JP2010093952A - 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】巻線比のみで昇圧あるいは降圧できない電圧に対応して、所定の電圧値に降圧可能であり、部品点数を削減して小型化を容易とする双方向DC／DCコンバータを提供する。
【解決手段】本発明の双方向DC/DCコンバータは、高電圧と低電圧との相互間にて、電圧変換動作を行うものであり、第１の１次側巻線と、これと同一の極性の第１の２次側巻線とからなる第１のトランスと、第２の１次側巻線と、これと逆の極性の第２の２次側巻線とからなる第２のトランスとを有し、第１及び第２の１次側巻線が直列に接続され、同様に第１及び第２の２次側巻線が直列に接続され、昇圧処理においては第１及び第２の２次側巻線に対して励磁電流を流し、第１及び第２の１次側巻線に電圧を誘起させ、一方、降圧処理においては第１及び第２の１次側巻線に励磁電流を流し、第１及び第２の２次側巻線に電圧を誘起させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、特に、広い入力電圧範囲で所定出力電圧への変圧（降圧または昇圧）を可能にした双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

通常、ＤＣ／ＤＣコンバータは、一方向に、すなわち高圧側電圧から低圧側電圧に降圧、あるいは低圧側電圧から高圧側電圧に昇圧する構成となっている。
しかしながら、車両においては、各々異なる電圧値（高圧側電圧及び低圧側電圧）を有するバッテリを用いる２つの直流電源系を有しているものがある。

そのため、高効率を求める車両において、２つの直流電源系間、すなわち低圧から高圧、あるいは高圧側電圧から低圧側電圧への電圧変換を相互に行い、限られたエネルギーを効率的に利用する動きが高まってきている。
ここで、相互に電力を融通し合う場合、一般的に、直流電源系間に直流昇圧回路と直流降圧回路とを並列に配設し、それらを適宜使用する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータの構成が採用されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００２−１６５４４８号公報

しかしながら、特許文献１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、トランスの１次側と２次側との巻数比により、双方向の変換電圧、特に昇圧動作の際に、降圧側電圧の電圧値により、昇圧電圧の上限が制限されてしまうという問題がある。
例えば、従来例のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、例えば、５０Ｖ〜１００Ｖの入力電圧を１０Ｖに降圧する構成、すなわち降圧に対応した巻数比とすると、逆に昇圧する際に５０Ｖを超える電圧を生成することができない。
そのため、従来例においては、降圧する比率に設定した巻数比を用いて昇圧する場合、所望の昇圧した電圧を得るため、別に昇圧回路を形成する必要があり、部品点数が増加し、かつ回路規模が大きくなるという問題がある。
また、昇圧動作において、高電圧側に何らかの異常が発生し、昇圧電圧の電圧値を低下させる場合、０Ｖ近傍にまで低下させることができなかった。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、昇圧電圧の生成範囲を従来例に比較して昇圧電圧の電圧値の上限値及び下限値を巻線比にて制限されずに広く（実質的に上限値は巻き数比の２倍の電圧であり、下限値は０Ｖ近傍）設定することができ、かつ部品点数を従来に比して削減することができ、コンバータ回路の小型化を容易とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、高電圧と低電圧との相互間にて、電圧変換動作を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、第１の１次側巻線と、当該第１の１次側巻線と同一の極性の第１の２次側巻線とからなる第１のトランスと、第２の１次側巻線と、当該第２の１次側巻線と逆の極性の第２の２次側巻線とからなる第２のトランスと、前記第１の１次側巻線の一端及び前記第２の１次側巻線の一端の第１の接続点と、高電圧の＋側端子との間に設けられた第１のスイッチ手段と、前記第１の接続点と、前記高電圧の−側端子に接続された第２のスイッチ手段と、前記第１の１次側巻線の他端と高電圧側の＋側端子との間に設けられた第３のスイッチ手段と、前記第１の１次側巻線の他端と高電圧側の−側端子との間に設けられた第４のスイッチ手段と、前記第２の１次側巻線の他端と高電圧側の＋側端子との間に設けられた第５のスイッチ手段と、前記第２の１次側巻線の他端と高電圧側の−側端子との間に設けられた第６のスイッチ手段と、前記第１の２次側巻線の一端及び第２の２次側巻線の一端の第２の接続点と、低電圧の＋側端子との間に設けられた第７のスイッチ手段と、前記第２の接続点と、前記低電圧の−側端子に接続された第８のスイッチ手段と、前記第１の２次側巻線の他端と低電圧側の＋側端子との間に設けられた第９のスイッチ手段と、前記第１の２次側巻線の他端と低電圧側の−側端子との間に設けられた第１０のスイッチ手段と、前記第２の２次側巻線の他端と低電圧側の＋側端子との間に設けられた第１１のスイッチ手段と、前記第２の２次側巻線の他端と低電圧側の−側端子との間に設けられた第１２のスイッチ手段とを有し、前記第１の１次側巻線と第２の１次側巻線とが直列に接続され、前記第１の２次側巻線と第２の２次側巻線とが直列に接続されていることを特徴とする。

本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段を制御する第１の制御回路と、前記第１の２次側巻線及び第２の２次側巻線に接続された第２の整流回路とをさらに有し、降圧動作において、前記第１、第４及び第６のスイッチ手段をオン状態とし、前記第２、第３及び第５のスイッチ手段をオフ状態とする第１の状態と、前記第２、第３及び第５のスイッチ手段をオン状態とし、前記第１、第４及び第６のスイッチ手段をオフ状態とする第２の状態とを周期的に繰り返し、前記第１の制御回路が、前記第１、第４及び第６のスイッチ手段と、前記第２、第３及び第５のスイッチ手段とのオンオフのタイミングを位相制御し、前記第２の整流回路が前記第１の２次側巻線と前記第２の２次側巻線に誘起される電圧の和を第２の複合電圧とし、前記第２の整流回路から出力される第２の複合電圧を平滑化して降圧電圧として出力することを特徴とする。

本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１の制御回路が、前記第１、第４及び第６のスイッチ手段と、前記第２、第３及び第５のスイッチ手段とのオンオフのタイミングを位相制御し、前記第２の複合電圧が予め設定された低電圧となるよう制御することを特徴とする。

