JP2010088143A - 無接点受電回路および無接点電力伝送システム - Google Patents

Abstract

【課題】通信エラーの増加や伝送レートの低下を抑え、低発熱で小型化・低消費電力化が可能な無接点受電回路およびそれを用いた無接点電力伝送システムを提供する。
【解決手段】無接点受電回路１００は、コイルアンテナ１１、整流回路１２、ＤＣＤＣコンバータ１５、負荷変調回路１４、および平滑回路１３を備える。コイルアンテナ１１は近接電磁界に結合する。整流回路１２はコイルアンテナ１１の出力電圧を整流する。ＤＣＤＣコンバータ１５は整流回路１２の出力電圧を変圧する。負荷変調回路１４は信号送信時に負荷変調することで、無接点受電回路１００全体のインピーダンスを変化させる。平滑回路１３はツェナーダイオードＺＤ_１，ＺＤ_２とコンデンサＣ_１とを備える。コンデンサＣ_１は、ツェナーダイオードＺＤ_１，ＺＤ_２を介して整流回路１２−ＤＣＤＣコンバータ１５間に直列接続される。
【選択図】図２

Description

この発明は、近接電磁界に結合することで無接点給電を受ける無接点受電回路、および、その無接点受電回路と近接電磁界を励起する無接点送電回路とを備える無接点電力伝送システムに関するものである。

無接点給電を利用するＲＦＩＤでは、無線タグ側に無接点受電回路が設けられる。無接点受電回路はリーダライタ等の近接電磁界に結合して電力を受け取り、内部回路を動作させる。このようなＲＦＩＤでは、無線タグの認証などのために無線タグからリーダライタへ負荷変調通信により信号を送信することがある（特許文献１参照）。

図１は、負荷変調通信を利用する従来の無接点受電回路の概略構成例を説明する回路図である。

受信部１０２はコイルアンテナからなり、リーダライタの近接電磁界に結合する。整流部１０３はダイオードからなり、受信部１０２に励起する電圧信号を整流する。Voltage Regulator１０４は整流部１０３に整流された電圧信号を規定電圧に整形・変圧する。電源部１０５は、Voltage Regulator１０４の出力を内部回路の動作電圧とする。ＤＡＴＡ受信部１０７はリーダライタからの受信信号を復調する。クロック生成部１０８はリーダライタからの受信信号に基づいてクロック信号を生成する。信号処理部１０９はリーダライタへの送信信号を生成する。負荷変調部１０６は信号処理部１０９の生成する送信信号に応じて負荷値を切り替える。この負荷値の切り替えにより、近接電磁界の給電状態が変化して、リーダライタ側でコイルアンテナの電圧レベルが変動する。したがってリーダライタでは、この電圧レベルの変化に基づいて無線タグからの送信信号を検出できる。この無線タグでは信号処理部の動作に必要な電力が給電されればよく、Voltage Regulator１０４から電源部１０５への給電量はｍＷオーダーである。
特開２００７−２８８７１８号公報

ノートパソコンやモバイル機器の急速充電などに数Ｗ〜数十Ｗオーダーの給電量の無接点給電を利用する場合には、Voltage Regulatorを利用して変圧を行うと発熱量が大きくなり問題になる。

発熱量を抑えながら変圧を行うには、Voltage Regulatorに替えてＤＣＤＣコンバータを利用すればよい。しかしながら、ＤＣＤＣコンバータでは入力される電圧信号のレベル変動が大きいと安定動作が困難になる。そのため、無接点受電回路にＤＣＤＣコンバータを利用するには、数十〜数百μＦオーダーの比較的大きな容量値のコンデンサにより、ＤＣＤＣコンバータに入力される電圧信号を平滑する必要がある。ところが、このような容量値のコンデンサを設けた構成で負荷変調通信を行うと、負荷変調の度にコンデンサが放電し、電圧信号に波形なまりが乗じて通信エラーの増加や伝送レートの低下が生じ問題となる。

電圧信号の波形なまりを抑制するには、負荷変調部の抵抗を小さくして時定数を下げることが考えられるが、その場合、負荷変調用抵抗に流れる電流が大きくなり消費電力が大きくなってしまう。また、負荷変調用抵抗を並列に並べて時定数を下げることも考えられるが、その場合、大型化やコストアップの要因となってしまう。

