JP2010068581A - 電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機に印加される電圧を推定し、その推定値を用いて誘起電圧を推定することで、高精度な回転子位置および速度の推定を実現する。
【解決手段】電動機駆動装置は、インバータ母線電流を検出する電流検出部７、電動機の印加電圧を推定する印加電圧推定部１５、推定された印加電圧と電流検出部による検出電流とから電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定部１１、推定された誘起電圧に基づき電動機の回転子位置および速度を推定する回転子位置速度推定部１２、推定された回転子位置に基づきインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部１０、生成されたＰＷＭ信号のデューティを電流検出部がインバータ母線電流を検出する間はＰＷＭ信号を変化させないように補正するデューティ補正部１４を備える。印加電圧推定部１５は補正されたデューティに基づく電圧値から電動機の印加電圧を推定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータなどの電動機を任意の回転数で駆動する電動機駆動装置に関するものである。

近年、空気調和機における圧縮機などの電動機を駆動する装置においては、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。その中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモータのような高効率な電動機を任意の周波数で駆動するインバータなどが広く一般に使用されている。さらに、駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低くすることが可能な正弦波駆動技術が注目されている。

空気調和機における圧縮機に備えられた電動機を駆動する場合、電動機の回転子の位置を検出するセンサを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス正弦波駆動の技術が考案されている。回転子の位置を推定する方法としては、電動機の固定子巻線に生ずる誘起電圧を推定することにより行う方法がある（例えば、特許文献１参照）。

図１２に特許文献１の電動機駆動装置のシステム構成を示す。この電動機駆動装置は、直流電源１、電動機３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２、およびインバータ２を制御する制御部６を備える。電動機３は中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線（４ｕ、４ｖ、４ｗ）が取り付けられる固定子４、および磁石が装着されている回転子５を備える。

インバータ２は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として三相分備える。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｕおよび低圧側のスイッチング素子２１ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｖおよび低圧側のスイッチング素子２１ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｗおよび低圧側のスイッチング素子２１ｚより成る。また、各スイッチング素子と並列に還流ダイオード（２２ｕ〜２２ｚ）が接続されている。

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それにより電動機３が駆動される。

制御部６は、電流検出部７と、ＰＷＭ信号生成部１０と、誘起電圧推定部１１と、回転子位置速度推定部１２と、ベースドライバ１３と、デューティ補正部１４から構成される。

ＰＷＭ信号生成部１０は、外部より与えられる目標速度を実現すべく、目標速度と現在の速度との誤差から演算により求められた電圧を出力するために、インバータ２の各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その生成されたＰＷＭ信号はデューティ補正部１４により補正される。補正後のＰＷＭ信号はベースドライバ１３により、スイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に変換され
る。そのドライブ信号に従って各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）が動作する。

電流検出部７は、インバータ２の母線電流を観察し、その母線電流に現れる電動機３の相電流を検出する。電流検出部７は実施には母線電流が変化したときから所定期間の間だけ電流を検出する。

誘起電圧推定部１１は、電流検出部７で検出された電動機３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部１０で演算された電圧と、直流電圧検出部８で検出されたインバータ２の直流電圧の情報により、電動機３の誘起電圧を推定する。さらに、回転子位置速度推定部１２は、推定された誘起電圧から電動機３の回転子磁極位置および回転速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、ＰＷＭ信号生成部１０が電動機３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その際、ＰＷＭ信号生成部１０は、推定された電動機３の回転速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基づいて、回転速度が目標速度と一致するようにＰＷＭ信号を制御する。

このように、従来の電動機駆動装置は、電流センサなどの電流検出手段をインバータ２と電動機３の間の線間に設けることなく安価なシステム構成で正弦波駆動を実現している。
特許第３９３１０７９号公報

