JP2009273021A - 周波数ホッピングを有する無線通信装置と受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、パケット先頭のキャリアセンスから復調開始する事を特徴とする受信ダイレクトコンバージョン方式による無線通信装置において、高速キャリアセンス及び受信ホッピング同期を実現し、ホッピング時にベースバンドに発生するＤＣオフセットジャンプを除去しつつ、ＭＩＭＯによる空間分割多重を併せて実現する受信機構成を提供する。
【解決手段】パケット先頭で高速キャリアセンス、ホッピング同期を確実に実行し、ＤＣオフセットジャンプを除去すべく、各受信系ＬＯ１３、１４、１５はホッピングさせずに復調するが、ペイロード時はＬＯをホッピングさせＭＩＭＯへの移行を可能とする。更に全ＬＯを中心ＬＯ周波数で固定しつつ、複素バンドパスフィルタ２３等を併用することにより、パケット全長に及ぶＤＣオフセットジャンプの完全除去とＭＩＭＯを同時に実現できる。
【選択図】図５

Description

本発明は、周波数ホッピングを有する無線通信装置と受信方法に関し、特に、シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式に用いて好適な受信機構成の無線通信装置と受信方法に関する。

シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式を採用した無線通信装置の受信機においては（例えばＷｉｒｅｌｅｓｓ ＵＳＢのＰＨＹ（物理層）として用いられているＷｉＭｅｄｉａ規格によるＭｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ） ＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）方式等）、周波数ホッピングを伴った受信パケット先頭プリアンブル（プリアンブル）部の相関検出（ＣＣＡ：Ｃｌｅａｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ検出）、即ち、キャリアセンスからホッピング同期・開始へ至る動作、更には、ＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）／ＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）／同期確立迄を、如何に安定で高速に行えるかが、重要な技術的課題となっている。かかる高速相関検出技術としては、例えば特許文献１等の記載が参照される。

更に、周波数ホッピングを伴う受信ダイレクトコンバージョン時の受信固定劣化要因としては、自己ミキシング等により受信ベースバンドに発生するＤＣ（直流）オフセットがあげられる。受信ベースバンドに発生するＤＣオフセットに対して適正な抑圧対処を行わない場合、アナログベースバンド部の高利得により、受信信号共々飽和してしまうことが懸念される。

周波数ホッピング毎にＤＣオフセットレベルが異なる場合、アナログベースバンド後段へのＤＣ信号の増大化を防止するための直流カット用容量素子Ｃｃｕｔにより（ＯＦＤＭ時、ＤＣ信号のヌル（Ｎｕｌｌ）化に伴い、ＤＣ最近傍のサブキャリア以遠をハイパスフィルタする）、ホッピング直後に、ＤＣオフセット・ジャンプが発生する。

ＤＣオフセット・ジャンプの過渡応答の時定数が、無信号区間であるゼロ・パディング（Ｚｅｒｏ Ｐａｄｄｉｎｇ）＋ガード・インターバル（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）（７０．１ｎｓｅｃ）を超える場合、ＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ−Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；シンボル間干渉）を引き起こすと共に、当該無信号区間を汚してしまう。この結果、サイクリック・プレフィックス（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）によるマルチパス遅延波処理も単純には行なえないことになり、顕著な受信固定劣化（固定化された受信特性の劣化）を生じさせる。更に、ＤＣオフセット・ジャンプが過渡応答的であるため、一旦、ＤＣオフセット・ジャンプが発生した場合、受信特性の劣化の改善や解決が困難となる。かかるＤＣオフセット・ジャンプ問題に対する解決策が、例えば特許文献２や特許文献３に開示されている。

なお、無線パケット通信方式を始め、今後一層の高速化・大容量化がユビキタス・ブロードバンド・ワイヤレス化の潮流の中で望まれており、前記各問題を解決し、高速化を堅牢性高く実現できる技術的踏襲が重要視されている。その一躍を担うのがＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）による空間分割多重方式である。なお、後の説明からも明らかとされるように、本発明は、前記した問題を解消し、併せてＭＩＭＯ構成もとれる受信機の構成を提案するものであり、これにより、前記問題を回避しながら、性能の向上と付加価値を与えている。

以下に本発明による関連技術の分析を与える。

特許文献１は、周波数ホッピング・キャリアセンスを伴う無線通信方式において、キャリアセンスの判定精度が高く、キャリアセンスに要する時間が短い周波数ホッピング無線通信装置およびキャリアセンス装置として、図６に示す構成が開示されている。図６（Ａ）は、特許文献１の図１の周波数ホッピング無線通信装置の構成に対応し、図６（Ｂ）は、特許文献１の図２のキャリアセンス部の構成に対応する。その構成・動作概要は以下の通りである。

ＬＮＡ（低雑音増幅器）１０２出力のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を分岐し、キャリアセンス部１０６としてはエネルギー検波及びＲＦ相関検出でキャリアセンスを行う。キャリアセンス部１０６は、各周波数ホッピングしたＲＦ信号を通過させられる複数のバンドパスフィルタ（ＲＦ ＢＰＦ）２０１を備えホッピング周波数毎のＲＦ ＢＰＦ２０１の出力にエネルギー検波（電力検波部）及びＲＦ相関検出器（自己相関部）を配置することで、ホッピングにて一旦時間軸上に分散されたキャリアセンス検出出力をまずそのまま検出し、その検出器の出力にはホッピング・パターンに応じた遅延を引き戻すための遅延部２０３を挿入し、最終的には加算部２０４でそれら遅延で時間軸上を併せた各ホッピング・シンボル毎の検出値を積分・加算し、早期相関値Ｕｐで高速キャリアセンスを図る。

周波数ホッピングを伴なう高速キャリアセンスを図る場合、ＲＦ分岐でＲＦ周波数でのエネルギー検波もしくは自己相関検出を考えているため、各周波数ホッピング毎のＲＦ検出が必要となり、それに伴うバンドパスフィルタ（ＲＦ ＢＰＦ）２０１の個数の増大、及び各ＲＦでの検出回路構成による回路規模増大・コスト増大・消費電力増大を招く。

次に周波数ホッピングを行うＭｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢのダイレクトコンバージョン方式において、受信ベースバンドでのＤＣオフセット・ジャンプ除去を図る特許文献２の構成を、図７に示す。図７（Ａ）は、特許文献２の図５のマルチバンドＯＦＤＭ ＵＷＢ受信機の構成に対応し、図７（Ｂ）は、特許文献２の図９の（ローカル信号の自己ミキシングを説明する図）に対応し、図７（Ｃ）は特許文献２の図２（バンド＃１の入力電圧と出力電圧の関係を示した図）に対応し、図７（Ｄ）は特許文献２の図１０（自己ミキシングによって生じるＤＣオフセットを説明するための図）に対応し、図１２（ＤＣオフセットのステップ応答の収束時間を説明する図）に対応する。なお、図７（Ｃ）、図７（Ｄ）中に付加した説明文は、特許文献２には無く、本発明者が説明のために付加したものである。図７の受信機の構成・動作概要は以下の通りである。

周波数ホッピングする周波数帯＃１、＃２、＃３毎に、受信ダイレクトコンバージョン方式の受信機ベースバンド信号Ｉ／Ｑ（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ／Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）ラインには、シリーズにキャパシタＣ＃１、Ｃ＃２、Ｃ＃３がパス選択のシリーズスイッチＳＷ＃１、ＳＷ＃２、ＳＷ３と共に用意されており、その出力には、共通の出力負荷として、抵抗Ｒが対ＧＮＤ間にシャントについた構成とされる。すなわち１次のＲＣ ＨＰＦ（Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）回路構成がベースバンド部に挿入されている。ＨＰＦのカットオフ周波数は、ＤＣ最近傍のサブキャリアを通せる程度に設定しているため、時定数的としては数シンボルかかる。

図７の回路によれば、周波数ホッピングに同期してキャパシタを切り換え、例えば周波数帯＃１から他の周波数帯＃２に周波数ホッピングする直前でキャパシタＣ＃１がＤＣオフセットのステップ電圧状の電荷を保持しておき、再び、周波数帯＃１にホッピングしたときに、キャパシタＣ＃１で先のステップ電圧応答を継続させるように、パス接続・動作させている。この動作により、数ホッピングサイクル後、キャパシタＣ＃１の充放電はやがてなくなる方向で推移し、これに伴い、周波数ホッピング毎に選択された各ＲＣ回路の出力は定常状態＝ＤＣオフセット無しに、落ち着くと説明されている。

