーダンスＺ_０がコントロールされた伝送路で接続する必要がある。ここで、反射の影響を小さくするには、Ｚ_０をＬＤの微分抵抗を含めた伝送路から見込んだＴＯ−ＣＡＮの入力インピーダンスＺ_Ｌに合わせるか、さらに／もしくはＺ_０とＬＤＤ側のバックターミネーションＺ_ＢＴを合わせる必要がある。Ｚ_Ｌに整合させようとすると、５〜１０Ωの光伝送路を構成するために太い配線が必要となり非現実的である。また、仮にＬＤに直列に抵抗を接続してＺ_ＬをＺ_０に合わせようとしても、Ｚ_Ｌの周波数成分（特にＬＤのインピーダンスについては、内部容量等により大きな周波数特性を有する）を完全に補償することは難しく、有意な値の反射を生じ、この反射がＬＤＤ側にまで伝えられ、結果としてＬＤＤ出力波形の伝送品質の劣化が生じていた。従って、バックターミネーションを設けて、バックターミネーションＺ_ＢＴをＺ_０に合わせることにより、Ｚ_０とＺ_Ｌとの不整合によって生じるＬＤからの反射波全てをＺ_ＢＴに吸収させて多重反射を防いでいた。

上記のようなバックターミネーションによる電力損失を低減するため、駆動回路の駆動波形と同振幅、同位相の信号をレプリカ信号として生成し、低インピーダンスのバッファアンプで負荷（ＬＤ）を駆動するような駆動回路も知られている（下記特許文献１参照）。レプリカ信号とは負荷抵抗Ｒ_ＬとＬＤ電流の積、すなわちＬＤＤの差動出力間の信号と同じ振幅、位相を持った信号である。この駆動回路では、バッファアンプとメインアンプの間に抵抗を設け、反射波のみをこの抵抗で吸収させることにより、電力損失の少ない駆動回路が実現されている。

また、下記非特許文献１に記載されたアクティブバックターミネーションの一種として、バックターミネーションを線形負帰還アンプによって構成することも知られている（非特許文献２参照。）。帰還アンプを構成する素子（Ｒｆ、Ｃｆ）とアンプの駆動電流を最適化することによって、バックターミネーションによる電力損失を無くすことができる。

さらに、バックターミネーションをエミッタフォロアの出力抵抗、抵抗、及びトランジスタによって実現することも知られている（下記特許文献２参照。）。このエミッタフォロアは、レプリカ信号で駆動され、バックターミネーションに電流が流れないように、出力端子電圧とレプリカ信号のコモンモード電圧が同じになるように負帰還制御をかけている。

米国特許第６，５４２，００８号 米国特許第６，９６５，７２２号

E. Sackinger， "Broadband Circuits forOptical Fiber Communication"， Wiley-Interscience， 2005年3月11日， p.273 "ISSCC 2005 / SESSION 12 /OPTICAL COMMUNICATIONS / 12.1"， 2005 IEEE ISSCC， DIGEST OF TECHNICAL PAPERS， 2005年2月8日， p220-221

しかしながら、上述した非特許文献１に記載の構成では、バックターミネーションが抵抗であり電源に接続されているため、出力電流が負荷及びバックターミネーションに分流してしまうので、負荷に供給される電流の効率が低下する。一方、特許文献１，２及び非特許文献２に記載の構成においては、伝送路とのインピーダンス整合を良くするために負荷抵抗を大きくする場合、レプリカ信号の振幅が大きくなって電力を消費してしまい、また低電圧化が困難な傾向にある。すなわち、駆動回路の出力と同振幅かつ同位相のレプリカ信号を生成する必要があるので、ＬＤ負荷抵抗が大きくなると、レプリカ信号生成回路の負荷抵抗を大きくするか、レプリカ信号生成回路に流れる電流を増やす必要がある。特に高速通信に利用した場合にはレプリカ信号生成回路の負荷抵抗を大きくすることはできないため、電流を増やす必要があり、消費電力が増大する。

そこで、本発明は、かかる課題に鑑みて為されたものであり、ＬＤからの信号の反射を防止することによって、出力波形の劣化防止と低消費電力化との両立を可能にする光送信器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の光送信器は、差動信号をそれぞれアノードとカソードに受けて光信号を生成するレーザダイオードを含み入力インピーダンスを有する光信号生成部と、該差動信号を生成し出力インピーダンスを有する駆動回路と、該光信号生成部と該駆動回路とを電気的に接続し該差動信号を該駆動回路から該光信号生成部に伝送し、その伝送インピーダンスが該入力インピーダンス及び該出力インピーダンスに整合する一対の伝送線路とを有し、駆動回路は一対の伝送線路のそれぞれに接続されたダイオード素子と電流源の直列回路と、一方のダイオード素子と電流源とを他方のダイオード素子と電流源とに接続する第１の抵抗を含む終端回路を備えている。

