JP2009296798A

JP2009296798A - 電力変換装置

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Publication number: JP2009296798A
Application number: JP2008148158A
Authority: JP
Inventors: Michio Tamate; 道雄玉手
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2008-06-05
Filing date: 2008-06-05
Publication date: 2009-12-17

Abstract

【課題】スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路にならない場合に他の浮遊容量によるノイズのコモンモード成分を効果的に低減する。
【解決手段】少なくとも２つのスイッチング素子を直列に接続したスイッチングアームＳＡ１、ＳＡ３およびＳＡ４を並列に接続し、少なくとも２列のスイッチングアームＳＡ１およびＳＡ３の各中点間に交流電源を接続した電力変換装置であって、前記複数列のスイッチングアームのうち、前記中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームＳＡ３に対して重点的にノイズ低減処理を行なうノイズ低減手段を設けた。
【選択図】図２

Description

本発明は、交流電源が接続されて電力変換を行なう電力変換装置であって、２つのスイッチング素子を直列に接続したスイッチングアームに対しノイズ低減対策を施した電力変換装置に関する。

電力変換装置には、例えばコンバータやインバータ、あるいは無停電電源装置など種々のものがある。この電力変換を実現する主要部分はＩＧＢＴに代表されるスイッチング素子である。スイッチング素子を含む電力変換装置は、ＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）やＶＣＣＩ（情報処理装置等電波障害自主規制協議会）にて規制の対象になっているようにノイズの発生が避けられない。ノイズとしては、電力供給時の電圧・電流リプルをノイズ源とするノーマルモード成分の他、大地（接地ライン）との浮遊容量を介して流れる高周波漏れ電流をノイズ源とするコモンモード成分に分類される。殊に、コモンモード成分は、最近要請されている高速スイッチングに伴うノイズとしては主要な存在であり、伝導ノイズおよび放射ノイズの障害防止のためには、低減すべきものである。

図６は、電力変換装置の具体例としての三相モータの速度制御システムを示しており、同時にインバータの雑音端子電圧測定システムを図示する。この図６に示す構成は、三相電源１、インピーダンス整合のための擬似電源回路網（ＬＩＳＮという）２、ダイオード整流器３、平滑コンデンサ４、スイッチング素子であるＩＧＢＴと逆並列ダイオードとを１アームとして２アームを直列に接続したスイッチングアームを三相分３列備えたインバータ５、インバータ５の各スイッチングアームの中点から導出されるケーブル６、このケーブル６に接続されてスイッチング素子のスイッチングにて速度制御が行われる三相モータ７を備え、更にＬＩＳＮ２内の各相ラインから接地ラインに接続したインピーダンス素子の端子電圧を取得するスペクトラムアナライザ（または妨害波強度計）８を備える。

前述したコモンモード成分のノイズ源である高周波漏れ電流の導通経路となる浮遊容量としては、主に、スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量、この浮遊容量と並列に形成される、ケーブル６と接地ラインとの浮遊容量並びに三相モータ７の巻線とモータ筐体（接地ラインと接続される）との浮遊容量がある。
つまり、様々な箇所に浮遊容量が形成されるものの、高周波漏れ電流経路となる浮遊容量は、特定の位置に形成されることになる。また、雑音端子電圧測定システムとしては、接地ラインを経由した高周波漏れ電流のコモンモード成分と電力供給時に発生する電圧・電流リプルのノーマルモード成分の和をスペクトラムアナライザ８にて雑音端子電圧として測定・評価するものである。

この図６に示す三相モータの速度制御システムに例示される高周波漏れ電流の電流経路の等価回路としては、図７に示すようなコモンモード等価回路にて表示することができる。図７では、中性点電位変動Ｅ（Ｖ）、漏れ電流経路のインダクタンスＬ（Ｈ）、漏れ電流経路の抵抗分Ｒ（Ω）、浮遊容量Ｃ（Ｆ）の直列回路として簡略して表示する。したがって、この浮遊容量に流れる高周波漏れ電流を低減することで、ノイズのコモンモード成分の伝導ノイズを低減することができる。なお、放射ノイズは伝導ノイズの流れにて発生するものであるので、伝導ノイズの低減は、放射ノイズの低減にもつながる。