本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第７、第８、第９、第１０、第１１及び第１２のスイッチ手段を制御する第２の制御回路と、前記第１の１次側巻線及び第２の１次側巻線に接続された第１の整流回路とをさらに有し、昇圧動作において、前記第７、第１０及び第１２のスイッチ手段をオン状態とし、前記第８、第９及び第１１のスイッチ手段をオフ状態とする第３の状態と、前記第８、第９及び第１１のスイッチ手段をオン状態とし、前記第７、第１０及び第１２のスイッチ手段をオフ状態とする第４の状態とを周期的に繰り返し、前記第１の整流回路が前記第１の１次側巻線と第２の１次側巻線に誘起される電圧の和を第１の複合電圧とし、前記第１の整流回路から出力される第１の複合電圧を平滑化して昇圧電圧として出力することを特徴とする。

本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２の制御回路が、前記第７、第１０及び第１２のスイッチ手段と、前記第８、第９及び第１１のスイッチ手段とのオンオフのタイミングを位相制御し、前記第１の複合電圧が予め設定された高電圧となるよう制御することを特徴とする。

以上説明したように、本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、第１のトランスの１次側の巻線と２次側の巻線とが同一極性となるように構成され、一方、第２のトランスの１次側の巻線と２次側の巻線とが逆極性となるように構成され、かつ第１のトランスの１次側巻線と第２のトランスの１次側巻線とが直列に接続され、第１のトランスの２次側巻線と第２のトランスの２次側巻線が直列に接続されているため、従来例と同様に巻線比及びスイッチングの制御により所定の電圧を得て、一方、低圧側から高圧側への昇圧動作、あるいは高圧側から低圧側への降圧動作において、第１のトランス及び第２のトランスにおける１次側巻線、２次側巻線が直列に接続されているため、それぞれに誘起される電圧にて得られる電圧が加算される（昇圧時に各１次側巻線に誘起される電圧の和、あるいは降圧時に各２次側巻線に有機される電圧の和となる）ことにより、巻線比に加えて、２つのトランスの各１次側巻線に誘起された電圧を加算する（昇圧時）ため、あるいは各２次側巻線に誘起された電圧を加算する（降圧時）ため、容易に変圧時の電圧を制御することが可能となる。

また、本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、昇圧時において、第１及び第２のトランスの１次側巻線を直列に接続し、昇圧電圧を高くしたことに加え、第１及び第２のトランス各々の２次側巻線の駆動を位相制御し、かつ位相が１８０°ずらして位相制御の下限値となった際、誘起される電圧値を０まで低下させることができ、昇圧電圧の電圧値の範囲を０から巻線比の２倍までとすることが可能となり、出力される昇圧電圧の範囲を、従来のＤＣ／ＤＣコンバータに比較して大幅に広げることができる。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、第１のトランスの１次側の巻線と２次側の巻線とが同一極性となるように構成され、一方、第２のトランスの１次側の巻線と２次側の巻線とが逆極性となるように構成され、降圧する際または昇圧する際において直列の出力電圧を用い、かつスイッチング手段のオンオフを位相制御するため、従来のように巻線比では対応できない昇圧電圧、あるいは降圧電圧に対応するために別の昇圧回路を設ける必要が無くなく、従来例に比較して昇圧電圧を広範囲に制御することができ、かつ従来例に比較して部品点数を抑制し、小型化及び低コスト化を実現することができるという効果が得られる。

以下、本発明の一実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを図面を参照して説明する。図１は同実施形態の構成を示すブロック図である。
本発明は、図１に示すように、高電圧ＶoHのバッテリＢ１と、低電圧ＶoLのバッテリＢ２との間にて、電圧値が低下した一方に対して、他方からエネルギを補完して電圧値の低下を抑制するために用いるＤＣ／ＤＣコンバータである。
この図において、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧処理の電圧変換（エネルギー変換）において、２次側直交変換部４がバッテリＢ２における直流の低電圧ＶoHを、一端、単相矩形波交流電圧に変換し、１次側直交変換部３がその単相矩形波交流電圧を整流して直流の高電圧ＶoHに変換する。
一方、上記双方向ＤＣ／ＤＣインバータは、降圧処理のエネルギー変換において、１次側直交変換部３がバッテリＢ１における直流の高電圧ＶoHを、一端、単相矩形波交流電圧に変換し、２次側直交変換部４がその単相矩形波交流電圧を整流して直流の低電圧ＶoLに変換する。

上記図１において、１次側直交変換部３は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタ）Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６と、第１の制御回路５から構成され、インバータ構成となっている。
トランジスタＱ１、Ｑ３、Ｑ５各々は、ドレインが高電圧バッテリＢ１の＋側端子ＴVoHに接続されている。
一方、トランジスタＱ２，Ｑ４、Ｑ６各々は、ソースが高電圧バッテリＢ１の−側端子ＴVoHLに接続されている。
また、トランジスタＱ１のソースはトランジスタＱ２のドレインと接続点Ｋ１にて接続し、トランジスタＱ３のソースはトランジスタＱ４のドレインと接続点Ｋ２にて接続し、トランジスタＱ５のソースはトランジスタＱ６のドレインと接続点Ｋ３にて接続されている。

また、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５及びＱ６各々は、それぞれのゲートに対して、上記第１の制御回路５から制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６それぞれが入力されている。
上記第１の制御回路５は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力し、１次側巻線１Ｌと１次側巻線２Ｌとの各々に流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１の１次側巻線１Ｌとトランス２の１次側巻線２Ｌとのそれぞれに対して単相矩形波交流電圧が印加される。
ここで、トランジスタＱ１及びＱ２と、トランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５及びＱ６とのそれぞれが制御の組を構成している。すなわち、トランジスタＱ３とトランジスタＱ５には同一の制御信号（制御信号Ｓ３＝制御信号Ｓ５）が印加され、同様に、トランジスタＱ４とトランジスタＱ６には同一の制御信号（制御信号Ｓ４＝制御信号Ｓ６）が印加される。

２次側直交変換部４は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタ）Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２と、第２の制御回路６から構成されている。
トランジスタＱ７、Ｑ９、Ｑ１１各々は、ドレインが低電圧バッテリＢ２の＋側端子ＴVoLに接続されている。
一方、トランジスタＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２各々は、ソースが低電圧バッテリＢ２の−側端子ＴVoLLに接続されている。
また、トランジスタＱ７のソースはトランジスタＱ８のドレインと接続点ｍ１にて接続し、トランジスタＱ９のソースはトランジスタＱ１０のドレインと接続点ｍ２にて接続し、トランジスタＱ１１のソースはトランジスタＱ１２のドレインと接続点ｍ３にて接続されている。