そこで、この発明の目的は、通信エラーの増加や伝送レートの低下を抑えながら、小型で低発熱を実現可能な無接点受電回路および無接点電力伝送システムを提供することにある。

この発明の無接点受電回路は、受電部、整流部、ＤＣＤＣコンバータ、負荷変調部、および平滑容量部を備える。受電部は無接点送電回路の近接電磁界に結合する。整流部は受電部の出力電圧を整流する。ＤＣＤＣコンバータは整流部の出力電圧を変圧して受電負荷に出力する。負荷変調部は無接点送電回路への信号送信時に負荷変調することで、回路全体のインピーダンスを変化させる。平滑容量部はインピーダンス可変部と第1の容量部とを備え、整流部からの出力電圧を平滑化する。インピーダンス可変部は信号送信時に高いインピーダンスとなり負荷変調を行わない電力伝送時に低いインピーダンスとなる。第1の容量部は、インピーダンス可変部を介して整流部−ＤＣＤＣコンバータ間に接続される。

この構成では、負荷変調通信による信号送信時に、インピーダンス可変部のインピーダンスを大きくすることで、平滑容量部のインピーダンス可変部と第１の容量部とによる時定数を大きくしたり、第１の容量部の接続を切ったりして第1の容量部の放電を抑制する。これにより、平滑容量部による実質的な平滑容量が小さくなり、負荷変調通信の波形なまりを抑制できる。また、負荷変調通信後にはインピーダンス可変部のインピーダンスを小さくすることで、平滑容量部による実質的な平滑容量が大きくなり、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧の平滑性が高まる。

無接点受電回路は、平滑容量部に並列に接続される第２の容量部を備えると好適である。仮に、第２の容量部が無く、その上、受電部や整流部等の寄生容量が小さければ、負荷変調通信時に信号波形にリンギングが発生することがある。そこで、この構成のように、第２の容量部を平滑容量部と並列に設け、第２の容量部の容量値を適切に設定することにより、負荷変調部からみたインピーダンスを適切に調整してリンギングを抑えることができる。第２の容量部の容量値が大きすぎると波形なまりが生じる虞があるので、好ましくは第２の容量部の容量値を第１の容量部の容量値よりも小さく設定するとよい。

無接点送電回路から給電される電力が信号送信時よりも電力伝送時に増加する無接点受電回路であれば、インピーダンス可変部をツェナーダイオードとすると好適である。ツェナーダイオードは、整流部−ＤＣＤＣコンバータ間に第一端が接続され、ツェナー電圧が信号送信時の両端電圧よりも大きく電力伝送時の両端電圧よりも小さい。この構成では、信号送信時にツェナーダイオードはオフになり、平滑容量部による実質的な平滑容量が小さくなる。したがって、第１の容量部の放電を抑制でき、負荷変調通信の波形なまりを抑制できる。負荷変調通信後にツェナーダイオードはオンになり、平滑容量部による実質的な平滑容量が大きくなる。これにより、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧の平滑性が高まる。

発熱量が信号送信時よりも電力伝送時に増加する無接点受電回路であれば、インピーダンス可変部を負特性サーミスタとすると好適である。負特性サーミスタは、整流部−ＤＣＤＣコンバータ間に第一端が接続される。この構成では、信号送信時には負特性サーミスタの雰囲気温度が低くなり、負特性サーミスタのインピーダンスは大きくなる。したがって、平滑容量部の時定数が大きくなって、平滑容量部による実質的な平滑容量が小さくなる。これにより、第1の容量部の放電が抑制され、負荷変調通信の波形なまりを抑制できる。また、負荷変調通信後には負特性サーミスタの雰囲気温度が高くなり、負特性サーミスタのインピーダンスは小さくなる。したがって、平滑容量部の時定数が小さくなって、平滑容量部による実質的な平滑容量が大きくなる。これにより、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧の平滑性が高まる。

インピーダンス可変部は、整流部−ＤＣＤＣコンバータ間に第一端が接続されるスイッチであり、信号処理部を備えると好適である。信号処理部は、信号送信時にスイッチを開く制御信号を出力し、電力伝送時にスイッチを閉じる制御信号を出力する。この構成では、負荷変調通信時にスイッチがオフになり、平滑容量部による実質的な平滑容量が小さくなる。したがって、第１の容量部の放電を抑制でき、負荷変調通信の波形なまりを抑制できる。負荷変調通信後にはスイッチがオンになって平滑容量部による実質的な平滑容量が大きくなり、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧の平滑性が高まる。

