JP2010081370A - アンテナ回路及びそれを用いた無線装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 放射電極の増加を極力抑え、高次周波数帯の共振状態に与える影響を低減しながら、可変リアクタンス素子によって基本周波数帯の共振周波数を可変とする小型のアンテナ回路と、それを用いた無線装置を提供する。
【解決手段】 少なくとも基本周波数帯に対応した放射電極と高次周波数帯に対応した放射電極を有するマルチバンドアンテナと、マルチバンドアンテナの給電側に接続する第１整合回路と、第１整合回路と第１伝送線路を介して接続する可変整合回路と、可変整合回路と第２伝送線路を介して接続する第２整合回路を備え、可変整合回路は、第１整合回路と直列に接続した可変容量素子と可変容量素子への給電回路を含み、第１整合回路及び第２整合回路はリアクタンス素子で構成し、可変容量素子への給電によって静電容量を変化させ、基本周波数帯の共振周波数を可変とした。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線装置に用いられるアンテナ回路に関し、特には複数の互いに異なる周波数帯において利用可能なマルチバンド型のアンテナ回路と、それを用いた無線装置に関するものである。

近年、携帯電話等の無線装置が急速に普及し、通信に使用する帯域も多岐に亘っている。特に、最近の携帯電話では、デュアルバンド方式、トリプルバンド方式、クワッドバンド方式等と呼ばれるように、複数の送受信帯域を一つの携帯電話等の通信機器に装備する例が多くなっている。
クワッドバンド方式の携帯電話で使用する通信システムの周波数帯域は、例えばＧＳＭ８５０／９００帯（８２４〜９６０ＭＨｚ）、ＤＣＳ帯（１７１０〜１８５０ＭＨｚ）、ＰＣＳ帯（１８５０〜１９９０ＭＨｚ）、ＵＭＴＳ帯（１９２０〜２１７０ＭＨｚ）であって、ＧＳＭ帯を基本周波数帯とすれば、連続する３つの周波数帯であるＤＣＳ帯、ＰＣＳ帯、ＵＭＴＳ帯は、ＧＳＭ帯の略２〜２．５倍の周波数であり、これらを高次周波数帯と呼ぶ場合がある。

かかる状況下、携帯電話等の無線装置に内蔵されるアンテナ回路を構成するアンテナとして、複数の送受信帯域に対応できるマルチバンドアンテナが要求されている。
通常、アンテナを構成する放射電極は基本となる共振周波数を有し、更に高次の共振周波数を有する。このような共振周波数を含む周波数帯について、ここでは、最も低周波で共振する周波数ｆ１（主共振点と呼ぶ場合がある）を含み、高周波回路と整合可能、即ち電圧定在波比ＶＳＷＲが所定の数値以下となる周波数帯を基本周波数帯とし、それよりも高次の共振を生じる周波数ｆ２（高次共振点と呼ぶ場合がある）を含む周波数帯を高次周波数帯とする。
マルチバンドアンテナとして要求される周波数帯は、特に高次周波数帯は基本周波数帯よりも帯域幅が広く、高次の共振だけでは十分な帯域幅が確保出来ず、使用が困難である場合があった。先に例示した通信システムでは、基本周波数帯でカバーする周波数帯域幅は１３６ＭＨｚ、高次周波数帯では周波数帯域幅は４６０ＭＨｚである。

このような問題に対して、特許文献１には、アンテナと直列に可変リアクタンス素子（バリキャップダイオード）を接続し、その容量値を変化させることで共振周波数を、利用する周波数にあわせて調整して、異なる周波数で無線通信を可能とすることが提案されている。
しかしながら、この方法は基本周波数帯や高次周波数帯を広帯域化することは出来ず、また基本周波数帯や高次周波数帯における共振周波数がそれぞれ変化することから、ＧＳＭとＵＭＴＳのように、基本周波数帯や高次周波数帯を同時に利用するマルチモードが採用された携帯電話では、必要な周波数帯で整合が得られないといった問題があって採用できない。