また、トランジスタＱ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１及びＱ１２各々は、それぞれのゲートに対して、上記第２の制御回路６から制御信号Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９、Ｓ１０、Ｓ１１、Ｓ１２それぞれが入力されている。
上記第２制御回路６は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力し、２次側巻線１Ａと２次側巻線２Ａとの各々に流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１の２次側巻線１Ａとトランス２の２次側巻線２Ａとのそれぞれに対して単相矩形波交流電圧が印加される。
ここで、トランジスタＱ７及びＱ８と、トランジスタＱ９、Ｑ１０、Ｑ１１及びＱ１２とのそれぞれが制御の組を構成している。すなわち、トランジスタＱ９とトランジスタＱ１１には同一の制御信号（制御信号Ｓ９＝制御信号Ｓ１１）が印加され、同様に、トランジスタＱ１０とトランジスタＱ１２には同一の制御信号（制御信号Ｓ１０＝制御信号Ｓ１２）が印加される。

また、第２の制御回路６は、昇圧動作において、トランジスタＱ７及びＱ８各々のオン／オフ制御を行う周期と、トランジスタＱ９、Ｑ１１各々とＱ１０、Ｑ１２各々とのオン／オフ制御を行う周期と、の位相を変化させる位相制御により、直列に接続された２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａを駆動し、直列に接続された１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起される電圧を制御し、昇圧される昇圧電圧の電圧値、すなわち高電圧が予め設定した電圧値となるよう制御を行う。

すなわち、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ７及びＳ８を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルに変化させる周期と、制御信号Ｓ９（＝Ｓ１１）及び制御信号Ｓ１０（＝Ｓ１２）を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルに変化させる周期と、の位相を変化させる位相制御により昇圧電圧の電圧値を制御する。
上述したように、２次側直交変換部４において、トランジスタＱ７〜トランジスタＱ１２からなる複合スイッチの構造は、直列に接続された２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａ各々に対し逆の極性の単相矩形波交流電圧を生成するインバータ構成となっている。
詳細は後述するが、上記単相矩形波交流電圧に対応し、１次側直交変換部３は、２次側巻線１Ａ及び２Ａに流れる電流により、１次側巻線１Ｌと、１次側巻線２Ｌとのそれぞれに、互いに同位相にて誘起される電圧を、加算して単相全波整流を行い高電圧ＶoHの生成を行う。

この１次側直交変換部３は、トランジスタＱ１〜トランジスタＱ６それぞれの寄生ダイオードＤ１〜寄生ダイオードＤ６によるフルブリッジ整流により、直列接続された１次側巻線１Ｌ及び２Ｌ間に誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
また、昇圧動作において、上述したようなフルブリッジ整流を行うのではなく、トランジスタＱ７〜Ｑ１２の上述したスイッチングに同期して、第１の制御回路５は、トランジスタＱ１〜Ｑ６のオンオフを行う同期整流により、１次側巻線１Ｌ，２Ｌに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。

また、第１の制御回路５は、降圧動作において、トランジスタＱ１及びＱ２各々のオン／オフ制御を行う周期と、トランジスタＱ３、Ｑ５各々とＱ４、Ｑ６各々とのオン／オフ制御を行う周期と、の位相を変化させる位相制御により、直列に接続された１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌを駆動し、直列に接続された２次側巻線１Ａ及び２Ａに誘起される電圧を制御し、降圧される降圧電圧の電圧値、すなわち低電圧が予め設定した電圧値となるよう制御を行う。
すなわち、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１及びＳ２を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルに変化させる周期と、制御信号Ｓ３（＝Ｓ５）及びＳ４（＝Ｓ６）を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルに変化させる周期と、の位相を変化させる位相制御により降圧電圧の電圧値を制御する。

上述したように、１次側直交変換部３において、トランジスタＱ１〜Ｑ６からなる複合スイッチの構造は２つの単相矩形波交流電圧を生成するインバータ構成となっている。
詳細は後述するが、上記単相矩形波交流電圧に対応し、２次側直交変換部４は、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに流れる電流により、２次側巻線１Ａと、２次側巻線２Ａとのそれぞれに、互いに同位相にて誘起される電圧を、加算して単相全波整流を行い低電圧ＶOLの生成を行う。
この２次側直交変換部４は、トランジスタＱ７〜Ｑ１２それぞれの寄生ダイオードＤ７〜Ｄ１２によるフルブリッジ整流により、直列接続された２次側巻線１Ａ及び２Ａ間に誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
また、降圧動作において、上述したようなフルブリッジ整流を行うのではなく、トランジスタＱ１〜Ｑ６の上述したスイッチングに同期して、第２の制御回路６は、トランジスタＱ７〜Ｑ１２のオンオフを行う同期整流により、２次側巻線１Ａ，２Ａに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。

トランス１は１次側巻線１Ｌと、２次側巻線１Ａとにて構成されている。トランス１において、例えば、１次側巻線１Ｌと２次側巻線１Ａとの巻き数比はＮ：１とする。ここで、１次側巻線１Ｌと２次側巻線１Ａとは、互いに巻線の極性が同一極性になるように接続されている。
ここで、１次側巻線１Ｌの一方の端子には直列にリーケージインダクタ１ＬＬが接続され、２次側巻線１Ａの一方の端子には直列にリーケージインダクタ１LAが接続されている。すなわち、リーケージインダクタ１ＬＬは１次側巻線１Ｌの端子Ｔ1LBとトランス１の端子Ｔ1Lとの間に接続され、リーケージインダクタ１LAは２次側巻線１Ａの端子Ｔ1BBとトランス１の端子T1Bとの間に接続されている。

また、同様に、トランス２は１次側巻線２Ｌと、２次側巻線２Ａとにて構成されている。トランス２において、例えば、１次側巻線２Ｌと２次側巻線２Ａとの巻き数比は、トランス１と同様にＮ：１とする。ここで、１次側巻線２Ｌと２次側巻線２Ａとは、互いに巻線の極性が逆極性になるように接続されている。
ここで、１次側巻線２Ｌの一方の端子には直列にリーケージインダクタ２ＬＬが接続され、２次側巻線２Ａの一方の端子には直列にリーケージインダクタ２LAが接続されている。すなわち、リーケージインダクタ２ＬＬは１次側巻線２Ｌの端子Ｔ2LBとトランス２の端子Ｔ2Lとの間に接続され、リーケージインダクタ２LAは２次側巻線２Ａの端子Ｔ2BBとトランス２の端子T2Bとの間に接続されている。

