JP2010068585A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置としての容量は同じであっても、平滑コンデンサに流れる電流を低減でき、この電流を検出する電流検出手段を、電力損失が小さく発熱が抑制され小形安価なものとできる電力変換装置を得ることを目的とする。
【解決手段】ＩＧＢＴの直列体を有し平滑コンデンサＣＨの端子間に接続され所定の周期でＩＧＢＴをオンオフ駆動することにより電力変換を行う電力変換回路、平滑コンデンサＣＨに流れる電流を検出するシャント抵抗１４０、およびシャント抵抗１４０の出力が所定の設定値を超えたときＩＧＢＴをオフさせるトランジスタを備えた電力変換装置であって、その電力変換回路を平滑コンデンサＣＨに互いに並列に接続される２つの（単位）電力変換回路１１０、１２０で構成するとともに、両電力変換回路１１０、１２０のＩＧＢＴをオンオフ駆動する位相を互いにπ（１８０度）ずらすようにした。
【選択図】図１

Description

この発明は、ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチング素子を使用した電力変換装置に関し、これら半導体スイッチング素子の故障等で過大な電流が流れたとき、電力変換装置内の部品を破損すること無く安全に停止することができる過電流保護回路を備えた電力変換装置に関する。

従来の過電流保護回路を備えた電力変換装置は、直流端子間の直流電圧を平滑する平滑コンデンサと直流端子間にブリッジ接続された半導体スイッチング素子とを備え、前記コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段の出力と予め定められた過電流検出レベルとを比較し前記電流検出手段の出力が前記過電流検出レベルより大きくなったことにより過電流を検出するコンパレータと、このコンパレータにより過電流が検出されると前記半導体スイッチング素子のゲート電位を通常のオン時のゲート電位より低下させ、そして、前記半導体スイッチング素子のゲート電位を通常のオフ時のゲート電位に低下させるゲートしゃ断回路を備えている（例えば、特許文献１参照）。

特開平７−１５９４８号公報（請求項１、図１参照）

特許文献１に示された過電流保護回路を備えた電力変換装置では、前記平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段の電流値が大きいため、比較的安価で検出精度の良いシャント抵抗を用いた場合は、発熱が大きくなり電流検出手段が大形化、高コスト化する問題点があった。また、比較的価格が高く検出精度に難があるが、検出信号が絶縁されて取り出せるため制御回路とのインターフェース回路が不要といったメリットをもつ、ホール素子を利用した非接触型の電流センサを用いた場合でも、その電流値に合わせて検出手段に用いられる磁気回路部の大きさが増減するため、同様の問題があった。

この発明は、以上のような従来の問題点を解消するためになされたもので、電力変換装置としての容量は同じであっても、平滑コンデンサに流れる電流を低減でき、この電流を検出する電流検出手段を、電力損失が小さく発熱が抑制され小形安価なものとできる電力変換装置を得ることを目的とする。

第１の発明に係る電力変換装置は、第１の平滑コンデンサ、半導体スイッチング素子の直列体を有し第１の平滑コンデンサの端子間に接続され所定の周期で半導体スイッチング素子をオンオフ駆動することにより電力変換を行う電力変換回路、第１の平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段、および電流検出手段の出力が所定の設定値を超えたとき半導体スイッチング素子をオフさせる遮断手段を備えた電力変換装置において、
電力変換回路を第１の平滑コンデンサに互いに並列に接続される複数個の単位電力変換回路で構成するとともに、半導体スイッチング素子をオンオフ駆動する周期におけるタイミングが、各単位電力変換回路で互いに異なるようにしたものである。

第２の発明に係る電力変換装置は、第１、第２および第３の平滑コンデンサの直列体、半導体スイッチング素子の直列体を有し第１の平滑コンデンサの端子間に接続され所定の周期で半導体スイッチング素子をオンオフ駆動することにより電力変換を行う第１の電力変換回路、半導体スイッチング素子の直列体を有し第２の平滑コンデンサの端子間に接続され所定の周期で半導体スイッチング素子をオンオフ駆動することにより電力変換を行う第２の電力変換回路、第３の平滑コンデンサの端子間に接続された、一方向に導通可能な半導体整流素子の直列体、および各半導体スイッチング素子の直列体の中間接続点と各半導体整流素子の直列体の中間接続点との間に接続された共振用インダクタと共振用コンデンサとの直列体を備え、半導体スイッチング素子のオンオフ駆動に基づく共振用コンデンサの充放電を利用して第１、第２および第３の平滑コンデンサの直列接続体端子間と第３の平滑コンデンサの端子間との間で直流電圧の変換を行う電力変換装置において、
第１の平滑コンデンサに流れる電流および第２の平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段、および電流検出手段の出力が所定の設定値を超えたとき半導体スイッチング素子をオフさせる遮断手段を備えるとともに、
第１の電力変換回路を第１の平滑コンデンサに互いに並列に接続される複数個の第１の単位電力変換回路で構成し、第２の電力変換回路を第２の平滑コンデンサに互いに並列に接続される複数個の第２の単位電力変換回路で構成し、半導体整流素子の直列体を第３の平滑コンデンサに互いに並列に接続され第１の単位電力変換回路の個数と第２の単位電力変換回路の個数との和の個数の単位直列体で構成するとともに、
第１の電力変換回路における半導体スイッチング素子をオンオフ駆動する周期におけるタイミングが、各第１の単位電力変換回路で互いに異なるように、かつ、第２の電力変換回路における半導体スイッチング素子をオンオフ駆動する周期におけるタイミングが、各第２の単位電力変換回路で互いに異なるようにしたものである。

第１の発明に係る電力変換装置では、電力変換回路を複数個の単位電力変換回路で構成し、半導体スイッチング素子をオンオフ駆動する周期におけるタイミングが、各単位電力変換回路で互いに異なるようにしたので、第１の平滑コンデンサから各単位電力変換回路の半導体スイッチング素子に流れる電流のタイミングがずれ、結果として、第１の平滑コンデンサに流れる電流実効値が低減し、電流検出手段が、電力損失が小さく発熱が抑制され小形安価となるという効果がある。

第２の発明に係る電力変換装置では、第１、第２および第３の平滑コンデンサの直列接続体端子間と第３の平滑コンデンサの端子間との間で直流電圧の変換を行う電力変換装置において、第１の発明と同様の原理により、第１および第２の平滑コンデンサに流れる電流実効値が低減し、電流検出手段が、電力損失が小さく発熱が抑制され小形安価となるという効果がある。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す。この電力変換装置は、電圧の高い直流電圧ＶＨから低い直流電圧ＶＬへ電圧変換し、また、低い直流電圧ＶＬから高い直流電圧ＶＨへ電圧変換することができる。図１に示す電力変換装置１００では、後述する半導体スイッチング素子の直列体を有しそのオンオフ駆動で電力の変換を行う電力変換回路が、互いに並列に接続された２個の単位電力変換回路１１０、１２０から構成されている。なお、以下の記述では、誤解の生じない範囲で、例えば、単位電力変換回路１１０は、適宜、電力変換回路１１０と略記するものとする。

電力変換装置１００は、更に、電力変換回路１１０、１２０へゲート信号を出力する制御回路１３０と、第１の平滑コンデンサである高電圧側の平滑コンデンサＣＨと、第２の平滑コンデンサである低電圧側の平滑コンデンサＣＬと、平滑コンデンサＣＨに直列に接続された電流検出手段としてのシャント抵抗１４０と、シャント抵抗１４０からの電流検出電圧信号を反転増幅する反転増幅回路１５０と、反転増幅された電圧信号と所定の設定値であるリファレンス電圧Ｖｒｅｆとを比較して、電圧信号が大きい（過電流の）場合ハイ電圧を出力するコンパレータ１６０と、コンパレータ１６０からのハイ電圧出力をラッチして電力変換回路１１０、１２０に出力するラッチ回路１７０とから構成される。

また、電力変換回路１１０および１２０は、グランド端子１１０ＴＧ、１２０ＴＧと、低電圧側入出力端子１１０ＴＶＬ、１２０ＴＶＬと、高電圧側入出力端子１１０ＴＶＨ、１２０ＴＶＨと、高電圧側半導体スイッチング素子駆動用ゲート信号端子１１０ＴＳＨ、１２０ＴＳＨと、低電圧側半導体スイッチング素子駆動用ゲート信号端子１１０ＴＳＬ、１２０ＴＳＬと、高電圧側半導体スイッチング素子用の遮断信号端子１１０ＴＣＨ、１２０ＴＣＨと、低電圧側半導体スイッチング素子用の遮断信号端子１１０ＴＣＬ、１２０ＴＣＬとを備えている。