スイッチがリードスイッチであり、ＦＥＴを備えると好適である。リードスイッチは磁界の印加に応じて開閉する。ＦＥＴは、ＤＣＤＣコンバータ−受電負荷間に設けられ、制御信号に応じてリードスイッチのコイルに電流を供給する。この構成では、負荷変調通信時にＦＥＴをオフしてリードスイッチをオフする。したがって、平滑容量部による実質的な平滑容量が小さくなって第１の容量部の放電を抑制でき、受電負荷とＤＣＤＣコンバータとの接続が切れて負荷変調通信時の受電負荷の動作を安定させられる。負荷変調通信後にはＦＥＴをオンしてリードスイッチをオンする。したがって、平滑容量部による実質的な平滑容量が大きくなり、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧の平滑性が高まる。

この発明の無接点電力伝送システムは、上述の無接点受電回路と無接点送電回路とを備えると好適である。無接点送電回路は近接電磁界が励起し、近接電磁界の変化から無接点受電回路の送信信号を検出する。

この発明によれば、ＤＣＤＣコンバータの利用により大電力の無接点給電を行っても発熱が抑制できる。さらには、電力伝送時には第１の容量部の放電によりＤＣＤＣコンバータの入力信号の平滑性を高められる。一方、負荷変調通信時には第１の容量部の放電を抑制して負荷変調通信時の波形なまりを抑えることができ、通信エラーの増加や伝送レートの低下を抑えられる。したがって、無接点受電回路の負荷変調用抵抗を小さくしたり並列に接続したりしなくてもよくなり、消費電力を抑制し、大型化やコストアップを防ぐことが可能になる。

《第１の実施形態》
本発明の第１の実施形態に係る無接点受電回路について説明する。
図２は無接点電力伝送システム１の概略回路例を示す図である。

無接点電力伝送システム１は、無接点受電回路１００と無接点送電回路２００とを備える。

無接点送電回路２００は、コイルアンテナ２１、ドライバ回路２２、および一次信号処理部２３を備える。ドライバ回路２２はコイルアンテナ２１への給電を行う。コイルアンテナ２１はドライバ回路２２からの給電により近接電磁界を励起する。一次信号処理部２３は、近接電磁界の給電状態の変化によるコイルアンテナ２１における電圧レベルの変動に基づいて無接点受電回路１００からの送信信号を検出する。

無接点受電回路１００は、コイルアンテナ１１、整流回路１２、コンデンサＣ_２、平滑回路１３、負荷変調回路１４、ＤＣＤＣコンバータ１５、およびスイッチＱ_２を備える。コイルアンテナ１１は本発明の受電部であり、一次側のコイルアンテナ２１の近接電磁界に結合する。整流回路１２は本発明の整流部であり、コイルアンテナ１１から出力される高周波信号を整流する。コンデンサＣ_２は本発明の第２の容量部であり、第一端が整流回路１２−ＤＣＤＣコンバータ１５間に接続され、第二端がグランドに接続される。平滑回路１３は本発明の平滑容量部であり、整流回路１２からの入力電圧を平滑化する。ＤＣＤＣコンバータ１５は、入力電圧を変圧（昇圧または降圧）して受電負荷Ｒ_Ｌに出力する。スイッチＱ_２は、ＤＣＤＣコンバータ１５と受電負荷Ｒ_Ｌとの間に設けられた受電負荷遮断用のスイッチであり、二次信号処理部１６によるオンオフ制御により負荷変調通信時にＤＣＤＣコンバータ１５と受電負荷Ｒ_Ｌとの間の接続を切る。受電負荷Ｒ_Ｌは例えば充電池を含む回路であり、ＤＣＤＣコンバータ１５からの出力電圧により充電池を充電し、充電池の起電圧を動作電圧として動作する。負荷変調回路１４は本発明の負荷変調部であり、負荷変調通信時に無接点受電回路１００全体のインピーダンスを変化させる。