従来、この浮遊容量に流れるコモンモード成分のノイズ低減の方策として、特許文献１には、スイッチングアームの中点に三相一括短絡回路を接続してインバータ出力の３相を短絡し、この短絡点を電位固定回路にて固定することで中性点の電位変動を低く固定しノイズを低減するものが開示されている。
また、特許文献２には、モータフレームと接地ラインとの間、電力変換器の冷却フィンと接地ラインとの間、ＡＣリアクトルと接地ラインとの間、それぞれにダンピングインピーダンスを挿入して、ノイズ電流を抑制するものが開示されている。

さらに、特許文献３には、電源の次段にコモンモードトランスを介在させ、この２次巻線とコンデンサとの共振周波数をコモンモード成分の周波数帯域に設定して、ノイズを抑制するものが開示されている。
なおさらに、非特許文献１には、インバータの中点各相にリアクトルであるコモンモードチョークを接続してノイズピークの抑制を図ることが開示されている。
特開２００４−２２２４２１号公報特開２００６−２５４６７号公報特開２００６−１３６０５８号公報「電圧形ＰＷＭインバータが発生する高周波漏れ電流のモデリングと理論解析」小笠原・藤田・赤木、電学論Ｄ，１１５巻１号７７−８３頁、平成７年

上述の文献にも開示されているようにコモンモード成分のノイズ低減のための方策は、主にスイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量に着目してこれに流れる高周波漏れ電流を抑制しようとするものである。
ここで、今までの高周波漏れ電流の主要経路となる浮遊容量は、前述したように主にスイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量（この浮遊容量と並列なケーブルと接地ラインとの浮遊容量並びに三相モータの巻線と接地ラインとの浮遊容量も含む）であり、この浮遊容量が高周波漏れ電流の主要な経路とされてきた。他の個所にも浮遊容量は存在するものの、高周波の電位変動が印加されないことから、主要な漏れ電流経路にはならないとされている。

このため、上記従来例では、電力変換装置を構成する各スイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量に流れる高周波漏れ電流を抑制するために、インバータの出力側に出力短絡回路とこの出力短絡回路の電位を固定する電位固定回路とを接続してモータ中性点の電位変動を抑制したり（特許文献１）、モータフレーム、電力変換機の冷却フィンおよびＡＣリアクトルとアースとの間にそれぞれダンピングインピーダンスを挿入したり（特許文献２）、電源とコンバータとの間に介装したコモンモードトランスの２次巻線とコンデンサとから形成されるＬＣ並列共振回路の共振周波数をコモンモードノイズの周波数帯域に設定したり（特許文献３）、インバータの出力側にコモンモードチョークとＬＣフィルタを介して誘導電動機を接続し、ＬＣフィルタのフィルタコンデンサの中性点をコンデンサを介してインバータの直流側（Ｎ側）に接続したりしている（非特許文献１）。

しかしながら、上記各従来例では、上述したように、漏れ電流の主要経路が、スイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量に流れる高周波漏れ電流であることに着目しているので、電力変換装置が前述した図６に示すように各スイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量を通じて高周波漏れ電流が流れる回路構成である場合には効果的であるが、主要な漏れ電流経路が上記とは異なり、特定のスイッチングアームで中点と接地ラインとの間の浮遊容量以外の浮遊容量が主要な漏れ電流経路となる場合には適用することができないという未解決の課題がある。

そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路にならず、特定のスイッチングアームで中点と接地ラインとの浮遊容量以外の浮遊容量が主要な漏れ電流経路となる場合に高周波ノイズのコモンモード成分を効果的に低減することができる電力変換装置を提供することを目的としている。

上記目的を解決するために、本発明の請求項１に記載の電力変換装置は、２つのスイッチング素子を直列に接続したスイッチングアームを複数列並列に接続し、少なくとも２列のスイッチングアームの各中点間に交流電源を接続した電力変換装置であって、前記複数列のスイッチングアームのうち、前記中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームに対して重点的に高周波ノイズ低減を行なうノイズ対策用スイッチング素子を適用したことを特徴としている。

この請求項１に係る発明では、特定のスイッチングアームで、その中点と接地ラインとの間に生じる浮遊容量以外の浮遊容量が主要な漏れ電流経路となる場合に、この特定のスイッチングアームに対してノイズ対策用スイッチング素子を適用することにより、重点的にノイズ低減対策を行なって高周波ノイズのコモンモード成分を低減する。ここで、ノイズ対策用スイッチング素子としては、自身のスイッチング特性を高周波ノイズを抑制する特性に設定する場合と、外部からの制御信号によって高周波ノイズを低減するスイッチング特性に制御する場合との双方を適用することができる。