次に、接続構成の詳細について説明する。
平滑コンデンサＣＨの一方の端子は、シャント抵抗１４０の一方の端子と反転増幅回路１５０の入力端子に接続され、他方の端子は、電力変換回路１１０、１２０の高電圧側入出力端子１１０ＴＶＨ、１２０ＴＶＨに接続される。シャント抵抗１４０の他方の端子は、電力変換回路１１０、１２０のグランド端子１１０ＴＧ、１２０ＴＧと、平滑コンデンサＣＬの一方の端子に接続され接地されている。平滑コンデンサＣＬの他方の端子は、電力変換回路１１０、１２０の低電圧側入出力端子１１０ＴＶＬ、１２０ＴＶＬに接続されている。入出力電圧端子間（１１０ＴＶＨ、１１０ＴＧ）、（１２０ＴＶＨ、１２０ＴＧ）には、電圧ＶＨが入力あるいは出力され、入出力電圧端子間（１１０ＴＶＬ、１１０ＴＧ）、（１２０ＴＶＬ、１２０ＴＧ）には、電圧ＶＬが出力あるいは入力されている。

反転増幅回路１５０の出力端子は、コンパレータ１６０の＋側入力端子に接続されている。コンパレータ１６０の−側入力端子には、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが入力され、出力端子はラッチ回路１７０の入力端子に接続されている。ラッチ回路１７０の出力端子は、遮断信号端子１１０ＴＣＬ、１１０ＴＣＨ、１２０ＴＣＬ、１２０ＴＣＨに接続されている。
制御回路１３０は、電圧ＶＨおよびＶＬの要求される電圧変換仕様に応じて、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ、Ｇａｔｅ１Ｌ、Ｇａｔｅ２Ｈ、Ｇａｔｅ２Ｌを出力し、出力されたゲート信号は、電力変換回路１１０、１２０のゲート信号端子１１０ＴＳＨ、１１０ＴＳＬ、１２０ＴＳＨ、１２０ＴＳＬに入力される。

次に、電力変換回路１１０および１２０の内部の接続の詳細について説明する。但し、電力変換回路１１０と１２０の構成は同じであるため、ここでは電力変換回路１１０内の接続についてのみ説明する。
電力変換回路１１０は、半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１１０ＳＨ、１１０ＳＬと、ダイオード１１０ＤＨ、１１０ＤＬと、インダクタ１１０Ｌと、ゲート駆動回路１１０ＤｒＨ、１１０ＤｒＬと、詳しくは後段の過電流保護動作のところで詳述するが、ＩＧＢＴ１１０ＳＨ、１１０ＳＬのゲート電圧をエミッタ電圧にしオフ動作させることを目的として、ゲート駆動回路１１０ＤｒＨ、１１０ＤｒＬの入力電圧をエミッタ端子電圧に固定するトランジスタ１１０ＴｒＨ、１１０ＴｒＬと、高電圧側に配置されたＩＧＢＴ１１０ＳＨおよびトランジスタ１１０ＴｒＨと、それぞれ制御回路１３０およびラッチ回路１７０との間の信号を電気的に絶縁するためのフォトカプラー１１０ＰＨおよび１１０ＰＴｒとから構成されている。

なお、本願で、過電流保護動作を担う、本願請求項の遮断手段は、図１では、反転増幅回路１５０、コンパレータ１６０、ラッチ回路１７０、およびトランジスタ１１０ＴｒＨ、１１０ＴｒＬが相当する。

また、ＩＧＢＴ１１０ＳＨのコレクタ端子は、ダイオード１１０ＤＨのカソード端子と、高電圧側入出力端子１１０ＴＶＨとに接続され、エミッタ端子は、ダイオード１１０ＤＨのアノード端子と、インダクタ１１０Ｌの一方の端子と、ＩＧＢＴ１１０ＳＬのコレクタ端子と、ダイオード１１０ＤＬのカソード端子と、トランジスタ１１０ＴｒＨのエミッタ端子とに接続されている。ＩＧＢＴ１１０ＳＬのエミッタ端子は、ダイオード１１０ＤＬのアノード端子と、グランド端子１１０ＴＧと、トランジスタ１１０ＴｒＬのエミッタ端子とに接続されている。インダクタ１１０Ｌの他方の端子は、低電圧側入出力端子１１０ＴＶＬに接続されている。

ＩＧＢＴ１１０ＳＨのゲート端子は、ゲート駆動回路１１０ＤｒＨの出力端子に接続され、ゲート駆動回路１１０ＤｒＨの入力端子は、フォトカプラー１１０ＰＨの出力端子と、トランジスタ１１０ＴｒＨのコレクタ端子とに接続されている。フォトカプラー１１０ＰＨの入力端子は、ゲート信号端子１１０ＴＳＨに接続されている。トランジスタ１１０ＴｒＨのベース端子は、フォトカプラー１１０ＰＴｒの出力端子に接続され、フォトカプラー１１０ＰＴｒの入力端子は、遮断信号端子１１０ＴＣＨに接続されている。

ＩＧＢＴ１１０ＳＬのゲート端子は、ゲート駆動回路１１０ＤｒＬの出力端子に接続され、ゲート駆動回路１１０ＤｒＬの入力端子は、トランジスタ１１０ＴｒＬのコレクタ端子と、ゲート信号端子１１０ＴＳＬとに接続されている。トランジスタ１１０ＴｒＬのベース端子は、遮断信号端子１１０ＴＣＬに接続されている。

次に、直流電圧変換に係る動作について説明する。
電力変換回路１１０は、ＩＧＢＴ１１０ＳＨをオンオフ駆動することにより、入出力電圧端子間（１１０ＴＶＨ、１１０ＴＧ）に入力された電圧ＶＨを降圧調整して、入出力電圧端子間（１１０ＴＶＬ、１１０ＴＧ）に電圧ＶＬにして出力する。また、ＩＧＢＴ１１０ＳＬをオンオフ駆動することにより、入出力電圧端子間（１１０ＴＶＬ、１１０ＴＧ）に入力された電圧ＶＬを昇圧調整して、入出力電圧端子間（１１０ＴＶＨ、１１０ＴＧ）に電圧ＶＨにして出力する。この電力変換回路１１０は、非絶縁形の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータであり、動作の詳細は、例えば、非特許文献１（電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編：“パワーエレクトロニクス回路”，オーム社，ｐｐ．２４５−２６５，２０００）等でよく知られているので、ここでは以下に動作の概要を説明するに留めるものとする。

降圧調整動作を例にして説明する。
制御回路１３０からゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ、Ｇａｔｅ１Ｌが出力され、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈがフォトカプラー１１０ＰＨ⇒ゲート駆動回路１１０ＤｒＨ⇒ＩＧＢＴ１１０ＳＨのゲート端子に、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌがゲート駆動回路１１０ＤｒＬ⇒ＩＧＢＴ１１０ＳＬのゲート端子に伝送され、ＩＧＢＴ１１０ＳＨ、１１０ＳＬがオンオフ動作する。ゲート電圧は、ハイ電圧でオン、ロウ電圧でオフである。ここでは、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ、Ｇａｔｅ１Ｌもハイ電圧でＩＧＢＴがオン、ロウ電圧でＩＧＢＴがオフとなっている。このとき、ＩＧＢＴ１１０ＳＬは、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌをロウ電圧とし常時オフ状態としてもよいが、ここでは、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌはゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈの反転電圧信号となっており、オンオフ動作をしている。このＩＧＢＴのオンオフ動作のオンデューティー比を調整することにより、ＶＨ⇒ＶＬの降圧調整を行なっている。

同様に、電力変換回路１２０において、制御回路１３０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ２Ｈ、Ｇａｔｅ２Ｌにより、電力変換回路１１０のＩＧＢＴ１１０ＳＨに対応するＩＧＢＴ１２０ＳＨ（図示せず）とＩＧＢＴ１１０ＳＬに対応するＩＧＢＴ１２０ＳＬ（図示せず）とがオンオフ動作を行い、そのオンデューティー比を調整することにより、ＶＨ⇒ＶＬの降圧調整を行う。

電圧ＶＨを６００Ｖ、電圧ＶＬを２００Ｖ、出力電力を１３ｋＷ、インダクタ１１０Ｌ、１２０Ｌ（電力変換回路１２０の構成部品。図示せず。）のインダクタンス値を５００μＨ、駆動周波数を１０ｋＨｚとした場合を例にして、電力変換回路１１０と１２０の動作について説明する。
図２に、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ、Ｇａｔｅ２Ｈの電圧波形と、電力変換回路１１０、１２０の入力電流の波形と、平滑コンデンサＣＨの電流の波形とを示す。図に示したように、電力変換回路１１０と１２０は、オンオフ駆動する周期におけるタイミングである位相が、互いにπ（１８０度）ずれて動作する。このような動作をすると、入力電流が分散されるので、結果として、平滑コンデンサＣＨの電流実効値を小さく抑えることができる。この場合、平滑コンデンサの電流実効値は１８Ａｒｍｓとなる。