負荷変調回路１４は、抵抗Ｒ_１とスイッチＱ_１と二次信号処理部１６とを備える。抵抗Ｒ_１は、整流回路１２−ＤＣＤＣコンバータ１５間に第一端が接続される。スイッチＱ_１は、抵抗Ｒ_１の第二端とグランドとの間に接続された負荷変調通信用スイッチである。二次信号処理部１６は、整流回路１２−ＤＣＤＣコンバータ１５間から入力動作電圧を取得して、スイッチＱ_１の切り替えとスイッチＱ_２の切り替えとを制御する。

平滑回路１３は、コンデンサＣ_１とツェナーダイオードＺＤ_１とツェナーダイオードＺＤ_２とを備える。ツェナーダイオードＺＤ_１とツェナーダイオードＺＤ_２とは本発明のインピーダンス可変部を構成する。ツェナーダイオードＺＤ_１は整流回路１２−ＤＣＤＣコンバータ１５間にアノード端が接続されている。ツェナーダイオードＺＤ_２は、ツェナーダイオードＺＤ_１のカソード端に自らのカソード端が接続されている。コンデンサＣ_１は本発明の第１の容量部であり、ツェナーダイオードＺＤ_２のアノード端とグランドとの間に設けられている。

この無接点電力伝送システム１は、負荷変調通信モードと電力伝送モードとを切り替えながら動作する。無接点送電回路２００は、電力伝送モードでの動作時に一定の時間間隔で負荷変調通信モードに動作を切り替え、コイルアンテナ２１に給電する電圧を電力伝送モード時よりも抑える。一方、無接点受電回路１００は、二次信号処理部１６が入力動作電圧を検出し、負荷変調通信モードでの電圧なのか電力伝送モードでの電圧なのかを判定し、モードに応じて動作する。

図３は、無接点受電回路１００の動作フローの一例を示す図である。

無接点受電回路１００では、二次信号処理部１６の入力動作電圧の電圧レベルが規定値よりも低ければ、負荷変調通信モードであると判定し、二次信号処理部１６がスイッチＱ_２をＯＦＦする（Ｓ１）。

次に、二次信号処理部１６が、二次側端末固有の識別符号などを生成し、その識別符号を送信符号としてスイッチＱ_１をＯＮ／ＯＦＦ制御して負荷変調通信を実施し、識別符合を無接点送電回路２００側に送信する（Ｓ２）。スイッチＱ_１のＯＮ／ＯＦＦ制御により、無接点受電回路１００全体としてのインピーダンスが変化し、コイルアンテナ２１からコイルアンテナ１１への給電状態が変わり、無接点送電回路２００のコイルアンテナ２１における電圧レベルが無接点受電回路１００からの送信信号に応じて変化する。したがって、無接点送電回路２００の一次信号処理部２３では、無接点受電回路１００からの送信信号を検出できる。

この識別符号が無接点送電回路２００側で認証されれば、無接点送電回路２００は電力伝送モードでの動作を開始し、コイルアンテナ２１へ給電する電圧を高める。これにより、無接点受電回路１００では二次信号処理部１６の入力動作電圧の電圧レベルが規定値よりも高くなり、二次信号処理部１６がスイッチＱ_２をＯＮする（Ｓ３）。

これにより、ＤＣＤＣコンバータ１５が動作して、受電負荷Ｒ_Ｌへの給電が行われ、充電池の充電等がなされる（Ｓ４）。

以上の動作フローにより、無接点電力伝送システム１は負荷変調通信モードと電力伝送モードとを切り替えて動作する。

ここで、ツェナーダイオードＺＤ_１，ＺＤ_２は、それぞれのツェナー電圧が、負荷変調通信時のツェナーダイオード両端電圧よりも大きく、電力伝送時のツェナーダイオード両端電圧よりも小さな範囲に収まる。

したがって、負荷変調通信時に、ツェナーダイオードＺＤ_１，ＺＤ_２それぞれの両端電圧がツェナー電圧を下回り、ツェナーダイオードＺＤ_１，ＺＤ_２はオフ状態となる。このため、負荷変調通信モードの間はコンデンサＣ_１が信号ラインから電気的に分離されて放充電が殆どなくなる。したがって、負荷変調通信に伴うコンデンサＣ_１の放電を無くして、負荷変調通信の波形なまりを抑えることができる。