しかしながら、前記従来の構成では、誘起電圧推定部１１においてＰＷＭ信号生成部１０で演算された電圧を用いて誘起電圧を推定しているが、実際にはＰＷＭ信号生成部１０で生成されたＰＷＭ信号はデューティ補正部１４で補正され、補正後のＰＷＭ信号に基づいてインバータ２内のスイッチング素子が動作することで電動機３に駆動電圧が供給されるため、誘起電圧の推定に誤差が発生し、その結果回転子磁極位置および回転速度の推定に誤差が発生して電動機３の相電流が歪むなどの影響が生じる恐れがある。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、デューティ補正部で補正されたＰＷＭ信号のデューティの情報から実際に電動機に印加される電圧を推定し、その推定された電動機の印加電圧を用いて誘起電圧を推定することで、誘起電圧の推定誤差を減少させ、高精度な回転子磁極位置および回転速度の推定が実現できる電動機駆動装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の電動機駆動装置は、直流電力を所望の周波数、電圧の交流電力に変換して電動機にその電力を供給するインバータと、インバータの母線電流を検出する電流検出手段と、インバータを制御するＰＷＭ信号のデューティの情報から電動機に印加される電圧を推定する印加電圧推定手段と、電流検出手段で検出された電流値と印加電圧推定手段で推定された印加電圧推定値とから電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、誘起電圧推定手段で推定された誘起電圧推定値に基づいて電動機の回転子磁極位置および回転速度を推定する回転子位置速度推定手段と、回転子位置速度推定手段で推定された回転子磁極位置の情報に基づいてインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段とを備え、デューティ補正手段は、電流検出手段でインバータ母線電流を検出している間はＰＷＭ信号を変化させないようにデューティを補正し、印加電圧推定手段は、デューティ補正手段で補正したデューティ補正値に基づいた電圧値から電動機の印加電圧を推定するものである。

これによって、デューティ補正部で補正されたＰＷＭ信号のデューティの情報から実際に電動機に印加される電圧を推定し、その推定された電動機の印加電圧を用いて誘起電圧を推定することで、誘起電圧の推定誤差を減少させ、高精度な回転子磁極位置および回転速度の推定が実現できる。

本発明の電動機駆動装置は、デューティ補正部で補正されたＰＷＭ信号のデューティの情報から電動機に印加される電圧を推定し、その推定された電動機の印加電圧を用いて誘起電圧を推定することで、誘起電圧の推定誤差を減少させ、高精度な回転子磁極位置および回転速度の推定が実現できる。

第１の発明は、直流電力を所望の周波数、電圧の交流電力に変換して電動機にその電力を供給するインバータと、インバータの母線電流を検出する電流検出手段と、インバータを制御するＰＷＭ信号のデューティの情報から電動機に印加される電圧を推定する印加電圧推定手段と、電流検出手段で検出された電流値と印加電圧推定手段で推定された印加電圧推定値とから電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、誘起電圧推定手段で推定された誘起電圧推定値に基づいて電動機の回転子磁極位置および回転速度を推定する回転子位置速度推定手段と、回転子位置速度推定手段より推定された回転子磁極位置の情報に基づいてインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段とを備え、デューティ補正手段は、電流検出手段で前記インバータ母線電流を検出している間はＰＷＭ信号を変化させないようにデューティを補正し、印加電圧推定手段は、デューティ補正手段で補正したデューティ補正値に基づいた電圧値から電動機の印加電圧を推定するものである。これにより、デューティ補正部で補正されたＰＷＭ信号のデューティの情報から実際に電動機に印加される電圧を推定し、その推定された電動機の印加電圧を用いて誘起電圧を推定することで、誘起電圧の推定誤差を減少させ、高精度な回転子磁極位置および回転速度の推定が実現できる。

第２の発明は、特に第１の発明の電動機駆動装置において、印加電圧推定手段は、デューティ補正手段で補正したデューティ補正値に基づいた電圧値から電動機の仮想中性点電位を算出し、算出した仮想中性点電位を、デューティ補正値に基づいた電圧値から減算して印加電圧推定値を導出するものである。これにより、２相変調や３次高調波を重畳させた場合、あるいはＰＷＭ信号生成手段で演算された電圧と実際にインバータが出力する電圧（デューティ補正手段で補正された後のＰＷＭ信号）との乖離が大きくなる過変調領域（電圧飽和となる場合）においても、確実に電動機に印加される電圧を推定することができる。