本発明の請求項２に記載の電力変換装置は、請求項１に係る発明において、前記ノイズ対策用スイッチング素子は、スイッチング時の電圧変化率または電流変化率を抑制することによって高周波ノイズを低減するように構成されていることを特徴としている。
この請求項２に係る発明では、特定のスイッチングアームのスイッチング素子のスイッチングに際し、電圧変化率または電流変化率を抑制することにより高周波漏れ電流成分の発生を抑えることで高周波ノイズのコモンモード成分を低減する。

本発明の請求項３に記載の電力変換装置は、請求項１に係る発明において、前記ノイズ対策用スイッチング素子は、スイッチング周波数を他のスイッチングアームのスイッチング素子のスイッチング周波数より低くすることによって高周波ノイズを低減するように構成されていることを特徴とする。
この請求項３に係る発明によれば、スイッチング周波数を低減させることによって高周波漏れ電流成分の発生を抑えることで高周波ノイズのコモンモード成分を低減する。

本発明の請求項４に記載の電力変換装置は、請求項１に係る発明において、前記ノイズ対策用スイッチング素子は、スイッチング停止期間を設けることによって高周波ノイズを低減することを特徴とする。
この請求項４に係る発明によれば、スイッチング停止期間を設けることにより、スイッチング回数の平均値を抑え高周波漏れ電流成分の発生を抑えることで高周波ノイズのコモンモード成分を低減する。

以上説明したように、本発明によれば、複数列のスイッチングアームのうち、前記中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さい特定のスイッチングアームで、スイッチングアームの中点と接地ラインとの間に生じる浮遊容量以外の浮遊容量が主要漏れ電流経路となる場合に、この特定のスイッチングアームを形成するスイッチング素子に対してノイズ対策用スイッチング素子を適用することで、新たな部品や装置の嵩を抑えつつ従来よりも更に進んだコモンモード成分の高周波ノイズ低減を図ることができる。この場合のノイズ対策用スイッチング素子としては、自身のスイッチング特性をスイッチング時の電圧変化率または電流変化率を抑制する特性とする場合と、外部からの制御信号によってスイッチング周波数を低減するかまたはスイッチングの停止期間を設ける場合との双方を適用することができる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、電力変換装置としての単相ＰＷＭコンバータを例示した回路図であって、この回路図を用いて本発明の原理を説明する。
図１において、単相の交流電源１０から出力される単相交流電力がインピーダンス整合のための擬似電源回路網（以下、ＬＩＳＮと称す）１１に供給されている。このＬＩＳＮ１１の出力側のＲ相はノーマルリアクトル１２を介して単相ＰＷＭコンバータ１３に接続され、またＳ相は直接単相ＰＷＭコンバータ１３に接続されている。

単相ＰＷＭコンバータ１３は、２列のスイッチングアームＡＳ１およびＡＳ２を有する。スイッチングアームＡＳ１は、直列に接続された例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成されるスイッチング素子Ｓ１およびＳ２と、各スイッチング素子Ｓ１およびＳ２に個別に逆並列接続されたダイオードＤ１およびＤ２とで構成されている。
同様に、スイッチングアームＡＳ２も直列に接続された例えばＩＧＢＴで構成されるスイッチング素子Ｓ３およびＳ４と、各スイッチング素子Ｓ３およびＳ４に個別に逆並列接続されたダイオードＤ３およびＤ４とで構成されている。

そして、スイッチングアームＡＳ１のスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の中点にＬＩＳＮ１１のＲ相がノーマルリアクトル１２を介して接続され、スイッチングアームＡＳ２のスイッチング素子Ｓ３およびＳ４の中点がＬＩＳＮ１１のＳ相に接続されている。また、スイッチングアームＡＳ１およびＡＳ２のスイッチング素子Ｓ１およびＳ３のコレクタが正極ラインＰに接続され、スイッチングアームＡＳ１およびＡＳ２のスイッチング素子Ｓ２およびＳ４のエミッタが負極ラインＮに接続されている。そして、出力側の正極ラインＰおよび負極ラインＮ間に平滑用コンデンサＣｄｃが接続されている。

この単相ＰＷＭコンバータ１３では、各スイッチングアームＡＳ１およびＡＳ２を構成する各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を入力される交流電力に応じて同一スイッチングアームＡＳ１およびＡＳ２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２およびＳ３，Ｓ４が同時にオン状態とならないようにＰＷＭ制御によるオンオフ制御を行なうことにより正極ラインＰおよび負極ラインＮに直流電力を出力する。なお、この回路では、単相ＰＷＭコンバータ１３の負荷側から電源側への電力の回生についても電力変換を行なうことができる。