他の方法として、一つの放射電極で生じる高次の共振周波数ｆ２に近い周波数において、共振周波数ｆ３を得る他の放射電極をアンテナに付加することで、高次周波数帯を広帯域化することが行われている（例えば特許文献２）。この方法によれば、マルチモードで動作する無線装置に利用可能なマルチバンドアンテナとすることが可能であるが、基本周波数帯の帯域幅が狭いといった課題が残っている。
同じ技術思想に基づいて、周波数ｆ１に近い周波数において、共振周波数ｆ４を得る他の放射電極をアンテナに付加することで、基本周波数帯の帯域幅を広げると共に、その高次の共振によって高次周波数帯を広帯域化することも可能であるが、高次の共振で得られる帯域幅は、低周波での共振よりも帯域幅が狭いため、それでもなお所望の高次周波数帯が得られない場合があった。
更に他の放射電極を加えることも考えられるが、アンテナは通常限定された空間、例えば携帯電話の筐体内の一部という限られた空間に配置されることから、更なる放射電極の付加が困難な場合がある。また給電放射電極と無給電放射電極を用いる場合には、放射電極間の電磁結合を上手く利用して複共振状態とする場合もあるが、放射電極を増加させることは結合状態を複雑化して、所望の特性が得られないといった問題を生じさせることもある。
特開２００２−２０８８７１号 特表２００１−５２２１５２号

本発明者等は、マルチモード・マルチバンドの無線装置にも利用可能なマルチバンドアンテナを鋭意研究する中で、従来技術を組み合わせ、複数の放射電極によって高次周波数帯を広帯域化するとともに、可変リアクタンス素子を接続して、その容量値やインダクタス値を変化させて基本周波数帯における共振周波数を可変としたマルチバンドアンテナを着想した。
しかしながら単純に公知技術を組み合わせても、基本周波数帯における共振周波数とともに、高次の共振周波数が変化するため、高次周波数帯のＶＳＷＲ特性が劣化し、マルチバンドアンテナとして機能しなくなるといった問題が発生した。
そこで本発明は、複数の放射電極を備えたマルチバンドアンテナにおいて、放射電極の増加を極力抑え、高次周波数帯の共振状態に与える影響を低減しながら、可変リアクタンス素子によって基本周波数帯の共振周波数を可変とする小型のアンテナ回路と、それを用いた無線装置を提供することを目的とする。

本発明は、少なくとも基本周波数帯に対応した放射電極と高次周波数帯に対応した放射電極を有するマルチバンドアンテナと、前記マルチバンドアンテナの給電側に接続された可変整合回路を備えたアンテナ回路であって、前記可変整合回路は、マルチバンドアンテナと接続する第１整合回路と、前記第１整合回路と直列に接続された可変容量素子と前記可変容量素子への給電回路を含み、第１整合回路は接地されたインダクタンス素子を含むリアクタンス素子で構成され、前記可変容量素子への給電によって静電容量を変化させ、基本周波数帯の共振周波数を可変としたことを特徴とするアンテナ回路である。

第１整合回路は接地されたインダクタンス素子と、それに並列接続されたキャパシタンス素子を含み、第２整合回路は前記可変容量素子と直列に接続されたインダクタンス素子を含む。
本発明においては、第１整合回路と第１伝送線路との接続点からマルチバンドアンテナ側を見たインピーダンス（特性インピーダンスは５０Ω）について、基本周波数帯のスタート周波数ｆａ１からエンド周波数ｆａ２におけるインピーダンスの抵抗成分が１５Ω以上１５０Ω以下とするのが好ましい。センター周波数ｆａ３におけるインピーダンスの抵抗成分が５０Ωを超えるとともに、スタート周波数ｆａ１、エンド周波数ｆａ２におけるインピーダンスにおける抵抗成分が５０Ω未満とする。好ましくは、センター周波数ｆａ３におけるインピーダンスの抵抗成分が１００Ω以上であり、スタート周波数ｆａ１、エンド周波数ｆａ２におけるインピーダンスにおける抵抗成分が２５Ω未満とする。

また高次周波数帯のスタート周波数ｆｂ１からエンド周波数ｆｂ２におけるインピーダンスの抵抗成分が１５Ω以上４００Ω以下であり、センター周波数ｆｂ３におけるインピーダンスｆｂ３の抵抗成分が５０Ω未満で、スタート周波数ｆｂ１、エンド周波数ｆｂ２におけるインピーダンスにおける抵抗成分が５０Ω超とする。好ましくはスタート周波数ｆｂ１、エンド周波数ｆｂ２におけるインピーダンスにおける抵抗成分が１００Ω以上であるのが好ましい。

第１整合回路と接続する第１伝送線路、及び、第２整合回路と接続する第２伝送線路は、位相回路として機能する。基本周波数帯における位相回転は高次周波数帯おける位相回転よりも少なく、可変整合回路の容量値の変化によるリアクタンス変化量は周波数に対して反比例する。このような一般則に則って後述する方法により、第１伝送線路、可変整合回路、第２伝送線路、第２整合回路を適宜構成することで、可変整合回路によって容量値を変化させても、高次周波数帯における共振周波数に大きな影響を与えることがなく、容易に基本周波数帯における共振周波数を調整することが出来、所望の周波数帯においてＶＳＷＲが４以下、好ましくは３以下、より好ましくは２以下とすることが出来る。