比較例として、同じ電力を１つの電力変換回路で電圧変換した場合について説明する。条件は、電圧ＶＨを６００Ｖ、電圧ＶＬを２００Ｖ、出力電力を１３ｋＷ、インダクタのインダクタンス値を２５０μＨ（５００μＨのインダクタを２個並列にしたものと等価）、駆動周波数を１０ｋＨｚとする。
図３に、ゲート信号と、変換回路の入力電流の波形と、平滑コンデンサの電流の波形とを示す。図からわかるように、入力電流は分散されず集中するので、結果として、平滑コンデンサの電流実効値は大きくなる。この場合、平滑コンデンサの電流実効値は３３．４Ａｒｍｓとなる。

上記より、本発明の電力変換装置のシャント抵抗１４０に流れる電流は、従来と比較して０．５４倍にすることができる。これは、シャント抵抗の発熱を従来の３０％に低減する効果があり、シャント抵抗を小形、安価に、また、安全で長寿命とすることができると同時に、電力変換装置の効率を向上させることができる。

次に、過電流保護動作について説明する。
電力変換回路１１０のＩＧＢＴ１１０ＳＨがオン動作している期間に、ＩＧＢＴ１１０ＳＬが短絡故障した場合を例にして、過電流保護動作について説明する。
図４に、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈの電圧波形と、コンパレータ１６０の−入力端子の電圧Ｖｒｅｆおよび＋入力端子の検出電流に対応した電圧の波形と、ＩＧＢＴ１１０ＳＨの電流の波形を示す。

平滑コンデンサＣＨに流れる電流は、シャント抵抗１４０により電圧信号に変換され、反転増幅回路１５０により反転増幅され（過電流発生時の電圧信号を、接地電位を基準として正電圧として出力するため、反転増幅回路を用いている）、コンパレータ１６０の＋入力端子に入力されている。ＩＧＢＴ１１０ＳＬに短絡故障が発生すると、図のように、コンパレータ１６０の＋入力端子の電圧が急激に上昇する（図中、時刻ｔ１⇒ｔ２）。＋入力端子の電圧が−入力端子の電圧Ｖｒｅｆを超えると（図中、時刻ｔ２）、コンパレータ１６０は過電流を検出し、ハイ電圧を出力する。このハイ電圧をラッチ回路１７０により維持し、このラッチ回路１７０の出力電圧がロウからハイに変化することにより、電力変換回路１１０、１２０の遮断信号端子１１０ＴＣＨ、１１０ＴＣＬ、１２０ＴＣＨ、１２０ＴＣＬを介して、トランジスタ１１０ＴｒＨ、１１０ＴｒＬ、１２０ＴｒＨ（図示せず）、１２０ＴｒＬ（図示せず）のベースにハイ電圧信号を伝える。各トランジスタがオン動作すると、ゲート駆動回路１１０ＤｒＨ、１１０ＤｒＬ、１２０ＤｒＨ（図示せず）、１２０ＤｒＬ（図示せず）の入力がロウ電圧になり、ＩＧＢＴ１１０ＳＨ、１１０ＳＬ、１２０ＳＨ（図示せず）、１２０ＳＬ（図示せず）のゲート電圧がエミッタ電位まで低下し、各ＩＧＢＴがオフ状態となる（図中、時刻ｔ３⇒ｔ４）。

このように、平滑コンデンサの電流を検出することにより、過電流状態を検出し、電力変換回路内のＩＧＢＴをオフ動作させることにより、電力変換装置の破損を防止することができる。電力変換回路へ流れ込む電流は、平滑コンデンサだけではなく接続される電源からもあるが、電源と電力変換回路の間の高周波インピーダンスは、平滑コンデンサと電力変換回路の間のそれと比較すると大きいため、高速な過電流現象の検出には平滑コンデンサの電流を検出する方法でよい。また、電流検出個所が１つで済むメリットもある。

なお、上記の説明においては、電力変換回路１１０、１２０間のオンオフ駆動動作の位相差をπとしたが、平滑コンデンサＣＨの電流の低減効果は小さくなるが、位相差をπ以外に設定しても従来よりも電流が低減することは言うまでもない。
また、上記の説明においては、電力変換回路を２つの（単位）電力変換回路１１０、１２０に分割する構成について説明したが、これを３つ以上に分割し、各（単位）電力変換回路間の動作の位相差を異ならせることにより、さらに平滑コンデンサの電流が低減し、さらにシャント抵抗の発熱を抑え、小形化が可能となる。

また、上記の説明においては、電流検出をシャント抵抗１４０により行なうことを説明したが、平滑コンデンサに流れる電流に基づき磁場を形成する磁気回路とこの磁場に設けられたホール素子を利用した非接触型の電流検出器を用いても同様の効果がある。この場合、電流検出器に用いられる磁気回路（コア材料）の小形化を図ることができ、電流検出器を小形、安価にすることができる。
更に、上記の説明においては、電力変換装置が電圧ＶＨからＶＬへの降圧動作を行う場合について説明したが、電圧ＶＬからＶＨへの昇圧動作をさせる場合も、上記の説明と同様、電力変換回路を分割し、位相を異ならせて動作させることにより、平滑コンデンサの電流を低減し、電流検出部分を小形、安価にできる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置について説明する。
この電力変換装置２００は、入力された電圧ＶＬを２倍に昇圧して電圧ＶＨとして出力する倍電圧ＤＣ／ＤＣコンバータである。図５に、この発明の実施の形態２における電力変換装置２００の構成を示す。電力変換装置２００は、（単位）電力変換回路２１０、２２０、制御回路２３０、第１の平滑コンデンサである平滑コンデンサＣｓ１、第２の平滑コンデンサである平滑コンデンサＣｓ２、シャント抵抗１４０、反転増幅回路１５０、コンパレータ１６０、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ、ラッチ回路１７０から構成される。
なお、シャント抵抗１４０、反転増幅回路１５０、コンパレータ１６０、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ、ラッチ回路１７０は、先の実施の形態１と同じものである。

電力変換回路２１０および２２０は、グランド端子２１０ＴＧ、２２０ＴＧと、低電圧側の入力電圧端子２１０ＴＶＬ、２２０ＴＶＬと、高電圧側の出力電圧端子２１０ＴＶＨ、２２０ＴＶＨと、高電圧側半導体スイッチング素子駆動用ゲート信号端子２１０ＴＳＨ、２２０ＴＳＨと、低電圧側半導体スイッチング素子駆動用ゲート信号端子２１０ＴＳＬ、２２０ＴＳＬと、半導体スイッチング素子用の遮断信号端子２１０ＴＣ、２２０ＴＣとを備えている。

次に、接続の詳細について説明する。
平滑コンデンサＣｓ１の一方の端子は、シャント抵抗１４０の一方の端子と反転増幅回路１５０の入力端子に接続され、他方の端子は、電力変換回路２１０、２２０の低電圧側の入力電圧端子２１０ＴＶＬ、２２０ＴＶＬと、平滑コンデンサＣｓ２の一方の端子に接続される。シャント抵抗１４０の他方の端子は、電力変換回路２１０、２２０のグランド端子２１０ＴＧ、２２０ＴＧに接続され接地されている。平滑コンデンサＣｓ２の他方の端子は、電力変換回路２１０、２２０の高電圧側の出力電圧端子２１０ＴＶＨ、２２０ＴＶＨに接続されている。入力電圧端子間（２１０ＴＶＬ、２１０ＴＧ）、（２２０ＴＶＬ、２２０ＴＧ）には、電圧ＶＬが入力され、出力電圧端子間（２１０ＴＶＨ、２１０ＴＧ）、（２２０ＴＶＨ、２２０ＴＧ）には、電圧ＶＨが出力されている。

また、先の実施の形態１と同様に、反転増幅回路１５０の出力端子は、コンパレータ１６０の＋側入力端子に接続されている。コンパレータ１６０の−側入力端子には、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが入力され、出力端子はラッチ回路１７０の入力端子に接続されている。ラッチ回路１７０の出力端子は、遮断信号端子２１０ＴＣ、２２０ＴＣに接続されている。
制御回路２３０は、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ、Ｇａｔｅ１Ｌ、Ｇａｔｅ２Ｈ、Ｇａｔｅ２Ｌを出力し、出力されたゲート信号は、電力変換回路２１０、２２０のゲート信号端子２１０ＴＳＨ、２１０ＴＳＬ、２２０ＴＳＨ、２２０ＴＳＬに入力される。

次に、電力変換回路２１０および２２０の内部の接続の詳細について説明する。但し、電力変換回路２１０と２２０の構成は同じであるため、ここでは電力変換回路２１０内の接続についてのみ説明する。
電力変換回路２１０は、半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＨ、２１０ＳＬ（図中、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードをドレイン端子−ソース端子間に記している）と、共振用のインダクタ２１０Ｌｒと、共振用のコンデンサ２１０Ｃｒと、ＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＨ、２１０ＳＬを駆動するゲート駆動回路２１０Ｄｒと、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧をソース電圧にし、オフ動作させることを目的として、ゲート駆動回路２１０Ｄｒの２つの入力電圧をＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＬのソース端子電圧にそれぞれ固定するトランジスタ２１０ＴｒＨ、２１０ＴｒＬと、半導体整流素子であるダイオード２１０ＤＨ、２１０ＤＬとから構成されている。