また、電力伝送時に、ツェナーダイオードＺＤ_１，ＺＤ_２それぞれの両端電圧がツェナー電圧を上回り、ツェナーダイオードＺＤ_１，ＺＤ_２はオン状態となる。このため、電力伝送モードの間はコンデンサＣ_１とコンデンサＣ_２とが並列に信号ラインに接続され、コンデンサＣ_１とコンデンサＣ_２とが放充電される。したがって、ＤＣＤＣコンバータ１５の入力電圧の平滑性が高まりＤＣＤＣコンバータ１５が安定動作することになる。

なお、コンデンサＣ_１は、電力伝送モードでのＤＣＤＣコンバータ１５の入力電圧を平滑化できるような適切な大きさの容量値に設定している。また、コンデンサＣ_２は負荷変調通信モードでの信号波形からリンギングを無くすことができる適切な容量値に設定している。また、負荷変調通信モードで受電負荷Ｒ_Ｌに対して負荷変調通信による影響が及ぶことを無くすため、スイッチＱ_２は負荷変調通信モードではＯＦＦ状態を維持するようにしている。

以上のように、本実施形態の無接点受電回路を用いれば、ＤＣＤＣコンバータを採用するとともに、大容量のコンデンサによりＤＣＤＣコンバータの入力電圧を平滑化する構成を採用しても、負荷変調通信時の波形なまりを抑制できる。したがって、通信エラーや伝送レートの低下を抑制でき、消費電力を抑制し、大型化やコストアップを防ぐことが可能になる。

なお、本実施形態では、２つのツェナーダイオードのカソード端同士を接続して、平滑回路のインピーダンス可変部を構成する構成例を示したが、一つのツェナーダイオードを用いてインピーダンス可変部を構成してもよい。この場合、ツェナーダイオードは、信号ライン側にカソード端を接続するようにしてもよく、逆に信号ライン側にアノード端を接続するようにしてもよい。いずれにしても、コンデンサＣ_１の放電電流または充電電流を遮断できるため、負荷変調通信モード時にコンデンサＣ_１の放充電を無くすことが可能になる。

《第２の実施形態》
次に、本発明の第２の実施形態に係る無接点受電回路について説明する。
この第２の実施形態は、平滑回路を構成するインピーダンス可変部として負特性サーミスタを採用した点で、第１の実施形態と相違する。以下では、第１の実施形態と同様な構成には、第１の実施形態と同じ符号を付して説明を省く。

図４は無接点受電回路１１０と無接点送電回路２００とによって構成される無接点電力伝送システムの概略回路例を示す図である。

無接点受電回路１１０は、コイルアンテナ１１、整流回路１２、コンデンサＣ_２、平滑回路１１３、負荷変調回路１４、ＤＣＤＣコンバータ１５、およびスイッチＱ_２を備える。平滑回路１１３は本発明の平滑容量部であり、負特性サーミスタＮＴＣとコンデンサＣ_１とを備える。負特性サーミスタＮＴＣは、本発明のインピーダンス可変部に相当し、雰囲気温度が高いほど抵抗値が低下する。この負特性サーミスタＮＴＣは整流回路１２−ＤＣＤＣコンバータ１５間に第一端が接続される。コンデンサＣ_１は本発明の第１の容量部であり、負特性サーミスタＮＴＣの第二端とグランドとの間に設けられる。

この構成では、負荷変調通信モード時には伝送電力が小さくモジュールの発熱が小さい。また、電力伝送モード時には伝送電力が大きくモジュールの発熱は大きい。したがって、電力伝送モード時に負特性サーミスタＮＴＣの雰囲気温度は上昇して負特性サーミスタＮＴＣの抵抗値は低下し、負荷変調通信モード時に負特性サーミスタＮＴＣの雰囲気温度は下降して負特性サーミスタＮＴＣの抵抗値は増加する。

すなわち、負荷変調通信モードでは負特性サーミスタＮＴＣのインピーダンスは大きく、平滑回路１１３の時定数が大きい。これにより、負荷変調通信モードの間はコンデンサＣ_１からの放充電を抑制でき、負荷変調通信の波形なまりを抑えることができる。

また、電力伝送モードでは負特性サーミスタＮＴＣのインピーダンスは小さく、平滑回路１１３の時定数が小さい。これにより、コンデンサＣ_１とコンデンサＣ_２との放充電により、ＤＣＤＣコンバータ１５の入力電圧の平滑性を高め、ＤＣＤＣコンバータ１５を安定動作させられる。