第２整合回路の高周波回路側の一端側からマルチバンドアンテナを見たインピーダンスは、高次周波数帯において、スタート周波数ｆｂ１、エンド周波数ｆｂ２におけるインピーダンスの抵抗成分を５０Ωよりも低くするとともに、可変容量素子の容量値による変化を含んでスタート周波数の位相θｌｂを−１３５°〜−１８０°の領域に、エンド周波数におけるインピーダンスＺＨの位相θｈｂを＋１３５°〜＋１８０°の領域に調整するのが好ましい。
このような構成によれば、スミスチャート上におけるインピーダンスは、規格化インピーダンス５０Ω付近を中心として回転する軌跡を示し、高次周波数帯において複数の共振点が発生し、ＶＳＷＲが低い帯域を拡大することが出来る。

また、可変容量素子が相対的に低容量値の状態で、基本周波数帯のスタート周波数ｆａ１におけるインピーダンスＺｌの位相θｌａを＋１３５°〜＋１８０°の領域に、可変容量素子が相対的に高容量値の状態で、基本周波数帯のエンド周波数ｆａ２におけるインピーダンスＺｈａの位相θｈａを＋１３５°〜＋１８０°の領域に調整するのが好ましい。
センター周波数ｆａ３では、前述のように第１整合回路から見たマルチバンドアンテナのインピーダンスが高インピーダンス状態となっている。このためインダクタンス素子からなる第２整合回路を直列接続し、更に可変容量素子の容量値を変更しても、高周波回路側の一端からマルチバンドアンテナ側を見たインピーダンスの位相変化は小さい。
一方、可変容量素子の容量値によってスタート周波数ｆａ１とエンド周波数ｆａ２の位相変化は大きいため、可変容量素子の容量値を変化させてセンター周波数ｆａ３とスタート周波数ｆａ１間、あるいはエンド周波数ｆａ２との間の位相差を略１８０°とすることで、スタート周波数ｆａ１とエンド周波数ｆａ２との間に生じる一つの共振点の共振周波数を変更することが出来る。

本発明においてマルチバンドアンテナは、少なくとも２つの放射電極を有するものである。第１の周波数で共振する第１放射電極と第２の周波数で共振する第２放射電極は、逆Ｌ状、逆Ｆ状、メアンダ状、スパイラル状、帯状の導体で形成され、相互に所定の位置関係をもって配置される。放射電極のすべてが給電放射電極であっても良いし、一部を無給電放射電極で構成しても良い。また一端側を短絡するλ／４アンテナや両端を開放したλ／２アンテナとしても良い。
各放射電極はＣｕやリン青銅からなる導体薄板で構成したり、ＦＲ４（ガラスエポキシ樹脂基板）などのプリント基板や、アルミナや他の誘電体セラミクス材料から成るセラミック基板に、印刷やエッチングなどの公知の手法によって低抵抗のＡｕ、Ａｇ，Ｃｕ等の良導体で形成するのが好ましい。加工は容易だが外力に対して容易に変形し難いリン青銅などの合金で放射電極を形成すれば、支持体に依らず自由な形状に放射電極を形成することが可能となり好ましい。またセラミック素体に前記良導体で放射電極を形成し、プリント基板に実装しても良い。

各放射電極は、その大半をグランド板と対向しないように構成するのが好ましい。支持体としてプリント基板等を用いる場合には、プリント基板にグランド板（接地電極）非形成部を設けるか、好ましくは他の高周波回路とは分離して、実質的にグランド板（接地電極）を有さないプリント基板（副基板）として、グランド板と放射電極を離して形成する。放射電極の近傍にグランド板が配置されると、グランド板に流れる電流が増加し、放射特性が低下するためにアンテナ利得が低下する。いずれの場合も性能上問題のない値となるように、グランド板との間隔を決定される。前記副基板と、他の高周波回路が形成された主基板は同軸線路（第１伝送線路）で接続すればよい。また、第１整合回路を構成するリアクタンス素子は、副基板に形成された接続パターンを介して主基板のグランドパターンに接地されるのが好ましい。