なお、本願で、過電流保護動作を担う、本願請求項の遮断手段は、図５では、反転増幅回路１５０、コンパレータ１６０、ラッチ回路１７０、およびトランジスタ２１０ＴｒＨ、２１０ＴｒＬが相当する。

ＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＨのドレイン端子は、ダイオード２１０ＤＬのアノード端子と、低電圧側の入力電圧端子２１０ＴＶＬとに接続され、ソース端子は、ＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＬのドレイン端子と、共振用コンデンサ２１０Ｃｒの一方の端子とに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＬのソース端子は、トランジスタ２１０ＴｒＨ、２１０ＴｒＬのエミッタ端子と、グランド端子２１０ＴＧとに接続されている。共振用コンデンサ２１０Ｃｒの他方の端子は、共振用インダクタ２１０Ｌｒの一方の端子に接続され、共振用インダクタ２１０Ｌｒの他方の端子は、ダイオード２１０ＤＬのカソード端子と、ダイオード２１０ＤＨのアノード端子とに接続されている。ダイオード２１０ＤＨのカソード端子は、高電圧側の出力電圧端子２１０ＴＶＨに接続されている。

以上の接続の構成は換言すると、ＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＨとＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＬとの直列体の中間接続点と、ダイオード２１０ＤＨとダイオード２１０ＤＬとの直列体の中間接続点との間に、共振用インダクタ２１０Ｌｒと共振用コンデンサ２１０Ｃｒとの直列体が接続されていることになる。

ＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＨ、２１０ＳＬのゲート端子は、それぞれゲート駆動回路２１０Ｄｒの出力端子に接続され、ゲート駆動回路２１０Ｄｒの入力端子は、それぞれゲート信号端子２１０ＴＳＨおよび２１０ＴＳＬに接続されている。ゲート駆動回路２１０Ｄｒの入力端子には、ＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＨ駆動用としてゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ、２１０ＳＬ駆動用としてゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌが入力される。高電圧側ＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＨのゲート信号は、ゲート駆動回路２１０Ｄｒの中で電圧レベルが接地電位からＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＨのソース電位に変換される。

ゲート信号端子２１０ＴＳＨは、トランジスタ２１０ＴｒＨのコレクタ端子に接続され、ゲート信号端子２１０ＴＳＬは、トランジスタ２１０ＴｒＬのコレクタ端子に接続される。トランジスタ２１０ＴｒＨ、２１０ＴｒＬのエミッタ端子は、グランド端子２１０ＴＧに、ベース端子は、遮断信号端子２１０ＴＣに接続されている。

次に、直流電圧変換に係る動作について説明する。但し、電力変換回路２１０と２２０の動作は同じであるため、ここでは電力変換回路２１０の動作についてのみ説明する。
この発明の倍電圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力された電圧ＶＬをその倍電圧の電圧ＶＨにして出力する。定常状態において、平滑コンデンサＣｓ１には電圧ＶＬが充電され、平滑コンデンサＣｓ２には電圧（ＶＨ−ＶＬ）が充電されている。電圧ＶＨは、出力端子から電力を供給しているときは、ＶＨ＜ＶＬ×２の関係となっている。共振用コンデンサ２１０Ｃｒには、平均的に電圧ＶＬが充電されている。

ＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＬがオン動作（２１０ＳＨはオフ）すると、Ｃｓ１⇒２１０ＤＬ⇒２１０Ｌｒ⇒２１０Ｃｒ⇒２１０ＳＬ⇒シャント抵抗１４０の順に、エネルギーが平滑コンデンサＣｓ１から共振用コンデンサ２１０Ｃｒに移行する。このとき、オン時間は、共振用コンデンサ２１０Ｃｒとインダクタ２１０Ｌｒとから決まる共振周期の約１／２としている。オン時間をこのように設定することにより、電流ゼロ状態でのＭＯＳＦＥＴのオンオフ動作が可能となるため、高効率にエネルギーの移行ができる。

次に、ＭＯＳＦＥＴ２１０ＳＨがオン動作（２１０ＳＬはオフ）すると、２１０Ｃｒ⇒２１０Ｌｒ⇒２１０ＤＨ⇒Ｃｓ２⇒２１０ＳＨの順に、エネルギーが共振用コンデンサ２１０Ｃｒから平滑コンデンサＣｓ２に移行する。この場合も同様に、オン時間は２１０Ｃｒと２１０Ｌｒとから決まる共振周期の約１／２となっており、高効率なエネルギーの移行を行なっている。このように、エネルギーをＣｓ１からＣｓ２に送ることにより倍電圧昇圧を行なっている。
なお、電力変換回路２１０と２２０とで、そのＬｒとＣｒとから決まる共振周期は同じとしている。

次に、電力変換回路２１０と２２０とを含む全体の動作について説明する。
図６にゲート信号Ｇａｔｅ１ＨとＧａｔｅ２Ｈの電圧波形を示す。ゲート信号はハイ電圧でそれに対応するＭＯＳＦＥＴがオン動作する。先の実施の形態１と同様に、動作の位相差がπ（１８０度）で各電力変換回路２１０と２２０とが動作している。このような動作をさせることにより、従来の１つの電力変換回路の場合と比較して、平滑コンデンサＣｓ１の電流を先の実施の形態１と同様に小さくすることができる。

電圧ＶＬを３００Ｖ、出力電力を１３ｋＷとした場合において、本発明の電力変換回路を２分割した構成と分割しない構成の平滑コンデンサＣｓ１の電流を比較する。図７に、両者における平滑コンデンサＣｓ１の電流を示す。図からわかるように、本発明の平滑コンデンサの電流は小さくなっていることがわかる。電流実効値で比較すると、本発明が１０．５Ａｒｍｓであるのに対して、従来方法では２６．２Ａｒｍｓとなる。

なお、過電流保護動作に関しては、先の実施の形態１と同様であるので、再度の説明は省略する。

上記より、この発明の実施の形態２の電力変換装置のシャント抵抗１４０に流れる電流は、従来と比較して０．４０倍にすることができる。これは、シャント抵抗の発熱を従来の１６％に低減する効果があり、シャント抵抗を小形、安価に、また、安全で長寿命とすることができると同時に、電力変換装置の効率を向上させることができる。

なお、上記の説明においては、電力変換回路２１０、２２０間のオンオフ駆動動作の位相差をπとしたが、平滑コンデンサの電流の低減効果は小さくなるが、位相差をπ以外に設定しても従来よりも電流が低減することは言うまでもない。
また、上記の説明においては、電力変換回路を２つの（単位）電力変換回路２１０、２２０に分割する構成について説明したが、これを３つ以上に分割し、各（単位）電力変換回路間の動作の位相差を異ならせることにより、さらに平滑コンデンサの電流が低減し、さらにシャント抵抗の発熱を抑え、小形化が可能となる。

また、本発明の実施の形態２においては、半導体整流素子としてダイオード２１０ＤＨ、２１０ＤＬを用いたが、これらをＭＯＳＦＥＴに置き換えて、導通のタイミングに合わせてオン動作させてもよい。ＭＯＳＦＥＴに置き換えることで装置としては高価となるが、種々の動作モードが可能となり装置としての有用性が向上する利点がある。その場合、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードと上記ダイオードの導通方向は同じになるように配置する。
更に、上記説明においては、電流検出をシャント抵抗により行なうことを説明したが、ホール素子を利用した非接触型の電流検出器を用いても同様の効果がある。この場合、電流検出器に用いられる磁気回路（コア材料）の小形化を図ることができ、電流検出器を小形、安価にすることができる。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置について説明する。
昇圧動作を行う先の実施の形態２と異なり、この実施の形態３における電力変換装置３００は、入力された電圧ＶＨを１／２倍に降圧して電圧ＶＬとして出力する１／２電圧ＤＣ／ＤＣコンバータである。図８に、この発明の実施の形態３における電力変換装置３００の構成を示す。電力変換装置３００は、（単位）電力変換回路３１０、３２０、制御回路３３０、第２の平滑コンデンサである平滑コンデンサＣｓ１、第１の平滑コンデンサであるＣｓ２、シャント抵抗１４０、反転増幅回路１５０、コンパレータ１６０、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ、ラッチ回路１７０から構成される。
なお、シャント抵抗１４０、反転増幅回路１５０、コンパレータ１６０、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ、ラッチ回路１７０は、回路の動作基準電圧がグランド端子から出力電圧端子３１０ＴＶＬ、３２０ＴＶＬに変更になっている点以外は、先の実施の形態１、２と同じものである。