《第３の実施形態》
次に、本発明の第３の実施形態に係る無接点受電回路について説明する。
この第３の実施形態は、平滑回路を構成するインピーダンス可変部としてスイッチＱ_３を採用した点で、第１の実施形態と相違する。以下では、第１の実施形態と同様な構成には、第１の実施形態と同じ符号を付して説明を省く。

図５は無接点受電回路１２０と無接点送電回路２００とによって構成される無接点電力伝送システムの概略回路例を示す図である。

無接点受電回路１２０は、コイルアンテナ１１、整流回路１２、コンデンサＣ_２、平滑回路１２３、負荷変調回路１４、ＤＣＤＣコンバータ１５、およびスイッチＱ_２を備える。平滑回路１２３は本発明の平滑容量部であり、スイッチＱ_３とコンデンサＣ_１とを備える。スイッチＱ_３は、本発明のインピーダンス可変部に相当するＦＥＴであり、二次信号処理部１６から入力されるゲート信号に応じてオンオフ状態が変化し、オンのときに所定のインピーダンスの値を持ち、オフのときにインピーダンス無限大となる。このスイッチＱ_３は整流回路１２−ＤＣＤＣコンバータ１５間にドレインが接続されている。コンデンサＣ_１は本発明の第１の容量部であり、スイッチＱ_３のソースとグランドとの間に設けられている。

この構成では、負荷変調通信モード時にスイッチＱ_３がオフする。このため、負荷変調通信モードの間はコンデンサＣ_１は信号ラインから電気的に分離されて放充電が殆どなくなり、負荷変調通信の波形なまりを抑えることができる。

一方、電力伝送モード時にはスイッチＱ_３がオンする。このため、電力伝送モードの間はコンデンサＣ_１とコンデンサＣ_２とが並列に信号ラインに接続され、コンデンサＣ_１とコンデンサＣ_２との放充電により、ＤＣＤＣコンバータ１５の入力電圧の平滑性が高まりＤＣＤＣコンバータ１５が安定動作することになる。

《第４の実施形態》
次に、本発明の第４の実施形態に係る無接点受電回路について説明する。
この第４の実施形態は、平滑回路を構成するインピーダンス可変部としてリードスイッチを採用した点と、スイッチＱ_２と受電負荷Ｒ_Ｌとの間にコイルＬ_１を設けた点とで、第１の実施形態と相違する。以下では、第１の実施形態と同様な構成には、第１の実施形態と同じ符号を付して説明を省く。

図６は無接点受電回路１３０と無接点送電回路２００とによって構成される無接点電力伝送システムの概略回路例を示す図である。

無接点受電回路１３０は、コイルアンテナ１１、整流回路１２、コンデンサＣ_２、平滑回路１３３、負荷変調回路１４、ＤＣＤＣコンバータ１５、コイルＬ_１、およびスイッチＱ_２を備える。平滑回路１３３は本発明の平滑容量部であり、リードスイッチＬＳとコンデンサＣ_１とを備える。リードスイッチＬＳは、本発明のインピーダンス可変部に相当し、コイルＬ_１の磁界の有無に応じてオンオフ状態が変化し、オンのときに所定のインピーダンスの値を持ち、オフのときにインピーダンス無限大となる。このリードスイッチＬＳは整流回路１２−ＤＣＤＣコンバータ１５間に第一端が接続されている。コンデンサＣ_１は本発明の第１の容量部であり、リードスイッチＬＳの第二端とグランドとの間に設けられている。また、コイルＬ_１はリードスイッチＬＳのコイルであり、スイッチＱ_２−受電負荷Ｒ_Ｌ間に接続されている。

この構成では、負荷変調通信モード時にスイッチＱ_２がオフする。このため、コイルＬ_１の磁界が切れ、リードスイッチＬ_Ｓがオフ状態になる。したがって、負荷変調通信モードの間はコンデンサＣ_１は信号ラインから電気的に分離されて放充電が殆どなくなり、負荷変調通信の波形なまりを抑えることができる。

一方、電力伝送モード時にはスイッチＱ_２がオンする。このため、コイルＬ_１の磁界が励起し、リードスイッチＬ_Ｓがオン状態になる。したがって、電力伝送モードの間はコンデンサＣ_１とコンデンサＣ_２とが並列に信号ラインに接続され、コンデンサＣ_１とコンデンサＣ_２との放充電により、ＤＣＤＣコンバータ１５の入力電圧の平滑性が高まりＤＣＤＣコンバータ１５が安定動作することになる。

