JP2010009795A - 電磁誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低出力の加熱時におけるスイッチング素子の損失を低減し、被加熱物の温度ムラの発生を抑制できる電磁誘導加熱装置を提供する。
【解決手段】本発明の電磁誘導加熱装置は、低出力の加熱時における所定時点に、第１、第２スイッチング素子１、２からスナバコンデンサ７への短絡電流を防止するように、第１、第２スイッチング素子１、２のオンオフと連動してスナバコンデンサ７に直列に接続された第３スイッチング素子３をオンオフ制御する。
【選択図】図５

Description

本発明は、インバータ回路により加熱コイルに高周波電流を流し、被加熱物を加熱する電磁誘導加熱装置に関する。

従来から、例えば電磁調理器や電気炊飯器などのように、インバータ回路により加熱コイルに高周波電流を流し被加熱物を加熱する電磁誘導加熱装置が知られている。加熱コイルと共振コンデンサの共振周波数より高い周波数範囲で高周波電流を加熱コイルに流して加熱しており、周波数を共振周波数に近づけることにより高出力の加熱、周波数を高くすることにより、低出力の加熱を行なっている。ここで問題となるのが、低出力の加熱時に周波数を高くすると、加熱コイルに流れる電流が減り、加熱コイルによる逆起電力が弱くなり、スナバコンデンサの充電電流が不十分となり、そのため、スイッチング素子からスナバコンデンサに流れる電流が増加し、スイッチング素子の損失が増加することである。

図１に一般的なハーフブリッジの電磁誘導加熱装置の回路図を示す。電源の＋極と−極の間にスイッチング素子1とスイッチング素子２を直列に接続し、その接続点に加熱コイル４の一端を接続し、共振コンデンサ６、電源−極に接続されている。スイッチング素子１とスイッチング素子２の各々に並列にダイオード８、ダイオード９が逆向きに接続されている。スイッチング素子１、スイッチング素子２と加熱コイル４の接続点にスナバコンデンサ７が接続され、一端が電源−極に接続されている。また、制御回路１２がドライブ回路１１を経由してスイッチング素子１とスイッチング素子２に接続されている。

スイッチング素子１とスイッチング素子２を交互に高周波数でオン、オフすることにより加熱コイル４に電流を流し被加熱物を加熱する。一般に、スイッチング素子１とスイッチング素子２のどちらもオフとなっているデッドタイムを固定し、スイッチング素子のオン時間を変えて出力電力を調整する制御を行う。図２（Ａ）に加熱パワーが中出力時のシーケンス図、図２（Ｂ）に加熱パワーが低出力時のシーケンス図を示す。以下、図２（Ａ）のシーケンス図を用いて従来の技術の動作原理を説明する。

図２（Ａ）の(1)の期間はスイッチング素子１がオンしている期間で、電源＋極よりスイッチング素子１、加熱コイル４を経て共振コンデンサ６に電流を流している期間である。(2)の期間はスイッチング素子１をオフとして、２つのスイッチング素子のどちらもオフとなるデッドタイムである。加熱コイル４に電流が多く流れている時点でスイッチング素子１をオフするため逆起電力が大きく、逆起電力によりスナバコンデンサ７より加熱コイルに電流が流れる。スナバコンデンサ７の電位が電源−極と等しくなると電源−極よりダイオード９を経て逆起電力が消滅するまで電流が流れる。このダイオード９に電流が流れている期間にスイッチング素子２をオンとする。したがって、スイッチング素子２は、電圧０V、電流０Aでオンすることになり、オン時はゼロクロスでのスイッチングとなる。

図２（Ａ）の(3)の期間はスイッチング素子２がオンとなっている期間であり、(2)の期間に発生した逆起電力が消滅後、共振コンデンサ６より加熱コイル４、スイッチング素子２を経て、電源−極へ電流が流れる。(4)の期間はスイッチング素子２をオフとして、２つのスイッチング素子のどちらもオフとなるデッドタイムである。加熱コイル４に電流が多く流れている時にスイッチング素子２をオフするため逆起電力が大きく、逆起電力によりスナバコンデンサ７を電源＋極の電圧と同電位となるまで充電される。スナバコンデンサ７が電源＋極と同電位となると、ダイオード８を経て電源＋極に逆起電力が消滅するまで電流が流れる。この、ダイオード８に電流が流れている期間にスイッチング素子１をオンとする。したがって、スイッチング素子１は、電圧０V、電流０Aでオンすることになり、オン時はゼロクロスでのスイッチングとなる。その後(1)の動作に戻る。