電力変換回路３１０および３２０は、グランド端子３１０ＴＧ、３２０ＴＧと、低電圧側の出力電圧端子３１０ＴＶＬ、３２０ＴＶＬと、高電圧側の入力電圧端子３１０ＴＶＨ、３２０ＴＶＨと、高電圧側半導体スイッチング素子駆動用ゲート信号端子３１０ＴＳＨ、３２０ＴＳＨと、低電圧側半導体スイッチング素子駆動用ゲート信号端子３１０ＴＳＬ、３２０ＴＳＬと、半導体スイッチング素子用の遮断信号端子３１０ＴＣ、３２０ＴＣとを備えている。

次に、接続の詳細について説明する。
平滑コンデンサＣｓ１の一方の端子は、グランド端子３１０ＴＧ、３２０ＴＧに接続され接地され、他方の端子は、電力変換回路３１０、３２０の低電圧側の出力電圧端子３１０ＴＶＬ、３２０ＴＶＬと、シャント抵抗１４０の一方の端子に接続されている。シャント抵抗１４０の他方の端子は、反転増幅回路１５０の入力端子と、平滑コンデンサＣｓ２の一方の端子とに接続される。平滑コンデンサＣｓ２の他方の端子は、電力変換回路３１０、３２０の高電圧側の入力電圧端子３１０ＴＶＨ、３２０ＴＶＨに接続される。入力電圧端子間（３１０ＴＶＨ、３１０ＴＧ）、（３２０ＴＶＨ、３２０ＴＧ）には、電圧ＶＨが入力され、出力電圧端子間（３１０ＴＶＬ、３１０ＴＧ）、（３２０ＴＶＬ、３２０ＴＧ）には、電圧ＶＬが出力されている。

また、先の実施の形態１、２と同様に、反転増幅回路１５０の出力端子は、コンパレータ１６０の＋側入力端子に接続されている。コンパレータ１６０の−側入力端子には、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが入力され、出力端子はラッチ回路１７０の入力端子に接続されている。ラッチ回路１７０の出力端子は、遮断信号端子３１０ＴＣ、３２０ＴＣに接続されている。
制御回路３３０は、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ、Ｇａｔｅ１Ｌ、Ｇａｔｅ２Ｈ、Ｇａｔｅ２Ｌを出力し、出力されたゲート信号は、電力変換回路３１０、３２０のゲート信号端子３１０ＴＳＨ、３１０ＴＳＬ、３２０ＴＳＨ、３２０ＴＳＬに入力される。

次に、電力変換回路３１０および３２０の内部の接続の詳細について説明する。但し、電力変換回路３１０と３２０の構成は同じであるため、ここでは電力変換回路３１０内の接続についてのみ説明する。
電力変換回路３１０は、半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＨ、３１０ＳＬ（図中、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードをドレイン端子−ソース端子間に記している）と、共振用のインダクタ３１０Ｌｒと、共振用のコンデンサ３１０Ｃｒと、ＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＨ、３１０ＳＬを駆動するゲート駆動回路３１０Ｄｒと、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧をソース電圧にし、オフ動作させることを目的として、ゲート駆動回路３１０Ｄｒの２つの入力電圧をＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＬのソース端子電圧にそれぞれ固定するトランジスタ３１０ＴｒＨ、３１０ＴｒＬと、半導体整流素子であるダイオード３１０ＤＨ、３１０ＤＬと、高電圧側に配置されたＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＨ、３１０ＳＬおよびトランジスタ３１０ＴｒＨ、３１０ＴｒＬと、それぞれ制御回路３３０およびラッチ回路１７０との間の信号を電気的に絶縁するためのフォトカプラー３１０ＰＨ、３１０ＰＬおよび３１０ＰＴｒとから構成されている。

なお、本願で、過電流保護動作を担う、本願請求項の遮断手段は、図８では、反転増幅回路１５０、コンパレータ１６０、ラッチ回路１７０、およびトランジスタ３１０ＴｒＨ、３１０ＴｒＬが相当する。

ＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＨのドレイン端子は、高電圧側の入力電圧端子３１０ＴＶＨに接続され、ソース端子は、ＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＬのドレイン端子と、共振用インダクタ３１０Ｌｒの一方の端子とに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＬのソース端子は、トランジスタ３１０ＴｒＨ、３１０ＴｒＬのエミッタ端子と、低電圧側の出力電圧端子３１０ＴＶＬと、ダイオード３１０ＤＨのカソード端子とに接続されている。共振用インダクタ３１０Ｌｒの他方の端子は、共振用コンデンサ３１０Ｃｒの一方の端子に接続され、共振用コンデンサ３１０Ｃｒの他方の端子は、ダイオード３１０ＤＬのカソード端子と、ダイオード３１０ＤＨのアノード端子とに接続されている。ダイオード３１０ＤＬのアノード端子は、グランド端子３１０ＴＧに接続されている。

ＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＨ、３１０ＳＬのゲート端子は、それぞれゲート駆動回路３１０Ｄｒの出力端子に接続され、ゲート駆動回路３１０Ｄｒの入力端子は、それぞれフォトカプラー３１０ＰＨおよび３１０ＰＬを介してゲート信号端子３１０ＴＳＨおよび３１０ＴＳＬに接続されている。ゲート駆動回路３１０Ｄｒの入力端子には、ＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＨ駆動用としてゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ、３１０ＳＬ駆動用としてゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌが入力される。高電圧側ＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＨのゲート信号は、ゲート駆動回路３１０Ｄｒの中で電圧レベルが電圧端子３１０ＴＶＬの電位からＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＨのソース電位に変換される。

ゲート信号端子３１０ＴＳＨは、フォトカプラー３１０ＰＨを介してトランジスタ３１０ＴｒＨのコレクタ端子に接続され、ゲート信号端子３１０ＴＳＬは、フォトカプラー３１０ＰＬを介してトランジスタ３１０ＴｒＬのコレクタ端子に接続される。トランジスタ３１０ＴｒＨ、３１０ＴｒＬのエミッタ端子は、電圧端子３１０ＴＶＬに、ベース端子は、フォトカプラー３１０ＰＴｒを介して遮断信号端子３１０ＴＣに接続されている。

次に、直流電圧変換に係る動作について説明する。但し、電力変換回路３１０と３２０の動作は同じであるため、ここでは電力変換回路３１０の動作についてのみ説明する。
この発明の１／２倍電圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力された電圧ＶＨをその１／２電圧の電圧ＶＬにして出力する。定常状態において、平滑コンデンサＣｓ１とＣｓ２を合わせて電圧ＶＨの電圧が充電されている。電圧ＶＬは、出力端子から電力を供給しているときは、ＶＬ＜ＶＨ×（１／２）の関係となっている。共振用コンデンサ３１０Ｃｒには、平均的に電圧（ＶＨ−ＶＬ）が充電されている。

ＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＨがオン動作（３１０ＳＬはオフ）すると、Ｃｓ２⇒３１０ＳＨ⇒３１０Ｌｒ⇒３１０Ｃｒ⇒３１０ＤＨ⇒シャント抵抗１４０の順に、エネルギーが平滑コンデンサＣｓ２から共振用コンデンサ３１０Ｃｒに移行する。このとき、先の実施の形態２と同様に、オン時間は、共振用コンデンサ３１０Ｃｒとインダクタ３１０Ｌｒとから決まる共振周期の約１／２としている。オン時間をこのように設定することにより、電流ゼロ状態でのＭＯＳＦＥＴのオンオフ動作が可能となるため、高効率にエネルギーの移行ができる。

次に、ＭＯＳＦＥＴ３１０ＳＬがオン動作（３１０ＳＨはオフ）すると、３１０Ｃｒ⇒３１０Ｌｒ⇒３１０ＳＬ⇒Ｃｓ１⇒３１０ＤＬの順に、エネルギーが共振用コンデンサ３１０Ｃｒから平滑コンデンサＣｓ１に移行する。この場合も同様に、オン時間は３１０Ｃｒと３１０Ｌｒとから決まる共振周期の約１／２となっており、高効率なエネルギーの移行を行なっている。このように、エネルギーをＣｓ２からＣｓ１に送ることにより１／２倍電圧降圧を行なっている。
なお、電力変換回路３１０と３２０とで、そのＬｒとＣｒとから決まる共振周期は同じとしている。

次に、電力変換回路３１０と３２０とを含む全体の動作について説明する。
図９にゲート信号Ｇａｔｅ１ＨとＧａｔｅ２Ｈの電圧波形を示す。ゲート信号はハイ電圧でそれに対応するＭＯＳＦＥＴがオン動作する。先の実施の形態１、２と同様に、動作の位相差がπ（１８０度）で各電力変換回路３１０と３２０とが動作している。このような動作をさせることにより、従来の１つの電力変換回路の場合と比較して、平滑コンデンサＣｓ２の電流を先の実施の形態１、２と同様に小さくすることができる。

