JP2009290705A

JP2009290705A - Superconducting filter unit and resonance characteristic control method

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Publication number: JP2009290705A
Application number: JP2008142915A
Authority: JP
Inventors: Kazunori Yamanaka; 一典山中; Keisuke Sato; 桂輔佐藤; Akihiko Akasegawa; 章彦赤瀬川; Teru Nakanishi; 輝中西
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2008-05-30
Filing date: 2008-05-30
Publication date: 2009-12-10

Abstract

【課題】複数の共振用エレメントを多段に配置したコンパクトで特性調整が可能な超伝導フィルタ装置を提供する。
【解決手段】超伝導フィルタ装置は、誘電体基板上に超伝導の共振パターン（６６）を有する複数の共振用エレメント（２３ａ、２３ｂ）と、前記共振用エレメントに信号を供給する入力ポート（１０２）及び前記共振用エレメントから信号を取り出す出力ポート（１０３）と、隣接する前記共振用エレメント間、前記共振用エレメントと前記入力ポート間、又は前記共振用エレメントと前記出力ポート間に配置される基板状の結合用エレメント（２２ａ〜２２ｃ）と、を備え、前記共振用エレメントと前記結合用エレメントを、前記共振パターンに対して垂直方向に差し替え可能に配置したことを特徴とする。
【選択図】図６To provide a superconducting filter device that is compact and capable of adjusting characteristics, in which a plurality of resonance elements are arranged in multiple stages.
A superconducting filter device includes a plurality of resonance elements (23a, 23b) having a superconducting resonance pattern (66) on a dielectric substrate, and an input port (102) for supplying a signal to the resonance element. ) And an output port (103) for extracting a signal from the resonance element, and a substrate disposed between the adjacent resonance elements, between the resonance element and the input port, or between the resonance element and the output port. The coupling elements (22a to 22c) are arranged, and the resonance element and the coupling element are arranged so as to be replaceable in a direction perpendicular to the resonance pattern.
[Selection] Figure 6

Description

本発明は、広くは超伝導フィルタ装置に関し、特に特性調整が可能な立体型の超伝導電力フィルタ装置に関する。 The present invention relates generally to a superconducting filter device, and more particularly to a three-dimensional superconducting power filter device capable of adjusting characteristics.

移動通信システムにおいて、高度な電波の共同利用に向けて、低損失の電力送信フィルタの開発が進められている。今後のさらなる周波数の有効利用のために、電力フィルタ装置を無線基地局等に実装した後に、所要の特性に調整可能とすることが求められている。 In mobile communication systems, development of low-loss power transmission filters is underway for advanced shared use of radio waves. In order to use the frequency more effectively in the future, it is required that the power filter apparatus can be adjusted to a required characteristic after being mounted on a radio base station or the like.

送信側の大電力向けの超電導バンドパスフィルタとして、ディスク形状の平面回路型共振器（「ディスク型共振器」と称する）を用いた超伝導フィルタが知られている。ディスク形状の共振器パターンとすることで、大電力を扱う場合でも、マイクロストリップ構造の共振器のエッジ部分への電流集中を緩和することができる。 A superconducting filter using a disk-shaped planar circuit resonator (referred to as a “disk resonator”) is known as a superconducting bandpass filter for high power on the transmission side. By using a disk-shaped resonator pattern, current concentration at the edge portion of the microstrip structure resonator can be alleviated even when high power is handled.

実際の使用では、所望のバンドパス特性を得るために、誘電体基板上に、複数のディスク型共振器を多段に配置する。超伝導体は、マイクロ波など高周波領域においても、通常の電気的良導体に比べて表面抵抗が非常に小いので、マイクロストリップライン型の共振器を誘電体基板上に複数並べて多段化しても、伝送損失を少なく抑えて優れた周波数特性を得ることができる。 In actual use, in order to obtain a desired bandpass characteristic, a plurality of disk-type resonators are arranged in multiple stages on a dielectric substrate. Even in a high frequency region such as a microwave, the superconductor has a very small surface resistance compared to a normal electrical good conductor, so even if a plurality of microstripline type resonators are arranged on a dielectric substrate, An excellent frequency characteristic can be obtained while suppressing transmission loss.

しかし、平面回路型のフィルタ装置では、共振器の段数が多くなると、その分、基板サイズが大型化する。一般に、多段の共振器フィルタは、誘電体基板上の超電導薄膜をフォトリソグラフィとエッチングによりパターニングして形成されるが、いったんこのような超伝導フィルタ装置を無線基地局等に実装してしまった後は、所望のフィルタ特性に調整することができない。 However, in the planar circuit type filter device, as the number of resonator stages increases, the substrate size increases accordingly. In general, a multistage resonator filter is formed by patterning a superconducting thin film on a dielectric substrate by photolithography and etching, but once such a superconducting filter device is mounted on a radio base station or the like. Cannot be adjusted to the desired filter characteristics.

一方、温度変化に左右されずに共振周波数を一定にする低損失の立体型共振器装置が提案されている（たとえば、特許文献１参照）。この文献では、誘電率が負の温度係数を有する直方体の誘電体ブロックに貫通孔を設け、貫通孔の内面に内面電極を形成し、誘電体ブロックの外面に外面電極を形成する。共振器を多段化するときは、直方体の誘電体ブロック内に、複数の貫通孔を平行に並べ、貫通孔と貫通孔の間に対応する位置に、結合用の孔を形成する。この立体型共振器装置も、いったん貫通孔や結合孔を形成してしまうと、実装後に調整することはできない。
特開２００３−２０４２１２号公報 On the other hand, a low-loss three-dimensional resonator device that makes the resonance frequency constant regardless of temperature change has been proposed (see, for example, Patent Document 1). In this document, a rectangular parallelepiped dielectric block having a negative dielectric constant has a through hole, an inner surface electrode is formed on the inner surface of the through hole, and an outer surface electrode is formed on the outer surface of the dielectric block. When the resonator is multistaged, a plurality of through holes are arranged in parallel in a rectangular parallelepiped dielectric block, and a coupling hole is formed at a position corresponding to the space between the through holes. This three-dimensional resonator device cannot be adjusted after mounting once a through hole or a coupling hole is formed.
JP 2003-204212 A

そこで、多段の共振器をコンパクトに配置し、かつ、実装された後の特性調整が容易な立体型の超伝導フィルタ装置を提供することを課題とする。 Therefore, it is an object to provide a three-dimensional superconducting filter device in which multistage resonators are arranged in a compact manner and the characteristics can be easily adjusted after being mounted.

本発明の第１の側面では、超伝導フィルタ装置は、
誘電体基板上に超伝導の共振パターンを有する複数の共振用エレメントと、
前記共振用エレメントに信号を供給する入力ポート及び前記共振用エレメントから信号を取り出す出力ポートと、
隣接する前記共振用エレメント間、前記共振用エレメントと前記入力ポート間、又は前記共振用エレメントと前記出力ポート間に配置される基板状の結合用エレメントと、
を備え、前記共振用エレメントと前記結合用エレメントを、前記共振パターンに対して垂直方向に、差し替え可能に配置したことを特徴とする。 In the first aspect of the present invention, the superconducting filter device comprises:
A plurality of resonant elements having a superconducting resonant pattern on a dielectric substrate;
An input port for supplying a signal to the resonance element and an output port for extracting a signal from the resonance element;
A substrate-like coupling element disposed between the adjacent resonance elements, between the resonance element and the input port, or between the resonance element and the output port;
The resonance element and the coupling element are arranged so as to be replaceable in a direction perpendicular to the resonance pattern.