高速周波数ホッピングを伴ないながら受信ＤＣオフセット・ジャンプの除去を図る場合、特に、マルチバンドＯＦＤＭ ＵＷＢ（Ｍｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ）のように、かなりのスピードで高速ホッピングを行う場合には、アナログＲＣ回路の充放電をスイッチで切り替える手法は、純アナログ的手法であり、かなり綿密なパスのオン・オフ制御が必要となる。パスの切り替え点での誤動作または素子／動作／温度ばらつき時を含め、量産時を想定した完全、且つ安定したキャンセル効果が保証できない懸念がある。

また当該ダイレクトコンバージョン方式によるＯＦＤＭ受信機においては、一般的に、ＯＦＤＭ信号波には中心周波数のサブキャリア信号は配置されていない。即ち、受信ベースバンドでのＤＣ成分はＮｕｌｌ（ゼロ）となっているため、直流カット用容量素子Ｃｃｕｔにより、ＤＣオフセットの増幅を断ち切ることが可能である。

特許文献２においても、直流カット用容量素子Ｃｃｕｔを挿入した構成を基本としている。但し、この場合、ＤＣ Ｎｕｌｌ最近傍のサブキャリアを抑圧しないように、直流カット用容量素子Ｃｃｕｔと負荷Ｒによる、一次ＲＣ ＨＰＦのカットオフ周波数を低めに設定する必要がある。その帰結としてＲＣ時定数が数シンボルに跨る長さで大きくなってしまう。このため、ＤＣオフセット・ジャンプが発生した場合、ＯＦＤＭの数シンボルに亘り、長時間のＤＣオフセット・ジャンプを引き起こす結果となる。

各ホッピング毎に受信ベースバンドＩ／Ｑの直流カット用容量素子Ｃｃｕｔパスを切り替え、ホッピング毎の直流カット用容量素子Ｃｃｕｔ部の電荷移動を無くすことで、ＤＣオフセット・ジャンプを収束させる場合、直流カット用容量素子Ｃｃｕｔ出力でのＤＣオフセット・ジャンプの収束は、ＲＣ時定数で決まり、ＯＦＤＭ数シンボルの時間長を要し、受信パケットの先頭で即時にＤＣオフセット・ジャンプを解消できない。

特許文献３には、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送受信機をＬｏｗ−ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｅｎｃｙ：中間周波数）構成にし、ダイレクト・コンバージョン構成の送受信機における問題点を解決するため、図８（特許文献３の図１に対応）の構成が開示される。Ｌｏｗ−ＩＦ受信機において、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）後に、サブキャリアを回転させる並び替えを行なうことで、第２ローカル信号による周波数変換を不要にするとともに、ダイレクト・コンバージョン受信機と同じＡＤ変換クロックを用いる。一方、ＦＦＴをかけないプリアンブル部分については、元のプリアンブル・パターンにあらかじめＩＦ周波数を乗算して得たシーケンスを用いることで、プリアンブル検出できるようにする。

また、特許文献４には、図９の構成が開示される。図９（Ａ）は、特許文献４の図１（送信装置のブロック構成図）、図９（Ｂ）は特許文献４の図２（受信装置のブロック構成図）、図９（Ｃ）は特許文献４の図３（復調回路のブロック構成図）、図９（Ｄ）は特許文献４の図１２（従来例装置受信装置のブロック構成図）に対応する。これは、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）／ＳＳ方式の一種である周波数拡散・相関検出を、高速周波数ホッピング（Ｆａｓｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ）方式で行う変復調方式の場合の（１／０ シンボルを複数周波数を組み合わせた周波数ホッピング・パターンで表現する無線伝送方式）受信側相関検出器の構成を説明したものである。受信側での相関検出を、従来は、ノンコヒーレント検波（送信のＫ個の異なるホッピングキャリア周波数はホッピング前後で位相連続性が無く、受信側でも位相同期がとられておらず、即ち受信のＬＯ周波数は送信キャリア周波数に位相同期されていない方式）により行ってきたが、特許文献４では、送信側のホッピングキャリアの位相連続性を確保しつつ、受信側相関検出をコヒーレント検波とする周波数ホッピング方式を提案することで、理論的に受信感度性能を６ｄＢ改善させる事を目的としている（所要Ｃ／Ｎを６ｄＢ改善するのと同等）。

この受信機の構成としては、シングルコンバージョン方式を採用しており、受信第１ＬＯをｆ１＋ｆＩＦ・ｆ２＋ｆＩＦ・・・ｆＫ＋ｆＩＦといった周波数で、送信同様のＫ個の周波数パターンでホッピングさせ、これを合成（ＭＩＸ）に注入する。ＩＦ帯に落ちた受信信号は、送受ホッピング同期が完全に得られた場合、全て同一のＩＦ周波数を呈する。これを、準同期検波器で複素（Ｉ／Ｑ）包絡線検波を行った後、時系列スイッチでＫ系統に分割し、それぞれに、Ｋ個の複素係数を乗算した後で、Ｋ個の複素包絡線から最小二乗法により、一つの複素包絡線を演算・合成して、判定回路でシンボル判定する。その際、判定回路の入出力誤差をゼロとするように、Ｋ個の複素係数を、自動制御することにより、適応的に最適受信状況を維持する。即ち、継続的に位相同期を伴うコヒーレント検波が行えているのと等価となる。

この受信機の構成は、ホッピングした到来受信波の周波数ホッピング・パターンを抽出するため、各ホッピング周波数を固定したＬＯ（局部発振器）とＭＩＸ（ミキサ）群の構成をとっていることが記載されている。ダイレクトコンバージョンを基調とするものでは無く、合成出力（ミキサ出力）はＩＦ周波数であり、シングルコンバージョン方式を前提としている。

特許文献５には、Ｍｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ方式における周波数ホッピングに際し、従来は、各ホッピングシンボル（有効ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）長：１２８クロック＝２４２．４ｎｓｅｃ）の間に存在するＺｅｒｏ区間中（計３７クロック＝７０．１ｎｓｅｃ）、更にその区間中の２種のゼロ・パディング区間（計３２クロック＝６０．６ｎｓｅｃ）の間に挟まれたＧｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ区間（５クロック＝９．５ｎｓｅｃ）内でＬＯ部が周波数ホッピングを完結させることが所望されてきたが、この様な短期間中にＬＯ周波数を切り替える事は難易度が高く、たとえ高周波切り替えスイッチがあったとしても、その浮遊容量や伝送線路の影響により、９．５ｎｓｅｃ以内の時間内に周波数切り替えを行う事は、一般的には困難と考えられてきた。特許文献５では、これを解決すべく、高速な周波数切り替えスイッチを用いる事無く、周波数ホッピングを実現できるＭｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ用無線受信装置を提供する。図１０（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）は、特許文献５の図１、図２、図３、図４、図５、図６をそのまま掲載したものである。

基本的な受信機の構成としては、ダイレクトコンバージョンのＱＤＥＭ以前のスイッチ・ＢＰＦ・ＬＮＡについては、３サブバンド共用で、１系統を装備し、ＱＤＥＭを含めたＱＤＥＭ以降のアナログベースバンド部分からＡＤ変換器までのチェインを周波数ホッピングの数分つまり３系統実装し、予め各ホッピングバンド毎に固定したＬＯ周波数で待ち受けることで完全にホッピングレスとした構成をとるか、その他の構成としては同２系統のＱＤＥＭ以降ブロックを実装し（図１０（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｆ）：特許文献５の図３、図４、図６）、残る今ひとつのＢａｎｄホッピングに対応すべく、次シンボル直前のシンボル区間を利用し、使用していない方の片側のＱＤＥＭ／ＬＯ系を、次なるホッピング周波数に向けて十分な時間的余裕を持った上で周波数切り替えを行い、順次受信ホッピングを行う。また各実施例共に各ＱＤＥＭ以降の受信チェイン毎に設けられたＩ／Ｑベースバンド用ＡＤ変換器（特許文献５の実施例１、３はＩ／Ｑ３対、特許文献５の実施例２、４はＩ／Ｑ２対）の後段にはスイッチを設け、各ホッピングに伴ってＡＤ変換器から出力されたＩ／Ｑ ２系統のシンボル列（ＡＤ変換器により量子化した１６５個もしくは１９２個の量子化固片）をＦＦＴ前に、一旦、Ｉ／Ｑ毎に、１個もしくは複数のシフトレジスタに格納し（特許文献５の実施例１、２ではＩ／Ｑ１個ずつ、特許文献５の実施例３、４ではＩ／Ｑ毎に３個ずつのシフトレジスタ装備）、マルチパスフェーディングによる遅延波対応のためのサイクリック・プレフィックス処理を与えた上で順次ホッピングシンボル順にＦＦＴにかける。