また、上述したリーケージインダクタ１ＬＬを１次巻線１Ｌでなく２次巻線１Ａに設け、リーケージインダクタ２ＬＬを１次巻線２Ｌではなく２次巻線２Ａに設けるようにしても良い。
また、リーケージインダクタ１ＬＬをトランス１の寄生インダクタを利用しても良く、リーケージインダクタ２ＬＬをトランス２の寄生インダクタを利用しても良い。
また、リーケージインダクタ１ＬＬ及び２ＬＬを、ＤＣ／ＤＣコンバータの装置外に設けるようにしても良い。

上述したように、本実施形態においては、１次側直交変換部３及び２次側直交変換部４それぞれにチョークコイルを用いずに、単相矩形波交流電圧の整流動作における平滑化に対し、上記トランス１及びトランス２の１次側巻線のリーケージインダクタ１ＬＬ及び２ＬＬと、２次側巻線のリーケージインダクタ１ＡＬ及び２ＡＬとを利用している。ここで、リーケージインダクタ１ＬＬ、２ＬＬ、１ＡＬ及び２ＡＬは、上述したようにトランスのリーケージを用いても良いし、別に付加してもかまわないが、上述したように各トランスのリーケージを使用することにより部品点数を低減させることができる。

１次側直交変換部３において、１次側巻線１Ｌの端子Ｔ1LM（リーケージインダクタ１ＬＬと接続されていない他方の端子）は、上記接続点Ｋ３に接続されている。リーケージインダクタ２ＬＬの端子Ｔ2L（１次側巻線２Ｌと接続されていない他方の端子）は接続点Ｋ１に接続されている。リーケージインダクタ１ＬＬの端子ＴIL（１次側巻線１Ｌと接続されていない他方の端子）と、１次側巻線２Ｌの端子Ｔ2LM（リーケージインダクタ２ＬＬと接続されていない他方の端子）とは接続点Ｋ１に接続されている。
すなわち、トランス１の１次側巻線１Ｌとトランス２の１次側巻線２Ｌとは、各々リーケージインダクタ１ＬＬ，２ＬＬが直列に介挿された構成にて接続点Ｋ３と接続点Ｋ５との間にて直列に接続されている。

一方、２次側直交変換部４において、２次側巻線１Ａの一方の端子Ｔ1AMは、上記接続点ｍ９に接続されている。２次側巻線１Ａの他方端子Ｔ1Bは接続点ｍ７に接続されている。２次側巻線２Ａの端子Ｔ2AMは接続点ｍ７に接続されている。２次側巻線２Ａの端子Ｔ2Bは接続点ｍ１１接続されている。
すなわち、トランス１の２次側巻線２Ｌとトランス２の２次側巻線２Ａとは、接続点ｍ９と接続点ｍ１１との間にて直列に接続されている。

上述したように、本実施形態においては、１次側巻線１Ｌと２次側巻線２Ｌとが互いに巻線の極性が同一極性として直列に接続され、２次側巻線１Ａと２次側巻線２Ａとが互いに巻線の極性が逆極性として直列に接続され、トランス１において１次側巻線１Ｌと２次側巻線１Ａとの巻線が同一極性となるよう配置され、トランス２において１次側巻線２Ｌと２次側巻線２Ａとの巻線が逆極性となるよう配置されている。
このため、昇圧時において、トランジスタＱ７、Ｑ１０、Ｑ１２をオンとし、トランジスタＱ８、Ｑ９、Ｑ１１をオフとする第１周期と、トランジスタＱ７、Ｑ１０、Ｑ１２をオフとし、トランジスタＱ８、Ｑ９、Ｑ１１をオンとする第２周期とを交互に繰り返すことにより、２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａに互いに逆方向の励磁電流が流れることになる。ここで、２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａ各々における巻線の極性が逆であるため、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌには同一極性の電圧が発生し（１次側及び２次側巻線の巻線比に対応した電圧が発生し）、それぞれの電圧が加算された単相矩形波交流電圧が、１次側直交変換部３における寄生ダイオードＤ１〜Ｄ６によりフルブリッジ整流されることになる。

同様に、降圧時において、トランジスタＱ１、Ｑ４、Ｑ６をオンとし、トランジスタＱ２、Ｑ３、Ｑ５をオフとする第１周期と、トランジスタＱ１、Ｑ４、Ｑ６をオフとし、トランジスタＱ２、Ｑ３、Ｑ５をオンとする第２周期とを交互に繰り返すことにより、１次側巻線１Ｌ及び２次側巻線２Ａに互いに逆方向の励磁電流が流れることになる。ここで、２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａ各々における巻線の極性が逆であるため、２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａには同一極性の電圧が発生し（１次及び２次側巻線の巻線比に対応した電圧が発生し）、それぞれの電圧が加算された単相矩形波交流電圧が、２次側直交変換部４における寄生ダイオードＤ７〜Ｄ１２によりフルブリッジ整流されることになる。

次に、図１及び図２を用いて、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる昇圧動作を説明する。図２は本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる低電圧から高電圧への昇圧動作を説明するＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作のタイミングチャートを示す。ここで、低電圧から高電圧への昇圧処理とは、例えば数十Ｖの電圧から１００Ｖ程度の電圧への変換処理をいう。２次側直交変換部４において位相制御の降圧処理を行い、１次側直交変換部３において、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起される単相矩形波交流電圧に対するフルブリッジ整流が行われ、高電圧が生成される。このとき、第１の制御回路５は、トランジスタＱ１〜Ｑ６に対して「Ｌ」レベルの制御信号Ｓ１〜Ｓ６を出力している。このため、トランジスタＱ１〜Ｑ６は全てオフ状態となっている。

以下の説明において、整流動作は、ダイオードＤ１〜Ｄ６によるフルブリッジ整流にて、直列接続された１次側巻線１Ｌと、１次側巻線２Ｌとにそれぞれ誘起される単相矩形波交流電圧の整流を行う。
また、すでに述べたように、トランジスタＱ１〜Ｑ６をスイッチングする同期整流にて１次側巻線１Ｌと、１次側巻線２Ｌとに誘起される単相矩形波交流電圧に対する整流を行う方式にて整流動作を行っても良い。

以下の説明に用いる図２において、トランジスタＱ７及びＱ８をオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ１とし、トランジスタＱ９及びＱ１１と、トランジスタＱ１０及びＱ１２とをオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ２とし、上記周期Ｔ１に対する周期Ｔ２との位相のずれをΔＴとする。ここで、周期Ｔ２は周期Ｔ１に対して位相がΔＴ進んでいる。ここで、周期Ｔ１及び周期Ｔ２は、双方ともに、すでに説明した第１周期及び第２周期から構成されている。
また、例えば、１次側巻線１Ｌと２次側巻線１Ａとの巻線比をＮ：１とし、同様に、１次側巻線２Ｌと２次側巻線２Ａとの巻線比をＮ：１とする。また、１次側巻線１Ｌと１次側巻線２Ｌとは巻線の巻数が同様である。