第２の側面では、共振特性調整方法を提供する。この方法は、
誘電体基板上に超伝導の共振パターンが形成された複数の共振用エレメントを、前記共振パターンに対して垂直方向に平行に配置し、
少なくとも隣接する前記共振用エレメント間に、基板上の結合用エレメントを配置し、
前記共振用エレメントと前記結合用エレメントの少なくとも一つを、別の種類の共振用エレメント又は結合用エレメントと交換することによって共振特性を調整する、
工程を含む。 In a second aspect, a resonance characteristic adjusting method is provided. This method
A plurality of resonance elements each having a superconducting resonance pattern formed on a dielectric substrate are arranged in parallel to the resonance pattern in a vertical direction,
A coupling element on a substrate is disposed between at least the adjacent resonance elements;
Resonance characteristics are adjusted by replacing at least one of the resonance element and the coupling element with another type of resonance element or coupling element;
Process.

上記の構成及び方法により、多段の共振器をコンパクトに配置することができる。また実装後のフィルタ特性の調整が容易である。 With the configuration and method described above, multistage resonators can be arranged in a compact manner. In addition, it is easy to adjust the filter characteristics after mounting.

以下で、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の一実施形態による超伝導電力フィルタ装置で用いられるフィルタ本体５の基本構成図である。図１（ａ）は外観模式図、図１（ｂ）は上部断面（水平断面）図、図１（ｃ）は側部断面（垂直断面図）である。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a basic configuration diagram of a filter body 5 used in a superconducting power filter device according to an embodiment of the present invention. 1A is a schematic external view, FIG. 1B is an upper cross-sectional view (horizontal cross-sectional view), and FIG. 1C is a side cross-sectional view (vertical cross-sectional view).

フィルタ本体５は、導体の筺体１０を有し、この筺体１０の中に、超伝導共振パターンを有する基板（共振用エレメント）２３と、結合調整用の誘電体または導体の基板（結合用エレメント）２２が、所定の間隔で配置されている。結合用エレメント２２は、共振器間の結合や、共振器と入力ポート１０２又は共振器と出力ポート１０３の間の結合を調整するため、共振用エレメント２３と交互に配置されている。 The filter body 5 has a conductor housing 10, in which a substrate (resonance element) 23 having a superconducting resonance pattern and a coupling adjustment dielectric or conductor substrate (coupling element). 22 are arranged at a predetermined interval. The coupling element 22 is arranged alternately with the resonance element 23 in order to adjust coupling between the resonators and coupling between the resonator and the input port 102 or between the resonator and the output port 103.

筺体１０は、本体１２と蓋１１を含み、ＴＥモード又はＴＭモードの高周波電磁場の伝搬のための導波路を形成する。入力ポート１０２から伝送信号が入力され、結合用エレメント２２及び共振用エレメント２３を順次通過して、フィルタリングされた信号成分が出力ポート１０３から出力される。 The housing 10 includes a main body 12 and a lid 11 and forms a waveguide for propagation of a TE mode or TM mode high frequency electromagnetic field. A transmission signal is input from the input port 102, sequentially passes through the coupling element 22 and the resonance element 23, and the filtered signal component is output from the output port 103.

筺体１０の本体１２の内壁（本体１２の内側の側壁及び底面）には、所定の間隔で複数の溝１３が形成されている。一方、蓋１１の下面にも、本体１２の溝１３に対応する位置に溝１４が形成されている。筺体１０の蓋１１は、たとえばネジ等で取り外し可能に本体１２に取り付けられ、蓋１１を取り外して、共振用エレメント２３や結合用エレメント２２を、本体１２の溝１３内にスライド挿入することができる。蓋１１を閉めると、蓋１１の溝１４が、対応する結合用エレメント２２や共振用エレメント２３の上部エッジと嵌合するようになっている。 A plurality of grooves 13 are formed at predetermined intervals on the inner wall (the inner side wall and the bottom surface of the main body 12) of the main body 12 of the housing 10. On the other hand, a groove 14 is also formed on the lower surface of the lid 11 at a position corresponding to the groove 13 of the main body 12. The lid 11 of the housing 10 is detachably attached to the main body 12 with, for example, screws, and the lid 11 can be removed, and the resonance element 23 and the coupling element 22 can be slid into the groove 13 of the main body 12. . When the lid 11 is closed, the groove 14 of the lid 11 is fitted to the upper edge of the corresponding coupling element 22 or resonance element 23.

図２は、図１の結合用エレメント２２の構成例を示す図である。図２（ａ）に示す結合用エレメント２２Ａは、誘電体基板２０１の中央に開口（オリフィス）２０２を有する。誘電体基板２０１は、アルミナ（Ａｌ2Ｏ3）、酸化マグネシウム（ＭｇＯ）、ＴｉＯ2等であり、中央を円形にくりぬいた開口２０２が形成されている。結合の強さは、開口（オリフィス）２０２の大きさによって調整され得るが、誘電体基板２０１の材質と形状によって決まる固有の共振周波数（及びその高調波の共振）が存在し、これらは不要な寄生共振となる。したがって開口４０２の共振周波数が、所要帯域の周波数と重ならないように開口２０２の寸法の条件を決める。 FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the coupling element 22 of FIG. A coupling element 22 A shown in FIG. 2A has an opening (orifice) 202 at the center of a dielectric substrate 201. The dielectric substrate 201 is made of alumina (Al 2 O 3), magnesium oxide (MgO), TiO 2 or the like, and has an opening 202 formed by hollowing out the center in a circular shape. The strength of the coupling can be adjusted by the size of the opening (orifice) 202, but there is a specific resonance frequency (and resonance of its harmonics) determined by the material and shape of the dielectric substrate 201, which are unnecessary. Parasitic resonance. Therefore, the size condition of the opening 202 is determined so that the resonance frequency of the opening 402 does not overlap with the frequency of the required band.

図２（ｂ）の結合用エレメント２２Ｂは、おなじく誘電体基板２０１を用いているが、４つの開口２０４を有する。開口２０４のトータルの面積は、図２（ａ）の開口２０２の面積と同じである。 The coupling element 22 B in FIG. 2B uses the same dielectric substrate 201, but has four openings 204. The total area of the opening 204 is the same as the area of the opening 202 in FIG.