図２（Ａ）は中出力時のものであるが、低出力にすると図２（Ｂ）のシーケンス図のようになる。加熱コイルの逆起電力が弱くなり、スナバコンデンサ７の充放電が不十分となり、スイッチング素子１、スイッチング素子２がオンする際にゼロクロススイッチングとならず、スナバコンデンサ７へ短絡電流が流れることになる。

解決策としてスナバコンデンサに第３スイッチング素子を直列に接続し、その第３スイッチング素子でスナバコンデンサの容量を変えてスイッチング素子の損失を抑える技術が知られている（例えば、特許文献１）。このような技術の一例として、図３に一般的な回路構成図を示す。スイッチング素子３を切り替えて、スナバコンデンサ７とスナバコンデンサ１４の並列接続とスナバコンデンサ１４のみに切り替えスナバコンデンサの容量を変えることによりスイッチング素子１とスイッチング素子２の損失を抑えている。
特許第３９６９４９７号公報

図３において最低出力時の逆起電力でスナバコンデンサ１４を十分充電できる容量に設定すればスイッチング素子１、スイッチング素子２のオン時のスイッチング損失は無くすことができる。しかし、低出力とするには、駆動周波数を高くする必要があるため、単位時間当たりのスイッチング回数が増加し、オフ時のスイッチング損失が増加する。オフ時のスイッチングは電流が流れている状態でオフすることになるためスイッチング損失を無くすことはできない。このため、周波数が高くなるとスイッチング損失の増加を招く。また、最低周波数でスナバコンデンサの容量を最適化しているため、最低周波数より周波数が高くなると逆起電力により、ダイオード８またはダイオード９に流れる電流が増加するためダイオードの導通損失が増加する。

一方、周波数を低く抑えるために、デューティ比を変えてオフ時間を長くとると、オフ期間に逆起電力が消滅し、スナバコンデンサ１４が充放電される。（図２（Ｂ）の(2)では充電、(4)では放電となる。）このため、スイッチング素子１およびスイッチング素子２がオンするごとに、スナバコンデンサ１４への短絡電流が流れるためスイッチング損失が増加する。

加熱コイルの逆起電力量により、スイッチング素子１、スイッチング素子２のどちらもオフとするデッドタイムの期間の上限が決定され、加熱コイルの逆起電力量は、スイッチング素子をオフとする時の加熱コイルに流れる電流量により決定される。そのため、電流量の小さい低出力時にデッドタイムを長く取ることはできないことになる。

したがって、スナバコンデンサ７を切り離すことによりスナバコンデンサ容量を小さくして短絡電流を無くすことができても、周波数が高くなるためスイッチング素子のスイッチング回数が増加し、スイッチング損失、ダイオードの導通損失により発熱が大きくなる。

この場合、スイッチング損失を考慮して、あまり高くない周波数で一定期間加熱し、一定期間休止する間欠発振でスイッチング素子の発熱を低く抑え、休止時に放熱することにより解決している。図４にスイッチング素子のその動作タイミングを示す。共振周期の4分の１から2分の１程度の周期の発振で5〜10秒程度加熱し、休止期間を20秒から30秒程度とることにより、低出力の加熱量とする。しかし、これでは被加熱物の時間的な温度ムラが発生する。

本発明は、低出力の加熱時におけるスイッチング素子の損失を低減し、被加熱物の温度ムラの発生を抑制できる電磁誘導加熱装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係る電磁誘導加熱装置は、直流電流を高周波電流に変換するインバータ回路と、制御回路とを備えたもので、前記インバータ回路は、直列に接続された第１および第２スイッチング素子と、各スイッチング素子に並列に接続された第１および第２ダイオードと、直列に接続された第１および第２共振コンデンサと、これら両コンデンサの接続点と前記第１および第２スイッチング素子の接続点との間に接続された加熱コイルと、前記第１スイッチング素子または第２スイッチング素子に対して並列に接続された、スナバコンデンサおよびこれに直列に接続された第３スイッチング素子とを有し、前記制御回路は、低出力の加熱時における所定時点に、前記第１、第２スイッチング素子から前記スナバコンデンサへの短絡電流を防止するように、前記第１、第２スイッチング素子のオンオフと連動して前記スナバコンデンサに直列に接続された前記第３スイッチング素子をオンオフ制御する。