本発明に用いるマルチバンドアンテナは、第１放射電極が第２の放射電極よりも相対的に低い周波数に共振周波数を有するように構成されている。給電回路とのインピーダンス整合が取られた状態での第１放射電極によるＶＳＷＲ特性の一例を図８（ａ）に示す。主共振点ｆ１近傍の周波数帯でＶＳＷＲ値が小さく、高次共振点ｆ２近傍でもまたＶＳＷＲ値が小さい特性を示す。同様に、第２放射電極によるＶＳＷＲ特性の一例を図８（ｂ）に示す。第２放射電極は、第１放射電極による高次側の共振周波数ｆ２に近い共振周波数ｆ３を有する。このような特性を備えた放射電極を組み合わせて構成したマルチバンドアンテナのＶＳＷＲ特性を図８（ｃ）に示す。第１放射電極及び第２放射電極によって、高次周波数帯において複共振状態とすることで、高次周波数帯を広帯域化することが出来る。
なお、第１放射電極における高次の共振周波数は、放射電極に付加される容量（寄生容量や、他の放射電極を含む導体パターンとの結合容量ｃ’を含む）によって変化する。容量の変化は主共振点ｆ１よりも高次共振点ｆ２にて影響が大きく現れ、その調整によって高次共振点ｆ２を変化させ、他の放射電極と組み合わせた時に、高次周波数帯における所定のＶＳＷＲ値が得られる帯域幅を調整することが出来る。

前記可変容量素子はバリキャップダイオード又はＲＦ−ＭＥＭＳ可変容量素子であるのが好ましい。大きな容量値の変化が必要出ればＲＦ−ＭＥＭＳ可変容量素子を、相対的に小さな容量値の変化でよければバリキャップダイオードを選択することが出来る。
また、前記可変容量素子をバリキャップダイオードとし、前記バリキャップダイオードのカソード側に第１整合回路を接続し、アノード側に給電回路を接続すれば、第１整合回路の接地されたインダクタンス素子を電流の経路として利用出来るため、可変容量回路の部品点数を削減でき、もってアンテナ回路を小型化することが出来る。

第２の発明は第１の発明のアンテナ回路を備えたことを特徴とする無線装置である。

本発明によれば、高次周波数帯の共振状態に与える影響を低減しながら、基本周波数帯の共振周波数を可変とするマルチバンドアンテナと、それを用いた無線装置を提供することが出来る。

図１は本発明の一実施例によるアンテナ回路のブロック図であり、図２は等価回路を示す。アンテナ回路は、マルチバンドアンテナＡＮＴと接続する第１整合回路２０と、第１整合回路２０と可変整合回路１０を接続する第１伝送線路φ１と、可変整合回路１０と第２整合回路３０を接続する第２伝送線路φ２を含む回路として構成される。
なお以下説明を簡単とするように、基本周波数帯のスタート周波数ｆａ１を８２４ＭＨｚ、エンド周波数ｆａ２を９６０ＭＨｚ、センター周波数ｆａ３を８９４ＭＨｚとし、高次周波数帯のスタート周波数ｆｂ１を１７１０ＭＨｚ、エンド周波数ｆｂ２を２１８２．９６ＭＨｚとするが、これに限定されるものでは無い。

本発明のアンテナ回路は、マルチバンドアンテナＡＮＴと、前記マルチバンドアンテナＡＮＴの給電側に接続された第１整合回路２０と、第１整合回路２０と第１伝送線路φ１を介して接続する可変整合回路１０と、可変整合回路１０と第２伝送線路φ２を介して接続する第２整合回路３０を備えるものである。

図３は本発明の一実施例に係るマルチバンドアンテナの斜視図である。また図４（ａ）はマルチバンドアンテナ単体のインピーダンス特性であり、図４（ｂ）はＶＳＷＲ（電圧定在波比）特性を示す。図５（ａ）は第１整合回路を含むマルチバンドアンテナのインピーダンス特性であり、図５（ｂ）はそのＶＳＷＲ（電圧定在波比）特性を示す。

ここで示すマルチバンドアンテナは主として板金で構成された第１給電放射電極ＡＮＴ１及び第２給電放射電極ＡＮＴ２とを有するものである。
第１給電放射電極ＡＮＴ１及び第２給電放射電極ＡＮＴ２は、ガラスエポキシからなるプリント基板２００（副基板と呼ぶこともある）に配置される。プリント基板２００上には携帯電話機の筐体や主基板のグランドと接続される電極部２６０と、各放射電極への給電線路２５０を備えている。本例では給電線路２５０の放射電極と同じ方向に延びる部分を放射電極の一部として利用している。