図２（ａ）、図２（ｂ）のように誘電体板２０１を用いる場合、注目する電磁界の共振を起こす部分において、比透磁率が１での比誘電率をε_reff、この共振に関与する誘電体部分の寸法をＬ_D、光速をＣ、形状によって決まる係数をＫ_D、Ｂ_Dとすると、その1/2波長（基本次）の共振周波数ｆ_C0は、概ね、
ε_reff・ｆ_C0 ²／Ｃ²＝Ｋ_D／（２Ｌ_D)²＋Ｂ_D
と表すことができる。例えば、開口２０２が円柱状でその直径が実効波長λの１／２より大きく、誘電体基板２０１の一辺の長さＬ_Dが十分長い場合は、Ｋ_Dは１に近く、直径がλ／２より小さくなっていくと、このモードの共振は消衰していく。また、Ｌ_Dと開口２０２の直径が近い場合は、互いに寸法を変えることにより、ｆ_C0は調整できる。また、近傍に、導波管として機能する筺体１０の内壁やフィルタ本体５のリアクタンス成分が等価的に装荷されると、ｆ_C0はシフトする。 When the dielectric plate 201 is used as shown in FIGS. 2 (a) and 2 (b), the relative permittivity when the relative permeability is 1 is ε _reff at the portion where the resonance of the electromagnetic field of interest is _generated . When the dimension of the dielectric part involved is L _D , the speed of light is C, and the coefficients determined by the shape are K _D and B _D , the resonance frequency f _C0 of the half wavelength (basic order) is approximately
ε _reff · f _C0 ² / C ² = K _D / (2L _D ) ² + B _D
It can be expressed as. For example, the opening 202 is its diameter cylindrical greater than 1/2 of the effective wavelength lambda, when the length L _D of one side of the dielectric substrate 201 is sufficiently long, K _D is close to 1, the diameter lambda / 2 As it gets smaller, the resonance of this mode is extinguished. When L _D and the diameter of the opening 202 are close, f _C0 can be adjusted by changing the dimensions. In addition, when the inner wall of the housing 10 functioning as a waveguide and the reactance component of the filter body 5 are loaded in the vicinity, f _C0 shifts.

以上のことから、図２（ａ）、図２（ｂ）の例では、誘電体基板２０１の厚さを、所要周波数の誘電体中でのλ／４よりも小さくすることで、誘電体基板２０１による不要な共振を抑えることができ、開口２０２の大きさと配置場所により、結合度を調整できる。その調整度合いは、開口２０２のサイズ、誘電体基板２０１の寸法条件を変えた別の結合用エレメント２２に差し替えてみるか、コンピュータによる電磁界シミュレータにより決めることができる。 From the above, in the example of FIGS. 2 (a) and 2 (b), the thickness of the dielectric substrate 201 is made smaller than λ / 4 in the dielectric at the required frequency. Unnecessary resonance due to 201 can be suppressed, and the degree of coupling can be adjusted by the size and location of the opening 202. The degree of adjustment can be determined by replacing with another coupling element 22 in which the size of the opening 202 and the dimensional condition of the dielectric substrate 201 are changed, or by an electromagnetic field simulator using a computer.

図２（ａ）、図２（ｂ）の開口２０２、２０４の配置や形状による差異は、一義的には決められず、隣接する共振器エレメント２３や入出力１０２、１０３の条件によって左右される。たとえば、ＴＥの基本モードでは、開口の合計面積が同じ場合、導波管（筺体１０）の中央部分で電界の集中が高くなるので、図２（ａ）の構成で透過する電磁界の割合を増す（結合を強める）ことができる。また、開口の位置が同じ場合、たとえば図２（ａ）のように中央に開口２０２を配置する場合、開口２０２のサイズが小さいほうが誘電率を高く維持できるので、電束密度が高くなり、結合を強めることができる。 Differences due to the arrangement and shape of the openings 202 and 204 in FIGS. 2A and 2B are not uniquely determined, and depend on the conditions of the adjacent resonator element 23 and the inputs and outputs 102 and 103. . For example, in the basic mode of TE, when the total area of the openings is the same, the concentration of the electric field is high in the central portion of the waveguide (casing 10). Therefore, the ratio of the electromagnetic field transmitted through the configuration of FIG. It can increase (strengthen the bond). In addition, when the position of the opening is the same, for example, when the opening 202 is arranged in the center as shown in FIG. 2A, the smaller the size of the opening 202, the higher the permittivity can be maintained, so that the electric flux density increases and the coupling Can be strengthened.

一方、図２（ｃ）の結合用エレメント２２Ｃは、導体基板３０１の中央部にスリット（開口）３０２を形成したものである。図２（ｃ）のように、導体の場合、スリット３０２の注目する電磁界の共振に関与する導体（たとえば板状又は膜状の超伝導体）の寸法をＬ_M、形状によって決まる係数をＫ_M、Ｂ_Mとすると、共振を起こす部分において比透磁率が１で実効の比誘電率がε_reffである場合、基本次の共振周波数f_COは概ね、
ε_reff・ｆ_CO ²／Ｃ²＝Ｋ_M ／（２Ｌ_M)²＋Ｂ_M
と表すことができる。図２（ａ）、図２（ｂ）と同様に、スリット３０２の配置や形状による差異は一義的には決められず、隣接する共振用エレメント２３や入出力１０２、１０３の条件によって影響する。たとえば、ＴＥの基本モードでは、スリット３０２の幅が同じ場合、中央部よりも導波管（筺体１０）の管壁に近い方が、結合度を弱めることができる。また、近傍に筺体１０の管壁やフィルタ本体５側のリアクタンス成分が等価的に装荷されると、ｆ_COはシフトする。スリット３０２の位置が同じ場合は、スリット３０２の幅を大きくする方が誘電率を低くできるので、電束密度を高くして結合を強めることができる。 On the other hand, the coupling element 22 C in FIG. 2C is obtained by forming a slit (opening) 302 at the center of the conductor substrate 301. As shown in FIG. 2C, in the case of a conductor, the dimension of the conductor (for example, a plate-like or film-like superconductor) involved in the resonance of the electromagnetic field of interest of the slit 302 is L _M and the coefficient determined by the shape is K. _{Assuming M} and B _M , if the relative permeability is 1 and the effective relative permittivity is ε _reff at the portion where resonance occurs, the fundamental resonance frequency f _CO is approximately
ε _reff · f _CO ² / C ² = K _M / (2L _M ) ² + B _M
It can be expressed as. Similar to FIGS. 2A and 2B, the difference depending on the arrangement and shape of the slit 302 is not uniquely determined, and is affected by the conditions of the adjacent resonance element 23 and the input / output 102 and 103. For example, in the TE basic mode, when the width of the slit 302 is the same, the degree of coupling can be weakened closer to the tube wall of the waveguide (casing 10) than to the center. Further, when the reactance component of the tube wall and the filter body 5 side of the housing 10 in the vicinity is loaded equivalently, f _CO shifts. When the positions of the slits 302 are the same, increasing the width of the slits 302 can lower the dielectric constant, so that the electric flux density can be increased to increase the coupling.

図２（ｄ）の結合用エレメント２２Ｄは、誘電体基板２０１の片面に導体膜３０４を形成し、中央にストライプ状の開口パターン３０３を有する。この場合も、図２（ｃ）の構成例と同様に、開口パターン３０３の幅、位置によって結合の大きさを変えることができる。 2D has a conductor film 304 formed on one surface of a dielectric substrate 201, and has a stripe-shaped opening pattern 303 at the center. Also in this case, similarly to the configuration example of FIG. 2C, the size of the coupling can be changed depending on the width and position of the opening pattern 303.