特許文献５についての高速ホッピング代替手段の提供以外の副次的効果は以下の通りである。各種伝播環境に応じて発生するマルチパスフェーディングによる遅延スプレッドが、ゼロ・パディング（Ｚｅｒｏ Ｐａｄｄｉｎｇ）区間とガードインタバル（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）区間を合計した隣り合う有効シンボル間のインターフレーム（Ｉｎｔｅｒｆｒａｍｅ）以上（７０．１ｎｓｅｃ）となってしまう場合、シンボル間干渉が発生し顕著な受信特性の劣化を招くことになる。

特許文献５の構成では、前述したようにＡＤ変換後の各ホッピング周波数に対応したＩ／Ｑシンボル列の量子化固片（ＡＤ変換器により量子化したサンプリング固片）をＦＦＴ前のディジタル・ベースバンド空間に設けたシフトレジスタに一旦格納した上で、遅延欠損部再生のためのサイクリック・プレフィックス処理については当該ホッピング周波数毎の飛び飛びのシンボル間隔でゆっくり処理が行えることから、特許文献５の実施例３、４では、通常（通常：ゼロ・パディング区間計３２クロック／６０．６ｎｓｅｃ＋ガード・インターバル５クロック／９．５ｎｓｅｃで計３７クロック／７０．１ｎｓｅｃ）補償可能な許容値より長いマルチパス遅延波（最大許容遅延６４クロック／１２１．２ｎｓｅｃ）で、サイクリック・プレフィックス処理にてフェーディング補償を行える効能がある。

特許文献５の実施例３、４を改良し、各シフトレジスタ毎にＦＦＴを設けることができれば、３Ｂａｎｄホッピング時、特許文献５の実施例３の改良では、最大６９５．１ｎｓｅｃのマルチパス遅延を、特許文献５の実施例４の改良では、最大３８２．６ｎｓｅｃのマルチパス遅延を一旦取り込んだ上で、有効ＦＦＴ長２４２．４ｎｓｅｃの枠の中でサイクリック・プレフィックス補償ができる可能性も有する。

特開２００５−２１０１７０号公報 特開２００６−２０３６８６号公報 特開２００６−１２１５４６号公報 特許第２７００７４６号公報 特開２００６−２００７２号公報

上記した関連技術の問題点を以下に掲げる。

シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する、受信ダイレクトコンバージョン方式を採用した無線通信装置の受信機においては（例：ＷｉｒｅｌｅｓｓＵＳＢのＰＨＹとして用いられているＷｉＭｅｄｉａ規格によるＭｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ方式等）、周波数ホッピングを伴った受信パケット先頭プリアンブル部の相関検出（ＣＣＡ：Ｃｌｅａｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ検出）、即ち、キャリアセンスからホッピング同期・開始へ至る動作、更には、ＡＧＣ／ＡＦＣ／同期確立迄を如何に安定で高速に行えるかが重要な課題となっているが、特許文献１においては、周波数ホッピングを伴なう高速キャリアセンスを図る場合、ＲＦ分岐でＲＦ周波数でのエネルギー検波もしくは自己相関検出を考えているため、各周波数ホッピング毎のＲＦ検出が必要となり、それに伴うＲＦ ＢＰＦ数の増大、及び各ＲＦでの検出回路構成による回路規模増大・コスト増大・消費電力増大を招く。

より単純且つ確実に、複数の受信系の受信ディジタルベースバンド部以降で高速相関検出とホッピング・パターン・タイミング認知を行えることが要求されている。

更に、周波数ホッピングを伴う受信ダイレクトコンバージョン時の受信固定劣化要因としては、自己ミキシング等により受信ベースバンドに発生するＤＣオフセットがあげられる。適正な抑圧対処を行わない場合、アナログベースバンド部の高利得により、受信信号共々飽和してしまうことが懸念されると共に、周波数ホッピング毎にこのＤＣオフセットレベルが異なる場合は、アナログベースバンド後段へのＤＣ増大化を防止するためのカットにより（ＯＦＤＭ時、ＤＣ Ｎｕｌｌ化に伴い、ＤＣ最近傍のサブキャリア以遠をハイパスフィルタリング（ＨＰＦ）する）、ホッピング直後にＤＣオフセット・ジャンプが発生する。本ジャンプが過渡応答的であるため、一旦発生した場合、劣化改善・解決が困難となってしまう。

かかるＤＣオフセット・ジャンプ問題に対しては、その解決策として従特許文献２と特許文献３が提案されている。

特許文献２においては、高速周波数ホッピングを伴ないながら受信ＤＣオフセット・ジャンプの除去を図る場合、Ｍｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢのように、かなりのスピードで高速ホッピングを行う場合、アナログＲＣ回路の充放電をスイッチで切り替える手法は、純アナログ的手法であり、綿密なパスＯｎ／Ｏｆｆ制御が必要となる。このため、パス切り替え点での誤動作または素子／動作／温度ばらつき時を含め、量産時を想定した完全且つ安定したキャンセル効果が保証できない懸念がある。

また当該ダイレクトコンバージョン方式によるＯＦＤＭ受信機においては、一般的にＯＦＤＭ信号波には中心周波数のサブキャリア信号は配置されておらず、即ち受信ベースバンドでのＤＣ成分はＮｕｌｌ（ゼロ）となっているため、直流カット用容量素子Ｃｃｕｔにより、ＤＣオフセットの増幅を断ち切ることが可能であり、特許文献２でも、Ｃｃｕｔを挿入した構成を基本としている。但し、この場合、ＤＣ Ｎｕｌｌ最近傍のサブキャリアを抑圧しないように、直流カット用容量素子Ｃｃｕｔと負荷Ｒによる一次ＲＣ ＨＰＦのカットオフ周波数を低めに設定する必要がある。その帰結として、ＲＣ時定数が数シンボルに跨る長さとなる。このため、ＤＣオフセット・ジャンプが発生した場合、ＯＦＤＭ数シンボルに亘り、長時間のジャンプを引き起こすことになる。そのため、特許文献２の実施例では、各ホッピング毎に、受信ベースバンドＩ／Ｑの直流カット用容量素子Ｃｃｕｔパスを切り替え、ホッピング毎の直流カット用容量素子Ｃｃｕｔ部の電荷移動を無くすことで、ＤＣオフセット・ジャンプを収束させている。やはり、直流カット用容量素子Ｃｃｕｔ出力でのジャンプ収束には、ＲＣ時定数で決定されるＯＦＤＭ数シンボルの時間長を要する。この場合、受信パケット先頭で即時にジャンプを解消できない。すなわち、より単純且つ完全に受信パケット先頭からＤＣオフセット／ＤＣオフセット・ジャンプを排除し、最高受信性能を引き出すことが要望されている。

また、受信ベースバンドでのＤＣオフセット・ジャンプ除去を目的とした特許文献３としては、送受ＰＨＹ アーキテクチャ並びに主要システム構成を”Ｎｅａｒ−Ｚｅｒｏ ＩＦ方式”固定へ変えた上で、受信ＤＣオフセット・ジャンプその他の改善を与えるべく提案されたものである。

ＬＯ（局発信号）のホッピング周波数を受信ホッピング変調波間の丁度真ん中（境界周波数）に設定することで、アナログベースバンドへ落とした受信変調波を０からマイナス周波数方向のＮｅａｒ−Ｚｅｒｏ ＩＦに存在させる。この周波数配置により、アナログベースバンドに挿入するＤＣオフセット防備用Ｃｃｕｔの時定数を低減できるため、ＤＣオフセット・ジャンプの過渡応答時間を極小化し（約３０ｎｓｅｃ）、受信ホッピング時においてもＤＣオフセット・ジャンプによる受信特性の劣化を極力与えないように工面できる点が最大の特徴となっている。但し、この手法でも、ＤＣオフセット・ジャンプが皆無にできる訳では無く、過渡応答時間は低減できるとしても、そもそもＬＳＩ等の製造プロセス及び回路設計上に起因する形で受信ホッピング周波数毎にＤＣオフセット量が大幅に異なる場合は、受信ホッピング時における直流カット用容量素子Ｃｃｕｔ入力での電圧ステップ応答は大きく、直流カット用容量素子Ｃｃｕｔ出力に現れるＤＣオフセット・ジャンプ時のインパルス応答波高値が高止まりとなる懸念がある。それに応えられるだけの過渡応答垂下特性を確保できていない場合は、やはり甚大なＤＣオフセット・ジャンプによる受信特性の劣化を招いてしまう。また、ＤＣオフセット・ジャンプの過渡応答を高速化できたとしても、ゼロ・パディング＋ガード・インターバル上には、依然ジャンプが存在しているため、無信号区間へ漏れ込んだマルチパス遅延波を切り出して、有効ＦＦＴシンボル区間に足し込む操作を行なうサイクリック・プレフィックスを、単純には行なえないことになる。この観点からも、受信特性の劣化を招くこととなる。