＜周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相が１８０°（＝ΔＴ）ずれている場合：図２（ａ）＞
時刻ｔ１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ７、制御信号Ｓ１０、制御信号Ｓ１２を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ８、制御信号Ｓ９、制御信号Ｓ１１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した各制御信号の変化によって、トランジスタＱ７、トランジスタＱ１０及びトランジスタＱ１２はオンとなり、一方トランジスタＱ８、トランジスタＱ９及びトランジスタＱ１１はオフとなる。

これにより、２次側巻線１Ａに電流ｉT1（端子Ｔ1B→端子Ｔ1AM）が流れ、２次側巻線２Ａに、上記電流ｉT1と逆の方向に電流ｉT2（端子Ｔ2AM→端子Ｔ2B）が流れることにより、１次側巻線１ＬにＮ×ＶoL（＝ＶT1）の電圧が誘起され、1次側巻線２ＬにＮ×ＶoL（＝ＶT2）の電圧が誘起される。ここで、電流ｉT1と電流ｉT2との励磁電流の流れる方向が逆であるが、２次側巻線１Ａに対して２次側巻線２Ａの巻線の極性が逆極性であり、かつ１次側巻線１Ｌに対して１次側巻線２Ｌの巻線の極性が同一極性であるため、直列接続された１次側巻線１Ｌと１次側巻線２Ｌとの各々において、同一極性の電圧ＶT1、ＶT2が誘起されることとなる。
ここで、１次側巻線１Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLと、１次側巻線２Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLとが加算され、ダイオードＤ３を介して＋側端子ＴVOHへ出力される。
これにより、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、高電圧ＶoHが出力される。

次に、時刻ｔ２において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ７、制御信号Ｓ１０、制御信号Ｓ１２を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ８、制御信号Ｓ９、制御信号Ｓ１１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
上述した各制御信号の変化によって、トランジスタＱ７、トランジスタＱ１０及びトランジスタＱ１２はオフとなり、一方トランジスタＱ８、トランジスタＱ９及びトランジスタＱ１１はオンとなる。

これにより、２次側巻線１Ａに電流ｉR1（端子Ｔ1AM→端子Ｔ1B）が流れ、２次側巻線２Ａに、上記電流ｉR1と逆の方向に電流ｉR2（端子Ｔ2B→端子Ｔ2AM）が流れることにより、１次側巻線１ＬにＮ×ＶoL（＝ＶR1）の電圧が誘起され、1次側巻線２ＬにＮ×ＶoL（＝ＶR2）の電圧が誘起される。ここで、電流ｉR1と電流ｉR2との励磁電流の流れる方向が逆であるが、２次側巻線１Ａに対して２次側巻線２Ａの巻線の極性が逆極性であり、かつ１次側巻線１Ｌに対して１次側巻線２Ｌの巻線の極性が同一極性であるため、直列接続された１次側巻線１Ｌと１次側巻線２Ｌとの各々において、同一極性の電圧ＶR1、ＶR2が誘起されることとなる。
ここで、１次側巻線１Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLと、１次側巻線２Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLとが加算され、ダイオードＤ５を介して＋側端子ＴVOHへ出力される。
これにより、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、高電圧ＶoHが出力される。

＜周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相が９０°（＝ΔＴ）ずれている場合：図２（ｂ）＞
時刻ｔ１より前の時刻において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ７，Ｓ９及びＳ１１を「Ｌ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ８、Ｓ１０及びＳ１２を「Ｈ」レベルにて出力している。このため、トランジスタＱ７，Ｑ９及びＱ１１はオフとなり、トランジスタＱ８、Ｑ１０及びＱ１２はオンしている。この時点においては、電流経路が形成されずに、２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａに対しては励磁電流が流れないため、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌには電圧は誘起されない。

時刻ｔ１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ７を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ８を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ７はオンとなり、一方トランジスタＱ８はオフとなる。
このとき、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ１０及びＳ１２を「Ｈ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ９及びＳ１１を「Ｌ」レベルにて出力している。
したがって、トランジスタＱ１０及びＱ１２はオン状態であり、トランジスタＱ９及びＱ１１はオフ状態にある。

上述したように、トランジスタＱ７，Ｑ１０，Ｑ１２がオン状態であり、トランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ１１がオフ状態にあるため、トランジスタＱ７からトランジスタＱ１０及びＱ１２を介して、２次側巻線１Ａに電流ｉT1（端子Ｔ1B→端子Ｔ1AM）が流れ、また、２次側巻線２Ａに電流ｉT2が、それぞれ励磁電流として流れる。
これにより、トランス１の１次側巻線１Ｌに電圧Ｎ×ＶoLが誘起され、１次側巻線２Ｌに電圧Ｎ×ＶoLが誘起される。
ここで、１次側巻線１Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLと、１次側巻線２Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLとが加算され、ダイオードＤ３を介して＋側端子ＴVOHへ出力される。
これにより、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、高電圧ＶoHが出力される。

次に、時刻ｔ１１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９及びＳ１１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ１０及びＳ１２を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このとき、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ７を「Ｈ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ８を「Ｌ」レベルにて出力している。
上述したように、トランジスタＱ７，Ｑ９，Ｑ１１がオン状態であり、トランジスタＱ８，Ｑ１０，Ｑ１２がオフ状態にあるため、２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａに対して励磁電流を流す経路が無くなり、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌには電圧が誘起されない。

次に、時刻ｔ２において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ７を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ８を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ７はオフとなり、一方トランジスタＱ８はオンとなる。
また、このとき、トランジスタＱ９及びＱ１１はオンであり、一方トランジスタＱ１０及びＱ１２はオフである。

上述したように、トランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ１１がオン状態であり、トランジスタＱ７，Ｑ１０，Ｑ１２がオフ状態にあるため、トランジスタＱ９及びＱ１１からトランジスタＱ８を介して、２次側巻線１Ａに電流ｉR1（端子Ｔ1AM→端子Ｔ1B）が流れ、また２次側巻線２Ａに電流ｉR2（端子Ｔ2B→端子Ｔ2AM）がそれぞれ励磁電流として流れる。
これにより、直列接続された１次側巻線１Ｌと１次側巻線２Ｌとの各々において、同一極性の電圧ＶR1（電圧Ｎ×ＶoL）、ＶR2（電圧Ｎ×ＶoL）が誘起されることとなる。
ここで、１次側巻線１Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLと、１次側巻線２Ｌに誘起された電圧Ｎ×ＶoLとが加算され、ダイオードＤ５を介して＋側端子ＴVOHへ出力される。
これにより、＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、高電圧ＶoHが出力される。