図２（ａ）〜図２（ｄ）は結合用エレメント２２の構成例の一部を示したにすぎず、多種多様な結合用エレメントが可能であり、図示された構成を任意に組み合わせることもできる。たとえば、図２（ａ）や図２（ｂ）の円形開口２０２を、図２（ｃ）のような導体基板３０１に形成してもよいし、図２（ｄ）のように、導体薄膜３０４の一部をエッチング除去して形成してもよい。また、図２（ａ）の誘電体基板２０１に代えて、開口２０２を有さない誘電体基板２０１のみのエレメントとしてもよい。 2 (a) to 2 (d) show only a part of the configuration example of the coupling element 22, various types of coupling elements are possible, and the illustrated configurations can be arbitrarily combined. it can. For example, the circular opening 202 shown in FIGS. 2A and 2B may be formed in the conductive substrate 301 as shown in FIG. 2C, or the conductive thin film 304 as shown in FIG. A part of the film may be removed by etching. Further, instead of the dielectric substrate 201 of FIG. 2A, an element having only the dielectric substrate 201 without the opening 202 may be used.

図３は、図１の共振用エレメント２３の構成例を示す図である。図３（ａ）の共振用エレメント２３Ａは、誘電体基板２０１の一方の面に、開口パターン３０５を有する超伝導薄膜３０６で共振パターンを形成し、誘電体基板２０１のエッジにグランド用の電極３０７を形成したものである。電極３０７は、Ａｇ膜、Ａｇ／Ｐｄ／Ｃｒ膜、Ａｕ／Ｃｒ膜等で形成することができる。共振用エレメント２３Ａを、図１の導体の筺体１０の内壁に形成された溝１３、１４内に挿入すると、電極３０７が導体の筺体１０と接続してグランドがとられる。この場合、電極３０７と溝１３、１４との間をインジウムなどの緩衝部材で充填してもよい。 FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of the resonance element 23 of FIG. 3A, a resonance pattern is formed on one surface of a dielectric substrate 201 with a superconducting thin film 306 having an opening pattern 305, and a ground electrode 307 is formed on the edge of the dielectric substrate 201. Is formed. The electrode 307 can be formed of an Ag film, an Ag / Pd / Cr film, an Au / Cr film, or the like. When the resonance element 23A is inserted into the grooves 13 and 14 formed in the inner wall of the conductor housing 10 in FIG. 1, the electrode 307 is connected to the conductor housing 10 to take the ground. In this case, the space between the electrode 307 and the grooves 13 and 14 may be filled with a buffer member such as indium.

図３（ｂ）の共振用エレメント２３Ｂは、誘電体基板２０１に超伝導材料で円形の薄膜パターン（共振パターン）３０８を共振器として形成したものである。この場合も、誘電体基板２０１の厚さ、誘電率、超伝導薄膜パターン３０８の直径等で決まる共振周波数に応じた信号成分が通過する。図３（ａ）の例でも、図３（ｂ）の例でも、共振器パターンを構成する超伝導膜は、基板２０１の表面に対して、垂直に強いｃ軸結晶配向したものを用いる。 The resonance element 23B of FIG. 3B is obtained by forming a circular thin film pattern (resonance pattern) 308 of a superconductive material on a dielectric substrate 201 as a resonator. Also in this case, a signal component corresponding to the resonance frequency determined by the thickness of the dielectric substrate 201, the dielectric constant, the diameter of the superconducting thin film pattern 308, etc. passes. In both the example of FIG. 3A and the example of FIG. 3B, the superconducting film constituting the resonator pattern is one that is strongly c-axis crystallographically oriented perpendicular to the surface of the substrate 201.

結合用エレメント２２と同様に、共振用エレメント２３も図示した構成例に限定されない。所望の共振周波数に形成した多種の共振用エレメント２３をあらかじめ用意しておき、筺体１０の溝に差し込むエレメントを適宜交換することで、フィルタ本体５の特性を変えることができる。 Similar to the coupling element 22, the resonance element 23 is not limited to the illustrated configuration example. The characteristics of the filter main body 5 can be changed by preparing various kinds of resonance elements 23 formed at a desired resonance frequency in advance and appropriately replacing the elements inserted into the grooves of the housing 10.

図１〜図３の立体型のフィルタ本体５では、共振用エレメント２３と結合用エレメント２２は、パターン面に対して垂直の方向に、間隔を設けて高いに平行になるように配置されている。このように、複数の共振器エレメント２３と結合用エレメントを立体配置とすることで、コンパクトな構成にすることができる。 In the three-dimensional filter main body 5 of FIGS. 1 to 3, the resonance element 23 and the coupling element 22 are arranged so as to be parallel to each other at high intervals in a direction perpendicular to the pattern surface. . Thus, a compact configuration can be achieved by providing a plurality of resonator elements 23 and coupling elements in a three-dimensional arrangement.

図４は、上述したフィルタ本体５が適用される超伝導フィルタ装置の構成例１を示す図である。図４（ａ）は外観模式図、図４（ｂ）は上部断面図（水平断面図）、図４（ｃ）は側部断面図（縦断面図）である。 FIG. 4 is a diagram showing a configuration example 1 of a superconducting filter device to which the above-described filter body 5 is applied. 4A is a schematic external view, FIG. 4B is a top sectional view (horizontal sectional view), and FIG. 4C is a side sectional view (longitudinal sectional view).

超伝導フィルタ装置１Ａは、フィルタ本体５の両側に、フランジ３５Ａ、３５Ｂを介して同軸／導波管変換部３０Ａ、３０Ｂを接続した構成である。フィルタ本体５と同軸／導波管変換部３０Ａ、３０Ｂで、導波管３９Ａを構成する。フランジ３５Ａ，３５Ｂは、この例ではフィルタ本体側フランジ３３と同軸変換部側フランジ３４を有する。同軸／導波管変換部３０Ａ、３０Ｂはそれぞれ、同軸コネクタ３２Ｂと、同軸コネクタ３２Ｂから内部へ延びる金属プローブ（アンテナ）３６Ａ、３６Ｂを含む。同軸コネクタ３２Ａ、３２Ｂは図示されない同軸ケーブルが接続され、超伝導フィルタ装置１Ａに信号を入力し、フィルタリングされた信号を出力する。 The superconducting filter device 1A has a configuration in which coaxial / waveguide converters 30A and 30B are connected to both sides of the filter body 5 via flanges 35A and 35B. The filter main body 5 and the coaxial / waveguide converters 30A and 30B constitute a waveguide 39A. In this example, the flanges 35 A and 35 B have a filter main body side flange 33 and a coaxial conversion portion side flange 34. Each of the coaxial / waveguide converters 30A and 30B includes a coaxial connector 32B and metal probes (antennas) 36A and 36B extending inward from the coaxial connector 32B. A coaxial cable (not shown) is connected to the coaxial connectors 32A and 32B, and a signal is input to the superconducting filter device 1A and a filtered signal is output.