このような光送信器によれば、駆動回路に設けられた終端回路が、ダイオード素子と電流源とを含む一対の直列回路と一対の直列回路を接続する抵抗とによって構成されているので、電流源から少ない電流を供給することで駆動回路の２つの差動出力間に効率的にバックターミネーションを形成することができる。さらには、レプリカ信号を生成することなく能動的なバックターミネーションを形成することができる。これにより、光出力波形の劣化を防止しようとする際に、低電圧化が容易であり、かつ消費電力の低減も図ることができる。

ここで、ダイオード素子は、コレクタとベースを短絡されたバイポーラトランジスタである、ことが好ましい。また、ダイオード素子はダイオードである、ことも好ましい。

また、終端回路はさらに一対の伝送線路のそれぞれを直接接続する第２の抵抗を含む、ことも好ましい。こうすれば、駆動回路の差動出力間の電位差が大きくなった場合であっても、第２の抵抗を補助抵抗として用いることで、高周波から低周波にわたってインピーダンスを下げることができる。その結果、駆動回路の差動出力間の電位差が大きくなってもバックターミネーションとして機能させることができる。

さらに、電流源は、可変電流源である、ことも好ましい。かかる電流源を備えれば、電流源の出力を調整することでバックターミネーションの特性を調整することができ、反射波の影響を確実に低減することができる。

本発明の光送信器によれば、ＬＤからの信号の反射を防止することによって、出力波形の劣化防止と低消費電力化との両立が可能にされる。

本発明の好適な一実施形態にかかる光送信器の構成を示す回路図である。 図１の擬似終端回路の構成を示す回路図である。 図１の光送信器において擬似終端回路の端子間の差動振幅を変化させた場合のリターンロスの周波数特性を示すグラフである。 ＬＤを直接変調した場合のＬＤ電流波形を示す図であり、（ａ）は、従来文献に開示された方式の場合、（ｂ）は、図１の光送信器から擬似終端回路を除いた場合、（ｃ）は、図１の光送信器の場合の波形を示す図である。 本発明の変形例に係る擬似終端回路の構成を示す回路図である。 本発明の別の変形例に係る擬似終端回路の構成を示す回路図である。 図６の擬似終端回路を用いた光送信器において差動振幅を変化させた場合のリターンロスの周波数特性を示すグラフである。 本発明の別の変形例に係る擬似終端回路の構成を示す回路図である。 本発明の別の変形例に係る擬似終端回路の構成を示す回路図である。

以下、図面を参照しつつ本発明に係る光送信器の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の好適な一実施形態にかかる光送信器１の構成を示す回路図である。同図に示す光送信器１は、光通信において用いられ、データ信号に応じた光信号を生成するための装置であり、光信号生成部としての光送信サブアッセンブリ（以下、「ＴＯＳＡ：Transmitter Optical Sub Assembly」という）２と、集積回路であるレーザ駆動回路（以下、「ＬＤＤ」という）３と、ＴＯＳＡ２とＬＤＤ３との間を電気的に接続する伝送線路４とによって構成されている。

データ信号は、互いに相補的な信号である差動信号Ｔｘｎ，Ｔｘｐとして、ＬＤＤ３の入力端子Ｔ_１，Ｔ_２にそれぞれ入力され、これらの信号は、変調電流源５に接続された差動対を構成する２つのトランジスタ６，７にそれぞれ入力される。この２つのトランジスタ６，７は、例えば、ＮＰＮトランジスタであり、それぞれのベース端子が入力端子Ｔ_１，Ｔ_２に接続され、エミッタ端子が変調電流源５を介して接地されおり、それぞれのコレクタ端子が出力端子Ｔ_３，Ｔ_４に接続されている。このような構成により、トランジスタ６，７がデータ信号に応じてスイッチングされることにより、ＬＤＤ３のそれぞれの出力端子Ｔ_３，Ｔ_４にデータ信号に応じた変調電流（差動信号）が生成及び出力され、ＴＯＳＡ２に供給される。