なお、ＡＤ変換器のサンプリング周波数を受信変調波帯域幅のままとすることにより、０Ｈｚを対称とした周波数重畳を発生させ、丁度０Ｈｚを境に正負ＳＳＢ（Single Side Band）帯域が逆転して現れることから、特許文献３では、ＦＦＴ後にサブキャリアの並び替えを行い、Ｚｅｒｏ−ＩＦベースバンドに落とす操作を行っている。この周波数重畳とサブキャリア並び替えによって、ディジタル・ベースバンドでの２ｎｄ ＬＯによる周波数シフトが不必要となる利点がある。

しかし、プラス側ベースバンド周波数方向への周波数重畳をＡＤ変換で行う前に、アナログベースバンド部にて０からマイナス周波数方向のＮｅａｒ−Ｚｅｒｏ ＩＦに存在する受信ベースバンド波に対するプラス周波数側のイメージ帯域をクリーンアップすべく、アナログベースバンド部で予め十分抑圧しておく必要がある。

このプラス側ベースバンド周波数帯域の隣接受信チャネル（Ｃｈ）干渉波等を十分除去するには、アナログベースバンド部分に正負ベースベンド周波数を弁別抑圧できるアナログベースでの複素ＢＰＦ（ヒルベルトＢＰＦ）を挿入する必要がある。

ここが構成上の大きな特徴であると共に、送信を含めた送受無線機としての構成を複雑化・大型化させる要因ともなっている。

例えば特許文献３の実施例では、受信側を前記周波数構成とした波及として送信側構成の複雑化を招いており、ディジタル・ベースバンド領域で、０Ｈｚ〜マイナス周波数側に変調波を形成すべく受信側Ｎｅａｒ−Ｚｅｒｏ ＩＦ同等の周波数ローテーションをかけた後ＤＡＣ（ディジタルアナログ変換器）で、アナログＩＦ化するが、アナログベースバンドにはＤＡＣのアパチャー効果を伴いながら上下ＩＦ周波数帯域に、Ｓｉｎｃ関数の包絡線を以て数個の折り返しスペクトラムが非対称に出現してしまう。この０Ｈｚを中心に非対称に折り返す不要スペクトラムは、ＱＭＯＤでのアップコンバート（Ｕｐ Ｃｏｎｖｅｒｔ）前に抑圧する必要があるため、アナログベースバンドに受信同様のヒルベルトＢＰＦをＩ／Ｑ軸共に挿入しなければならず、送信側の回路や消費電力の増大化も招いてしまう点で旨く無い。

以上、特許文献３の問題点と共に特許文献２の問題点とを併せ、より単純且つ完全なＤＣオフセット／ＤＣオフセット・ジャンプを補償する技術の実現が望まれてきた。

なお、前記問題点の解消とは別に、当該無線パケット通信方式を始め、今後一層の高速化・大容量化がユビキタス・ブロードバンド・ワイヤレス化の潮流の中で望まれていることから、前記諸課題を解決しながらも、新たな高速化を堅牢性高く実現できる技術的踏襲が重要視されており、前述したように、その一躍を担うのがＭＩＭＯによる空間分割多重方式である。

本発明は、上記問題点に鑑みて創案されたものであり、その目的は、シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する、受信ダイレクトコンバージョン方式を採用した無線通信装置の受信機において、周波数ホッピングを伴った受信パケット先頭プリアンブル部の相関検出（ＣＣＡ：Ｃｌｅａｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ検出）、即ちキャリアセンスからホッピング同期・開始へ至る動作、更にはＡＧＣ（自動利得制御）／ＡＦＣ（自動周波数制御）／同期確立迄を安定且つ高速に行なうとともに、周波数ホッピング直後にＤＣオフセット・ジャンプの発生を抑止する受信方法と無線通信装置を提供することにある。さらに、本発明は、上記目的を達成するとともに、ＭＩＭＯによる空間分割多重方式で更なる高速化・大容量化を図れる受信機を提供することもその目的としている。

本願で開示される発明は、前記課題を解決するため、概略以下の構成とされる。

本発明の１つの側面によれば、シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置において、周波数ホッピング数に準拠した複数の受信系のそれぞれの局発周波数を、各ホッピング周波数で固定した設定とし、周波数ホッピングを伴った受信パケット先頭プリアンブル部の予め定められた個数のシンボルを用いてディジタル・ベースバンド部にてキャリアセンスし、ホッピングパターンの検出から受信ホッピング同期の後、ペイロード（Ｐａｙｌｏａｄ）／データ部の復調を行う。本発明において、プリアンブルからヘッダー部の処理、復調中の受信系のベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域低域通過フィルタの遮断帯域は狭帯域設定とする。

本発明の別の側面によれば、シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置において、パケット先頭のプリアンブルからヘッダー復調までは、複数の受信系の局発信号を周波数ホッピングさせないが、ペイロード／データ復調時には複数の受信系の局発信号を周波数ホッピングさせ、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）による空間分割多重復調動作へ移行させる、無線通信装置が提供される。本発明においては、プリアンブルからヘッダー部処理に引き続き、ペイロード／データ部の復調時の受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域低域通過フィルタの遮断帯域は狭帯域設定とする。

本発明のさらに別の側面によれば、シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置において、パケット先頭のプリアンブルからヘッダーの復調では、複数の受信系の局発信号を周波数ホッピングさせず、続くペイロード／データの復調時にも複数の受信系局発信号を周波数ホッピングさせずに、前記受信系の局発信号を周波数の内、中心となる周波数を１つ選択し、前記周波数を全ての受信系の局発信号に共通に適用し、ＭＩＭＯによる空間分割多重復調動作を行わせる無線通信装置が提供される。

本発明においては、局発信号の周波数の中で中心に位置する１つの周波数に固定されており、送信ホッピング周波数が局発信号の周波数以外の周波数となっている時間帯のシンボルを復調する場合は、複数の受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域低域通過フィルタの遮断帯域を広狭帯域化し、送信ホッピング周波数と局発信号周波数の差に応じたＮｅａｒ Ｚｅｒｏ ＩＦベースバンド信号をＡＤ変換器以降に取り込めるようにし、前記ＡＤ変換器の後段のディジタル・ベースバンド部分に複素バンドパスフィルタ、並びにディジタル周波数変換器を備え、ゼロ周波数及び正負ベースバンド周波数に対応する変調シンボルを抽出し復調する。

本発明によれば、シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する、受信ダイレクトコンバージョン方式を採用した無線通信装置の受信機において、周波数ホッピングを伴った受信パケット先頭プリアンブル部の相関検出（ＣＣＡ：Ｃｌｅａｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ検出）、即ちキャリアセンスからホッピング同期・開始へ至る動作、更にはＡＧＣ（自動利得制御）／ＡＦＣ（自動周波数制御）／同期確立迄を安定且つ高速に行ない、周波数ホッピング直後にＤＣオフセット・ジャンプが発生してしまう問題点を解消することができる。

さらに、本発明によれば、ＭＩＭＯによる空間分割多重方式で更なる高速化・大容量化を図ることができる。

前記した本発明についてさらに詳細に説明すべく以下では、本発明の原理、関連技術（特許文献）との対比、具体的な実施例について説明する。

本発明は、シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式を採用した無線通信装置（例：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＵＳＢのＰＨＹとして用いられているＷｉＭｅｄｉａ規格によるＭｕｌｔｉＢａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ方式等）において、周波数ホッピング数に準拠した複数個の受信系のＬＯ周波数を各ホッピング周波数で固定待ち受けとした設定で、周波数ホッピングを伴った受信パケット先頭プリアンブル部を相関検出（ＣＣＡ：Ｃｌｅａｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ検出）することで、
・安定、且つ、高速なキャリアセンス、及び、受信側ホッピング同期・開始を実現し、
・相関検出（ＣＣＡ：Ｃｌｅａｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ検出）後のＡＧＣ／ＡＦＣ／同期確立／復調動作に至っても、複数の受信系ＬＯを固定のままで運用することにより、自己ミキシング等により受信ベースバンドに発生するＤＣオフセット、周波数ホッピング毎にＤＣオフセットレベルが異なる場合、ベースバンド後段へのＤＣ増大化を防止するための直流カット容量素子Ｃｃｕｔ挿入により（ＯＦＤＭ時ＤＣ Ｎｕｌｌ化に伴い、ＤＣ最近傍のサブキャリア以遠をＨＰＦ）、周波数ホッピング直後に現れるＤＣオフセット・ジャンプを除去する。