動作において、同軸コネクタ３２Ａと金属プローブ３６Ａを入力ポート１０２（図１参照）とし、同軸コネクタ３２Ｂと金属プローブ３６Ｂを出力ポート１０３（図１参照）とすると、同軸コネクタ３２Ａを介して超伝導フィルタ装置１Ａに入力される電気信号は、金属プローブ３６Ａと導波管３９Ａの内壁の間で電界の時間変動を伴って、フィルタ本体５の導波管（筺体１０）内部に変動電磁場として入力される。金属プローブ３６Ａの位置及び長さは、フィルタ本体５との所望の電気的結合の強さによって決められる。発生する電磁場振動の主成分は、図示の構成ではＴＥモードとなる。 In operation, when the coaxial connector 32A and the metal probe 36A are used as the input port 102 (see FIG. 1) and the coaxial connector 32B and the metal probe 36B are used as the output port 103 (see FIG. 1), the superconducting filter device is connected via the coaxial connector 32A. The electric signal input to 1A is input as a fluctuating electromagnetic field into the waveguide (housing 10) of the filter body 5 with time variation of the electric field between the metal probe 36A and the inner wall of the waveguide 39A. The position and length of the metal probe 36 A are determined by the desired strength of electrical coupling with the filter body 5. The main component of the generated electromagnetic field vibration is the TE mode in the illustrated configuration.

たとえば、通過帯域内の信号反射を抑制したバンドパス特性のフィルタを構成するためには、導波管３９Ａ内部に位置する突出する金属プローブ３６Ａ、３６Ｂの長さは、実効波長の１／４程度を目安にする。また、最も近接する導波管３９Ａの内壁からも、実効波長の１／４程度が位置調整の目安となる。または、金属プローブ３６Ａ、３６Ｂの先端が変動電界の腹になるようにする。５ＧＨｚ帯のバンドパスフィルタでは、金属プローブの長さは１．５ｃｍ程度（真空中、自由空間における５ＧＨｚの１／４波長）か、これ以下が目安となる。１．５ｃｍからやや外れるのは、管壁や筺体１０側のリアクタンス成分が等価的に装荷されるためである。 For example, in order to configure a bandpass characteristic filter that suppresses signal reflection in the passband, the length of the protruding metal probes 36A and 36B located inside the waveguide 39A is about 1/4 of the effective wavelength. Use as a guide. Also, from the inner wall of the closest waveguide 39A, about 1/4 of the effective wavelength is a guide for position adjustment. Alternatively, the tips of the metal probes 36A and 36B are made antinodes of the varying electric field. In a bandpass filter of 5 GHz band, the length of the metal probe is about 1.5 cm (in a vacuum, a quarter wavelength of 5 GHz in free space) or less. The reason why it slightly deviates from 1.5 cm is that the reactance component on the tube wall and the housing 10 side is equivalently loaded.

フィルタ本体５に変動電磁場として入力された信号は、結合用エレメント２２ａ〜２２ｃにより、各エレメント間、すなわち、金属プローブ３６Ａと共振用エレメント２３ａの間、隣接し合う共振用エレメント２３ａ、２３ｂの面間、共振用エレメント２３ｂと出力側の金属プローブ３６Ｂの間の電磁界が、所望のフィルタ特性となるように調整される。 A signal input as a fluctuating electromagnetic field to the filter body 5 is coupled between the elements by the coupling elements 22a to 22c, that is, between the metal probe 36A and the resonance element 23a, and between the adjacent resonance elements 23a and 23b. The electromagnetic field between the resonance element 23b and the output-side metal probe 36B is adjusted to have a desired filter characteristic.

結合用エレメント２２ａ〜２２ｃと、共振用エレメント２３ａ、２３ｂが交互に配置されている設定されている導波管３９Ａの内部を順次伝搬した電磁界は、金属プローブ３６Ｂで受信されて導波／同軸変換され、同軸コネクタ３２Ｂを介して図示しない同軸ケーブルに出力される。 The electromagnetic field sequentially propagated inside the waveguide 39A in which the coupling elements 22a to 22c and the resonance elements 23a and 23b are alternately arranged is received by the metal probe 36B and guided / coaxial. The signal is converted and output to a coaxial cable (not shown) via the coaxial connector 32B.

図５は、上述したフィルタ本体５を適用する超伝導フィルタ装置の構成例２を示す。図５（ａ）は外観模式図、図５（ｂ）は上部断面図（水平断面図）、図５（ｃ）は側部断面図（縦断面図）である。 FIG. 5 shows a configuration example 2 of a superconducting filter device to which the above-described filter body 5 is applied. 5A is a schematic external view, FIG. 5B is a top sectional view (horizontal sectional view), and FIG. 5C is a side sectional view (longitudinal sectional view).

超伝導フィルタ装置１Ｂは、フィルタ本体５と同軸／導波管変換部４０Ａ、４０Ｂを、筺体１０内に一体構成したものである。筺体１０の蓋１１は、入力側蓋部１１Ａと、出力側蓋部１１Ｂと、本体蓋部１１Ｃを含み、それぞれが独立して取り外し可能に構成されている。本体蓋部１１Ｃを開けることによって、結合用エレメント２２ａ〜２２ｃ及び共振用エレメント２３ａ、２３ｂの任意のエレメントを差し替えて溝１３に嵌め込むことができる。本体蓋部１１Ｃを閉じることによって、各エレメントの上部エッジは、溝１４と勘合する。 The superconducting filter device 1B is configured such that the filter body 5 and the coaxial / waveguide converters 40A and 40B are integrally formed in the housing 10. The lid 11 of the housing 10 includes an input side lid portion 11A, an output side lid portion 11B, and a main body lid portion 11C, and each is configured to be independently removable. By opening the main body lid portion 11C, any of the coupling elements 22a to 22c and the resonance elements 23a and 23b can be replaced and fitted into the groove 13. By closing the main body lid portion 11 C, the upper edge of each element is engaged with the groove 14.

図５（ｃ）に示すように、入力側蓋部１１Ａと出力側蓋部１１Ｂには、誘電体基板４５Ａ、４５Ｂがそれぞれ取り付けられ、蓋部１１Ａ、１１Ｂを閉めたときに、誘電体基板４５Ａ、４５Ｂが導波管３９Ｂの内部に位置するように構成されている。誘電体基板４５Ａ、４５Ｂの表面には、導体膜によりプローブパターン４８Ａ、４８Ｂがそれぞれ形成されている。入力側および出力側の蓋部１１Ａ、１１Ｂの同軸コネクタ４２Ａ、４２Ｂの中心導体４７Ａ、４７Ｂは、接合はんだ４６により、対応するプローブパターン４８Ａ、４８Ｂに電気的に接続されている。 As shown in FIG. 5C, dielectric substrates 45A and 45B are attached to the input side lid portion 11A and the output side lid portion 11B, respectively, and when the lid portions 11A and 11B are closed, the dielectric substrate 45A , 45B are located inside the waveguide 39B. Probe patterns 48A and 48B are formed of conductive films on the surfaces of the dielectric substrates 45A and 45B, respectively. The center conductors 47A and 47B of the coaxial connectors 42A and 42B of the lid portions 11A and 11B on the input side and the output side are electrically connected to the corresponding probe patterns 48A and 48B by the bonding solder 46, respectively.