また、ＬＤＤ３の出力端子Ｔ_３，Ｔ_４間には、擬似終端回路８が接続されている。この擬似終端回路８は、伝送線路４側からの信号の反射を吸収してＴＯＳＡ２側への再反射を防止する役割を有する（詳細は後述する。）。

ＴＯＳＡ２は、半導体レーザダイオード（以下、「ＬＤ」という）９と、ＬＤ９に接続された直列抵抗１０，１１及びインダクタ１２，１３によって構成されている。詳細には、ＬＤ９、直列抵抗１０，１１、及びインダクタ１２，１３は、ＴＯ−ＣＡＮパッケージやバタフライパッケージ等の光通信用のパッケージ内に実装されている。このＴＯＳＡ２には入力端子Ｔ_５，Ｔ_６が設けられ、入力端子Ｔ_５が直列抵抗１０を介してＬＤ９のアノードに接続され、入力端子Ｔ_６が直列抵抗１１を介してＬＤ９のカソードに接続されている。この入力端子Ｔ_５，Ｔ_６を通じてＬＤ９のアノードとカソードとがＬＤＤ３から差動信号を受けることにより、ＬＤ９が光信号を生成する。

このとき、ＬＤＤ３側からみたＴＯＳＡ２の入力インピーダンスＺ_Ｌは、ＬＤ９が持つ微分抵抗をＲ_ＬＤ、直列抵抗１０，１１のそれぞれの抵抗値をＲｄｎ，Ｒｄｐとすると、下記式（１）；
Ｚ_Ｌ ＝ Ｒ_ＬＤ ＋ Ｒｄｐ ＋ Ｒｄｎ …（１）
によって与えられる。

また、ＬＤ９は、そのアノードにインダクタ１２を介してバイアス電圧Ｖｃｃが印加され、そのカソードにインダクタ１３を介してバイアス電流源１４が接続されることにより、バイアス電流（駆動電流）が供給される。なお、このバイアス電流源１４はインダクタ１２側に配置されていてもよく、この場合、インダクタ１３は直接接地される。

さらに、ＬＤＤ３の出力端子Ｔ_３，Ｔ_４と、ＴＯＳＡ２の入力端子Ｔ_５，Ｔ_６との間には、それぞれ、ＬＤＤ３とＴＯＳＡ２とを電気的に接続する２本の伝送線路１５，１６が接続されている。この伝送線路１５は、ＬＤＤ３側の伝送線路１７ａとＴＯＳＡ２側の伝送線路１７ｂとが直流遮断用のキャパシタ１９を介して接続されて構成されている。同様に、伝送線路１６は、ＬＤＤ３側の伝送線路１８ａとＴＯＳＡ２側の伝送線路１８ｂとが直流遮断用のキャパシタ２０を介して接続されて構成されている。このような構成によって、伝送線路１５，１６上に伝送される信号は直流的に分離され、ＬＤＤ３からの高周波信号（差動信号）は伝送線路１５，１６及び直列抵抗１０，１１を介してＬＤ９に伝送される。

さらに、伝送線路１７ａ，１８ａとＬＤＤ３の出力端子Ｔ_３，Ｔ_４との間には、それぞれ、インダクタ２１，２２を介してバイアス電圧Ｖｃｃが印加されている。これにより、ＬＤＤ３のトランジスタ６，７のコレクタ端子に直流電流が供給される。

なお、伝送線路１７ａ，１７ｂ，１８ａ，１８ｂの特性インピーダンスＺ_０は、入力インピーダンスＺ_Ｌ及びＬＤＤ３の出力インピーダンスと整合されており、ＬＤ９を含む負荷からＬＤＤ３に向けた信号の反射はその大部分が抑制される。しかしながら、ＬＤ９は微分抵抗と並列に数ｐＦ程度の容量を持っており高周波ではインピーダンスが低下するため、反射は完全には無くならない。ＬＤＤ３の擬似終端回路８は、吸収しきれない高周波の反射をＬＤＤ３側で吸収し再度伝送線路１５、１６からＴＯＳＡ２に向けて戻さない役割を担う。

図２は、擬似終端回路８の構成を示す回路図である。従来のバックターミネーションの方式のように、終端回路として出力端子Ｔ_３，Ｔ_４間を低抵抗で接続するだけでもバックターミネーションの効果は得られるが、その場合は変調電流の一部が分流するために結果的に消費電力が増えてしまう。そこで、擬似終端回路８は、同図に示すように、トランジスタを用いた終端回路を採用する。