ＤＣオフセット、ＤＣオフセット・ジャンプは、前述したように、周波数ホッピングを伴う受信ダイレクトコンバージョン時の受信特性の固定劣化の要因として懸念されるものであり、本発明によれば、ＤＣオフセット、ＤＣオフセット・ジャンプをＡＤ変換器前で完全に除去する。

本発明において、パケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー復調までは、先頭処理を安定且つ確実に実行すべく、複数個の各受信系ＬＯをホッピングさせないが、ペイロード／データ復調時は、複数個の各受信系ＬＯをホッピングさせ、ＭＩＭＯによる、空間分割多重復調動作へ移行させる。

また、本発明においては、パケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー復調以降、引き続きペイロード／データ復調時も、複数個の各受信系ＬＯをホッピングさせず、その各受信系ＬＯ周波数の内、最も中心となるＬＯ周波数を１つ選択、設定するようにしてもよい。この周波数構成で復調を行う場合は、送信ホッピング周波数と受信固定周波数が異なる復調シンボルについては、Ｎｅａｒ−Ｚｅｒｏベースバンドとなってアナログベースバンド以降に現れるため、ＡＤ変換器以降のディジタル・ベースバンド部分に設けた複素バンドパスフィルタで周波数軸上から抽出した上でＭＩＭＯ復調処理・空間分割多重を行なうことで、前記周波数ホッピングを伴う受信ダイレクトコンバージョン時の受信固定劣化要因として懸念されるＤＣオフセット、並びに周波数ホッピング時、アナログベースバンドへのＣｃｕｔ挿入で発生するホッピング直後のＤＣオフセット・ジャンプをも完全に除去しつつ、ＭＩＭＯによる空間分割多重復調動作を併せて行わせることができる。

特許文献１では周波数ホッピングを伴なう高速キャリアセンスを図る場合、ＲＦ分岐でＲＦ周波数でのエネルギー検波もしくは自己相関検出を考えている為、各周波数ホッピング毎のＲＦ検出が必要となり、それに伴うＲＦ ＢＰＦ数の増大、及び各ＲＦでの検出回路構成による回路規模増大・コスト増大・消費電力増大を招く。本発明は、特許文献１とは全く構成が相違している。本発明によれば、より単純且つ確実に、複数の受信系の受信ディジタルベースバンド部分で相関検出とホッピング・パターン・タイミング認知を行えるため、各要因の増大化を招かない。

特許文献２では、直流カット容量素子Ｃｃｕｔの出力でのＤＣジャンプの収束にはＲＣ時定数で決まってしまうＯＦＤＭ数シンボルの時間長を要する。受信パケット先頭で即時にジャンプを解消できない。本発明の場合、単純且つ確実であり、複数の受信系のＬＯ（局発）周波数を固定にしたまま、ディジタルベースバンド部でホッピング・シンボルの抽出〜復調動作を行う。このため、完全に受信パケットの先頭からＤＣオフセット／ＤＣオフセット・ジャンプを排除することが可能であり、受信性能を引き出すことができる。

更に、周波数ホッピングを行うＭｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ方式において、受信ベースバンドでのＤＣオフセット・ジャンプ除去を目的とした特許文献３には、図８の構成が開示される。Ｍｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢでの周波数ホッピング時、受信ＤＣオフセット・ジャンプによる受信特性の劣化を抑制する。

特許文献２は、受信ダイレクトコンバージョン方式の元で各種回路的改善を図るものである。

また、特許文献３は、送受ＰＨＹアーキテクチャ並びに主要システム構成を”Ｎｅａｒ−Ｚｅｒｏ ＩＦ方式”固定へ変えた上で、受信ＤＣオフセット・ジャンプその他の改善を図っている。いずれも、本発明の受信側とは構成が相違している。また、特許文献３と本発明との相違点としては、パケット先頭のキャリアセンス以降のＬＯ周波数をホッピングさせている点にある。

特許文献３の発明においては、ＬＯホッピング周波数を受信ホッピング変調波間の丁度真ん中（境界周波数）に設定することで、アナログベースバンドへ落とした受信変調波を０からマイナス周波数方向のＮｅａｒ−Ｚｅｒｏ ＩＦに存在させる。そして、このような周波数構成とすることにより、受信アナログベースバンドに落ちるＮｅａｒ−Ｚｅｒｏ ＩＦ変調波の周波数下端（最下端サブキャリア周波数）と０Ｈｚ周波数との間に、ダイレクトコンバージョン方式に比して、約１０倍程度の大きな周波数離隔を確保できるようになる。

特許文献３の発明によれば、アナログベースバンド部に挿入される、ＤＣオフセットを切るための直流カット容量素子Ｃｃｕｔで決まるＨＰＦカットオフ周波数を１０倍程度に増大することができ、前記と同一メカニズムで、ＤＣオフセット・ジャンプが生じたとしても、時定数的には、約１／１０となる。

また、特許文献３の発明によれば、ＤＣオフセット・ジャンプの時間応答をＭｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ時のＯＦＤＭシンボルの１／１０程度（約３０ｎｓｅｃ）に圧縮でき、その過渡応答（約３０ｎｓｅｃ）を有効ＯＦＤＭシンボル間のゼロ・パディング＋ガード・インターバルの７０．１ｎｓｅｃ内に封じ込めた上で、ディジタル・ベースバンド部にて、ＤＣオフセット・ジャンプの除去が可能となる。

特許文献３の発明によれば、ホッピング復調時のＤＣオフセット・ジャンプによる受信特性の劣化を最小限に留めることができる。

その上、特許文献３の発明によれば、ＡＤ変換器のサンプリング周波数を敢えて通常サンプリング定理で折り返し（すなわち、ナイキスト周波数を超える周波数成分はサンプリング時に折り返される現象）を考慮した場合の最大変調周波数帯域の２倍をサンプリング周波数とするのでは無く、その１／２で受信変調波帯域幅のままとし、０Ｈｚを対称として周波数重畳（周波数フォールディング（Ｆｏｌｄｉｎｇ）＝ＡＤ変換器での折り返し）が発生することを利用している。

この場合、丁度、０Ｈｚを境に、正負ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）帯域が逆転して現れる。このため、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）後に、サブキャリアの並び替えを行い、Ｚｅｒｏ−ＩＦベースバンドに落とす操作を行っている。

特許文献３の発明によれば、この周波数重畳とサブキャリア並び替えによって、ディジタル・ベースバンドでの２ｎｄ ＬＯによる周波数シフトが不必要となる利点がある。

プラス側ベースバンド周波数方向への周波数重畳を、ＡＤ変換で行う前に、アナログベースバンド部にて、０からマイナス周波数方向のＮｅａｒ−Ｚｅｒｏ ＩＦに存在する受信ベースバンド波に対するイメージ帯域（プラス側ベースバンド周波数帯域で隣接受信Ｃｈ干渉波他が存在）を、周波数重畳後を考えアナログベースバンド部で予め十分抑圧しておく必要がある。これらプラス側ベースバンド周波数帯域の隣接受信チャネル干渉波等を、十分除去する必要がある。

アナログベースバンド部分には、正負ベースベンド周波数を弁別抑圧できる複素ＢＰＦ（ヒルベルトＢＰＦ）を挿入し、復調処理を行う必要がある。

なお本発明によれば、前記諸問題を回避するための手法と併せて、ＭＩＭＯ構成もとれる受信機構成を提案することにより、前記諸問題を回避しながら、新たな性能向上と付加価値を与えている。

特許文献５と本発明との構成上の相違点としては、特許文献５では、ダイレクトコンバージョンのＱＤＥＭ（直交復調）以前のスイッチ、ＢＰＦ（ＢａｎｄＰａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：バンドパスフィルタ）、ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｚｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：低雑音増幅器）が３サブバンド共用で１系統で装備されているのに対して、本発明では、ＭＩＭＯによる空間多重へ向けた性能拡張も同時に可能とすべく、ＱＤＥＭ（直交復調）前段の回路ブロックであるアンテナ、ＬＮＡ等も全て完全３系統を装備している点が異なっている。ＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）に比して、本発明では、プリアンブル部での確実・安定な相関検出に引き続き、ペイロード部ではＭＩＭＯ送受信を行えるメリットがあるため、空間多重による更なる高速／大容量化及びＲａｔｅ Ｕｐが行える点、もしくは低Ｒａｔｅ送受の空間多重化により、ＳＩＳＯによる同一合計Ｒａｔｅ送受に比して到達距離性能を大幅に改善できる点で相違且つ有効と考える。