この構成によれば、低出力の加熱時における所定時点に、第１、第２スイッチング素子からスナバコンデンサへの短絡電流を防止するように、第１、第２スイッチング素子のオンオフと連動してスナバコンデンサに直列に接続された第３スイッチング素子をオンオフ制御するので、低出力の加熱時におけるスイッチング素子の損失を低減し、被加熱物の温度ムラの発生を抑制できる。

好ましくは、前記制御回路は、前記低出力の加熱時における、前記第１、第２スイッチング素子がともにオフとなるデッドタイムの開始時点および終了時点に、前記スナバコンデンサの両端電位が等しくなるように、前記デッドタイムの開始時点に第２スイッチング素子がオフする前または同時に前記第３スイッチング素子をオフ制御し、前記デッドタイムの終了時点に第２スイッチング素子がオンした後に前記第３スイッチング素子をオン制御する。したがって、低出力の加熱時における、前記第１、第２スイッチング素子がともにオフとなるデッドタイムの開始時点および終了時点に、前記スナバコンデンサの両端電位が等しくなるので、第３スイッチング素子への短絡電流を防止して、低出力の加熱時におけるスイッチング素子の損失を低減し、被加熱物の温度ムラの発生を抑制できる。

好ましくは、前記第１および第２スイッチング素子の接続点と前記スナバコンデンサ間に電流検出部を設け、前記制御回路は、前記電流検出部で検出された電流に基づいて前記第３スイッチング素子を制御する。したがって、低出力時のスイッチング素子の損失を確実に低減できる。

好ましくは、前記制御回路は、高出力時はデューティ固定とし周波数を変えることにより加熱制御を行うものであり、低出力時においては、前記第１、第２スイッチング素子のオン時間を一定としてオフ時間の長さを変えることにより、または、前記第１、第２スイッチング素子のオフ時間を一定としてオン時間の長さを変えることにより加熱制御を行う。したがって、低出力時のスイッチング素子の損失を低減し、被加熱物の温度ムラの発生を抑制できる。

本発明により、低出力時において、スイッチング周波数を低く抑えスイッチング損失を極力無くし、スイッチング周期のオフ時間を長くしても、加熱コイル４の逆起電力を吸収でき、オン時の短絡電流も発生せず、各スイッチング素子１、２の発熱を低くすることが可能となる。したがって、インバータ回路２５の発熱、損失が少なく、低出力時においてもエネルギー変換効率が良く、被加熱物の温度ムラの少ない電磁誘導加熱装置を提供することができる。

図５は本発明の第１実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。電源回路２０は、図示しない商用電源を平滑し直流電源とするフィルタ回路、整流回路、平滑回路からなり、インバータ回路２５に電源を供給する。

電源の＋極と−極の間に第１スイッチング素子１と第２スイッチング素子２を直列に接続して、インバータ回路２５のスイッチング回路を構成している。また、各スイッチング素子１、２と並列にそれぞれ第１ダイオード８、第２ダイオード９が逆向きに接続されている。

第１スイッチング素子１と第２スイッチング素子２の接続点に加熱コイル４の一端が接続され、他端を第１共振コンデンサ５、第２共振コンデンサ６の一端に接続されている。電源＋極に第１共振コンデンサ５の一端が接続され、電源−極に第２共振コンデンサ６の一端が接続されている。

前記第２スイッチング素子２に対して、スナバコンデンサ７およびこれに直列に接続された第３スイッチング素子３が並列に接続され、つまり、第１スイッチング素子１および第２スイッチング素子２の接続点と加熱コイル４との接続点にスナバコンデンサ7の一端が接続され、他端に第３スイッチング素子３が直列に接続され電源−極に接続されている。第３スイッチング素子３と並列に第３ダイオード１０が逆向きに接続されている。