具体的には、擬似終端回路８は、トランジスタ３１ａ，３１ｂ及び電流源３２ａ，３２ｂからなる２つの直列回路３３ａ，３３ｂと、抵抗値Ｒｅｂｔの第１の抵抗３５とを有している。トランジスタ３１ａ，３１ｂは、例えば、ＮＰＮトランジスタ（バイポーラトランジスタ）であり、コレクタ−ベース間が互いに短絡されてエミッタとの間にダイオード素子が構成され、そしてそれぞれのエミッタは電流源３２ａ，３２ｂを介して接地され、それぞれのコレクタ及びベースは、出力端子Ｔ_３，Ｔ_４を介して伝送線路１５，１６に接続されている。また、第１の抵抗３５は、２つの直列回路３３ａ，３３ｂの中間点３４ａ，３４ｂの間、すなわち、２つのトランジスタ３１ａ，３１ｂのエミッタ間に接続されており、一方のトランジスタ３１ａと電流源３２ａを他方のトランジスタ３１ｂと電流源３２ｂに接続する役割を有する。このような構成により、それぞれのトランジスタ３１ａ，３１ｂには２つの電流源３２ａ，３２ｂからバイアス電流が供給される。

ここで、ダイオード接続されたトランジスタ３１ａ，３１ｂにおいて、コレクタ−エミッタ間の微分抵抗はトランジスタのトランスコンダクタンスｇｍの逆数になる。このトランスコンダクタンスｇｍはコレクタ電流Ｉｃと温度によって決定され、出力端子Ｔ_３，Ｔ_４が同電位の場合の２つのトランジスタ３１ａ，３１ｂのコレクタ電流Ｉｃは同じなので、このときのトランスコンダクタンスをｇｍ０とすると、擬似終端回路８の端子間インピーダンスＺ_ＢＴは、下記式（２）；
Ｚ_ＢＴ ＝ Ｒｅｂｔ ＋ ２／ｇｍ０ …（２）
によって計算される。

また、トランスコンダクタンスｇｍ０は、下記式（３）；
ｇｍ０ ＝ Ｉｃ／Ｖｔ ＝ Ｉｃ・ｑ／（ｋＴ） …（３）
で表される。Ｖｔは、ｋＴ／ｑ（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度（Ｋ）、ｑ：素電荷）であるので、ｇｍ０は絶対温度Ｔに反比例する。例えば、トランジスタ３１ａ，３１ｂの温度が２７°Cの時、コレクタ電流Ｉｃが１ｍＡであれば１／ｇｍ０は２６Ωと計算される。従って、擬似終端回路８の電流源３２ａ，３２ｂとしては、絶対温度に比例するＰＴＡＴ（Proportional To Absolute Temperature）電流源が採用されることが好適である。このとき、ｇｍ０が有する温度特性をキャンセルして温度に依存しない値を有する抵抗を得ることが可能となる。

上記のような構成の擬似終端回路８では、例えば第１の抵抗として７５Ωを採用すると、トランジスタ３１ａ，３１ｂに数ｍＡの電流を流せば数Ω〜数十Ωの抵抗を作ることができるので、この第１の抵抗３５との合成回路により、多くの電流を流すことなく一対の伝送線路に一方から他方をみこんだインピーダンスを約１００Ωとすることができ、所定のインピーダンスを示すバックターミネーションを形成することができる。また、擬似終端回路８は、レプリカ信号を生成することなく、能動的な終端を形成することができるので、低電圧化が容易であり、かつ消費電流も小さくすることができる。なお、ダイオード接続された差動対としてのトランジスタ３１ａ，３１ｂは第１の抵抗３５によりエミッタ負帰還された差動アンプとして考えることができる。エミッタ負帰還の効果により終端回路８の端子間の電位差が数百ｍＶ程度であればＺ_ＢＴは変動しないが、その電位差が大きくなると、片側のトランジスタはオフし電流が流れなくなる。例えば、トランジスタ３１ｂ側の電位がトランジスタ３１ａ側の電位に比較して十分小さくなりグラウンド電位に近づくと、電流源３２ｂが定電流源として機能しなくなるばかりでなく、ダイオード接続されたトランジスタ３１ｂのベース−エミッタ間電位（ダイオードの順方向電位）が０に近づくのでその等価抵抗も大きな値になってしまう。この場合、直流におけるインピーダンスは大きくなってしまうが、トランジスタのベース−エミッタ間容量を通じて、高周波では比較的低インピーダンスで終端することができるので、バックターミネーションの効果はある程度維持される。