本発明によれば、シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する、受信ダイレクトコンバージョン方式を採用した無線通信装置において、周波数ホッピング数に準拠した複数個の受信系の各々のＬＯ周波数を各ホッピング周波数で固定した設定とすることで、周波数ホッピングを伴った受信パケット先頭プリアンブル部の数シンボルを用いてディジタルベースバンド部で高速キャリアセンスし、且つホッピング・パターンの検出から受信ホッピング同期の後、ペイロード／データ部の復調を行うことを特徴としており、本プリアンブル〜ヘッダー部処理・復調中の各受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域ＬＰＦ（チャネル・フィルタリング）のカットオフ帯域は狭帯域設定とする。

更に、本発明によれば、ＣＣＡ後のＡＧＣ（自動利得制御）／ＡＦＣ（自動周波数制御）／同期確立／復調動作に至っても、複数個の各受信系ＬＯを固定のままで運用することにより、周波数ホッピングを伴う受信ダイレクトコンバージョン時の受信固定劣化要因として懸念される、自己ミキシング等により受信ベースバンドに発生するＤＣオフセット、並びに周波数ホッピング毎にＤＣオフセットレベルが異なる場合、ベースバンド後段へのＤＣ増大化を防止するための直流カット用容量素子Ｃｃｕｔにより（ＯＦＤＭ時ＤＣ Ｎｕｌｌ化に伴い、ＤＣ最近傍のサブキャリア以遠をＨＰＦ）ホッピング直後に現れるＤＣオフセット・ジャンプを、ＡＤ変換器の前で完全に除去する。

なお、本発明において、パケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー復調までは、先頭高速キャリアセンス判定・ホッピング同期を安定且つ確実に実行すべく複数個の各受信系ＬＯをホッピングさせないが、ペイロード／データ復調時は複数個の各受信系ＬＯをホッピングさせることで、ＭＩＭＯによる空間分割多重復調動作へ移行できる。この場合、プリアンブル〜ヘッダー部処理に引き続き、ペイロード／データ部の各復調時に、各受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域ＬＰＦ（チャネル・フィルタリング）のカットオフ帯域は、狭帯域設定とする。

また、本発明においては、パケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー復調では、先頭高速キャリアセンス判定・ホッピング同期を安定且つ確実に実行すべく、複数個の各受信系ＬＯをホッピングさせずに運用し、続くペイロード／データ復調時も、複数個の各受信系ＬＯをホッピングさせずに、その各受信系ＬＯ周波数の内、最も中心となるＬＯ周波数を１つ選択し、全ての受信系ＬＯに同一適用しながら動作させることで、前記周波数ホッピングを伴う受信ダイレクトコンバージョン時の受信固定劣化要因として懸念される、ＤＣオフセット並びにアナログベースバンドへのＣｃｕｔ挿入で発生する周波数ホッピング直後のＤＣオフセット・ジャンプも完全に除去しつつ、ＭＩＭＯによる空間分割多重復調動作を併せて行わせることができる。

なお、本発明においては、かかる構成を採用して受信ＤＣオフセット・ジャンプ完全回避による更なる受信特性向上を確保しつつ、ＭＩＭＯ復調を行う場合は、各受信系のＬＯは全て前記決定方法に基づき全周波数帯域中心近傍の１つの周波数に固定されているため、送信ホッピング周波数がＬＯ周波数以外の周波数となっている時間帯のシンボルを復調する場合はＮｅａｒ Ｚｅｒｏ ＩＦ復調方式となり、各受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域ＬＰＦ（チャネル・フィルタリング）のカットオフ帯域を広狭帯域化することにより、送信ホッピング周波数とＬＯ周波数の差に応じたＮｅａｒ Ｚｅｒｏ ＩＦベースバンド信号を十分ＡＤ変換器以降に取り込めるようにし、更にＡＤ変換器以降のディジタル・ベースバンド部分に複素バンドパスフィルタとディジタル周波数変換器を実装することにより、正負ベースバンド周波数方向に離散した変調シンボルを抽出・集約の上、復調できる構成としている。

本発明によれば、高速キャリアセンスとホッピング・パターン検出を確実に実現するに当たっては、周波数ホッピング数に準拠した複数個の受信系を設け、各々の受信系のＬＯ周波数を各ホッピング周波数で固定した設定で受信待ち受けすることで、任意の周波数ホッピング・パターンを伴った受信パケット先頭プリアンブル部であっても、いずれかのＬＯ周波数を持つ受信系で、まずは、相関検出（ＣＣＡ：Ｃｌｅａｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ検出）が可能となり受信動作を開始することができる。更に、予め周波数ホッピング数に準拠した複数の受信系は、全てレディ（Ｒｅａｄｙ）状態で待ち受けていることから、如何なる複数周波数間のホッピング・パターンであっても、次々にいずれかのＬＯ周波数を持つ受信系から相関検出が出力され、これら相関検出がなされたＬＯ周波数の偏移をディジタル・ベースバンド部が追跡することで、最小限のホッピングシンボル数にて、ホッピング・パターンを同定することが可能となる。例えば、ホッピングレス及び２バンド・ホッピングを含む３バンド・ホッピングモードの場合は、最低３シンボル目で相関検出／ＣＣＡと、ホッピング・パターンの特徴の完全認知が可能となり、高速且つ安定したキャリアセンス動作・復調開始が可能となる。

更に、本発明によれば、周波数ホッピングを伴う受信ダイレクトコンバージョン時の受信固定劣化要因として懸念されるＤＣオフセット・ジャンプの完全除去に当たっては、ＣＣＡ後のＡＧＣ／ＡＦＣ／同期確立／復調動作に至っても、引き続き複数個の各受信系ＬＯをホッピングレスで固定のまま復調することにより、各受信系のアナログベースバンドに異なるＤＣオフセットが現れたとしても、その値自身はホッピングで変動せず、アナログベースバンド部に挿入された各々のＣｃｕｔで安定した形でＤＣ的増幅を抑制することができるため、ホッピング毎のＤＣオフセット・ジャンプを根絶することができる。

更にまた、本発明によれば、安定した高速キャリアセンスとＤＣオフセット・ジャンプを抑止することができる。

本発明においては、完全分離且つホッピング周波数分複数実装された受信系を用い、プリアンブル〜ヘッダー復調後のＰａｙｌｏａｄ部における高性能化にも貢献できる要素を兼ね備えており、アンテナから受信機ディジタル・ベースバンドにかけて完全分離で複数完備した受信系の存在から、ＭＩＭＯ復調による空間分割多重が可能となり、前記問題点克服と共に更なる高速化・大容量化をも行なうことができる点で有効である。以下具体的な実施例に即して説明する。

図１は、本発明の一実施例を説明するための図である。図１（Ａ）は、本発明の一実施例の無線通信装置を説明する図である。図１（Ｂ）と図１（Ｅ）は、受信パケット先頭のプリアンブル部〜ヘッダー部での周波数ホッピングオフ状態の受信ベースバンド出力と相関検出を説明する図である。図１（Ｃ）は、受信パケット後方のペイロード部での周波数ホッピングオン状態の受信ベースバンド出力（ＭＩＭＯ受信を実施する場合）、図１（Ｄ）は伝播路行列をそれぞれ例示する図である。

図１（Ａ）を参照すると、送信アンテナ１、２、３のそれぞれの個別送信機からは、ＷｉＭｅｄｉａ準拠の３バンド・ホッピングを伴う送信シンボル信号列か、或いは、各送信機毎にいずれかのホッピング周波数で固定した送信波が空間に放射される。

図１（Ａ）に示すように、送信アンテナ１からは、Ａｆ１／Ａｆ２／Ａｆ３の３ホッピング波もしくはＡｆ１のみ（Ａｆ１送信／Ａｆ２送信断／Ａｆ３送信断）の放射を可能としている。送信アンテナ２からは、Ｂｆ１／Ｂｆ２／Ｂｆ３の３ホッピング波もしくはＢｆ２のみ（Ｂｆ１送信断／Ｂｆ２送信／Ｂｆ３送信断）の放射を可能としている。送信アンテナ３からは、Ｃｆ１／Ｃｆ２／Ｃｆ３の３ホッピング波もしくはＣｆ３のみ（Ｃｆ１送信断／Ｃｆ２送信断／Ｃｆ３送信）の放射を可能としている。

なお、送信アンテナは、×ｎ系列（ｎは、ホッピング周波数と同一）への拡張も可能である。

受信側において、送信アンテナから、計３×３の伝播経路を経て伝播してきた各受信波は、送信ホッピング周波数の数と同数の受信アンテナ４、５、６で受信され、その後段の受信系としては、各々独立した低雑音増幅器７、８、９、直交復調部（ＱＤＥＭ）１０、１１、１２、可変帯域ＬＰＦ（チャネル・フィルタリング）１６、１７、１８、及び、可変利得アナログベースバンドアンプ１９、２０、２１を備えている。なお、送信アンテナは、拡張時ｍ×ｎ（ここで、ｍは受信ホッピング周波数と同一）とされる。受信アンテナは、×ｍ系列のアンテナ数に拡張可能である。