第１給電放射電極ＡＮＴ１の全長は、基本周波数帯（センター周波数ｆａ３〜エンド周波数ｆａ２）の波長の約１／４に設定され、第２給電放射電極ＡＮＴ２の全長は、高次周波数帯（スタート周波数ｆｂ１〜エンド周波数ｆｂ２）の波長の約１／４に設定される。
第１及び第２給電放射電極ＡＮＴ１、ＡＮＴ２にはＣｕやリン青銅からなる導体薄板（板金とも呼ぶ）が用いられる。第１給電放射電極ＡＮＴ１にはコの字状の板金が２つ用いられ、プリント基板２００の両面側に所定の間隔を隔てて配置されており、プリント基板２００に設けられたビアホール電極によって互いに導通され、一端側が開放端となり、他端側が他のビアホール電極を介して給電電極２５０と接続されている。また第２給電放射電極ＡＮＴ２にはコの字状の板金が１つ用いられ、プリント基板２００の一面側に所定の間隔を隔てて配置されており、一端側が開放端となり、他端側が給電電極２５０と接続されている。
第１給電放射電極ＡＮＴ１、第２給電放射電極ＡＮＴ２の開放端側は対向して容量結合するように配置されており、形成される容量ｃ’によって高次周波数帯における共振周波数を調整出来るようにしている。
なお図示はしていないが、板金に接して矩形等の所定形状に形成された誘電体や磁性体のセラミックをプリント基板２００の上に配置すれば、波長短縮効果によって放射電極の実長を短く構成することが出来る。

この状態におけるマルチバンドアンテナのインピーダンス特性を図４（ａ）に、ＶＳＷＲ特性を図４（ｂ）に示す。図４（ａ）はインピーダンスの周波数変化をスミスチャート上に表したものである。基本周波数帯から高次周波数帯にかけてインピーダンスは５０Ωを中心に回転する軌跡を示す。図中、三角形で示した各マーカはそれぞれ所定の周波数を示し、マーカ１は基本周波数帯のスタート周波数ｆａ１、マーカ２はセンター周波数ｆａ３、マーカ３はエンド周波数ｆａ２、マーカ４は高次周波数帯のスタート周波数ｆｂ１、マーカ５は高次周波数帯のエンド周波数ｆｂ２を示している。

ＶＳＷＲ特性に示すように、何等整合が取られていないマルチバンドアンテナは基本周波数帯、高次周波数帯において大きな反射特性を示している。基本周波数帯のエンド周波数ｆａ２（マーカ３）から高次周波数帯のスタート周波数ｆｂ１（マーカ４）との間にＶＳＷＲが４以下の周波数帯があり、スミスチャート上では、エンド周波数ｆａ２（マーカ３）から高次周波数帯のスタート周波数ｆｂ１（マーカ４）との間にインピーダンスの小さな回転軌跡として現れる。これは第１給電放射電極ＡＮＴ１の多重共振によるものである。放射電極を幾重にも折り返して形成する場合に、折り返し間での放射電極の長さや、寄生容量等などによって共振が現れるものであり、このような共振を上手く利用すればＶＳＷＲが低い周波数帯域を広帯域とすることも可能である。

このようなマルチバンドアンテナに第１整合回路を接続した場合のインピーダンス特性を図５（ａ）に、ＶＳＷＲ特性を図５（ｂ）に示す。第１整合回路は接地されたインダクタンス素子Ｌ１とキャパシタンス素子Ｃ１との並列共振回路であって、プリント基板２００上の電極部２６０と各放射電極への給電線路２５０との間を接続するチップ部品で構成される。
並列共振回路はその共振周波数よりも高周波でプラスのサセプタンス値を、低周波でマイナスのサセプタンス値を与える。そこで第１整合回路を含むマルチバンドアンテナのインピーダンス特性が、基本周波数帯よりも高次周波数帯において高インピーダンスとなる様に、第１整合回路の共振周波数を、高次周波数帯よりも十分に高周波となるように設定し、本実施例ではインダクタンス素子は１．８ｎＨ、キャパシタンス素子は０．７５ｐＦのものを用いて、基本周波数帯、高次周波数帯においてマイナスのサセプタンス値を与えて、インピーダンスの軌跡を図５（ａ）の様にした。なお、図５（ｂ）のＶＳＷＲ特性に示すように、第１整合回路を接続しただけでは高次周波数帯において所望（ＶＳＷＲ値が４以下）の帯域幅は得られていない。