従来文献（E. Sackinger， “Broadband Circuits for Optical Fiber Communication”， Wiley-Interscience）に開示された抵抗によるバックターミネーション方式においては、抵抗Ｒ_ＢＴの典型的な抵抗値としては25Ω或いは50Ωが多く用いられている。この抵抗Ｒ_ＢＴは多重反射を抑制し、光波形を改善する効果を有するが、ＬＤを変調する電流の一部が分流してしまうため（ＬＤＤ内での伝送ライン駆動素子の負荷として挿入される）、消費電力が増加してしまう。また、ＬＤＤやＬＤを配線するワイヤボンディングに伴うインダクタンスによる影響を低減するには、インピーダンスＺ_Ｌは、５〜１０Ωではなく２５〜５０Ωなどのより高い値が望まれる。この場合、ＬＤの直近に直列抵抗を挿入することでインピーダンスを大きくできる。そうすると、抵抗Ｒ_ＢＴとインピーダンスＺ_Ｌの比率が同じ、あるいは逆転することになり、ＬＤに流れる電流と同じかそれ以上の電流が抵抗Ｒ_ＢＴに流れることになってしまい、消費電流が増大する。これに対して、本実施形態では、ＬＤＤ３に設けられた擬似終端回路８が、トランジスタ３１ａ，３１ｂと電流源３２ａ，３２ｂとの直列回路３３ａ，３３ｂによって構成されているので、電流源３２ａ，３２ｂから少ない電流を供給することでバックターミネーションを形成することができる。

また、レプリカ信号を生成することなく能動的なバックターミネーションを形成することができる。その結果、光出力波形の劣化を防止しようとする際に、低電圧化が容易であり、かつ消費電力の低減も図ることができる。

ここで、伝送線路４は、ＬＤ９のアノード及びカソードとＬＤＤ３との間に接続された２つの伝送線路１５，１６を有し、擬似終端回路８は、２つの伝送線路１５，１６のそれぞれに接続された２つの直列回路３３ａ，３３ｂと抵抗３５とを有しているので、ＬＤＤ３の２つの差動出力間に少ない電流でより効率的にバックターミネーションを形成することができる。

図３には、光送信器１において擬似終端回路８の端子間の差動振幅を変化させた場合のリターンロスの周波数特性を示す。ここでのリターンロスとは、ＬＤＤ３から伝送線路４に向けた反射率[dB]を表している。この結果より、差動振幅が０．２〜０．８［Ｖｐｐｄ］の範囲において、広帯域にわたって良好なリターンロス特性を示し、反射が低減されている。差動振幅が１Ｖｐｐｄにおいては、１ＧＨｚ以上の高周波ではリターンロスが０ｄＢになることはなく、−６ｄＢ程度のリターンロスが確保できる。これは、擬似終端回路８のどちらかのトランジスタがオフ状態であってもベース−エミッタ間容量を介して差動終端されるためである。このように、伝送線路４を介して相補的な信号を伝送してＬＤを駆動する場合に振幅が１Ｖｐ−ｐ程度では擬似終端回路８が有効に作用することが示される。

また、図４には、ＬＤを直接変調した場合のＬＤ電流波形の計算結果を示しており、（ａ）は、従来文献“Broadband Circuits for Optical Fiber Communication”に開示された方式の場合、（ｂ）は、本実施形態の光送信器１から擬似終端回路８を除いた場合、（ｃ）は、本実施形態の光送信器の場合の計算結果である。ここでは、データ信号の速度２５Ｇｂｐｓ、ＬＤの変調電流を８０ｍＡと設定し、従来方式における抵抗値Ｒ_ＢＴ＝５０Ωと設定した。また、ＬＤの微分抵抗を含む入力インピーダンスＺ_Ｌ＝２５Ωとし、特性インピーダンスＺ_０を様々変更した場合について示した。

この結果より、本実施形態における電流波形は、従来方式と同様に、良好に波形劣化が低減されていることが分かる。ただし、従来方式では４０ｍＡの電流が終端抵抗に流れてしまうが、本実施形態の場合は４〜６ｍＡ程度の消費電流増加で同程度の波形が実現できている。一方、擬似終端回路８を除いた構成では、特性インピーダンスＺ_０がずれた場合に波形劣化が顕著に現れている。