ＱＤＥＭ１０、１１、１２には、各３種のホッピング周波数を出力することが可能なＬＯ（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ；局部発振器）１３、１４、１５がそれぞれ接続されている。

後述の各動作モード（プリアンンブル相関検出〜ヘッダー部復調、ペイロード／データ復調部でのＭＩＭＯモード）によって、３つのホッピング周波数の中からそれぞれの受信系に対して、３種別々のＬＯ周波数となるようにＬＯ１３、１４、１５を周波数固定して設定する。

ＭＩＭＯモード（後に説明される図５の第２の実施例の記載参照）に移行する場合は、受信波のホッピング周期に同期して、ＬＯ１３、１４、１５を周波数ホッピングさせる。各々の３受信系のアナログベースバンド後段には、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）２２が接続され、ディジタル・ベースバンドに各復調シンボルを変換した上で、ディジタル領域で各種必要な復調処理を行なう。

シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側では、パケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式を採用した無線通信装置においては（例：ＷｉｒｅｌｅｓｓＵＳＢのＰＨＹとして用いられているＷｉＭｅｄｉａ規格によるＭｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ方式等）、周波数ホッピング数に準拠した複数個（図１では、３周波数ホッピング＝３受信系ａ／ｂ／ｃを想定）の受信系を設け、受信系ａ／ｂ／ｃのＬＯ周波数を各ホッピング周波数ｆ１／ｆ２／ｆ３で固定した設定で受信待ち受けする。

任意の周波数ホッピング・パターンを伴った受信パケット先頭プリアンブル部であっても、いずかのＬＯ周波数を持つ受信系で、まずは、相関検出（ＣＣＡ：クリアチャネル・アセスメント検出）が可能となり、受信動作を開始することができる機能を有している。

更に、予め周波数ホッピング数に準拠した複数の受信系は、全てレディ（Ｒｅａｄｙ）状態で待ち受けていることから、ＷｉＭｅｄｉａ規格によるＭｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ方式を一例にとった場合のホッピングレスや、２バンド・ホッピングを含む如何なる３周波数間のホッピング・パターンであっても、次々に、いずれかのＬＯ周波数を持つ受信系から相関検出が出力され、これら相関検出がなされたＬＯ周波数の偏移をディジタル・ベースバンド部が追跡することにより、最小限のホッピング・シンボル数にてホッピング・パターンを同定することが可能となる。

例えば、ホッピング・レス及び２バンド・ホッピングを伴う３バンド・ホッピング・モードの場合、最低３シンボル目で相関検出／ＣＣＡとホッピング・パターンの特徴の完全認知が可能となり、高速且つ安定したキャリアセンス動作・復調開始が可能となる。すなわち、ホッピング・レス及び２バンド・ホッピングを伴う３バンド・ホッピング・モードの場合、ｆ１、ｆ２、ｆ３をホッピング周波数とした場合、
ｆ１／ｆ２／ｆ３・・・と、ｆ１／ｆ２／ｆ１／ｆ２・・・等の判別や、
ｆ１／ｆ３／ｆ２・・・と、ｆ１／ｆ３／ｆ１／ｆ３・・・等の判別、或いは、
ｆ１／ｆ１／ｆ１・・・と、ｆ１／ｆ１／ｆ２／ｆ２／ｆ３／ｆ３・・・等の判別
を、最低３シンボル目で判別可能である。

ちなみに、パケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー復調までは、先頭高速キャリアセンス判定・ホッピング同期を安定且つ確実に実行すべく、複数の各受信系ＬＯ１３、１４、１５を周波数ホッピングさせない。その際のパケット先頭プリアンブル〜ヘッダー迄の各送信アンテナ１、２、３、及び、送信系から送出されるべきシンボル遷移と周波数ホッピング設定としては、送信側ホッピング有無にて、以下（Ａ）、（Ｂ）の２通りの多重化レスモードでの送出が可能である（図２（Ａ）、（Ｂ）参照）。なお、図２（Ａ）、（Ｃ）は、受信系ＬＯ１３、１４、１５を周波数ホッピングさせない場合の送信アンテナ（ｘ３）と受信アンテナ（ｘ３）の関係とその伝播路行列、図２（Ｂ）、（Ｄ）は、受信系ＬＯ１３、１４、１５を周波数ホッピングさせた場合の送信アンテナ（ｘ３）と受信アンテナ（ｘ３）の関係とその伝播路行列を例示している。

（Ａ）、（Ｂ）のいずれかの送信モードでプリアンブル〜ヘッダー迄を送出することによって、それぞれの受信系ａ／ｂ／ｃにて、送信Ａｆ１／Ｂｆ２／Ｃｆ３のホッピング・シンボル遷移、及び、Ａｆ１／Ａｆ２／Ａｆ３のホッピング・シンボル遷移に相当する受信シンボルａｆ１／ｂｆ２／ｃｆ３が受信できることになる。この点は、動作の説明で詳述する。

以下、各シンボルスロット毎に、Ａｆ＊：送信アンテナ１送出／Ｂｆ＊：送信アンテナ２送出／Ｃｆ＊：送信アンテナ３送出を示す。なおｆ＊は、ホッピング周波数を表す。

（Ａ）送信側プリアンブル〜ヘッダー部 周波数ホッピング無しモード（３系統送信の送信ＡのＬＯはｆ１固定、送信ＢのＬＯはｆ２固定、送信ＣのＬＯはｆ３固定で擬似送信周波数ホッピングを実行）：
第１シンボルスロット：Ａｆ１送信／Ｂｆ１送信断／Ｃｆ１送信断→第２シンボルスロット：Ａｆ２送信断／Ｂｆ２送信／Ｃｆ２送信断→第３シンボルスロット：Ａｆ３送信断／Ｂｆ３送信断／Ｃｆ３送信→ ・・・

（Ｂ）送信側プリアンブル〜ヘッダー部 周波数ホッピング有りモード（３系統送信のうち何れか１系統のみを用いて周波数ホッピング実行、以下は送信Ａのみを用いた場合）：
第１シンボルスロット：Ａｆ１送信／Ｂｆ１送信断／Ｃｆ１送信断→第２シンボルスロット：Ａｆ２送信／Ｂｆ２送信断／Ｃｆ２送信断→第３シンボルスロット：Ａｆ３送信／Ｂｆ３送信断／Ｃｆ３送信断→ ・・・

なお、以降、受信側ホッピング同期が取れた後は、同様に、３ＬＯ固定条件のままで各受信系のヘッダー・ペイロード部の復調を進めることが可能である。

本実施例の受信機においては、受信系のアナログベースバンド〜ＡＤ変換器〜ディジタルベースバンドに現れる受信シンボルは、各受信系毎に設定した固定ＬＯ周波数を中心周波数とするサブバンドのみが、Ｚｅｒｏ−ＩＦ周波数にて、ベースバンド時間軸上に現れることとなる。これら各ホッピング周波数毎に受信系に現れる受信シンボルをＡＤ変換後、ディジタル・ベースバンドで、時間的に再整列させることにより、あたかも、受信系で周波数ホッピングを伴いながら受信ダイレクトコンバージョンしたかのように、準同期検波を行なうことができる。

この場合の効果としては、周波数ホッピングを伴う受信ダイレクトコンバージョン時に固定劣化として懸念される、自己ミキシング等による受信ベースバンドに発生するＤＣオフセットは、静的、且つ、安定な状態で、各受信系アナログベースバンドに挿入されたＣｃｕｔにより、後段へのＤＣ増大化、伝達を防止することができる。

更に、従来の単一ベースバンド系ダイレクトコンバージョン時、周波数ホッピング毎にＡＧＣによるアナログベースバンド利得可変が行われた場合、周波数ホッピング毎に、ＤＣオフセットが異なる場合は、Ｃｃｕｔ入力にステップ状のＤＣオフセット差異ができ、Ｃｃｕｔ出力に過渡応答、即ち、ＤＣオフセット・ジャンプが現れる問題点があった。

本実施例のように、パケット先頭からヘッダー迄を、各ホッピング周波数で、ＬＯ固定した複数の受信系で受信することにより、前述したように、ＤＣオフセット・ジャンプはそもそも発生せず、各アナログベースバンドに現れた静的ＤＣオフセットのみが、Ｃｃｕｔにより、ＡＤ変換器の前段にて、完全に除去されることとなる。