第１整合回路２０に第１伝送線路φ１が接続される。第１伝送線路φ１は位相回路として機能するため、スミスチャートにおけるインピーダンスの軌跡が、その中央を中心として時計回りに位相回転する。
第１伝送線路φ１を含むｃ点から見たマルチバンドアンテナのインピーダンス特性は、高次周波数帯のスタート周波数ｆｂ１、エンド周波数ｆｂ２においてインピーダンスがスミスチャートの右下側の領域に移動する。第１伝送線路φ１によってリアクタンスが負となるように大きく回転させて、スタート周波数ｆｂ１、エンド周波数ｆｂ２において容量性となるようにする。基本周波数帯のスタート周波数ｆａ１、エンド周波数ｆａ２における位相の変化は高次周波数帯と比べて僅かであり、スミスチャート上でのインピーダンスの軌跡の変化は小さい。

第１伝送線路φ１は、同軸線路や、プリント基板（主基板）にエッチングにより形成した線路パターンによって構成される。本実施例の様にマルチバンドアンテナを副基板２００に構成する場合には、同軸線路やシールドされたフレキシブル印刷配線板を用いる。マルチバンドアンテナを主基板に設ける場合には、主基板の線路パターンで形成する。本実施例ではグランドによる放射特性への影響を低減するため主基板と副基板を分ける構成なので、第１伝送線路φ１に同軸ケーブルを用いて半田接続した。なお各基板にコネクタを設けて同軸ケーブルと接続すれば、接続が容易であるばかりではなく、接続毎に接続位置のズレ発生が少なくて済み、特性ばらつきを低減できるので好ましい。

第１整合回路２０と接続される可変整合回路１０は、ＤＣカットコンデンサＣ３、電圧分圧用の抵抗Ｒ１，Ｒ２、チョークコイルＬ２を含む給電回路５０と、可変容量素子であるバリキャップコンデンサＤ１を備える。バリキャップダイオードＤ１はマルチバンドアンテナＡＮＴと直列接続され、そのアノードが第１伝送線路φ１と接続し、カソードが第２伝送線路φ２と接続する。またカソードには給電回路５０が接続してバリキャップダイオードへ電圧を与える。
ＤＣカットコンデンサＣ３、電圧分圧用の抵抗Ｒ１，Ｒ２、チョークコイルＬ２等の各素子としてチップ部品を用い、主基板へ実装してはんだ接続する。
バリキャップダイオードＤ１のカソードへ正の電圧が与えられると、その容量値は低下する。例えば株式会社ルネサステクノロジ製バリキャップダイオードＲＫＶ６０６ＫＬでは、０Ｖの電圧で約５ｐＦの容量値、３Ｖの電圧で約１．８ｐＦの容量値となる。本発明のアンテナ回路においては、０Ｖの電圧印加時において、基本周波数帯のエンド周波数を９６０ＭＨｚとセンター周波数ｆａ３との間に共振点を生じるようにし、３Ｖの電圧を与えることで、共振点をスタート周波数ｆａ１とセンター周波数ｆａ３との間に移動させ、ＶＳＷＲが所定の値となる周波数帯域を変化させることが出来るようにしている。

なお、バリキャップダイオードＤ１の接続状態を、アノードが第２伝送線路φ２と接続し、カソードが第１伝送線路φ１と接続するようにしても同様に機能する。しかしながら、この接続ではバリキャップダイオードＤ１と第１整合回路２０との間に、ＤＣカットコンデンサＣ２との間に、接地された抵抗かインダクタンス素子が更に必要となる。前記の接続方法であれば、第１整合回路２０のインダクタンス素子Ｌ１を電流の経路として利用出来るため、アンテナ回路の部品点数が削減され、小型化が可能である。

第１伝送線路φ１を含むｃ点から見たマルチバンドアンテナのインピーダンスは、基本周波数帯のスタート周波数ｆａ１、エンド周波数ｆａ２におけるインピーダンスよりも、基本周波数帯のセンター周波数ｆａ３、高次周波数帯のスタート周波数ｆｂ１、エンド周波数ｆｂ２における抵抗成分が大きい関係が維持されている。
このような状態において、更に可変容量素子による容量成分の付加してもリアクタンスの変化は容量値、周波数に反比例することから、ｄ点から見たスミスチャート上におけるインピーダンスの軌跡の変化は、基本周波数帯のセンター周波数ｆａ３、高次周波数帯のスタート周波数ｆｂ１、エンド周波数ｆｂ２では僅かである。
一方、基本周波数帯のスタート周波数ｆａ１、エンド周波数ｆａ２のインピーダンスは抵抗成分が小さく、高次周波数帯よりも相対的に低周波であるから、容量成分の大小によって大きく位相が変化する。このようなインピーダンスの挙動によって、基本周波数帯における共振周波数を可変容量素子によって調整することが可能となる。