このような図１に示す回路において、各スイッチングアームＡＳ１およびＡＳ２を構成するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をＰＷＭ制御による高速スイッチング動作させると、スイッチングアームＡＳ１およびＡＳ２でのスイッチング動作により浮遊容量を通って流れる高周波漏れ電流は、このスイッチング動作によるアース電位に対して電位変動が生じた際の浮遊容量の充放電電流として流れる。従って、この電位変動を抑制できれば浮遊容量を充放電する高周波漏れ電流は低減できることになる。ここで、Ｒ相ラインに接続されるスイッチングアームＡＳ１のスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の中点と、Ｓ相ラインに接続されるスイッチングアームＡＳ２のスイッチング素子Ｓ３およびＳ４の中点とは共にＬＩＳＮ１１に接続されているが、両者は回路構成上インピーダンスの大きいノーマルリアクトル１２の有無が異なっており、このノーマルリアクトル１２の有無によりスイッチングアームの中点の電位変動が異なる。

（Ｒ相ラインに接続されるスイッチングアームＡＳ１のスイッチング動作）
スイッチング素子Ｓ１またはＳ２のスイッチング動作で発生する高周波漏れ電流は、スイッチングアームＡＳ１の中点と接地ラインＥとの浮遊容量Ｃｓ２を通って流れる。これは図６のインバータを例に説明した前述した高周波漏れ電流の導通経路と同一である。

（Ｓ相ラインに接続されるスイッチングアームＡＳ２のスイッチング動作）
スイッチング素子Ｓ３またはＳ４のスイッチング動作によって発生する高周波漏れ電流については、次のようになる。接地ラインＥの電位はＬＩＳＮ１２内部の回路構成上Ｒ相電位およびＳ相電位の中性点の電位であり、電力変換装置のスイッチング時であってもＲ相電位およびＳ相電位には大きな電位変動は生じない。すなわち、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４で構成されるスイッチングアームＡＳ２の中点電位は、安定電位となるＳ相電位であり大きな電位変動は生ずることがなく接地ラインＥとの間に生じる浮遊容量Ｃｓ４には大きな高周波漏れ電流は生じない。

ところが、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４からなるスイッチングアームＡＳ２と正極ラインＰおよび負極ラインＮとを含むブロック全体を見るときには、大きな電位変動が生ずる。この場合、正極ラインＰおよび負極ラインＮ間の電位変動は、平滑用コンデンサＣｄｃの端子間電圧でなる直流中間電圧Ｖｃｄｃに相当する。すなわち、次のような動作となる。
＜Ｓ３オン、Ｓ４オフの場合＞
正極ラインＰの電位はＳ相電位であり、負極ラインＮの電位はＳ相電位−直流中間電圧Ｖｃｄｃである。
＜Ｓ３オフ、Ｓ４オンの場合＞
正極ラインＰの電位はＳ相電位＋直流中間電圧Ｖｃｄｃであり、負極ラインＮの電位はＳ相電位である。

したがって、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４で構成されるスイッチングアームＡＳ２の中点電位はＳ相電位に固定され、スイッチングに伴う高周波電位変動は印加されないものの、ＰＷＭコンバータ１３の正極ラインＰおよび負極ラインＮはスイッチング素子Ｓ３またはＳ４のスイッチング動作に伴い直流中間電圧Ｖｃｄｃで電位変動することになる。

この結果、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２で構成され、中点が大きなインピーダンスとなるノーマルリアクトル１２を介してＬＩＳＮ２１の安定電位に接続されたスイッチングアームＡＳ１がスイッチング動作した場合には、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の中点電位が前述したように高周波電位変動することになり、高周波漏れ電流は浮遊容量Ｃｓ２を主要経路として流れるのに対し、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４で構成される中点がインピーダンスの大きいノーマルリアクトル１２を介することなくＬＩＳＮ２１の安定電位に接続されたスイッチングアームＡＳ２がスイッチング動作した場合には、高周波電位変動が正極ラインＰおよび負極ラインＮに波及し、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の中点と接地ラインＥとの間に生じる浮遊容量Ｃｓ４以外のたとえばスイッチング素子Ｓ１およびＳ３のコレクタと接地ラインＥとの間に生じる浮遊容量Ｃｓ１、Ｃｓ３等、全てのスイッチング素子と接地ラインとの浮遊容量を主要経路とする高周波漏れ電流が流れる（ここで、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２で構成されるスイッチングアームＡＳ１の中点電位は常に正極ラインＰまたは負極ラインＮに接続されることからこの中点と接地ラインＥとの間に生じる浮遊容量Ｃｓ２も高周波漏れ電流経路となる）。