次に、時刻ｔ２１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９及びＳ１１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ１０及びＳ１２を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化により、トランジスタＱ９及びＱ１１がオフとなり、トランジスタＱ１０及びＱ１２がオンとなる。
このとき、トランジスタＱ７はオフであり、一方トランジスタＱ８はオンである。
すなわち、トランジスタＱ８，Ｑ１０，Ｑ１２がオン状態であり、トランジスタＱ７，Ｑ９，Ｑ１１がオフ状態にあるため、２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａに対して励磁電流を流す経路が無くなり、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌには電圧が誘起されない。

図２（ｂ）の場合、周期Ｔ１に対して周期Ｔ２の位相が９０°ずれているため、トランス１及び２それぞれの単相矩形波交流電圧の幅が１８０゜の半分となり、この半分の期間において単相矩形波交流電圧が１次側巻線に誘起されることになり、１次側直交変換部３において、その単相矩形波交流電圧にパルス幅に対応した単相全波整流が行われ、位相ずれΔＴに対応した電圧値の高電圧ＶoHが生成される。
時刻ｔ３〜時刻ｔ５１においても、時刻ｔ１〜時刻ｔ２１の動作が繰り返して行われ、低電圧から高電圧に電圧を昇圧させる処理が行われる。

また、図２（ｂ）において、周期Ｔ１及び周期Ｔ２の時間長は等しく、制御信号Ｓ７及びＳ８と、制御信号Ｓ９、Ｓ１０、Ｓ１１、Ｓ１２とは、上記周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相がΔＴ＝９０゜ずれている。
また、周期Ｔ１に対して周期Ｔ２の位相が１８０°ずらすことにより、トランジスタＱ８，Ｑ１０，Ｑ１２がオン状態でトランジスタＱ７，Ｑ９，Ｑ１１がオフ状態となるか、あるいはトランジスタＱ８，Ｑ１０，Ｑ１２がオフ状態でトランジスタＱ７，Ｑ９，Ｑ１１がオン状態となるかのいずれかとなり、２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａには励磁電流が流れずに、位相制御により昇圧電圧を０Ｖにまで低下させることができる。

したがって、図２（ａ）及び図２（ｂ）にて説明したように、制御信号Ｓ７及び制御信号Ｓ８の信号レベルの変化の位相に対し、制御信号Ｓ９及びＳ１１と、Ｓ１０及びＳ１１との「Ｈ」レベル及び「Ｌ」レベルに変化する周期の位相のずれを変化（調整）させることにより、励磁電流が２次側巻線１Ａ及び２Ａに流れる期間（時間長）を制御し、１次側巻線に誘起される電圧パルスの幅を制御し、高電圧ＶoHの電圧値を、０Ｖ〜２Ｎ×ＶoLの電圧範囲において任意に制御することができる。

次に、図３及び図４を用いて、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる昇圧動作を説明する。図３は、図１における降圧動作における励磁電流及び誘起される電圧の関係を代えた図であり、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成としては図１と同様である。図４は本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる高電圧から低電圧への降圧動作を説明するＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャートである。ここで、高電圧から低電圧への降圧処理とは、例えば１００Ｖ程度の電圧から数Ｖ程度の電圧への変換処理をいう。１次側直交変換部３において位相制御の降圧処理を行い、２次側直交変換部４において、２次側巻線１Ａ及び２Ａに誘起される単相矩形波交流電圧に対するフルブリッジ整流が行われ、低電圧が生成される。このとき、第２の制御回路６は、トランジスタＱ７〜Ｑ１２に対して「Ｌ」レベルの制御信号Ｓ７〜Ｓ１２を出力している。このため、トランジスタＱ７〜Ｑ１２は全てオフ状態となっている。

以下の説明において、整流動作は、寄生ダイオードＤ７〜Ｄ１２によるフルブリッジ整流にて、直列接続された２次側巻線１Ａと、２次側巻線２Ａとにそれぞれ誘起される単相矩形波交流電圧の整流を行う。
また、すでに述べたように、トランジスタＱ７〜Ｑ１２をスイッチングする同期整流にて２次側巻線１Ａと、２次側巻線２Ａとに誘起される単相矩形波交流電圧に対する整流を行う方式にて整流動作を行っても良い。

以下の説明に用いる図４において、トランジスタＱ１及びＱ２をオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ３とし、トランジスタＱ３及びＱ５と、トランジスタＱ４及びＱ６とをオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ４とし、上記周期Ｔ３に対する周期Ｔ４との位相のずれをΔＴとする。ここで、周期Ｔ４は周期Ｔ３に対して位相がΔＴ進んでいる。ここで、周期Ｔ３あるいは周期Ｔ４は、すでに説明した第１周期及び第２周期から構成されている。
また、例えば、昇圧動作の説明と同様に、１次側巻線１Ｌと２次側巻線１Ａとの巻線比をＮ：１とし、同様に、１次側巻線２Ｌと２次側巻線２Ａとの巻線比をＮ：１とする。また、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌとの巻線の巻数は同様である。

＜周期Ｔ３と周期Ｔ４との位相が１８０°（＝ΔＴ）ずれている場合：図４（ａ）＞
時刻ｔ１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１、制御信号Ｓ４、制御信号Ｓ６を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ２、制御信号Ｓ３、制御信号Ｓ５を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した各制御信号の変化によって、トランジスタＱ１、トランジスタＱ４及びトランジスタＱ６はオンとなり、一方トランジスタＱ２、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ５はオフとなる。