第３の発明は、特に第２の発明の電動機駆動装置において、インバータのスイッチング動作がＰＷＭ変調領域か過変調領域かを判定する動作モード判定手段をさらに備え、印加電圧推定手段は、動作モード判定手段の判定結果が過変調領域の場合にのみ入力値であるデューティ補正値に基づいた電圧値から印加電圧推定値を導出して出力し、動作モード判定手段の判定結果がＰＷＭ変調領域の場合には入力値であるデューティ補正値に基づいた電圧値をそのまま出力するものである。これにより、マイコンなどの演算装置の負担を軽減しつつ、特にＰＷＭ信号生成手段で演算された電圧と実際にインバータが出力する電圧（デューティ補正手段で補正された後のＰＷＭ信号）との乖離が大きくなる過変調領域（電圧飽和の場合）において、確実に電動機に印加される電圧を推定することができる。

第４の発明は、特に第３の発明の電動機駆動装置において、動作モード判定手段は、インバータの周波数あるいは回転子位置速度推定手段で推定された回転速度が予め設定され
た所定値以上の場合にインバータの動作が過変調領域であると判定し、予め設定された所定値未満の場合にインバータの動作がＰＷＭ変調領域であると判定するものである。これにより、特に電源電圧の変動が少なく、電動機の負荷トルク範囲が比較的狭い場合において、簡単な構成でＰＷＭ変調領域（電圧飽和でない場合）か過変調領域（電圧飽和の場合）かを判定することができる。

第５の発明は、特に第３の発明の電動機駆動装置において、動作モード判定手段は、ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティもしくはそのデューティに基づいた電圧値、あるいはデューティ補正値もしくはデューティ補正値に基づいた電圧値、あるいは変調率が予め設定された所定値以上の場合にインバータの動作が過変調領域であると判定し、予め設定された所定値未満の場合にインバータの動作がＰＷＭ変調領域であると判定するものである。

これにより、電源電圧の変動や電動機の運転領域（回転数／負荷トルク）に依存せず、ＰＷＭ変調領域（電圧飽和でない場合）か過変調領域（電圧飽和の場合）かを判定することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電動機駆動装置のシステム構成図を示すものである。この電動機駆動装置は、直流電源１、電動機３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２、およびインバータ２を制御する制御部６を備える。電動機３は中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線（４ｕ、４ｖ、４ｗ）が取り付けられる固定子４、および磁石が装着されている回転子５を備える。

インバータ２は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として三相分備える。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｕおよび低圧側のスイッチング素子２１ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｖおよび低圧側のスイッチング素子２１ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子２１ｗおよび低圧側のスイッチング素子２１ｚより成る。また、各スイッチング素子と並列に還流ダイオード（２２ｕ〜２２ｚ）が接続されている。

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それにより電動機３が駆動される。

制御部６は、電流検出部７と、ＰＷＭ信号生成部１０と、誘起電圧推定部１１と、回転子位置速度推定部１２と、ベースドライバ１３と、デューティ補正部１４、印加電圧推定部１５から構成される。

ＰＷＭ信号生成部１０は、外部より与えられる目標速度を実現すべく、目標速度と現在の速度との誤差から演算により求められた電圧を出力するために、インバータ２の各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その生成されたＰＷＭ信号はデューティ補正部１４により補正される。補正後のＰＷＭ信号はベースドライバ１３により、スイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号に変換され
る。そのドライブ信号に従って各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）が動作する。

電流検出部７は、インバータ２の母線電流を観察し、その母線電流に現れる電動機３の相電流を検出する。電流検出部７は実施には母線電流が変化したときから所定期間の間だけ電流を検出する。