従って、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４で構成されるスイッチングアームＡＳ２の場合、スイッチングアームＡＳ２の中点と接地ラインＥとの間の浮遊容量Ｃｓ２が高周波漏れ電流の主要経路にならない反面、他の浮遊容量によって高周波漏れ電流の主要経路が形成されることとなり、この他の浮遊容量を介して最も大きな高周波漏れ電流が流れることになる。
また、図１において、負極ラインＮは一般に制御電源の基準電位と等しくなる場合が多く、この基準電位の配線と接地ラインＥとの間の浮遊容量も高周波漏れ電流の主要経路となる。このため、従来の多くの回路構成やパターンでは、コモンモード成分の影響を受けることとなる。

このように、図１に示す単相ＰＷＭコンバータ１３について、前述した従来例と同様のノイズ対策を講じても、スイッチングアームＡＳ１の中点と接地ラインＥとの間の浮遊容量Ｃｓ２およびＣｓ４を主要経路として流れる高周波漏れ電流に対しては有効であるが、特定のスイッチングアームＳＡ２のスイッチング動作によって生じる他の浮遊容量を主要経路として流れる高周波漏れ電流に対してはノイズ対策効果を発揮することができない。
そこで、本実施形態では、特定のスイッチングアームのスイッチング動作によって、スイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量を高周波漏れ電流の主要経路とすることなく、他の浮遊容量を介して最も大きな高周波漏れ電流が流れる場合に有効なノイズ対策を行なうようにしている。

すなわち、本発明の第１の実施形態では、電力変換装置を図２に示すように構成している。
この図２において、単相交流電源２０から出力される単相交流電力が前述した図１と同様の構成を有するＬＩＳＮ２１に入力され、このＬＩＳＮ２１のＲ相出力がノーマルモードリアクトルＬ１を介してＰＷＭコンバータ２２に接続され、ＬＩＳＮ２１のＳ相出力が直接ＰＷＭコンバータ２２に接続されている。このＰＷＭコンバータ２２の出力側がＰＷＭコンバータ２２のスイッチングアームを共有するＰＷＭインバータ２３に接続され、このインバータ２３の出力側に単相交流モータ等の負荷２４が接続されている。

また、ＬＩＳＮ２１の出力側におけるＲ相出力ラインおよびＳ相出力ライン間にはコンデンサＣ１が接続され、このコンデンサＣ１とノーマルモードリアクトルＬ１とでノーマルモード成分のスイッチングリプルや雑音端子電圧の増加を抑制するＬＣ共振回路が形成されている。
ＰＷＭコンバータ２２は、前述した図１と同様にスイッチング素子Ｓ１およびＳ２を直列に接続し、各スイッチング素子Ｓ１およびＳ２に逆並列にダイオードＤ１およびＤ２を接続した構成を有するスイッチングアームＳＡ１と、図１とは異なるスイッチング特性のスイッチング素子Ｓ５およびＳ６を直列に接続し、各スイッチング素子Ｓ５およびＳ６に逆並列にダイオードＤ５およびＤ６を接続した構成を有するスイッチングアームＳＡ３とが正極ラインＰおよび負極ラインＮ間に並列に接続された構成を有する。

そして、ＰＷＭコンバータ２２のスイッチングアームＳＡ１のスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の中点がノーマルリアクトルＬ１を介してＬＩＳＮ２１のＲ相に接続され、スイッチングアームＳＡ２のスイッチング素子Ｓ５およびＳ６の中点が直接ＬＩＳＮ２１のＳ相に接続されている。
一方、ＰＷＭインバータ２３は、ＰＷＭコンバータ２２のスイッチングアームＳＡ３と、このスイッチングアームＳＡ３に並列に接続され、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８を直列に接続し、各スイッチング素子Ｓ７およびＳ８に逆並列にダイオードＤ７およびＤ８を接続した構成を有するスイッチングアームＳＡ４とで構成されている。

そして、ＰＷＭインバータ２３のスイッチングアームＳＡ４のスイッチング素子Ｓ７およびＳ８の中点がリアクトルＬ３を介して単相交流モータ等の負荷２４の一方の接続端に接続され、負荷２４の他方の接続端がＬＩＳＮ２１のＳ相に接続されている。また、負荷２４と並列にコンデンサＣ２が接続され、このコンデンサＣ２とノーマルモードリアクトルＬ３とでノーマルモード成分のスイッチングリプルや雑音端子電圧を低減するＬＣフィルタが形成されている。