第２伝送線路φ２を含むマルチバンドアンテナをＥ点から見たインピーダンスは更に時計回りに位相回転する。このとき第２伝送線路φ２の線路長の調整によって、基本周波数帯のセンター周波数ｆａ３は高次周波数帯のスタート周波数ｆｂ１、エンド周波数ｆｂ２よりも高インピーダンスの状態となるようにされる。また基本周波数帯のインピーダンス変化は、第２伝送線路φ２の接続による影響は少なく、スミスチャート上におけるインピーダンスの軌跡の変化は小さい。なお第２伝送線路φ２は主基板の線路パターンで形成した。

第２整合回路３０は、第２伝送線路φ２と直列接続するインダクタンス素子Ｌ３を含むものである。更に接地されるキャパシタンス素子を含んでいても良い。インダクタンス素子Ｌ３によってプラスのリアクタンスが与えられ、基本周波数帯及び高次周波数帯においてＶＳＷＲが４以下に整合される。なおインダクタンス素子Ｌ３はインダクタンス値が４．７ｎＨのチップ部品を用いた。

前述の様に、可変容量素子Ｄ１によって基本周波数帯のスタート周波数ｆａ１、エンド周波数ｆａ２のインピーダンスを調整する。
可変容量素子Ｄ１に０Ｖの電圧を与える状態（容量値が相対的に大きい）で、基本周波数帯におけるインピーダンスがスミスチャート上において、スタート周波数ｆａ１で右上の領域、センター周波数ｆａ３で右下の領域、エンド周波数ｆａ２で左上の領域とする。スタート周波数ｆａ１、センター周波数ｆａ３でエンド周波数ｆａ２よりも高インピーダンスであり、スタート周波数ｆａ１、エンド周波数ｆａ２で誘導性のインピーダンス、センター周波数ｆａ３で容量性のインピーダンスを示すようにする。このとき、センター周波数ｆａ３とエンド周波数ｆａ２におけるインピーダンスの位相差は１３０°〜２００°、好ましくは１７０°〜１９０°となるように設定するのが好ましい。

可変容量素子Ｄ１に０Ｖの電圧を与える状態でのインピーダンス特性を図６（ａ）に、ＶＳＷＲ特性を図６（ｂ）に示す。基本周波数帯のスタート周波数ｆａ１、センター周波数ｆａ３でのインピーダンスは、そのエンド周波数ｆａ２、高次周波数帯のスタート周波数ｆｂ１、エンド周波数ｆｂ２のインピーダンスよりも高く、基本周波数帯のセンター周波数ｆａ３とエンド周波数ｆａ２とは、位相差が約１７０°となっている。また、基本周波数帯における共振周波数は、センター周波数ｆａ３とエンド周波数ｆａ２との間にあり、高次周波数帯におけるＶＳＷＲが４以下となる帯域幅はスタート周波数ｆｂ１からエンド周波数ｆｂ２の帯域を満足するまでに広帯域化されている。

可変容量素子Ｄ１に３Ｖの電圧を与える状態でのインピーダンス特性を図７（ａ）に、ＶＳＷＲ特性を図７（ｂ）に示す。この場合には容量値が相対的に小さくなり、マイナスのリアクタンスが与えられることとなる。
スミスチャート上のインピーダンス特性は、基本周波数帯のセンター周波数ｆａ３、高次周波数帯のスタート周波数ｆｂ１、エンド周波数ｆｂ２では変化は僅かであるが、基本周波数帯のスタート周波数ｆａ１、エンド周波数ｆａ２の位相が大きく変化し、基本周波数帯のセンター周波数ｆａ３とスタート周波数ｆａ１とは、位相差が約１８０°となった。
高次周波数帯における帯域幅は、容量値の変化の前後でほぼ変わりないが、基本周波数帯における共振周波数は、スタート周波数ｆａ１とセンター周波数ｆａ３との間に移動した。

以上説明した様に、複数の放射電極を備えたマルチバンドアンテナを用い、可変容量素子Ｄ１を備えた可変整合回路を用いることによって高次周波数帯への影響を抑えて基本周波数帯における基本周波数帯の共振周波数を可変とすることが可能となった。