これにより、１次側巻線１Ｌに電流ｉT3（端子Ｔ1L→端子Ｔ1LM）が流れ、１次側巻線２Ｌに、上記電流ｉT3と逆の方向に電流ｉT4（端子Ｔ2LM→端子Ｔ2L）が流れることにより、２次側巻線１Ａに（１／Ｎ）×ＶoH（＝ＶT3）の電圧が誘起され、２次側巻線２Ａに（１／Ｎ）×ＶoH（＝ＶT4）の電圧が誘起される。ここで、電流ｉT3と電流ｉT4との励磁電流の流れる方向が逆であるが、２次側巻線１Ａに対して２次側巻線２Ａの巻線の極性が逆極性であり、かつ１次側巻線１Ｌに対して１次側巻線２Ｌの巻線の極性が同一極性であるため、直列接続された２次側巻線１Ａと２次側巻線２Ａとの各々において、同一極性の電圧ＶT3、ＶT4が誘起されることとなる。
ここで、２次側巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）×ＶoHと、２次側巻線２Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）×ＶoHとが加算され、ダイオードＤ９を介して＋側端子ＴVOLへ出力される。
これにより、＋側端子ＴVoLと−側端子ＴVoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、低電圧ＶoLが出力される。

次に、時刻ｔ２において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１、制御信号Ｓ４、制御信号Ｓ６を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ２、制御信号Ｓ３、制御信号Ｓ５を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
上述した各制御信号の変化によって、トランジスタＱ１、トランジスタＱ４及びトランジスタＱ６はオフとなり、一方トランジスタＱ２、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ５はオンとなる。

これにより、１次側巻線１Ｌに電流ｉR3（端子Ｔ1LM→端子Ｔ1L）が流れ、１次側巻線２Ｌに上記電流ｉR3と逆の方向に電流ｉR4（端子Ｔ2L→端子Ｔ2LM）が流れることにより、２次側巻線１Ａに（１／Ｎ）×ＶoH（＝ＶR3）の電圧が誘起され、２次側巻線２Ａに（１／Ｎ）×ＶoH（＝ＶR4）の電圧が誘起される。ここで、電流ｉR3と電流ｉR4との励磁電流の流れる方向が逆であるが、２次側巻線１Ａに対して２次側巻線２Ａの巻線の極性が逆極性であり、かつ１次側巻線１Ｌに対して１次側巻線２Ｌの巻線の極性が同一極性であるため、直列接続された２次側巻線１Ａと２次側巻線２Ａとの各々において、同一極性の電圧ＶR3、ＶR4が誘起されることとなる。
ここで、２次側巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）×ＶoHと、２次側巻線２Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）×ＶoHとが加算され、ダイオードＤ１１を介して＋側端子ＴVOLへ出力される。
これにより、＋側端子ＴVoLと−側端子ＴVoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、低電圧ＶoLが出力される。

＜周期Ｔ３と周期Ｔ４との位相が９０°（＝ΔＴ）ずれている場合：図４（ｂ）＞
時刻ｔ１より前の時刻において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１，Ｓ３及びＳ５を「Ｌ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ２、Ｓ４及びＳ６を「Ｈ」レベルにて出力している。このため、トランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ５はオフとなり、トランジスタＱ２、Ｑ４及びＱ６はオンしている。この時点においては、電流経路が形成されずに、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌに対しては励磁電流が流れないため、２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａには電圧は誘起されない。

時刻ｔ１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ２を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ１はオンとなり、一方トランジスタＱ２はオフとなる。
このとき、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ４及びＳ６を「Ｈ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ３及びＳ５を「Ｌ」レベルにて出力している。
したがって、トランジスタＱ４及びＱ６はオン状態であり、トランジスタＱ３及びＱ５はオフ状態にある。

上述したように、トランジスタＱ１，Ｑ４，Ｑ６がオン状態であり、トランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ５がオフ状態にあるため、トランジスタＱ１からトランジスタＱ４及びＱ６を介して、１次側巻線１Ｌに電流ｉT3（端子Ｔ1L→端子Ｔ1LM）が流れ、また、１次側巻線２Ｌに電流ｉT4が、それぞれ励磁電流として流れる。
これにより、トランス１の２次側巻線１Ａに電圧（１／Ｎ）×ＶoHが誘起され、２次側巻線２Ａに電圧（１／Ｎ）×ＶoHが誘起される。
ここで、２次側巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）×ＶoHと、２次側巻線２Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）×ＶoHとが加算され、ダイオードＤ９を介して＋側端子ＴVOLへ出力される。
これにより、＋側端子ＴVoLと−側端子ＴVoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、低電圧ＶoLが出力される。

次に、時刻ｔ１１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ３及びＳ５を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ４及びＳ６を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このとき、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１を「Ｈ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ２を「Ｌ」レベルにて出力している。
上述したように、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５がオン状態であり、トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６がオフ状態にあるため、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌに対して励磁電流を流す経路が無くなり、２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａには電圧が誘起されない。

次に、時刻ｔ２において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ２を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ１はオフとなり、一方トランジスタＱ２はオンとなる。
また、このとき、トランジスタＱ３及びＱ５はオンであり、一方トランジスタＱ４及びＱ６はオフである。

上述したように、トランジスタＱ２，Ｑ３，Ｑ５がオン状態であり、トランジスタＱ１，Ｑ４，Ｑ６がオフ状態にあるため、トランジスタＱ３及びＱ５からトランジスタＱ２を介して、１次側巻線１Ｌに電流ｉR3（端子Ｔ1LM→端子Ｔ1L）が流れ、また１次側巻線２Ｌに電流ｉR4（端子Ｔ2L→端子Ｔ2LM）がそれぞれ励磁電流として流れる。
これにより、直列接続された２次側巻線１Ａと２次側巻線２Ａとの各々において、同一極性の電圧ＶR3（電圧（１／Ｎ）×ＶoH）、ＶR4（電圧（１／Ｎ）×ＶoH）が誘起されることとなる。
ここで、２次側巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）×ＶoHと、２次側巻線２Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）×ＶoHとが加算され、ダイオードＤ１１を介して＋側端子ＴVOLへ出力される。
これにより、＋側端子ＴVoLと−側端子ＴVoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬＡ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化され、低電圧ＶoLが出力される。

次に、時刻ｔ２１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ３及びＳ５を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ４及びＳ６を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化により、トランジスタＱ３及びＱ５がオフとなり、トランジスタＱ４及びＱ５がオンとなる。
このとき、トランジスタＱ１はオフであり、一方トランジスタＱ２はオンである。
すなわち、トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６がオン状態であり、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５がオフ状態にあるため、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌに対して励磁電流を流す経路が無くなり、２次側巻線１Ａ及び２次側巻線２Ａには電圧が誘起されない。