印加電圧推定部１５は、デューティ補正部１４で補正されたデューティ補正値に基づいた電圧値から電動機３の仮想中性点電位を算出し、算出した仮想中性点電位を、デューティ補正値に基づいた電圧値から減算して印加電圧推定値を導出する。

誘起電圧推定部１１は、電流検出部７で検出された電動機３の相電流と、印加電圧推定部１５で推定された電動機３の印加電圧推定値により、電動機３の誘起電圧を推定する。さらに、回転子位置速度推定部１２は、推定された誘起電圧から電動機３の回転子磁極位置および回転速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づいて、ＰＷＭ信号生成部１０が電動機３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。その際、ＰＷＭ信号生成部１０は、推定された電動機３の回転速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基づいて、回転速度が目標速度と一致するようにＰＷＭ信号を制御する。

次に、誘起電圧推定部１１の動作について説明する。電動機３の各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）は電流検出部７により検出されたインバータ２の母線電流から得られる。また、各相の巻線に印加される相電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）は、印加電圧推定部１５により得られる印加電圧推定値を用いる。原理的には、これらの値から、下記式（１）〜（３）の演算により、各相の巻線に誘起される誘起電圧（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）が求められる。ここで、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタンスである。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔはそれぞれｉｕ、ｉｖ、ｉｗの時間微分である。

ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ 式（１）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ 式（２）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ・ｉｗ−Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ 式（３）
ここで、式（１）〜（３）をさらに詳細に展開すると、次式（４）〜（６）となる。

ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ・ｉｕ
−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ−２π／３）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ−２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ＋２π／３）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ＋２π／３）｝／ｄｔ 式（４）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ・ｉｖ
−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ＋２π／３）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ＋２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ−２π／３）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ−２π／３）｝／ｄｔ 式（５）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ・ｉｗ
−（ｌａ＋Ｌａ）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ−２π／３）・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｗ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ−２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ＋２π／３）・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｕ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ＋２π／３）｝／ｄｔ
＋０．５・Ｌａ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｃｏｓ（２θ）・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ
−Ｌａｓ・ｉｖ・ｄ｛ｃｏｓ（２θ）｝／ｄｔ 式（６）
ここで、ｄ／ｄｔは時間微分を表し、三角関数に関する微分の演算に現れるｄθ／ｄｔには推定速度ωを電気角速度に変換したものを用いる。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイラー近似で求める。なお、ｕ相電流ｉｕは、ｖ相電流ｉｖとｗ相電流ｉｗとの和の符号を変えたものとする。ここで、Ｒは巻線一相あたりの抵抗、ｌａは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌａは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、Ｌａｓは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振幅である。

誘起電圧推定部１１においては、式（４）〜（６）を簡略化した、式（７）〜（９）を使用する。ここでは、相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が正弦波であると仮定し、電流指令振幅Ｉ＊と電流指令位相βＴとから相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を作成して簡略化している。

ｅｕ＝ｖｕ＋Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ＋βＴ）
＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θ＋βＴ）
−１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θ−βＴ） 式（７）
ｅｖ＝ｖｖ＋Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ＋βＴ−２π／３）
＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θ＋βＴ−２π／３）
−１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θ−βＴ−２π／３） 式（８）
ｅｗ＝ｖｗ＋Ｒ・Ｉ＊・ｓｉｎ（θ＋βＴ＋２π／３）
＋１．５・（ｌａ＋Ｌａ）・ｃｏｓ（θ＋βＴ＋２π／３）
−１．５・Ｌａｓ・ｃｏｓ（θ−βＴ＋２π／３） 式（９）
次に、回転子位置速度推定部１２の動作について説明する。誘起電圧推定部１１で推定された誘起電圧推定値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）から、電動機３の回転子磁極位置および回転速度を推定する。回転子位置速度推定部１２は、それが認識している推定角度θを誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真値に収束させて求める。また、そこから推定速度ωを生成する。

まず、各相の誘起電圧基準値（ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍ）を式（１０）〜（１２）で求める。ここで、誘起電圧振幅値ｅｍは、誘起電圧推定値（ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）の振幅値と一致させることにより求める。

ｅｕｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θ＋βＴ） 式（１０）
ｅｖｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θ＋βＴ−２π／３） 式（１１）
ｅｗｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θ＋βＴ＋２π／３） 式（１２）
このようにして求めた誘起電圧基準値ｅｓｍと、誘起電圧推定値ｅｓとの偏差εを求める（ｓ＝ｕ、ｖ、ｗ（ｓは相を表す））。

ε＝ｅｓ−ｅｓｍ （ｓ＝ｕ、ｖ、ｗ） 式（１３）
この偏差εが０になれば推定角度θが真値になるので、偏差εを０に収斂させるように
、推定角度θを、偏差εを用いたＰＩ演算などを行って求める。また、推定角度θの変動値を演算することにより、推定速度ωを求める。

ＰＷＭ信号生成部１０は、目標速度ω＊を実現するために、目標速度ω＊と推定速度ωとの誤差Δωにより、出力すべき電圧Ｖ＊をＰＩ演算などを用いて計算する。その電圧値Ｖ＊から各相に出力するべき電圧（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を式（１４）〜（１６）で求める。

ｖｕ＊＝Ｖ＊・ｓｉｎ（θ＋βＴ） 式（１４）
ｖｖ＊＝Ｖ＊・ｓｉｎ（θ＋βＴ−２π／３） 式（１５）
ｖｗ＊＝Ｖ＊・ｓｉｎ（θ＋βＴ＋２π／３） 式（１６）
さらに、このようにして求められた電圧（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）を出力するための各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）のＰＷＭ信号はデューティ補正部１４により補正され、ベースドライバ１３に出力される。各スイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）は、その補正後のＰＷＭ信号に従って駆動され、正弦波状の交流を生成する。

以上のように、本発明の電動機駆動装置は、誘起電圧推定値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定角度θを作成し、正弦波状の相電流を流すことにより電動機３の正弦波駆動を実現している。

ここで、インバータ２の母線電流に電動機３の相電流が現れる様子を、図３〜８を用いて説明する。図３は、電動機３の各相の巻線に流れる相電流の状態と、電気角６０°毎の各区間における各相の巻線に流れる電流の方向とを示した図である。図３を参照すると、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。以降、電気角６０°毎に各相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。

例えば、図３において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成手段１０で生成されたＰＷＭ信号が図４のように変化した場合を考える。ここで、図４において、信号Ｕはスイッチング素子２１ｕを、信号Ｖはスイッチング素子２１ｖを、信号Ｗはスイッチング素子２１ｗを、信号Ｘはスイッチング素子２１ｘを、信号Ｙはスイッチング素子２１ｙを、信号Ｚはスイッチング素子２１ｚを動作させる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで記載している。この場合、インバータ２の母線には図５に示すように、タイミング１では電流が現れず、タイミング２ではＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング３ではＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。

別の例として、図３において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部１０で生成されたＰＷＭ信号が図６のように変化する場合を考える。この場合、インバータ２の母線には図７に示すように、タイミング１では電流が現れず、タイミング２ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、タイミング３ではＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。

このように、インバータ２の母線上にスイッチング素子（２１ｕ〜２１ｚ）の状態に応じた電動機３の相電流が現れることが分かる。

上述のように近接したタイミングで二相分の電流を判断することができれば、次式の関係から各相の相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が求められることは明らかである。

ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ 式（１７）
しかしながら、図３において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部１０で生成されたＰＷＭ信号が図８のように変化する場合、インバータ２の母線上には、タイミング１では電流が現れず、タイミング３ではＶ相電流のみが現れる。つまり、この場合は一相分の電流しか検出できない。従って、このように変化するＰＷＭ信号が繰り返されると三相それぞれの電流を求めることができず、誘起電圧推定部１１で誘起電圧の推定が不能になり、電動機３の駆動ができなくなる。