各スイッチング素子１、２はドライブ回路１２により駆動される。その駆動信号は制御回路３０より出力される。また、制御回路３０はスナバ制御回路１３にも制御信号を出力し、低出力の加熱時における所定の時に、スナバコンデンサ７への短絡電流を防止するように、第１、第２スイッチング素子１、２のオンオフと連動してスナバコンデンサ７に接続された第３スイッチング素子をオンオフ制御する。

第１スイッチング素子１、第２スイッチング素子２のオン時間を加熱コイル４の逆起電力により、スナバコンデンサ７が十分充放電できる長さをとり、両スイッチング素子１、２のどちらも休止している時間を長く取ることにより低出力とする。しかし、ここで問題となるのは、休止時間において加熱コイル４の逆起電力が消滅した後、スナバコンデンサ７が加熱コイル４と共振動作して急速に中間電位となることである。この状態で各スイッチング素子１、２をオンさせた場合、スナバコンデンサ７により短絡電流が流れる。そこで、第３スイッチング素子３のオンオフを各スイッチング素子１、２のオンオフと連動して制御し、短絡電流を防止する。
以下、図６〜図８を用いて低出力時における動作を説明する。

図６、７は各動作タイミング時の電流の流れを示したものである。図８は各スイッチング素子１、２の動作タイミング、点Ａの電圧（両スイッチング素子１、２の接続点とスナバコンデンサ７との接続点）、点Ｂの電圧（加熱コイル４と第１および第２共振コンデンサ５、６との接続点）、加熱コイル４に流れる電流の動作タイミングを示したものである。ここで、図８の(2)，(3)，(4)，(5)，(6)，(7)を加えた時間は加熱コイル４、第１共振コンデンサ５、第２共振コンデンサ６からなる共振周期より短いものとする。

動作(1)
図６(Ａ)のように、動作停止時、あるいは、低出力制御継続時において第１および第２共振コンデンサ５、６の中点Ｂの電圧は電源電圧の中間電位となっており、第２スイッチング素子２がオンされると、点Ａの電圧は0Vとなり、電流は、第１共振コンデンサ５、第２共振コンデンサ６より加熱コイル４を通して第２スイッチング素子２を経由して電源−極に流れる。また、第２スイッチング素子２がオンした後に第３スイッチング素子３をオンとする。この時、スナバコンデンサ７の上端ａは第２スイッチング素子２により電源−極にショートされ、第３スイッチング素子３により下端ｂを電源−極にショートしても同電位であるから、第３スイッチング素子３への短絡電流は無いものとなる。

動作(2)
図６(Ｂ)のように、第２スイッチング素子２をオフすると、加熱コイル４の逆起電力によりスナバコンデンサ７が充電される。この時、スナバコンデンサ７を加熱コイル４の逆起電力で十分に充電できる電流を加熱コイル４に流した状態にて第２スイッチング素子２をオフとする。初期状態においては第１共振コンデンサ５と第２共振コンデンサ６の接続点Ｂの電圧は電源電圧の中間電位となっているため、図８の(4)の時間とは異なる。

動作(3)
図６(Ｃ)のように、スナバコンデンサ７が充電され電源＋極と同じ電圧となると、電流は、第１ダイオード８を経由して電源＋極へ加熱コイル４の逆起電力が消滅するまで流れる。

動作(4)
図６(Ｄ)のように、スナバコンデンサ７が電源＋極と同電位となった後、スイッチング素子１をオンとする。この時、スナバコンデンサ７と電源＋極との電位差は無く、スイッチング素子１にスナバコンデンサ７への短絡電流は発生しない。加熱コイル４の逆起電力が消滅後に電源＋極よりスイッチング素子１、加熱コイル４を経由して第１共振コンデンサ５、第２共振コンデンサ６に電流が流れる。

動作(5)
図７(Ａ)のように、スイッチング素子１をオフすると、加熱コイル４の逆起電力によりスナバコンデンサ７が放電する。

動作(6)
図７(Ｂ)のように、スナバコンデンサ７が放電され、電源−極と同電位となると電流は、第２ダイオード９を経由して電源−極から加熱コイル４の逆起電力が消滅するまで流れる。