図４（ｂ）の場合、周期Ｔ３に対して周期Ｔ４の位相が９０°ずれているため、トランス１及び２それぞれの単相矩形波交流電圧の幅が１８０゜の半分となり、この半分の期間において単相矩形波交流電圧が２次側巻線に誘起されることになり、２次側直交変換部４において、その単相矩形波交流電圧にパルス幅に対応したフルブリッジ整流が行われ、位相ずれΔＴに対応した電圧値の低電圧ＶoLが生成される。
時刻ｔ３〜時刻ｔ５１においても、時刻ｔ１〜時刻ｔ２１の動作が繰り返して行われ、高電圧から低電圧に電圧を降圧させる処理が行われる。

また、図４（ｂ）において、周期Ｔ３及び周期Ｔ４の時間長は等しく、制御信号Ｓ１及びＳ２と、制御信号Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６とは、上記周期Ｔ３と周期Ｔ４との位相がΔＴ＝９０゜ずれている。
また、周期Ｔ３に対して周期Ｔ４の位相を１８０°ずらすことにより、トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６がオン状態でトランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５がオフ状態となるか、あるいはトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６がオフ状態でトランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ４がオン状態となるかのいずれかとなり、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌには励磁電流が流れずに、位相制御により降圧電圧を０Ｖにまで低下させることができる。

したがって、図４（ａ）及び図４（ｂ）にて説明したように、制御信号Ｓ１及び制御信号Ｓ２の信号レベルの変化の位相に対し、制御信号Ｓ３及びＳ５と、Ｓ４及びＳ６との「Ｈ」レベル及び「Ｌ」レベルに変化する周期の位相のずれを変化（調整）させることにより、励磁電流が１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに流れる期間（時間長）を制御し、２次側巻線に誘起される電圧パルスの幅を制御し、低電圧ＶoLの電圧値を、０Ｖ〜２（１／Ｎ）×ＶoHの電圧範囲において任意に制御することができる。

本発明の一実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す図である。 図１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の一実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示し、降圧動作の説明を行う図である。 図１の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作を説明するタイミングチャートである。

符号の説明

１，２…トランス
１Ａ，２Ａ…２次側巻線
１Ｌ，２Ｌ…１次側巻線
１ＬＬ，２ＬＬ…リーケージインダクタ
３…１次側直交変換部
４…２次側直交変換部
５…第１の制御回路
６…第２の制御回路
Ｂ１，Ｂ２…バッテリ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ７，Ｄ８，Ｄ８，Ｄ９，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２…ダイオード
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２…トランジスタ

Claims (5)

1. 高電圧と低電圧との相互間にて、電圧変換動作を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   第１の１次側巻線と、当該第１の１次側巻線と同一の極性の第１の２次側巻線とからなる第１のトランスと、
   第２の１次側巻線と、当該第２の１次側巻線と逆の極性の第２の２次側巻線とからなる第２のトランスと、
   前記第１の１次側巻線の一端及び前記第２の１次側巻線の一端の第１の接続点と、高電圧の＋側端子との間に設けられた第１のスイッチ手段と、
   前記第１の接続点と、前記高電圧の−側端子に接続された第２のスイッチ手段と、
   前記第１の１次側巻線の他端と高電圧側の＋側端子との間に設けられた第３のスイッチ手段と、
   前記第１の１次側巻線の他端と高電圧側の−側端子との間に設けられた第４のスイッチ手段と、
   前記第２の１次側巻線の他端と高電圧側の＋側端子との間に設けられた第５のスイッチ手段と、
   前記第２の１次側巻線の他端と高電圧側の−側端子との間に設けられた第６のスイッチ手段と、
   前記第１の２次側巻線の一端及び第２の２次側巻線の一端の第２の接続点と、低電圧の＋側端子との間に設けられた第７のスイッチ手段と、
   前記第２の接続点と、前記低電圧の−側端子に接続された第８のスイッチ手段と、
   前記第１の２次側巻線の他端と低電圧側の＋側端子との間に設けられた第９のスイッチ手段と、
   前記第１の２次側巻線の他端と低電圧側の−側端子との間に設けられた第１０のスイッチ手段と、
   前記第２の２次側巻線の他端と低電圧側の＋側端子との間に設けられた第１１のスイッチ手段と、
   前記第２の２次側巻線の他端と低電圧側の−側端子との間に設けられた第１２のスイッチ手段と
   を有し、
   前記第１の１次側巻線と第２の１次側巻線とが直列に接続され、前記第１の２次側巻線と第２の２次側巻線とが直列に接続されていることを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ手段を制御する第１の制御回路と、
   前記第１の２次側巻線及び第２の２次側巻線に接続された第２の整流回路と
   をさらに有し、
   降圧動作において、
   前記第１、第４及び第６のスイッチ手段をオン状態とし、前記第２、第３及び第５のスイッチ手段をオフ状態とする第１の状態と、前記第２、第３及び第５のスイッチ手段をオン状態とし、前記第１、第４及び第６のスイッチ手段をオフ状態とする第２の状態とを周期的に繰り返し、前記第１の制御回路が、前記第１、第４及び第６のスイッチ手段と、前記第２、第３及び第５のスイッチ手段とのオンオフのタイミングを位相制御し、前記第２の整流回路が前記第１の２次側巻線と前記第２の２次側巻線に誘起される電圧の和を第２の複合電圧とし、
   前記第２の整流回路から出力される第２の複合電圧を平滑化して降圧電圧として出力することを特徴とする請求項１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記第１の制御回路が、前記第１、第４及び第６のスイッチ手段と、前記第２、第３及び第５のスイッチ手段とのオンオフのタイミングを位相制御し、前記第２の複合電圧が予め設定された低電圧となるよう制御することを特徴とする請求項２に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記第７、第８、第９、第１０、第１１及び第１２のスイッチ手段を制御する第２の制御回路と、
   前記第１の１次側巻線及び第２の１次側巻線に接続された第１の整流回路と
   をさらに有し、
   昇圧動作において、
   前記第７、第１０及び第１２のスイッチ手段をオン状態とし、前記第８、第９及び第１１のスイッチ手段をオフ状態とする第３の状態と、前記第８、第９及び第１１のスイッチ手段をオン状態とし、前記第７、第１０及び第１２のスイッチ手段をオフ状態とする第４の状態とを周期的に繰り返し、前記第１の整流回路が前記第１の１次側巻線と第２の１次側巻線に誘起される電圧の和を第１の複合電圧とし、
   前記第１の整流回路から出力される第１の複合電圧を平滑化して昇圧電圧として出力することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記第２の制御回路が、前記第７、第１０及び第１２のスイッチ手段と、前記第８、第９及び第１１のスイッチ手段とのオンオフのタイミングを位相制御し、前記第１の複合電圧が予め設定された高電圧となるよう制御することを特徴とする請求項４に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

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