同軸コネクタ４２Ａを介して超伝導フィルタ装置１Ｂに入力される電気信号は、プローブパターン４８６Ａと導波管３９Ｂの内壁の間で電界の時間変動を伴って、フィルタ本体５に変動電磁場として入力される。プローブパターン４８Ａの位置及び長さは、フィルタ本体５との所望の電気的結合の強さによって決められが、一例では、プローブパターン４８Ａの長さは、図４の場合と同様に、実効波長の１／４程度とする。また、最も近接する導波管３９Ｂの内壁からも、実効波長の１／４程度の距離となるように、又は、プローブパターン４８Ａの先端が変動電界の腹になるように、誘電体基板４５Ａの位置が決められている。同様のことが、出力側の誘電体基板４５Ｂとプローブパターン４８Ｂにも当てはまる。 An electric signal input to the superconducting filter device 1B via the coaxial connector 42A is input as a variable electromagnetic field to the filter body 5 with time variation of the electric field between the probe pattern 486A and the inner wall of the waveguide 39B. . The position and length of the probe pattern 48A are determined by the desired strength of electrical coupling with the filter body 5. In one example, the length of the probe pattern 48A is the effective wavelength as in FIG. About 1/4. In addition, the dielectric substrate 45A has a distance of about 1/4 of the effective wavelength from the inner wall of the closest waveguide 39B or the tip of the probe pattern 48A becomes an antinode of the fluctuation electric field. The position is determined. The same applies to the dielectric substrate 45B on the output side and the probe pattern 48B.

図６は、図５の構成例に基づいて実施形態の立体型の超伝導フィルタ装置の特性をシミュレーションする際のモデルの構成を示す図である。この電磁界シミュレーションモデルでは、導波管３９のサイズは２×２×５．５ｃｍ、入力ポート１０２と出力ポート１０３の間の距離は３．５ｃｍ、共振用エレメント２３ａ、２３ｂ及び結合用エレメント２２ａ〜２２ｃの各々の基板厚は０．５ｍｍ、各エレメント間の距離は０．５ｃｍに設定されている。また、共振用エレメント２３ａ及び２３ｂの表面には、膜厚５００ｎｍのＹＢＣＯ膜で、直径１２ｍｍのディスク型の共振器パターン６６が形成されている。共振用エレメント２３ａ、２３ｂ間に位置する結合エレメント２２ｂの表面には、幅２．４ｍｍのスリット６３を有するように、導体膜６２が形成されている。一方、入出力ポート１０２、１０３側の結合用エレメント２２ａ、２２ｃは、パターンのない誘電体基板６１である。結合用エレメント２２ａ〜２２ｃ及び共振用エレメント２３ａ、２３ｂに用いられる誘電体基板は、５ＧＨｚ帯で比誘電率が９．７のＭｇＯ（１００）基板である。入出力ポート１０２、１０３のプローブパターン４８Ａ、４８Ｂの長さは９．８ｍｍである。 FIG. 6 is a diagram showing a model configuration when simulating the characteristics of the three-dimensional superconducting filter device of the embodiment based on the configuration example of FIG. In this electromagnetic field simulation model, the size of the waveguide 39 is 2 × 2 × 5.5 cm, the distance between the input port 102 and the output port 103 is 3.5 cm, the resonance elements 23a and 23b, and the coupling elements 22a to 22c. Each substrate thickness of 22c is set to 0.5 mm, and the distance between each element is set to 0.5 cm. A disk-type resonator pattern 66 having a diameter of 12 mm is formed on the surfaces of the resonance elements 23a and 23b with a YBCO film having a thickness of 500 nm. A conductor film 62 is formed on the surface of the coupling element 22b located between the resonance elements 23a and 23b so as to have a slit 63 having a width of 2.4 mm. On the other hand, the coupling elements 22a and 22c on the input / output ports 102 and 103 side are a dielectric substrate 61 without a pattern. The dielectric substrates used for the coupling elements 22a to 22c and the resonance elements 23a and 23b are MgO (100) substrates having a relative dielectric constant of 9.7 in the 5 GHz band. The lengths of the probe patterns 48A and 48B of the input / output ports 102 and 103 are 9.8 mm.

図７は、図６のモデルで電磁界シミュレーションを行った特性グラフである。信号反射特性Ｓ11と信号透過特性Ｓ21が示されている。ここで、結合用エレメント２２ｂの導体膜６２の面積を増やすと（すなわち、スリット６３の幅を狭くすると）、通過帯域を狭くすることができる。 FIG. 7 is a characteristic graph obtained by performing electromagnetic field simulation using the model of FIG. A signal reflection characteristic S11 and a signal transmission characteristic S21 are shown. Here, when the area of the conductor film 62 of the coupling element 22b is increased (that is, when the width of the slit 63 is narrowed), the passband can be narrowed.

図８は、図７の状態から、結合用エレメント２２ａ、２２ｃを外した条件でのシミュレーション結果を示すグラフである。結合用エレメント２２ａ、２２ｃを外すことにより、入出力ポート１０２、１０２（又はプローブパターン４８Ａ、４８Ｂ）と、隣接の共振用エレメント２３ａ、２３ｂとの間の結合が総体的に弱くなり、信号反射特性Ｓ11が変化していることがわかる。このフィルタモデルの場合、結合用エレメント２２ａ、２２ｃの厚さを低減するなど、誘電体部分を低減することによって、入出力１０２，１０３と隣接共振用エレメント２３ａ、２３ｂの間の結合を弱める方向に調整することができる。 FIG. 8 is a graph showing a simulation result under the condition where the coupling elements 22a and 22c are removed from the state of FIG. By removing the coupling elements 22a and 22c, the coupling between the input / output ports 102 and 102 (or probe patterns 48A and 48B) and the adjacent resonance elements 23a and 23b is weakened as a whole, and the signal reflection characteristics are reduced. It can be seen that S11 has changed. In the case of this filter model, by reducing the dielectric portion, such as by reducing the thickness of the coupling elements 22a and 22c, the coupling between the input / output 102 and 103 and the adjacent resonance elements 23a and 23b is weakened. Can be adjusted.

このように、本発明の実施形態によれば、多段の共振器を立体配置することで、超伝導フィルタ装置をコンパクトに構成し、サイズを低減することができる。具体的には、共振器の段数を増していった場合、平面回路型でフィルタを構成するよりも、所要フィルタ容積の増加の割合を抑制することができる。 As described above, according to the embodiment of the present invention, the superconducting filter device can be configured compactly and reduced in size by arranging the multistage resonators in three dimensions. Specifically, when the number of resonator stages is increased, the rate of increase in the required filter volume can be suppressed as compared with the case where the filter is configured with a planar circuit type.

また、超伝導フィルタ装置の実装後に、結合用エレメント２２及び共振用エレメント２３を差し替えることができるので、実装後の特性調整（段間調整）が容易である。また、部分的なパターン不良がある場合でも、容易に交換することができるので、フィルタ装置の信頼性が向上する。 Further, since the coupling element 22 and the resonance element 23 can be replaced after the superconducting filter device is mounted, it is easy to adjust the characteristics after mounting (interstage adjustment). In addition, even when there is a partial pattern defect, the filter device can be easily replaced, so that the reliability of the filter device is improved.

また、同様の共振器パターンを有するマイクロストリップ型の平面回路に比べ、電磁界共振のためのグランドを金属の筺体１０の内壁とするので、共振電磁界を筺体（導波管）内に分散しやすい設計にできる。この構成は、耐電力の点で有利である。また、１０⁴〜１０⁶オーダの、高い無負荷Ｑを達成することができる。 Also, compared to a microstrip type planar circuit having a similar resonator pattern, the ground for electromagnetic resonance is used as the inner wall of the metal housing 10, so that the resonant electromagnetic field is dispersed in the housing (waveguide). Easy design. This configuration is advantageous in terms of power durability. Also, a high unloaded Q of the order of 10 ⁴ to 10 ⁶ can be achieved.