電圧ＶＨを６００Ｖ、出力電力を１３ｋＷとした場合において、本発明の電力変換回路を２分割した構成と分割しない構成の平滑コンデンサＣｓ２の電流を比較する。図１０に、両者における平滑コンデンサＣｓ２の電流を示す。図からわかるように、本発明の平滑コンデンサの電流は小さくなっていることがわかる。電流実効値で比較すると、本発明が１０．５Ａｒｍｓであるのに対して、従来方法では２６．２Ａｒｍｓとなる。

なお、過電流保護動作に関しては、先の実施の形態１と同様であるので、再度の説明は省略する。

上記より、この発明の実施の形態３の電力変換装置のシャント抵抗１４０に流れる電流は、従来と比較して０．４０倍にすることができる。これは、シャント抵抗の発熱を従来の１６％に低減する効果があり、シャント抵抗を小形、安価に、また、安全で長寿命とすることができると同時に、電力変換装置の効率を向上させることができる。

なお、上記の説明においては、電力変換回路３１０、３２０間のオンオフ駆動動作の位相差をπとしたが、平滑コンデンサの電流の低減効果は小さくなるが、位相差をπ以外に設定しても従来よりも電流が低減することは言うまでもない。
また、上記の説明においては、電力変換回路を２つの（単位）電力変換回路３１０、３２０に分割する構成について説明したが、これを３つ以上に分割し、各（単位）電力変換回路間の動作の位相差を異ならせることにより、さらに平滑コンデンサの電流が低減し、さらにシャント抵抗の発熱を抑え、小形化が可能となる。

また、本発明の実施の形態３においては、半導体整流素子としてダイオード３１０ＤＨ、３１０ＤＬを用いたが、これらをＭＯＳＦＥＴに置き換えて、導通のタイミングに合わせてオン動作させてもよい。その場合、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードと上記ダイオードの導通方向は同じになるように配置する。
更に、上記説明においては、電流検出をシャント抵抗により行なうことを説明したが、ホール素子を利用した非接触型の電流検出器を用いても同様の効果がある。この場合、電流検出器に用いられる磁気回路（コア材料）の小形化を図ることができ、電流検出器を小形、安価にすることができる。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置について説明する。
この電力変換装置４００は、入力された電圧ＶＬを３倍に昇圧して電圧ＶＨとして出力する３倍電圧ＤＣ／ＤＣコンバータである。図１１に、この発明の実施の形態４における電力変換装置４００の構成を示す。電力変換装置４００は、（単位）電力変換回路４１０、４２０、制御回路４３０、第１の平滑コンデンサである平滑コンデンサＣｓ１、第２および第３の平滑コンデンサであるＣｓ２およびＣｓ３、シャント抵抗１４０、反転増幅回路１５０、コンパレータ１６０、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ、ラッチ回路１７０から構成される。
なお、シャント抵抗１４０、反転増幅回路１５０、コンパレータ１６０、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ、ラッチ回路１７０は、先の実施の形態１と同じものである。

電力変換回路４１０および４２０は、グランド端子４１０ＴＧ、４２０ＴＧと、低電圧側の入力電圧端子４１０ＴＶＬ、４２０ＴＶＬと、中間電圧側の電圧端子４１０ＴＶＭ、４２０ＴＶＭと、高電圧側の電圧端子４１０ＴＶＨ、４２０ＴＶＨと、高電圧側半導体スイッチング素子駆動用ゲート信号端子４１０ＴＳＨ、４２０ＴＳＨと、低電圧側半導体スイッチング素子駆動用ゲート信号端子４１０ＴＳＬ、４２０ＴＳＬと、半導体スイッチング素子用の遮断信号端子４１０ＴＣ、４２０ＴＣとを備えている。

次に、接続の詳細について説明する。
平滑コンデンサＣｓ１の一方の端子は、シャント抵抗１４０の一方の端子と反転増幅回路１５０の入力端子とに接続され、他方の端子は、電力変換回路４１０、４２０の低電圧側の入力電圧端子４１０ＴＶＬ、４２０ＴＶＬと、中間電圧側の電圧端子４１０ＴＶＭと、平滑コンデンサＣｓ２の一方の端子とに接続される。シャント抵抗１４０の他方の端子は、電力変換回路４１０、４２０のグランド端子４１０ＴＧ、４２０ＴＧに接続され接地されている。平滑コンデンサＣｓ２の他方の端子は、電力変換回路４１０の高電圧側の電圧端子４１０ＴＶＨと、電力変換回路４２０の中間電圧側の電圧端子４２０ＴＶＭと、平滑コンデンサＣｓ３の一方の端子とに接続されている。入力電圧端子間（４１０ＴＶＬ、４１０ＴＧ）、（４２０ＴＶＬ、４２０ＴＧ）には、電圧ＶＬが入力され、出力電圧端子間（４２０ＴＶＨ、４２０ＴＧ）には、電圧ＶＨが出力されている。

また、先の実施の形態１と同様に、反転増幅回路１５０の出力端子は、コンパレータ１６０の＋側入力端子に接続されている。コンパレータ１６０の−側入力端子には、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが入力され、出力端子はラッチ回路１７０の入力端子に接続されている。ラッチ回路１７０の出力端子は、遮断信号端子４１０ＴＣ、４２０ＴＣに接続されている。
制御回路４３０は、ゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ、Ｇａｔｅ１Ｌ、Ｇａｔｅ２Ｈ、Ｇａｔｅ２Ｌを出力し、出力されたゲート信号は、電力変換回路４１０、４２０のゲート信号端子４１０ＴＳＨ、４１０ＴＳＬ、４２０ＴＳＨ、４２０ＴＳＬに入力される。

次に、電力変換回路４１０および４２０の内部の接続の詳細について説明する。但し、電力変換回路４１０と４２０の構成は同じであるため、ここでは電力変換回路４１０内の接続についてのみ説明する。
電力変換回路４１０は、半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＨ、４１０ＳＬ（図中、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードをドレイン端子−ソース端子間に記している）と、共振用のインダクタ４１０Ｌｒと、共振用のコンデンサ４１０Ｃｒと、ＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＨ、４１０ＳＬを駆動するゲート駆動回路４１０Ｄｒと、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧をソース電圧にし、オフ動作させることを目的として、ゲート駆動回路の２つの入力電圧をＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＬのソース端子電圧にそれぞれ固定するトランジスタ４１０ＴｒＨ、４１０ＴｒＬと、半導体整流素子であるダイオード４１０ＤＨ、４１０ＤＬとから構成されている。

ＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＨのドレイン端子は、低電圧側の入力電圧端子４１０ＴＶＬに接続され、ソース端子は、ＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＬのドレイン端子と、共振用コンデンサ４１０Ｃｒの一方の端子とに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＬのソース端子は、トランジスタ４１０ＴｒＨ、４１０ＴｒＬのエミッタ端子と、グランド端子４１０ＴＧとに接続されている。共振用コンデンサ４１０Ｃｒの他方の端子は、共振用インダクタ４１０Ｌｒの一方の端子に接続され、共振用インダクタ４１０Ｌｒの他方の端子は、ダイオード４１０ＤＬのカソード端子と、ダイオード４１０ＤＨのアノード端子とに接続されている。ダイオード４１０ＤＨのカソード端子は、高電圧側の電圧端子４１０ＴＶＨに接続されている。ダイオード４１０ＤＬのアノード端子は、中間電圧側の電圧端子４１０ＴＶＭに接続されている。

ＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＨ、４１０ＳＬのゲート端子は、それぞれゲート駆動回路４１０Ｄｒの出力端子に接続され、ゲート駆動回路４１０Ｄｒの入力端子は、それぞれゲート信号端子４１０ＴＳＨおよび４１０ＴＳＬに接続されている。ゲート駆動回路４１０Ｄｒの入力端子には、ＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＨ駆動用としてゲート信号Ｇａｔｅ１Ｈ、４１０ＳＬ駆動用としてゲート信号Ｇａｔｅ１Ｌが入力される。高電圧側ＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＨのゲート信号は、ゲート駆動回路４１０Ｄｒの中で電圧レベルが接地電位からＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＨのソース電位に変換される。

ゲート信号端子４１０ＴＳＨは、トランジスタ４１０ＴｒＨのコレクタ端子に接続され、ゲート信号端子４１０ＴＳＬは、トランジスタ４１０ＴｒＬのコレクタ端子に接続される。トランジスタ４１０ＴｒＨ、４１０ＴｒＬのエミッタ端子はグランド端子４１０ＴＧに、ベース端子は遮断信号端子４１０ＴＣに接続されている。