上記のような不具合を回避すべく、デューティ補正部１４は、電動機３の各相の巻線流れる相電流を検出する必要がある期間においては、ＰＷＭ信号生成部１０で生成されるＰＷＭ信号をチェックし、もし、そのＰＷＭ信号が二相分の相電流の検出を不可とする信号（例えば、図８に示すようなＰＷＭ信号）である場合、そのＰＷＭ信号を二相分の相電流を確実に検出可能とするＰＷＭ信号（例えば、図４や図６に示すようなＰＷＭ信号）に補正し、その補正したＰＷＭ信号は、電流検出部７にてインバータ２の母線電流を検出している期間は変化させないようにする。また、デューティ補正部１４から出力されたＰＷＭ信号のデューティ情報は電流検出部７にも入力される。電流検出部７はインバータ２の母線電流に電動機３のどの相の電流が現れているのか判断し、各相の電流値に変換する。電流検出部７による各相の検出電流値は誘起電圧推定部１１での誘起電圧推定演算に活用される。

以上のように、電流センサなどの電流検出手段をインバータ２と電動機３の間の線間に２つ以上設けることなく安価なシステム構成で正弦波駆動を実現している。

次に、本発明の特徴である印加電圧推定部１５の動作について説明する。

まず、印加電圧推定部１５では、デューティ補正部１４で補正されたデューティ補正値に基づいた電圧値（ｖｕｈ＊、ｖｖｈ＊、ｖｗｈ＊）から電動機３の仮想中性点電位を次式で求める。

ｖｎ＝（ｖｕｈ＊＋ｖｖｈ＊＋ｖｗｈ＊）／３ 式（１８）
なお、デューティ補正値に基づいた電圧値（ｖｕｈ＊、ｖｖｈ＊、ｖｗｈ＊）については、デューティ補正部１４で補正されたＰＷＭ信号のデューティ値を、直流電圧検出部８で検出されたインバータ２の直流電圧の情報により電圧値に変換する。

このようにして求めた仮想中性点電位ｖｎと、デューティ補正値に基づいた電圧値（ｖｕｈ＊、ｖｖｈ＊、ｖｗｈ＊）とから電動機３の印加電圧推定値を式（１９）〜（２１）で求める。

ｖｕ＝ｖｕｈ＊−ｖｎ 式（１９）
ｖｖ＝ｖｖｈ＊−ｖｎ 式（２０）
ｖｗ＝ｖｗｈ＊−ｖｎ 式（２１）
このようにして求めた印加電圧推定値（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）は、誘起電圧推定部１１での誘起電圧推定演算に活用される。

ここで、デューティ補正値に基づいた電圧値（ｖｕｈ＊、ｖｖｈ＊、ｖｗｈ＊）は、２相変調や３次高調波を重畳させた場合、あるいはＰＷＭ信号生成手段で演算された電圧と実際にインバータが出力する電圧（デューティ補正手段で補正された後のＰＷＭ信号）との乖離が大きくなる過変調領域（電圧飽和となる場合）においても、確実に電動機３に印加される電圧を推定できることについて図９〜図１１を用いて説明する。

図９は３相変調の場合、図１０は３次高調波を重畳させた場合、図１１は２相変調の場合のデューティ補正値に基づいた電圧値（一相分）、仮想中性点電位、印加電圧推定値（一相分）の波形を示した図であり、図９〜図１１において、それぞれ（ａ）がＰＷＭ変調領域（電圧飽和でない場合）、（ｂ）が過変調領域（電圧飽和の場合）を示している。いずれの場合においても、電動機３の印加電圧を求めることできる。

以上のように、２相変調や３次高調波を重畳させた場合、あるいはＰＷＭ信号生成手段で演算された電圧と実際にインバータが出力する電圧（デューティ補正手段で補正された後のＰＷＭ信号）との乖離が大きくなる過変調領域（電圧飽和となる場合）においても、デューティ補正部１４で補正されたデューティ補正値に基づいた電圧値から確実に電動機に印加される電圧を推定することができ、その推定された印加電圧を用いて誘起電圧を推定することで、誘起電圧の推定誤差を減少させ、高精度な回転子磁極位置および回転速度の推定が実現できる。