なお、実施形態に基づいて発明を説明してきたが、発明の範囲内で多用な変更、交換が可能である。たとえば、共振用エレメント２３に形成される超伝導の共振器パターンは、YBCO(Y-Ba-Cu-O系)、YBa₂Cu₃O_7-x(X=0 to 0.5)等の適切な高温酸化物超伝導体で形成することができる。ＹＢＣＯを用いた場合、Ｙは適当な希土類元素で置換することで９０Ｋ前後の臨界温度Ｔcが得られることが知られており、そのような希土類元素で置換してもよい。ＹＢＣＯ以外にも、BSCCO(Bi-Sr-Ca-Cu-O)、BPSCCO (Bi-Pb-Sr-Ca-Cu-O)、 BCCO(Ba-Ca-Cu-O)等で代表される酸化物超伝導材料で共振器パターンを形成してもよい。 Although the invention has been described based on the embodiments, various changes and exchanges are possible within the scope of the invention. For example, the superconducting resonator pattern formed in the resonance element 23 may be YBCO (Y-Ba-Cu-O system), YBa ₂ Cu ₃ O _7-x (X = 0 to 0.5) or the like. It can be formed of an oxide superconductor. When YBCO is used, it is known that a critical temperature Tc of about 90 K can be obtained by substituting Y with an appropriate rare earth element, and it may be substituted with such a rare earth element. In addition to YBCO, oxides represented by BSCCO (Bi-Sr-Ca-Cu-O), BPSCCO (Bi-Pb-Sr-Ca-Cu-O), BCCO (Ba-Ca-Cu-O), etc. The resonator pattern may be formed of a superconducting material.

また、図３において、誘電体基板２０１上に超伝導膜でパターンを形成する代わりに、図２（ａ）のように誘電体基板２０１自体に円形の開口を形成して共振器としてもよい。 Further, in FIG. 3, instead of forming a pattern with a superconducting film on the dielectric substrate 201, a circular opening may be formed in the dielectric substrate 201 itself as shown in FIG.

結合用エレメント２２、共振用エレメント２３、入出力ポート１０２、１０３に用いられる基板は、ＭｇＯ（１００）基板に限定されず、ＬａＡｌＯ3（１００）、ＣｅＯ（５０ｎｍ）／Ａｌ2Ｏ3、ＴｉＯ2、Ａｌ2Ｏ3、フッ素樹脂、イミド樹脂、エポキシ樹脂およびこれらのガラス複合した樹脂を用いることができる。さらに、図２（ｃ）のように、結合用エレメント２２に導体板を用いる場合は、Ｃｕ、Ａｌ、Ａｕ、Ａｇ、少なくともこれらのいずれかを主成分とする合金や、酸化物超伝導膜付き基板、酸化物超伝導バルク板などを用いることができる。 The substrates used for the coupling element 22, the resonance element 23, and the input / output ports 102 and 103 are not limited to MgO (100) substrates, but are LaAlO3 (100), CeO (50 nm) / Al2 O3, TiO2, Al2 O3, and fluororesin. An imide resin, an epoxy resin, and a resin obtained by compounding these glasses can be used. Further, as shown in FIG. 2 (c), when a conductor plate is used for the coupling element 22, Cu, Al, Au, Ag, an alloy mainly containing at least one of these, or an oxide superconducting film is provided. A substrate, an oxide superconducting bulk plate, or the like can be used.

最後に以上の記載に対して、以下の付記を提示する。
（付記１）
誘電体基板上に超伝導の共振パターンを有する複数の共振用エレメントと、
前記共振用エレメントに信号を供給する入力ポート及び前記共振用エレメントから信号を取り出す出力ポートと、
隣接する前記共振用エレメント間、前記共振用エレメントと前記入力ポート間、又は前記共振用エレメントと前記出力ポート間に配置される基板状の結合用エレメントと、
を備え、前記共振用エレメントと前記結合用エレメントを、前記共振パターンに対して垂直方向に、差し替え可能に配置したことを特徴とする超伝導フィルタ装置。
（付記２）
前記共振用エレメントと前記結合用エレメントを収容する筺体、
をさらに備え、前記筺体の内壁には、前記共振用エレメント及び前記結合用エレメントの各々のエッジと勘合する溝が形成されていることを特徴とする付記１に記載の超伝導フィルタ装置。
（付記３）
前記入力ポート及び前記出力ポートはそれぞれ、同軸／導波路変換部を有することを特徴とする付記１に記載の超伝導フィルタ装置。
（付記４）
前記同軸／導波路変換部は、同軸コネクタと、前記同軸コネクタに電気的に接続されるプローブを含むことを特徴とする付記３に記載の超伝導フィルタ装置。
（付記５）
前記共振用エレメント、前記結合用エレメント、及び前記プローブは、導体の筺体の内部に収容されることを特徴とする付記４に記載の超伝導フィルタ装置。
（付記６）
前記結合用エレメントは、誘電体基板上に、所定の開口が形成されていることを特徴とする付記１〜５のいずれかに記載の超伝導フィルタ装置。
（付記７）
前記結合用エレメントは、導体基板に、所定の形状のスリットが形成されていることを特徴とする付記１〜５のいずれかに記載の超伝導フィルタ装置。
（付記８）
前記結合用エレメントは、誘電体基板の表面に、導体膜により所定の開口パターンが形成されていることを特徴とする付記１〜５のいずれかに記載の超伝導フィルタ装置。
（付記９）
前記プローブは、誘電体基板上に形成されたプローブパターンであることを特徴とする付記４に記載の超伝導フィルタ装置、
（付記１０）
前記共振用エレメントは、前記誘電体基板上に形成された超伝導膜と、前記超伝導膜に形成される開口パターンと、前記誘電体基板のエッジに形成され、前記超伝導膜と電気的に接続される電極膜とを有することを特徴とする付記１に記載の超伝導フィルタ装置。
（付記１１）
誘電体基板上に超伝導の共振パターンが形成された複数の共振用エレメントを、前記共振パターンに対して垂直方向に平行に配置し、
少なくとも隣接する前記共振用エレメント間に、基板上の結合用エレメントを配置し、
前記共振用エレメントと前記結合用エレメントの少なくとも一つを、別の種類の共振用エレメント又は結合用エレメントと交換することによって共振特性を調整する、
ことを特徴とする共振特性調整方法。
（付記１２）
内壁に平行な溝が形成されている導体の筺体の前記溝内に、前記共振用エレメントと、前記結合用エレメントをスライド挿入する、
工程をさらに含み、前記交換は、前記共振用エレメント又は前記結合用エレメントの少なくとも一つを前記溝から引き出して、前記別の種類の共振用エレメント又は結合用エレメントと差し替えることを特徴とする付記１１に記載の共振特性調整方法。 Finally, the following additional notes are presented for the above description.
(Appendix 1)
A plurality of resonant elements having a superconducting resonant pattern on a dielectric substrate;
An input port for supplying a signal to the resonance element and an output port for extracting a signal from the resonance element;
A substrate-like coupling element disposed between the adjacent resonance elements, between the resonance element and the input port, or between the resonance element and the output port;
The superconducting filter device is characterized in that the resonance element and the coupling element are arranged to be replaceable in a direction perpendicular to the resonance pattern.
(Appendix 2)
A housing for housing the resonance element and the coupling element;
The superconducting filter device according to claim 1, further comprising: a groove that engages with an edge of each of the resonance element and the coupling element.
(Appendix 3)
The superconducting filter device according to appendix 1, wherein each of the input port and the output port has a coaxial / waveguide converter.
(Appendix 4)
The superconducting filter device according to appendix 3, wherein the coaxial / waveguide converter includes a coaxial connector and a probe electrically connected to the coaxial connector.
(Appendix 5)
The superconducting filter device according to appendix 4, wherein the resonance element, the coupling element, and the probe are accommodated in a conductor housing.
(Appendix 6)
The superconducting filter device according to any one of appendices 1 to 5, wherein the coupling element has a predetermined opening formed on a dielectric substrate.
(Appendix 7)
The superconducting filter device according to any one of appendices 1 to 5, wherein the coupling element has a slit of a predetermined shape formed on a conductor substrate.
(Appendix 8)
The superconducting filter device according to any one of appendices 1 to 5, wherein the coupling element has a predetermined opening pattern formed of a conductor film on a surface of a dielectric substrate.
(Appendix 9)
The superconducting filter device according to appendix 4, wherein the probe is a probe pattern formed on a dielectric substrate,
(Appendix 10)
The resonance element is formed on a superconducting film formed on the dielectric substrate, an opening pattern formed in the superconducting film, and an edge of the dielectric substrate, and is electrically connected to the superconducting film. The superconducting filter device according to Appendix 1, further comprising an electrode film to be connected.
(Appendix 11)
A plurality of resonance elements each having a superconducting resonance pattern formed on a dielectric substrate are arranged in parallel to the resonance pattern in a vertical direction,
A coupling element on a substrate is disposed between at least the adjacent resonance elements;
Resonance characteristics are adjusted by replacing at least one of the resonance element and the coupling element with another type of resonance element or coupling element;
And a resonance characteristic adjusting method.
(Appendix 12)
The resonance element and the coupling element are slid into the groove of the conductor housing in which a groove parallel to the inner wall is formed.
The method further includes a step, wherein the replacement includes pulling out at least one of the resonance element or the coupling element from the groove and replacing it with the other type of resonance element or coupling element. The resonance characteristic adjusting method described in 1.