この図２の構成を有する電力変換装置では、ＰＷＭコンバータ２２に着目すると、前述した図１のＰＷＭコンバータ１３と同様にスイッチングアームＳＡ１の中点がノーマルモードリアクトルＬ１を介してＬＩＳＮ２１のＲ相に接続され、スイッチングアームＳＡ３の中点が直接ＬＩＳＮ２１のＳ相に接続されている。
このため、スイッチングアームＳＡ１がスイッチング動作される場合には、図１で説明したようにスイッチングアームＳＡ１の中点と接地ラインＥとの間に生じる浮遊容量Ｃｓ２を主要経路とする高周波漏れ電流が発生するが、スイッチングアームＳＡ３がスイッチング動作される場合には、このスイッチングアームＳＡ３の中点がＬＩＳＮ２１のＳ相に直接接続されていることから、前述したように、電位変動が正極ラインＰおよび負極ラインＮに及ぶことになり、スイッチングアームＳＡ３の中点と接地ラインＥとの間の浮遊容量を高周波漏れ電流の主要経路とすることなく、他の浮遊容量を介して最も大きな高周波漏れ電流が流れる。

このように、スイッチングアームＳＡ３がスイッチング動作することにより、最も大きな高周波漏れ電流が流れると言うことは最も大きなノイズ（伝搬ノイズ、放射ノイズ）が発生することと等価であることから、スイッチングアームＳＡ３に対して重点的にノイズ低減対策を施す必要がある。
ところで、スイッチングアームＳＡ３のスイッチング動作によって中点と接地ラインＥとの間の浮遊容量以外の浮遊容量を主要経路として最も大きな高周波漏れ電流が流れることを防止するために、Ｒ相ラインのみならずＳ相ラインにもノーマルリアクトルを介装することにより、他の浮遊容量による高周波漏れ電流の防止対策も考え得るところである。しかし、実際問題として大型のノーマルリアクトルを複数設置することは、電力変換装置の嵩が大きなものとなって装置の小型化に逆行する。このためになるべくリアクトルを少なくしようとすると、上述のように他の浮遊容量によって高周波漏れ電流の主要経路が形成されるという問題が顕在化する。

このように少ないリアクトルでスイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量以外の他の浮遊容量によって高周波漏れ電流の主要経路が形成され場合のノイズ対策としては、スイッチングアームＳＡ３を構成するスイッチング素子Ｓ５およびＳ６として、そのスイッチング特性であるスイッチング動作の立ち上がり特性および立ち下がり特性を他のスイッチングアームＳＡ１およびＳＡ４を構成するスイッチング素子の立ち上がり特性および立ち下がり特性より遅らせたノイズ対策用スイッチング素子を適用することが有効となる。

このため、ノイズ対策用スイッチング素子としてのスイッチング素子Ｓ５およびＳ６は、高周波電位変動や高周波電流を減少させるべくコレクターエミッタ間電圧の立上りあるいは立下り時間を長くする、すなわち、立ち上がり時および立ち下がり時の電圧変化率ｄＶ／ｄｔまたは電流変化率ｄＩ／ｄｔを抑制することがあげられる。このためには、スイッチングアームＳＡ３のスイッチング素子Ｓ５およびＳ６を構成するＩＧＢＴのゲート抵抗値を他のスイッチングアームＳＡ１およびＳＡ４を構成するスイッチング素子を構成するＩＧＢＴのゲート抵抗値より増大させる。

このため、本実施形態では、スイッチングアームＳＡ１およびＳＡ４については、ＩＧＢＴのゲート抵抗値を小さい値に設定して、例えばオフ状態からオン状態への立ち上がり時のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_CEを、図３（ａ）に示すように、比較的急峻に増加させるすなわち電圧変化率ｄＶ／ｄｔを大きな値とするが、スイッチングアームＳＡ３については、ＩＧＢＴのゲート抵抗値を大きく値に設定して、立ち上がり時のコレクタ、エミッタ間電圧Ｖ_CEを図３（ｂ）に示すように、比較的緩やかに増加させるすなわち電圧変化率ｄＶ／ｄｔを小さな値に抑制するようにしている。このようにＩＧＢＴのゲート抵抗値を大きく設定することにより、オン状態からオフ状態への立ち下がり時のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ_CEの電圧変化率ｄＶ／ｄｔも図示しないが同様に抑制することができる。なお、ＩＧＢＴのゲート抵抗値を大きくすることは、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６を構成するＩＧＢＴのゲート−エミッタ間に形成されているゲート容量を充放電する時間を長くするような駆動信号を与えることに相当し、結果として、スイッチング時の電圧変化率ｄＶ／ｄｔおよび電流変化率ｄＩ／ｄｔを低減することになる。