本発明によれば、可変整合回路を構成する可変容量素子への印加電圧を調整することによって、アンテナ回路の容量成分を調整して、基本周波数帯の共振周波数を可変としながら、高次周波数帯の共振周波数をほとんど変化しないアンテナ回路を得ることが出来る。したがって高次周波数帯における利得を変化させることが無い。
また基本周波数帯における共振周波数を調整できることから、放射電極数の増加を抑えながら広範囲の周波数帯に対応することが可能となり、広範囲の周波数で送受信する無線装置、特には基本周波数帯と高次周波数帯を同時に利用するマルチモードの無線装置に用いることが出来る。
また、可変整合回路や第１、第２整合回路はチップ素子で構成できるため、アンテナ回路を小型に構成することが出来る。

本発明の一実施例に係るアンテナ回路の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施例に係るアンテナ回路（マルチバンドアンテナ除く）の構成を示す等価回路図である。 本発明の一実施例に係るアンテナ回路に用いるマルチバンドアンテナ部の構成を示す斜視図である。 （ａ） 本発明の一実施例に係るアンテナ回路に用いるマルチバンドアンテナ単体でのインピーダンス特性を示すスミスチャートである。（ｂ） そのＶＳＷＲの周波数特性図である。 （ａ） 本発明の一実施例に係るアンテナ回路に用いるマルチバンドアンテナと第１整合回路のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。（ｂ） そのＶＳＷＲの周波数特性図である。 （ａ） 本発明の一実施例に係るアンテナ回路の、可変容量素子に０Ｖの電圧印加した場合のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。（ｂ） そのＶＳＷＲの周波数特性図である。 （ａ） 本発明の一実施例に係るアンテナ回路の、可変容量素子に３Ｖの電圧印加した場合のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。（ｂ） そのＶＳＷＲ周波数特性図である。 （ａ） 本発明のアンテナ回路に用いるマルチバンドアンテナの、第１放射電極のＶＳＷＲ特性の一例を示す周波数特性図である。（ｂ） 本発明のアンテナ回路に用いるマルチバンドアンテナの、第２放射電極のＶＳＷＲ特性の一例を示す周波数特性図である。（ｃ） 第１放射電極と第２放射電極を組み合わせた時のＶＳＷＲ特性の一例を示す周波数特性図である。

符号の説明

１０ 可変整合回路
２０ 第１整合回路
３０ 第２整合回路
２００ プリント基板（副基板）
２５０ 給電線路
φ１ 第１伝送線路
φ２ 第２伝送線路
ＡＮＴ１ 第１放射電極
ＡＮＴ２ 第２放射電極
ＡＮＴ マルチバンドアンテナ

Claims (6)

1. 少なくとも基本周波数帯に対応した放射電極と高次周波数帯に対応した放射電極を有するマルチバンドアンテナと、前記マルチバンドアンテナの給電側に接続する第１整合回路と、前記第１整合回路と第１伝送線路を介して接続する可変整合回路と、前記可変整合回路と第２伝送線路を介して接続する第２整合回路を備え、
   前記可変整合回路は、前記第１整合回路と直列に接続された可変容量素子と前記可変容量素子への給電回路を含み、第１整合回路及び第２整合回路はリアクタンス素子で構成され、前記可変容量素子への給電によって静電容量を変化させ、基本周波数帯の共振周波数を可変としたことを特徴とするアンテナ回路。
2. 第１整合回路は接地されたインダクタンス素子と、それに並列接続されたキャパシタンス素子を含み、第２整合回路は前記可変容量素子と直列に接続されたインダクタンス素子を含むことを特徴とする請求項１に記載のアンテナ回路。
3. 前記可変容量素子がバリキャップダイオードであって、前記バリキャップダイオードのカソード側に第１整合回路を接続し、アノード側に第２整合回路を接続とするとともに給電回路が接続されたことを特徴とする請求項２に記載のアンテナ回路。
4. 高周波回路が形成された主基板に、第２整合回路と可変整合回路を構成する可変容量回路素子と給電回路が形成され、副基板にマルチバンドアンテナと第１整合回路が構成され、第１整合回路と可変容量素子は同軸線路で接続されたことを特徴とする請求項１乃至３に記載のアンテナ回路。
5. 前記副基板にはグランドパターンを備えず、第１整合回路を構成するリアクタンス素子は、副基板に形成された接続パターンを介して主基板のグランドパターンに接地されたことを特徴とする請求項４に記載のアンテナ回路。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載のアンテナ回路を備えたことを特徴とする無線装置。

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