電力変換回路４２０を構成する部品のそれぞれは、電力変換回路４１０を構成する部品と下記のように対応する。
ＭＯＳＦＥＴ ４１０ＳＨ⇒４２０ＳＨ、４１０ＳＬ⇒４２０ＳＬ
ダイオード ４１０ＤＨ⇒４２０ＤＨ、４１０ＤＬ⇒４２０ＤＬ
共振用インダクタ ４１０Ｌｒ⇒４２０Ｌｒ
共振用コンデンサ ４１０Ｃｒ⇒４２０Ｃｒ
ゲート駆動回路 ４１０Ｄｒ⇒４２０Ｄｒ
トランジスタ ４１０ＴｒＨ⇒４２０ＴｒＨ、４１０ＴｒＬ⇒４２０ＴｒＬ

次に、直流電圧変換に係る動作について説明する。
この発明の３倍電圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力された電圧ＶＬをその３倍電圧の電圧ＶＨにして出力する。定常状態において、平滑コンデンサＣｓ１には電圧ＶＬが充電され、平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３には電圧（ＶＨ−ＶＬ）／２が充電されている。電圧ＶＨは、出力端子から電力を供給しているときは、ＶＨ＜ＶＬ×３の関係となっている。共振用コンデンサ４１０Ｃｒには平均的に電圧ＶＬ、４２０Ｃｒには平均的に電圧ＶＬ＋（ＶＨ−ＶＬ）／２が充電されている。

先ず、電力変換回路４１０の動作について説明する。
ＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＬがオン動作（４１０ＳＨはオフ）すると、Ｃｓ１⇒４１０ＤＬ⇒４１０Ｌｒ⇒４１０Ｃｒ⇒４１０ＳＬ⇒シャント抵抗１４０の順に、エネルギーが平滑コンデンサＣｓ１から共振用コンデンサ４１０Ｃｒに移行する。このとき、先の実施の形態２、３と同様に、オン時間は、共振用コンデンサ４１０Ｃｒとインダクタ４１０Ｌｒとから決まる共振周期の約１／２としている。オン時間をこのように設定することにより、電流ゼロ状態でのＭＯＳＦＥＴのオンオフ動作が可能となるため、高効率にエネルギーの移行ができる。

次に、ＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＨがオン動作（４１０ＳＬはオフ）すると、４１０Ｃｒ⇒４１０Ｌｒ⇒４１０ＤＨ⇒Ｃｓ２⇒４１０ＳＨの順に、エネルギーが共振用コンデンサ４１０Ｃｒから平滑コンデンサＣｓ２に移行する。この場合も同様に、オン時間は４１０Ｃｒと４１０Ｌｒとから決まる共振周期の約１／２となっており、高効率なエネルギーの移行を行なっている。このように、エネルギーをＣｓ１からＣｓ２に送ることにより倍電圧昇圧を行なっている。

次に、電力変換回路４２０の動作について説明する。
ＭＯＳＦＥＴ４２０ＳＬがオン動作（４２０ＳＨはオフ）すると、Ｃｓ１⇒Ｃｓ２⇒４２０ＤＬ⇒４２０Ｌｒ⇒４２０Ｃｒ⇒４２０ＳＬ⇒シャント抵抗１４０の順に、エネルギーが平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２から共振用コンデンサ４２０Ｃｒに移行する。この場合も同様に、オン時間は、共振用コンデンサ４２０Ｃｒと共振用インダクタ４２０Ｌｒとから決まる共振周期の約１／２としている。オン時間をこのように設定することにより、電流ゼロ状態でのＭＯＳＦＥＴのオンオフ動作が可能となるため、高効率にエネルギーの移行ができる。

次に、ＭＯＳＦＥＴ４２０ＳＨがオン動作（４２０ＳＬはオフ）すると、４２０Ｃｒ⇒４２０Ｌｒ⇒４２０ＤＨ⇒Ｃｓ３⇒Ｃｓ２⇒４２０ＳＨの順に、エネルギーが共振用コンデンサ４２０Ｃｒから平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に移行する。この場合も同様に、オン時間は４２０Ｃｒと４２０Ｌｒとから決まる共振周期の約１／２となっており、高効率なエネルギーの移行を行なっている。このように、エネルギーをＣｓ１からＣｓ２、Ｃｓ３に送ることにより３倍電圧昇圧を行なっている。
なお、電力変換回路４１０と４２０とで、そのＬｒとＣｒとから決まる共振周期は同じとしている。

次に、電力変換回路４１０と４２０とを含む全体の動作について説明する。
図１２にゲート信号Ｇａｔｅ１ＨとＧａｔｅ２Ｈの電圧波形を示す。ゲート信号はハイ電圧でそれに対応するＭＯＳＦＥＴがオン動作する。先の各実施の形態と同様に、動作の位相差がπ（１８０度）で各電力変換回路４１０と４２０とが動作している。このような動作をさせることにより、従来の１つの電力変換回路の場合と比較して、平滑コンデンサＣｓ１の電流を先の各実施の形態と同様に小さくすることができる。

電圧ＶＬを２００Ｖ、出力電力を１３ｋＷとした場合において、本発明の電力変換回路を２分割した構成と分割しない構成の平滑コンデンサＣｓ１の電流を比較する。図１３に、両者における平滑コンデンサＣｓ１の電流を示す。図からわかるように、本発明の平滑コンデンサの電流は小さくなっていることがわかる。電流実効値で比較すると、本発明が１０．５Ａｒｍｓであるのに対して、従来方法では２６．２Ａｒｍｓとなる。

なお、過電流保護動作に関しては、先の実施の形態１と同様であるので、再度の説明は省略する。

上記より、この発明の実施の形態４の電力変換装置のシャント抵抗１４０に流れる電流は、従来と比較して０．４０倍にすることができる。これは、シャント抵抗の発熱を従来の１６％に低減する効果があり、シャント抵抗を小形、安価に、また、安全で長寿命とすることができると同時に、電力変換装置の効率を向上させることができる。

なお、上記の説明においては、電力変換回路４１０、４２０間のオンオフ駆動動作の位相差をπとしたが、平滑コンデンサの電流の低減効果は小さくなるが、位相差をπ以外に設定しても従来よりも電流が低減することは言うまでもない。
また、上記の説明においては、電力変換回路を２つの（単位）電力変換回路４１０、４２０に分割する構成について説明したが、これを３つ以上に分割し（昇圧比を増加させ）、各電力変換回路間の動作の位相差を異ならせることにより、さらに平滑コンデンサの電流が低減し、さらにシャント抵抗の発熱を抑え、小形化が可能となる。

また、本発明の実施の形態４においては、半導体整流素子としてダイオード４１０ＤＨ、４１０ＤＬを用いたが、これらをＭＯＳＦＥＴに置き換えて、導通のタイミングに合わせてオン動作させてもよい。その場合、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードと上記ダイオードの導通方向は同じになるように配置する。
更に、上記説明において、電流検出をシャント抵抗により行なうことを説明したが、ホール素子を利用した非接触型の電流検出器を用いても同様の効果がある。この場合、電流検出器に用いられる磁気回路（コア材料）の小形化を図ることができ、電流検出器を小形、安価にすることができる。

ところで、本発明の実施の形態４では、電圧ＶＬから電圧ＶＨへの３倍昇圧を行なうＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、先の実施の形態３を参照し、図１１における、ＭＯＳＦＥＴ４１０ＳＨ、４１０ＳＬ、４２０ＳＨ、４２０ＳＬをダイオードに置き換え、かつ、ダイオード４１０ＤＨ、４１０ＤＬ、４２０ＤＨ、４２０ＤＬをＭＯＳＦＥＴに置き換え、これらＭＯＳＦＥＴをオンオフ動作させることにより、電圧ＶＨから電圧ＶＬへの１／３倍の降圧を行なうＤＣ／ＤＣコンバータとして動作させることもできる。
そして、そのとき、同様に、ＭＯＳＦＥＴの動作の位相差をπで各電力変換回路を動作させることにより、同様の効果が得られる。

なお、以上の置き換えた電力変換装置においては、ＭＯＳＦＥＴの直列体の部分が、本願請求項６の、それぞれ第１および第２の平滑コンデンサに接続される第１および第２の電力変換回路に対応する。そして、シャント抵抗は、これら第１および第２の平滑コンデンサに挿入される。また、ダイオードの直列体は、同請求項６の第３の平滑コンデンサに接続される直列体に対応する。
更に、上記第１および第２の電力変換回路を、それぞれ互いに並列に接続される２つの単位電力変換回路で構成し、上記ダイオードの直列体は、上記単位電力変換回路の総数である４つの互いに並列に接続される単位直列体で構成する必要がある。