このように、スイッチングアームＳＡ３を構成するスイッチング素子Ｓ５およびＳ６を電圧変化率ｄＶ／ｄｔおよび電流変化率ｄＩ／ｄｔを抑制するように構成されたノイズ対策用スイッチング素子を適用することにより、高周波成分の発生を抑制することができる。つまり、図３（ａ）に示す電圧変化率ｄＶ／ｄｔが大きな値である場合には立ち上がり時間は短く、この分オーバーシュート分も大きくなり、その後の減衰振動も長く続くことになって、高周波ノイズを多く発生させることになるが、図３（ｂ）に示すように電圧変化率ｄＶ／ｄｔを小さな値に抑制することにより、オーバーシュート分を小さく抑制すると共に、減衰振動も抑制することができ、高周波ノイズの発生を抑制することができる。電流変化率ｄＩ／ｄｔについても図示しないが、電流変化率ｄＩ／ｄｔを抑制することにより、オーバーシュート分を小さく抑制すると共に、減衰振動を抑制することができ、高周波ノイズの発生を抑制することができる。

このように、スイッチングアームＳＡ３を構成するスイッチング素子Ｓ５およびＳ６で電圧変化率ｄＶ／ｄｔを抑制して高周波ノイズの発生を抑制することにより、数ＭＨｚ以上の伝導ノイズおよび放射ノイズに対して著しい低減効果が得られる。しかも、特定のスイッチングアームＳＡ３を構成するスイッチング素子Ｓ５およびＳ６としてノイズ対策用スイッチング素子を適用するだけでよく、部品点数の増加やノーマルリアクトルの増設も必要もないので、電力変換装置全体の構成が大型化することを確実に防止しながら高周波ノイズ対策を行なうことができる。

なお、上記実施形態においては、スイッチングアームＳＡ３のスイッチング素子Ｓ５およびＳ６のゲート抵抗値を他のスイッチングアームＳＡ１およびＳＡ４のゲート抵抗値より高く設定した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、スイッチングアームＳＡ３のスイッチング素子Ｓ５およびＳ６として、他のスイッチングアームＳＡ１およびＳＡ４のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ７およびＳ８のスイッチングスピードより遅いスイッチングスピードのスイッチング素子をノイズ対策用スイッチング素子として適用するようにしてもよい。

このように、他のスイッチングアームと異なるスイッチング素子を用いる方策として、スイッチングスピードの遅い素子を適用するだけでは、素子損失の増加を招く。このような場合には、ＩＧＢＴチップだけでなく逆並列ダイオードチップについても異なる素子を適用することも可能である。スイッチング時には複雑な電圧電流変動が発生するが、そのうち最大のｄＶ／ｄｔおよびｄＩ／ｄｔとなる瞬間に着目して、その瞬間のｄＶ／ｄｔおよびｄＩ／ｄｔを低減するそれぞれのチップを適用することで、損失増加を抑制しつつ、ノイズ低減も実現できる。

たとえば、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６を構成するＩＧＢＴにスイッチングスピードの遅い素子を適用することでノイズ低減を実現し、ダイオードＤ５及びＤ６に逆回復時間の短い素子を適用することで損失を低減する方法がある。
すなわち、スイッチング特性（ｄＶ／ｄｔやｄＩ／ｄｔ）は、前述のように素子外部からの駆動信号による制御のほかに素子独自の特性にも依存して決定することから、逆並列ダイオードには逆回復時間の短い素子を適用することで素子損失の低下を補償することができる。

また、他のノイズ対策用スイッチング素子として、図示しないゲート信号制御回路から出力される発生スイッチングアームＳＡ３を構成するスイッチング素子Ｓ５およびＳ６のゲートに供給するＰＷＭ信号のスイッチング周波数を他のスイッチングアームＳＡ１およびＳＡ４のスイッチング周波数より低くすることによってノイズの発生頻度を減少させることも挙げられる。すなわち、他のスイッチングアームと異なり該当するスイッチングアームのスイッチング素子のオンオフ周波数を低減することで、高周波数のコモンモードノイズの発生頻度を抑えることができる。