なお、本発明は、前述した実施形態に限定されるものではない。例えば、擬似終端回路８の構成としては、図２に示したもの以外にも様々な構成をとることができる。

例えば、図５に示す本発明の変形例に係る擬似終端回路１０８のように、ダイオード接続された差動対トランジスタ３１ａ，３１ｂの代わりに、ダイオード１３１ａ，１３１ｂを用いることもできる。この場合、電流源３２ａ，３２ｂによりダイオード１３１ａ，１３１ｂに電流を供給することにより、ダイオード１３１ａ，１３１ｂを低インピーダンスのバックターミネーションとして機能させることができる。

また、図６に示す本発明の別の変形例に係る擬似終端回路２０８のように、２つの直列回路３３ａ，３３ｂと伝送線路１５，１６とのそれぞれの接続点２３４ａ，２３４ｂの間（すなわち、擬似終端回路２０８の端子間）に接続された第２の抵抗２３６を更に用意して、伝送線路１５，１６を抵抗で直接接続してもよい。これにより、擬似終端回路２０８の端子間の電位差が大きく、片側のトランジスタがオフしている状況であっても、並列抵抗の効果により高周波から低周波にわたってインピーダンスを下げることができる。この第２の抵抗２３６は、消費電流の増加を防ぐために、インピーダンスＺ_Ｌの１０倍以上であることが望ましい。

図７には、擬似終端回路２０８を用いた光送信器１において差動振幅を変化させた場合のリターンロスの周波数特性を示す。この場合、第２の抵抗２３６をインピーダンスＺ_Ｌの１０倍、すなわち５００Ωに設定している。この結果より、擬似終端回路８を用いた場合（図３）に比較すると見劣りするが、差動振幅が０．２〜０．８［Ｖｐｐｄ］の範囲において、広帯域にわたって良好なリターンロス特性を示している。また、片方のトランジスタがオフしてしまう１Ｖｐｐｄ以上の領域においても、並列抵抗の効果により、リターンロスは−１０ｄＢ程度まで改善されている。

また、図８に示す本発明の変形例に係る擬似終端回路３０８にように、トランジスタ３１ａ，３１ｂに直列に接続される電流源３３２ａ，３３２ｂが出力電流を調整可能な可変電流源であってもよい。また、この可変電流源３３２ａ，３３２ｂは擬似終端回路２０８に適用されてもよい。このような電流源３３２ａ，３３２ｂを備えれば、出力電流を調整することでバックターミネーションの特性を調整することができ（上記式（２）及び（３）参照）、反射波の影響を確実に低減することができる。

さらに、図９に示す本発明の変形例に係る擬似終端回路４０８にように、２つの直列回路３３ａ，３３ｂの間に接続される素子４３５，４３６が、任意のインピーダンスに置換されてもよい。抵抗ではなくインピーダンスにすることで、バックターミネーション特性に周波数特性を加えることが可能となる。

１…光送信器２、…ＴＯＳＡ（光信号生成部）、３…ＬＤＤ（駆動回路）、４，１５，１６…伝送線路、８，１０８，２０８，３０８，４０８…擬似終端回路、１０，１１…直列抵抗、３１ａ，３１ｂ…トランジスタ、３２ａ，３２ｂ，３３２ａ，３３２ｂ…電流源、３３ａ，３３ｂ…直列回路、３５…第１の抵抗、１３１ａ，１３１ｂ…ダイオード、２３６…第２の抵抗。

Claims (5)

1. 差動信号をそれぞれアノードとカソードに受けて光信号を生成するレーザダイオードを含み入力インピーダンスを有する光信号生成部と、
   該差動信号を生成し出力インピーダンスを有する駆動回路と、
   該光信号生成部と該駆動回路とを電気的に接続し該差動信号を該駆動回路から該光信号生成部に伝送し、その伝送インピーダンスが該入力インピーダンス及び該出力インピーダンスに整合する一対の伝送線路とを有し、
   前記駆動回路は前記一対の伝送線路のそれぞれに接続されたダイオード素子と電流源の直列回路と、一方のダイオード素子と電流源とを他方のダイオード素子と電流源とに接続する第１の抵抗を含む終端回路を備えている、
   ことを特徴とする光送信器。
2. 前記ダイオード素子は、コレクタとベースを短絡されたバイポーラトランジスタである、請求項１に記載の光送信器。
3. 前記ダイオード素子はダイオードである、請求項１に記載の光送信器。
4. 前記終端回路はさらに前記一対の伝送線路のそれぞれを直接接続する第２の抵抗を含む、請求項１〜３に記載の光送信器。
5. 前記電流源は、可変電流源である、
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の光送信器。