（実施の形態２）
図２は、本発明の第２の実施の形態における電動機駆動装置のシステム構成図を示すものである。図１に示す第１の実施の形態における電動機駆動装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するため省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。

動作モード判定部１６は、インバータの周波数あるいは回転子位置速度推定部１２で推定された回転速度が予め設定された所定値（周波数Ｆ、あるいは回転数Ｎ）以上の場合にインバータ２の動作が過変調領域（電圧飽和の場合）であると判定し、予め設定された所定値（周波数Ｆ、あるいは回転数Ｎ）未満の場合にインバータの動作がＰＷＭ変調領域（電圧飽和でない場合）であると判定するのが好ましい。この場合は、特に電源電圧の変動が少なく、電動機の負荷トルク範囲が比較的狭い場合において、簡単な構成でＰＷＭ変調領域（電圧飽和でない場合）か過変調領域（電圧飽和の場合）かを判定することができる。

また、動作モード判定部１６は、ＰＷＭ信号生成部１０で生成されたＰＷＭ信号のデューティもしくはそのデューティに基づいた電圧値、あるいはデューティ補正部１４で補正されたデューティ補正値もしくはデューティ補正値に基づいた電圧値、あるいは変調率が予め設定された所定値（デューティＤ、あるいは電圧値Ｖ、あるいは変調率σ）以上の場合にインバータの動作が過変調領域であると判定し、予め設定された所定値（デューティＤ、あるいは電圧値Ｖ、あるいは変調率σ）未満の場合にインバータの動作がＰＷＭ変調領域であると判定するのが好ましい。この場合は、電源電圧の変動や電動機の運転領域（回転数／負荷トルク）に依存せず、ＰＷＭ変調領域（電圧飽和でない場合）か過変調領域（電圧飽和の場合）かを判定することができる。

なお、ＰＷＭ信号生成部１０で生成されたＰＷＭ信号のデューティに基づいた電圧値やデューティ補正値に基づいた電圧値については、直流電圧検出部８で検出されたインバータ２の直流電圧の情報により電圧値に変換する。また、この電圧値の最大値と直流電圧の比率から変調率は導出できる。

印加電圧推定部１５では、動作モード判定部１６の判定結果が過変調領域（電圧飽和でない場合）にのみ、式（１８）〜式（２１）を用いて、入力値であるデューティ補正値に基づいた電圧値（ｖｕｈ＊、ｖｖｈ＊、ｖｗｈ＊）から電動機３の印加電圧推定値（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）を導出して出力し、動作モード判定部１６の判定結果がＰＷＭ変調領域（電圧飽和でない場合）には、入力値であるデューティ補正値に基づいた電圧値（ｖｕｈ＊、ｖｖｈ＊、ｖｗｈ＊）をそのまま出力する。その出力値が誘起電圧推定部１１での誘起
電圧推定演算に活用される。

以上により、第１の実施の形態における電動機駆動装置に対してマイコンなどの演算装置の負担を軽減しつつ、特にＰＷＭ信号生成手段で演算された電圧と実際にインバータが出力する電圧（デューティ補正手段で補正された後のＰＷＭ信号）との乖離が大きくなる過変調領域（電圧飽和の場合）において、確実に電動機に印加される電圧を推定することができる。

以上のように、本発明の電動機駆動装置によれば、デューティ補正部で補正されたＰＷＭ信号のデューティの情報から電動機に印加される電圧を推定し、その推定された電動機の印加電圧を用いて誘起電圧を推定することで、誘起電圧の推定誤差を減少させ、高精度な回転子磁極位置および回転速度の推定が実現できるため、ルームエアコンなどの空気調和機における圧縮機の電動機駆動装置に応用することができる。