動作(7)
図７(Ｃ)のように、スナバコンデンサ７が電源−極と同電位となった後、第２スイッチング素子２をオンすると、スナバコンデンサ７は放電されており、電源−極と同電位でありスナバコンデンサ７からの短絡電流は発生しない。加熱コイル４の逆起電力が消滅後に第１共振コンデンサ５、第２共振コンデンサ６より加熱コイル４、第２スイッチング素子２を通して電源−極に電流が流れる。(7)の期間は(4)の期間と等しく、(2)，(3)，(4)，(5)，(6)，(7)で１周期の発振動作となっている。

動作(8)
図７(Ｄ)のように、発振のオフ期間である。このオフ期間は100μｓ以下であるので温度ムラへの影響はほとんど発生しないが、この時、第２スイッチング素子２をオンのままとすることにより、第１共振コンデンサ５、第２共振コンデンサ６と加熱コイル４の共振電流による加熱が見込まれる。これにより、発振のオフ期間も加熱され温度ムラを軽減する効果が発生し、熱変換効率の向上も見込める。

動作(9)
図７(Ｅ)のように、第２スイッチング素子２をオフする前または同時に第３スイッチング素子３をオフする。この時スナバコンデンサ７の両端は同電位であり、スナバコンデンサ７に電荷は蓄えられていない。Ａ点の電圧は第１ダイオード８、第２ダイオード９により中間電位となる。これによりＢ点の電位も加熱コイル４を経由して電流が流れて中間電位となる。

オフ時間を長くとる場合には、図８の動作(8)、(9)の期間を長く取ることにより可能である。また、オフ時間を短くする場合には、動作(8)の期間で共振電流により点Ｂの電圧が高くなる共振周波数のタイミングで第２スイッチング素子２、第３スイッチング素子３をオフすることにより点Ｂが中間電位となるまでの時間を短縮し、オフ期間を短くすることが可能となる。

また、加熱パワーが必要な場合、図８の(7)の動作の後に(2)〜(7)の動作を繰り返してもよい。

図９は第２実施形態に係るもので、両スイッチング素子１、２の接続点とスナバコンデンサ７との接続位置に電流検出器１５を設けた回路構成図を示す。その他の構成は、第１実施形態と同様である。電流検出器１５で電流を検出することにより、スナバコンデンサ７が充電され第１ダイオード８に電流が流れる、または、スナバコンデンサ７が放電され第２ダイオード９から電流が流れることを検出でき、両スイッチング素子１、２をオンするタイミングを得ることができる。これにより、より確実に両スイッチング素子１、２のオン時の損失を無くすことができる。制御回路３０は、第２スイッチング素子２がオンとなり第２スイッチング素子２に電流が流れていることを検出したことに基づいて、第３スイッチング素子３をオンすることにより、スイッチング損失を確実に無くすことができる。

図１０は第３実施形態に係るもので、両スイッチング素子１、２の動作タイミングを、両スイッチング素子１、２の接続点の電圧を電圧検出器（Ｂ）１７で、電源電圧を電圧検出器（Ａ）１６で測定することによって得る回路構成図を示したものである。その他の構成は、第１実施形態と同様である。電圧検出器（Ａ）１６と電圧検出器（Ｂ）１７の電圧が等しい時に第１スイッチング素子１をオンすることにより、電圧検出器（Ｂ）１７の電圧が０V時に第２スイッチング素子２をオンすることにより、スイッチング損失は無くなる。スイッチング素子３は電圧検出器（Ｂ）１７の電圧が０V時にオン、オフすることによりスイッチング損失を防げる。

図１１は第４実施形態に係る回路構成図を示す。電源＋極側の第１共振コンデンサ５に代えて充電回路１８を設けて（または、電源−極側の第２共振コンデンサ６に代えて充電回路１８を設けて）、充電回路１８または各スイッチング素子１、２により第１、第２共振コンデンサ５、６を充電することにより、前記の低出力制御を実現することも可能である。その他の構成は、第１実施形態と同様である。

この低出力制御は、共振周波数の2.5倍から3倍程度の周波数以上の周波数帯でスナバコンデンサ７の充放電が不十分となりスイッチング損失が増加する領域において使用する。それ以下の周波数帯において加熱パワーをあげる場合には、両スイッチング素子１、２のオン時間を等しく長くして制御する。この際、両スイッチング素子１、２のどちらもオフとなるデッドタイムは一定とする。この２つの制御の切り替え時の動作を以下説明する。