さらに、他のノイズ対策用スイッチング素子として、図示しないゲート信号制御回路からスイッチングアームＳＡ３のスイッチング素子Ｓ５およびＳ６のゲートに供給するＰＷＭ信号にスイッチング停止期間を設けることで、発生する高周波ノイズのコモンモード成分の平均値を低減することができる。すなわち、商用周波数の瞬時電圧によっては、スイッチング停止期間を設けても電力変換に必要な所望の動作が実現できるオンオフ動作回路方式・ゲート制御方式があるので、その停止期間を用いることでコモンモード成分を抑えることができる。具体的には、商用電圧のゼロクロス付近のみにてオンオフ制御を行い振幅が頂点に近づく付近ではスイッチングを停止するという制御を行うことが挙げられる。

なお、上記実施形態においては、スイッチング動作させたときに、その中点と接地ラインＥとの間に生じる浮遊容量を主要経路とならず、他の浮遊容量が主要経路となる特定のスイッチングアームがＳＡ３である場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図４に示すように、前述した図２の構成において、スイッチングアームＳＡ１の中点をノーマルリアクトルＬ１を介することなく直接ＬＩＳＮ２１のＲ相に接続し、逆にＰＷＭコンバータ２２およびＰＷＭインバータ２３で共用するスイッチングアームＳＡ３の中点をノーマルリアクトルＬ２を介してＬＩＳＮ２１のＳ相に接続するように構成した場合には、スイッチングアームＳＡ１がスイッチング動作したときに、その中点と接地ラインＥとの間浮遊容量以外の浮遊容量を主要経路として最も大きな高周波漏れ電流が流れる。

同様に、図５に示すように、前述した図２の構成において、スイッチングアームＳＡ３の中点とＬＩＳＮ２１のＳ相との間にノーマルリアクトルＬ２を介装し、スイッチングアームＳＡ４の中点と負荷２４との間に介装されたノーマルリアクトルＬ３を省略した構成とする場合には、スイッチングアームＳＡ４の中点と接地ラインＥとの間の浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路とはならず、それ以外の浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路となり、最も大きな高周波漏れ電流が流れる。

このように、図２、図４および図５の構成から、スイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量を高周波漏れ電流の主要経路とせず、それ以外の浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路となる場合は、ＬＩＳＮ２１の安定電位に接続されるスイッチングアームの中点に接続されるインピーダンスが他のスイッチングアームの中点に接続されるインピーダンスより相対的に小さいスイッチングアームが相当することになり、この中点に接続されたインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームを特定スイッチングアームとして重点的にノイズ対策を行なうようにすればよいものである。
また、上記実施形態においては、単相の電力変換装置について説明したが、三相の電力変換装置の場合にも本発明を適用することができる。また、前述の安定電位としては、電源端子の中性点（三相の中性点や単相三線方式の中性点）を適用することができる。

本発明の実施形態を説明するためのコンバータの概略構成を示す回路図である。本発明の一実施形態としての電力変換装置の概略構成を示す回路図である。本発明に適用し得る特定スイッチングアーム以外のスイッチングアームおよび特定スイッチングアームのコレクタ−エミッタ間電圧変化を示す特性線図である。本発明を適用し得る電力変換装置の他の概略構成を示す回路図である。本発明を適用し得る電力変換装置のさらに他の概略構成を示す回路図である。モータの速度制御系における雑音端子電圧測定システムを示す回路図である。ノイズのコモンモード成分等価回路図である。

符号の説明

１０、２０交流電源
１１、２１ＬＩＳＮ
１２ノーマルリアクトル
１３、２２コンバータ
２３インバータ
Ｌ１〜Ｌ３リアクトル
Ｓ１〜Ｓ８スイッチング素子

Claims

２つのスイッチング素子を直列に接続したスイッチングアームを複数列並列に接続し、少なくとも２列のスイッチングアームの各中点間に交流電源を接続した電力変換装置であって、
前記複数列のスイッチングアームのうち、前記中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームに対して重点的に高周波ノイズ低減を行なうノイズ対策用スイッチング素子を適用したことを特徴とする電力変換装置。
前記ノイズ対策用スイッチング素子は、スイッチング時の電圧変化率または電流変化率を抑制することによって高周波ノイズを低減するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記ノイズ対策用スイッチング素子は、スイッチング周波数を他のスイッチングアームのスイッチング素子のスイッチング周波数より低くすることによって高周波ノイズを低減するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記ノイズ対策用スイッチング素子は、スイッチング停止期間を設けることによって高周波ノイズを低減することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。