以上の各実施形態で示したように本発明は実施できるが、本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく特許請求の範囲によって示され、本発明の範囲には特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

従来例の無接点受電回路の概略の回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る無接点受電回路と無接点送電回路とから構成される無接点電力伝送システムの概略の回路図である。 図２に示す無接点電力伝送システムの動作フローの一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る無接点受電回路と無接点送電回路とから構成される無接点電力伝送システムの概略の回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る無接点受電回路と無接点送電回路とから構成される無接点電力伝送システムの概略の回路図である。 本発明の第４の実施形態に係る無接点受電回路と無接点送電回路とから構成される無接点電力伝送システムの概略の回路図である。

符号の説明

１…無接点電力伝送システム
１００，１１０，１２０，１３０…無接点受電回路
２００…無接点送電回路
１１，２１…コイルアンテナ
１２…整流回路
１３，１１３，１２３，１３３…平滑回路
１４…負荷変調回路
１５…ＤＣＤＣコンバータ
１６…二次信号処理部
２２…ドライバ回路
２３…一次信号処理部
Ｌ_１…コイル
Ｌ_Ｓ…リードスイッチ
ＮＴＣ…負特性サーミスタ
Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３…スイッチ
Ｒ_１…抵抗
Ｒ_Ｌ…受電負荷
ＺＤ_１，ＺＤ_２…ツェナーダイオード

Claims (8)

1. 無接点送電回路の近接電磁界に結合する受電部と、
   前記受電部の出力電圧を整流する整流部と、
   前記整流部の出力電圧を変圧して受電負荷に出力するＤＣＤＣコンバータと、
   前記無接点送電回路への信号送信時に、負荷変調することで回路全体のインピーダンスを変化させる負荷変調部と、
   前記信号送信時に高いインピーダンスとなり前記負荷変調を行わない電力伝送時に低いインピーダンスとなるインピーダンス可変部、および、前記インピーダンス可変部を介して前記整流部−ＤＣＤＣコンバータ間に接続される第１の容量部、を備え、前記整流部からの出力電圧を平滑化する平滑容量部と、
   を備える無接点受電回路。
2. 前記平滑容量部は、前記インピーダンス可変部と前記第１の容量部とによる時定数が可変である、請求項１に記載の無接点受電回路。
3. 前記平滑容量部に並列に接続される第２の容量部を備える、請求項１または２に記載の無接点受電回路。
4. 前記無接点送電回路から給電される電力が前記信号送信時よりも前記電力伝送時に増加する無接点受電回路であって、
   前記インピーダンス可変部は、前記整流部−ＤＣＤＣコンバータ間に第一端が接続されるツェナーダイオードであり、ツェナー電圧が信号送信時の両端電圧よりも大きく電力伝送時の両端電圧よりも小さい、請求項１〜３のいずれかに記載の無接点受電回路。
5. 発熱量が前記信号送信時よりも前記電力伝送時に増加する無接点受電回路であって、
   前記インピーダンス可変部は、前記整流部−ＤＣＤＣコンバータ間に第一端が接続される負特性サーミスタである、請求項１〜３のいずれかに記載の無接点受電回路。
6. 前記インピーダンス可変部は、前記整流部−ＤＣＤＣコンバータ間に第一端が接続され、制御信号に応じて開閉状態が変化するスイッチであり、
   前記信号送信時に前記スイッチを開く制御信号を出力し、前記電力伝送時に前記スイッチを閉じる前記制御信号を出力する信号処理部を備える請求項１〜３のいずれかに記載の無接点受電回路。
7. 前記スイッチは、磁界の印加に応じて開閉するリードスイッチであり、
   前記ＤＣＤＣコンバータ−受電負荷間に設けられ前記制御信号に応じて前記リードスイッチのコイルおよび前記受電負荷に電流を供給するＦＥＴを備える請求項６に記載の無接点受電回路。
8. 請求項１〜７のいずれかに記載の無接点受電回路と、
   前記近接電磁界が励起し、前記近接電磁界の変化から前記無接点受電回路の送信信号を検出する前記無接点送電回路と、を備える無接点電力伝送システム。

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