本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態１における電力変換回路を構成するＩＧＢＴを駆動するためのゲート信号波形と、電力変換回路に入力される電流波形と、平滑コンデンサの電流波形を示した図である。 本発明の実施の形態１における比較のための１つの電力変換回路で構成した場合のＩＧＢＴを駆動するためのゲート信号波形と、電力変換回路に入力される電流波形と、平滑コンデンサの電流波形とを示した図である。 本発明の実施の形態１における電力変換回路を構成するＩＧＢＴを駆動するためのゲート信号波形と、過電流の判定を行うコンパレータの入力電圧波形と、ＩＧＢＴに流れる電流波形とを示した図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態２における電力変換回路を構成するＭＯＳＦＥＴを駆動するためのゲート信号波形を示した図である。 本発明の実施の形態２と、比較のための１つの電力変換回路で構成した場合との平滑コンデンサの電流波形を示した図である。 本発明の実施の形態３における電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態３における電力変換回路を構成するＭＯＳＦＥＴを駆動するためのゲート信号波形を示した図である。 本発明の実施の形態３と、比較のための１つの電力変換回路で構成した場合との平滑コンデンサの電流波形を示した図である。 本発明の実施の形態４における電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態４における電力変換回路を構成するＭＯＳＦＥＴを駆動するためのゲート信号波形を示した図である。 本発明の実施の形態４と、比較のための１つの電力変換回路で構成した場合との平滑コンデンサの電流波形を示した図である。

符号の説明

１００，２００，３００，４００ 電力変換装置、
１１０，１２０，２１０，２２０，３１０，３２０，４１０，４２０ （単位）電力変換回路、
ＣＨ，ＣＬ，Ｃｓ１，Ｃｓ２，Ｃｓ３ 平滑コンデンサ、
１３０，２３０，３３０，４３０ 制御回路、１４０ シャント抵抗、
１５０ 反転増幅回路、１６０ コンパレータ、１７０ ラッチ回路、
Ｖｒｅｆ リファレンス電圧、
１１０ＳＨ，１１０ＳＬ，ＩＧＢＴ，２１０ＳＨ，２１０ＳＬ，３１０ＳＨ，３１０ＳＬ，４１０ＳＨ，４１０ＳＬ ＭＯＳＦＥＴ、
２１０ＤＨ，２１０ＤＬ，３１０ＤＨ，３１０ＤＬ，４１０ＤＨ，４１０ＤＬ ダイオード、
１１０ＴｒＨ，１１０ＴｒＬ，２１０ＴｒＨ，２１０ＴｒＬ，３１０ＴｒＨ，３１０ＴｒＬ，４１０ＴｒＨ，４１０ＴｒＬ トランジスタ、
１１０Ｄｒ，２１０Ｄｒ，３１０Ｄｒ，４１０Ｄｒ ゲート駆動回路、
２１０Ｃｒ，３１０Ｃｒ，４１０Ｃｒ 共振用コンデンサ、
２１０Ｌｒ，３１０Ｌｒ，４１０Ｌｒ 共振用インダクタ。

Claims (10)

1. 第１の平滑コンデンサ、半導体スイッチング素子の直列体を有し前記第１の平滑コンデンサの端子間に接続され所定の周期で前記半導体スイッチング素子をオンオフ駆動することにより電力変換を行う電力変換回路、前記第１の平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段、および前記電流検出手段の出力が所定の設定値を超えたとき前記半導体スイッチング素子をオフさせる遮断手段を備えた電力変換装置において、
   前記電力変換回路を前記第１の平滑コンデンサに互いに並列に接続される複数個の単位電力変換回路で構成するとともに、前記半導体スイッチング素子をオンオフ駆動する前記周期におけるタイミングが、前記各単位電力変換回路で互いに異なるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記単位電力変換回路毎に設けられ一端が前記半導体スイッチング素子の直列体の中間接続点に接続されたインダクタ、および前記インダクタの他端同士を接続し当該接続点と前記第１の平滑コンデンサの一端との間に接続された第２の平滑コンデンサを備え、前記半導体スイッチング素子のオンオフ駆動に基づく前記第２の平滑コンデンサの充放電を利用して前記第１の平滑コンデンサの端子間と前記第２の平滑コンデンサの端子間との間で直流電圧の変換を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記第１の平滑コンデンサと直列に接続された第２の平滑コンデンサ、前記単位電力変換回路毎に設けられ前記第２の平滑コンデンサの端子間に接続された、一方向に導通可能な半導体整流素子の直列体、および前記各半導体スイッチング素子の直列体の中間接続点と前記各半導体整流素子の直列体の中間接続点との間に接続された共振用インダクタと共振用コンデンサとの直列体を備え、前記半導体スイッチング素子のオンオフ駆動に基づく前記共振用コンデンサの充放電を利用して前記第１の平滑コンデンサの端子間と前記第１および第２の平滑コンデンサの直列接続体端子間との間で直流電圧の変換を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記第１の平滑コンデンサと直列に接続された第２の平滑コンデンサ、前記単位電力変換回路毎に設けられ前記第２の平滑コンデンサの端子間に接続された、一方向に導通可能な半導体整流素子の直列体、および前記各半導体スイッチング素子の直列体の中間接続点と前記各半導体整流素子の直列体の中間接続点との間に接続された共振用インダクタと共振用コンデンサとの直列体を備え、前記半導体スイッチング素子のオンオフ駆動に基づく前記共振用コンデンサの充放電を利用して前記第２の平滑コンデンサの端子間と前記第１および第２の平滑コンデンサの直列接続体端子間との間で直流電圧の変換を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 前記第１の平滑コンデンサと直列に接続された第２および第３の平滑コンデンサの直列体、前記複数の単位電力変換回路の内の一部の単位電力変換回路毎に設けられ前記第２の平滑コンデンサの端子間に接続された、一方向に導通可能な半導体整流素子の直列体、前記複数の単位電力変換回路の内の残部の単位電力変換回路毎に設けられ前記第３の平滑コンデンサの端子間に接続された、一方向に導通可能な半導体整流素子の直列体、および前記各半導体スイッチング素子の直列体の中間接続点と前記各半導体整流素子の直列体の中間接続点との間に接続された共振用インダクタと共振用コンデンサとの直列体を備え、前記半導体スイッチング素子のオンオフ駆動に基づく前記共振用コンデンサの充放電を利用して前記第１の平滑コンデンサの端子間と前記第１、第２および第３の平滑コンデンサの直列接続体端子間との間で直流電圧の変換を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
6. 第１、第２および第３の平滑コンデンサの直列体、半導体スイッチング素子の直列体を有し前記第１の平滑コンデンサの端子間に接続され所定の周期で前記半導体スイッチング素子をオンオフ駆動することにより電力変換を行う第１の電力変換回路、半導体スイッチング素子の直列体を有し前記第２の平滑コンデンサの端子間に接続され所定の周期で前記半導体スイッチング素子をオンオフ駆動することにより電力変換を行う第２の電力変換回路、前記第３の平滑コンデンサの端子間に接続された、一方向に導通可能な半導体整流素子の直列体、および前記各半導体スイッチング素子の直列体の中間接続点と前記各半導体整流素子の直列体の中間接続点との間に接続された共振用インダクタと共振用コンデンサとの直列体を備え、前記半導体スイッチング素子のオンオフ駆動に基づく前記共振用コンデンサの充放電を利用して前記第１、第２および第３の平滑コンデンサの直列接続体端子間と前記第３の平滑コンデンサの端子間との間で直流電圧の変換を行う電力変換装置において、
   前記第１の平滑コンデンサに流れる電流および前記第２の平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段、および前記電流検出手段の出力が所定の設定値を超えたとき前記半導体スイッチング素子をオフさせる遮断手段を備えるとともに、
   前記第１の電力変換回路を前記第１の平滑コンデンサに互いに並列に接続される複数個の第１の単位電力変換回路で構成し、前記第２の電力変換回路を前記第２の平滑コンデンサに互いに並列に接続される複数個の第２の単位電力変換回路で構成し、前記半導体整流素子の直列体を前記第３の平滑コンデンサに互いに並列に接続され前記第１の単位電力変換回路の個数と前記第２の単位電力変換回路の個数との和の個数の単位直列体で構成するとともに、
   前記第１の電力変換回路における前記半導体スイッチング素子をオンオフ駆動する前記周期におけるタイミングが、前記各第１の単位電力変換回路で互いに異なるように、かつ、前記第２の電力変換回路における前記半導体スイッチング素子をオンオフ駆動する前記周期におけるタイミングが、前記各第２の単位電力変換回路で互いに異なるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
7. 前記半導体整流素子は、ダイオードで構成されていることを特徴とする請求項３ないし６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記半導体整流素子は、ＭＯＳＦＥＴで構成されていることを特徴とする請求項３ないし６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記電流検出手段は、前記平滑コンデンサに直列に接続されたシャント抵抗で構成され、前記シャント抵抗の端子間の出力から前記平滑コンデンサに流れる電流を検出するものであることを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記電流検出手段は、前記平滑コンデンサに流れる電流に基づき磁場を形成する磁気回路と前記磁場に設けられたホール素子とから構成され、前記ホール素子の端子間の出力から前記平滑コンデンサに流れる電流を検出するものであることを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１項に記載の電力変換装置。

Images