低出力制御から周波数制御の高出力制御に移行する場合、スナバコンデンサ７を充電する第２スイッチング素子２の最初のパルス（図８の(1)の期間）を出力後、第１スイッチング素子１のオンより高出力制御に移行する。高出力制御から低出力制御に移行する場合は、高出力制御の第１スイッチング素子１のオフ後、デッドタイムをおき低出力制御に移行する。

上記各実施形態では、第２スイッチング素子２に対して、スナバコンデンサ７およびこれに直列に接続された第３スイッチング素子３が並列に接続されているが、第１スイッチング素子１に対して、スナバコンデンサ７およびこれに直列に接続された第３スイッチング素子３が並列に接続されていてもよい。

従来の技術における回路構成図を示す。 （Ａ）（Ｂ）は、従来の技術の中出力の加熱時におけるスイッチング素子のタイミングチャートを示す。 従来の技術における回路構成図を示す。 従来の技術における間欠動作のタイミングチャートを示す。 本発明の第１実施形態に係る電磁誘導加熱装置を示す回路構成図である。 （Ａ）〜（Ｄ）は、図５の電磁誘導加熱装置における各動作区間の電流の流れを示す動作原理図である。 （Ａ）〜（Ｅ）は、図５の電磁誘導加熱装置における各動作区間の電流の流れを示す動作原理図である。 図５の電磁誘導加熱装置の動作を示すタイミングチャートである。 第２実施形態に係る電磁誘導加熱装置を示す回路構成図である。 第３実施形態に係る電磁誘導加熱装置を示す回路構成図である。 第４実施形態に係る電磁誘導加熱装置を示す回路構成図である。

符号の説明

１：第１スイッチング素子
２：第２スイッチング素子
３：第３スイッチング素子
４：加熱コイル
５：第１共振コンデンサ
６：第２共振コンデンサ
７：スナバコンデンサ
８：第１ダイオード
９：第２ダイオード
１０：第３ダイオード
１２：ドライブ回路
１３：スナバ制御回路
１５：電流検出部
１６：電圧検出部Ａ
１７：電圧検出部Ｂ
１８：充電回路
２０：電源回路
２５：インバータ回路
３０：制御回路

Claims (4)

1. 直流電流を高周波電流に変換するインバータ回路と、制御回路とを備えた電磁誘導加熱装置において、
   前記インバータ回路は、直列に接続された第１および第２スイッチング素子と、各スイッチング素子に並列に接続された第１および第２ダイオードと、直列に接続された第１および第２共振コンデンサと、これら両コンデンサの接続点と前記第１および第２スイッチング素子の接続点との間に接続された加熱コイルと、前記第１スイッチング素子または第２スイッチング素子に対して並列に接続された、スナバコンデンサおよびこれに直列に接続された第３スイッチング素子とを有し、
   前記制御回路は、低出力の加熱時における所定時点に、前記第１、第２スイッチング素子から前記スナバコンデンサへの短絡電流を防止するように、前記第１、第２スイッチング素子のオンオフと連動して前記スナバコンデンサに直列に接続された前記第３スイッチング素子をオンオフ制御する電磁誘導加熱装置。
2. 請求項１において、
   前記制御回路は、前記低出力の加熱時における、前記第１、第２スイッチング素子がともにオフとなるデッドタイムの開始時点および終了時点に、前記スナバコンデンサの両端電位が等しくなるように、前記デッドタイムの開始時点に第２スイッチング素子がオフする前または同時に前記第３スイッチング素子をオフ制御し、前記デッドタイムの終了時点に第２スイッチング素子がオンした後に前記第３スイッチング素子をオン制御する電磁誘導加熱装置。
3. 請求項１または２において、
   前記第１および第２スイッチング素子の接続点と前記スナバコンデンサ間に電流検出部を設け、
   前記制御回路は、前記電流検出部で検出された電流に基づいて前記第３スイッチング素子を制御する電磁誘導加熱装置。
4. 請求項１または２において、
   前記制御回路は、高出力時はデューティ固定とし周波数を変えることにより加熱制御を行うものであり、低出力時においては、前記第１、第２スイッチング素子のオン時間を一定としてオフ時間の長さを変えることにより、または、前記第１、第２スイッチング素子のオフ時間を一定としてオン時間の長さを変えることにより加熱制御を行う電磁誘導加熱装置。

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