本発明の実施の形態１における電動機駆動装置のシステム構成図 本発明の実施の形態２における電動機駆動装置のシステム構成図 電動機の相電流状態の時間的変化の一例を示す図 ＰＷＭ信号の変化の一例を示す図 （ａ）（ｂ）（ｃ）図４における、ＰＷＭ信号による駆動時に電動機およびインバータに流れる電流の状態を表す図 ＰＷＭ信号の変化の一例を示す図 （ａ）（ｂ）（ｃ）図６における、ＰＷＭ信号による駆動時に電動機およびインバータに流れる電流の状態を表す図 ＰＷＭ信号の変化の一例を示す図 （ａ）（ｂ）本発明の電動機駆動装置における印加電圧推定部の動作の一例を示す図 （ａ）（ｂ）本発明の電動機駆動装置における印加電圧推定部の動作の一例を示す図 （ａ）（ｂ）本発明の電動機駆動装置における印加電圧推定部の動作の一例を示す図 従来の電動機駆動装置のシステム構成図

符号の説明

１ 直流電源
２ インバータ
２１ｕ〜２１ｚ スイッチング素子
２２ｕ〜２２ｚ 還流ダイオード
３ 電動機
４ 固定子
４ｕ〜４ｗ 固定子巻線
５ 回転子
６ 制御部
７ 電流検出部
８ 直流電圧検出部
１０ ＰＷＭ信号生成部
１１ 誘起電圧推定部
１２ 回転子位置速度推定部
１３ ベースドライバ
１４ デューティ補正部
１５ 印加電圧推定部
１６ 動作モード判定部

Claims (5)

1. 直流電力を所望の周波数、電圧の交流電力に変換して電動機にその電力を供給するインバータと、前記インバータの母線電流を検出する電流検出手段と、前記インバータを制御するＰＷＭ信号のデューティの情報から前記電動機に印加される電圧を推定する印加電圧推定手段と、前記電流検出手段で検出された電流値と前記印加電圧推定手段で推定された印加電圧推定値とから前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、前記誘起電圧推定手段で推定された誘起電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置および回転速度を推定する回転子位置速度推定手段と、前記回転子位置速度推定手段で推定された回転子磁極位置の情報に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段とを備え、
   前記デューティ補正手段は、前記電流検出手段で前記インバータ母線電流を検出している間はＰＷＭ信号を変化させないようにデューティを補正し、
   前記印加電圧推定手段は、前記デューティ補正手段で補正したデューティ補正値に基づいた電圧値から前記電動機の印加電圧を推定することを特徴とする電動機駆動装置。
2. 前記印加電圧推定手段は、前記デューティ補正手段で補正したデューティ補正値に基づいた電圧値から前記電動機の仮想中性点電位を算出し、算出した仮想中性点電位を、デューティ補正値に基づいた電圧値から減算して印加電圧推定値を導出することを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 前記インバータのスイッチング動作がＰＷＭ変調領域か過変調領域かを判定する動作モード判定手段をさらに備え、
   前記印加電圧推定手段は、前記動作モード判定手段の判定結果が過変調領域の場合にのみ入力値であるデューティ補正値に基づいた電圧値から印加電圧推定値を導出して出力し、前記動作モード判定手段の判定結果がＰＷＭ変調領域の場合には入力値であるデューティ補正値に基づいた電圧値をそのまま出力することを特徴とする請求項２に記載の電動機駆動装置。
4. 前記動作モード判定手段は、前記インバータの周波数あるいは前記回転子位置速度推定手段で推定された回転速度が予め設定された所定値以上の場合に前記インバータの動作が過変調領域であると判定し、予め設定された所定値未満の場合に前記インバータの動作がＰＷＭ変調領域であると判定することを特徴とする請求項３に記載の電動機駆動装置。
5. 前記動作モード判定手段は、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティもしくはそのデューティに基づいた電圧値、あるいはデューティ補正値もしくはデューティ補正値に基づいた電圧値、あるいは変調率が予め設定された所定値以上の場合に前記インバータの動作が過変調領域であると判定し、予め設定された所定値未満の場合に前記インバータの動作がＰＷＭ変調領域であると判定することを特徴とする請求項３に記載の電動機駆動装置。