実施形態の超伝導フィルタ装置に適用されるフィルタ本体の基本構成図である。It is a basic lineblock diagram of a filter main part applied to a superconducting filter device of an embodiment. 図１のフィルタ本体で用いられる結合用エレメントの構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the element for coupling | bonding used with the filter main body of FIG. 図１のフィルタ本体で用いられる共振用エレメントの構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the element for resonance used with the filter main body of FIG. 図１のフィルタ本体を適用する超伝導フィルタ装置の構成例１の概略図である。It is the schematic of the structural example 1 of the superconducting filter apparatus to which the filter main body of FIG. 1 is applied. 図１のフィルタ本体を適用する超伝導フィルタ装置の構成例２の概略図である。It is the schematic of the structural example 2 of the superconductive filter apparatus to which the filter main body of FIG. 1 is applied. 実施形態の超伝導フィルタ装置の特性をシミュレーションするためのシミュレーションモデルの概略図である。It is the schematic of the simulation model for simulating the characteristic of the superconducting filter apparatus of embodiment. 図６のシミュレーションモデルによるシミュレーション結果のグラフである。It is a graph of the simulation result by the simulation model of FIG. 図６のシミュレーションモデルから入出力ポート側の結合用エレメント２３ａ、２３ｃを外した場合のシミュレーション結果を示すグラフである。It is a graph which shows the simulation result at the time of removing the coupling elements 23a and 23c by the side of an input / output port from the simulation model of FIG.

Explanation of symbols

１、１Ａ、１Ｂ超伝導フィルタ装置
５フィルタ本体
１０筺体
１１蓋
１２筺体の本体
１３、１４溝
２２、２２ａ〜２２ｃ結合用エレメント
２３、２３ａ、２３ｂ共振用エレメント
３０Ａ、３０Ｂ、４０Ａ、４０Ｂ同軸／導波管変換部
３２Ａ、３２Ｂ、４２Ａ、４２Ｂ同軸コネクタ
３６Ａ、３６Ｂ金属プローブ（アンテナ）
４８Ａ、４８Ｂプローブパターン
６２、３０４導体薄膜
６３、３０３、３０５開口パターン
６６、３０８超伝導パターン（共振器パターン）
２０１、基板
２０２，２０４開口（オリフィス）
３０２スリット
３０６超伝導薄膜 1, 1A, 1B Superconducting filter device 5 Filter body 10 Housing 11 Lid 12 Housing body 13, 14 Grooves 22, 22a-22c Coupling elements 23, 23a, 23b Resonating elements 30A, 30B, 40A, 40B Coaxial / conducting Wave tube converters 32A, 32B, 42A, 42B Coaxial connectors 36A, 36B Metal probe (antenna)
48A, 48B Probe pattern 62, 304 Conductor thin film 63, 303, 305 Opening pattern 66, 308 Superconducting pattern (resonator pattern)
201, substrate 202, 204 opening (orifice)
302 Slit 306 Superconducting thin film

Claims

A plurality of resonant elements having a superconducting resonant pattern on a dielectric substrate;
An input port for supplying a signal to the resonance element and an output port for extracting a signal from the resonance element;
A substrate-like coupling element disposed between the adjacent resonance elements, between the resonance element and the input port, or between the resonance element and the output port;
The superconducting filter device is characterized in that the resonance element and the coupling element are arranged to be replaceable in a direction perpendicular to the resonance pattern.

A housing for housing the resonance element and the coupling element;
2. The superconducting filter device according to claim 1, further comprising: a groove that engages with an edge of each of the resonance element and the coupling element on an inner wall of the housing.

The superconducting filter device according to claim 1, wherein each of the input port and the output port has a coaxial / waveguide converter.

The superconducting filter device according to claim 3, wherein the coaxial / waveguide converter includes a coaxial connector and a probe electrically connected to the coaxial connector.

The superconducting filter device according to claim 4, wherein the resonance element, the coupling element, and the probe are accommodated in a conductor housing.

A plurality of resonance elements each having a superconducting resonance pattern formed on a dielectric substrate are arranged in parallel to the resonance pattern in a vertical direction,
A coupling element on a substrate is disposed between at least the adjacent resonance elements;
Resonance characteristics are adjusted by replacing at least one of the resonance element and the coupling element with another type of resonance element or coupling element;
And a resonance characteristic adjusting method.

The resonance element and the coupling element are slid into the groove of the conductor housing in which a groove parallel to the inner wall is formed.
2. The method according to claim 1, further comprising a step, wherein the replacement includes pulling out at least one of the resonance element or the coupling element from the groove and replacing the other type of resonance element or coupling element. 6. The resonance characteristic adjusting method according to 6.