なお、本実施例において、プリアンブル〜ヘッダー部並びにペイロード部に至るまでＬＯ周波数を固定とし、受信周波数ホッピングを擬似捕捉していく場合、処理、復調中の各受信系ベースバンド部にそれぞれ具備された可変帯域ＬＰＦ（チャネル・フィルタリング）１６、１７、１８のカットオフ帯域は、１サブバンドあたりのベースバンド帯域を通過させるに必要十分な狭帯域設定とすることで各受信系の自チャネル以外のホッピング周波数時に受信される隣接受信チャネル干渉波や、各種不要干渉波、ブロッキンッグ波を極力排除できるように設定する。

また、本実施例において、パケット先頭のプリアンブル〜ヘッダーの復調までは、先頭高速キャリアセンス判定、ホッピング同期を安定且つ確実に実行すべく、複数個の各受信系ＬＯ１３、１４、１５をホッピングさせないが、ペイロード／データ復調時は、複数個の各受信系ＬＯ１３、１４、１５をホッピングさせることで、
特徴（３）：各受信系のＱＤＥＭ１０、１１、１２以降のアナログ〜ディジタル・ベースバンドには、各送信側ホッピング・パターンと周波数を有する時系列シンボル遷移：Ａｆ１／Ｂｆ１／Ｃｆ１→Ａｆ２／Ｂｆ２／Ｃｆ２→Ａｆ３／Ｂｆ３／Ｃｆ３→・・・に対応した受信系シンボル群が、ａｆ１／ｂｆ１／ｃｆ１→ａｆ２／ｂｆ２／ｃｆ２→ａｆ３／ｂｆ３／ｃｆ３→・・・といった時系列となって現れる。これを、ＭＩＭＯ復調処理（後述）することによって、空間分割多重へ移行できる。

なお、ＭＩＭＯモードに移行する場合には、プリアンブル〜ヘッダー部処理に引き続き、ペイロード／データ部の復調時の各受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域ＬＰＦ（チャネル・フィルタリング）１６、１７、１８のカットオフ帯域は、１サブバンドあたりのベースバンド帯域を通過させるに必要十分な狭帯域設定とすることで、前述と同様、各受信系の自チャネル以外のホッピング周波数時に受信される隣接受信チャネル干渉波や、各種不要干渉波・ブロッキンッグ波を極力排除できるように設定している。

また、本実施例において、別モードでのペイロード／データ復調時のＭＩＭＯの実施例（後述の第２の実施例（図５）参照）では、パケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー復調では、先頭高速キャリアセンス判定、ホッピング同期を安定且つ確実に実行すべく、複数個の各受信系ＬＯ１３、１４、１５をホッピングさせずに運用するが、続くペイロード／データ復調時にも、複数個の各受信系ＬＯ１３、１４、１５をホッピングさせずに、各受信系ＬＯ１３、１４、１５の周波数の内、最も中心となるＬＯ１４の周波数を１つ選択し、全ての受信系ＬＯ１３、１４、１５に同一適用しながら動作させる。

本実施例において、周波数ホッピングを伴う受信ダイレクトコンバージョン時における受信特性の固定的劣化の要因として懸念されるＤＣオフセット、並びに、アナログベースバンドへの直流カット容量素子Ｃｃｕｔの挿入で発生する周波数ホッピング直後のＤＣオフセット・ジャンプを、パケット全長に及ぶ形で完全に除去し、ＭＩＭＯによる空間分割多重復調動作を併せて行わせることができる。

次に、図１に示す本実施例の動作を更に詳細に説明すべく、図３及び図４にて、受信パケット先頭プリアンブル〜ヘッダー部の相関検出部分以降、並びにペイロード／データ部においてＭＩＭＯ復調へ移行させた場合における、
・各受信系のＡＤ変換器２２以降ディジタル・ベースバンドに現れる復調シンボルの時系列的遷移と、
・ｎ×ｍ ＭＩＭＯ動作に絡めた送受間伝播路行列Ｈ（ここでは、３×３ＭＩＭＯを想定）と、
・送信３系統を示す送信行列との乗算により求まる、各受信３系統に現れる復調シンボル行列（ＡＤ変換器２２以降ディジタル・ベースバンドに現れる復調シンボルの時系列的遷移）と
の関係を示す。

なお、図３（Ａ）は、ＡＤＣへの入力、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）は、受信パケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー部における周波数ホッピングオフ、受信パケット後方のペイロード部における周波数ホッピングオフ時のベースバンド出力系列（各スロットにおけるシンボル）をそれぞれ例示しており、図２（Ａ）に対応している。図３（Ｆ）、（Ｅ）、（Ｄ）は、ｆ１、ｆ２、ｆ３受信系ＬＯ固定の場合における伝播路行列と送信信号列ベクトルとの演算による受信信号列ベクトルの関係（図３（Ｂ）における各シンボルスロットのａｆ１、ｂｆ２、ｃｆ３受信にそれぞれ対応）、図３（Ｉ）、（Ｈ）、（Ｇ）は、受信系ＬＯ周波数ホッピングにおける伝播路行列と送信信号列ベクトルとの演算による受信信号列ベクトルの関係（（図３（Ｃ）における各シンボルスロットの（（ａｆ１、ｂｆ１、ｃｆ１）、（ａｆ２、ｂｆ２、ｃｆ２）、（ａｆ３、ｂｆ３、ｃｆ３）受信にそれぞれ対応）を示している。図４（Ｄ）〜（Ｆ）は、図３において、送信周波数ホッピング有りの場合（図２（Ｂ））に対応している。

受信パケット先頭プリアンブル〜ヘッダー部の相関検出部分以降、ないし、ペイロード／データ部についても、受信ＬＯ１３、１４、１５の周波数を固定とした場合の送受動作を表す行列式を、図３ないしは図４の左側に示す。

伝播路特性（Ｈ行列、送受ｎ×ｍ ＭＩＭＯを想定、ここでは、３×３ ＭＩＭＯ）を含めた送受行列式の受信側表現としては、各シンボル復調時刻に当たっては、夫々の受信系ａ／ｂ／ｃでのＬＯ１３、１４、１５の周波数設定がｆ１／ｆ２／ｆ３と固定であり、且つ、図１に示した各受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域ＬＰＦ（チャネル・フィルタリング）１６、１７、１８の帯域を１ホッピングあたりのチャネル（Ｃｈ）周波数帯域に見合う狭帯域に設定していることで、各受信系ベースバンドに現れる受信波としては、各受信系ａ／ｂ／ｃ毎に固定ＬＯ周波数のチャネル：ａｆ１、ｂｆ２、ｃｆ３のみが順次抽出される。後続のＡＤ変換器以降、相関検出器にてキャリアセンスが、ヘッダー以降は、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｔｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）／ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）復調器にて復調されていくこととなる。

ちなみに、前記したように、パケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー復調までは、先頭高速キャリアセンス判定、ホッピング同期を安定且つ確実に実現すべく、複数個の受信系ＬＯ１３、１４、１５を周波数ホッピングさせない。その際、パケット先頭プリアンブル〜ヘッダー迄の送信アンテナ１、２、３、及び、送信系から送出されるべきシンボル遷移と周波数ホッピングの設定としては、送信側ホッピング有無にて、以下（Ａ）、（Ｂ）２通りの多重化レスモードでの送出が可能となる（図２も参照）。（Ａ）、（Ｂ）のモードに分けて送受行列式を説明し、いずれのモードとも受信系ａ／ｂ／ｃに受信シンボルａｆ１／ｂｆ２／ｃｆ３が時系列的且つ固定的（受信ａ系にはａｆ１のみ、受信ｂ系にはｂｆ２のみ、受信ｃ系にはｃｆ３のみが出現）に現れる事を説明する。

（Ａ）送信側プリアンブル〜ヘッダー部
周波数ホッピング無しモードの場合の送受行列式から求まる各受信系ａ／ｂ／ｃに現れる受信シンボルは、図３（Ｂ）に示すように、ａｆ１、ｂｆ２、ｃｆ３となる。

３系統送信の送信ＡのＬＯはｆ１固定であり、送信ＢのＬＯはｆ２固定であり、送信ＣのＬＯはｆ３固定であり、擬似送信周波数ホッピングを実行する。

図２（Ａ）に示すように、
送信側の第１シンボルスロットは、
Ａｆ１送信／Ｂｆ１送信断／Ｃｆ１送信断、
第２シンボルスロットは、
Ａｆ２送信断／Ｂｆ２送信／Ｃｆ２送信断、
第三シンボルスロットは、
Ａｆ３送信断／Ｂｆ３送信断／Ｃｆ３送信、
・・・となる。

図３に示すように、
受信側の第１シンボルスロットでは、
ａｆ１は受信系ａのＬＯ１３がｆｌ固定のため受信系ａに出現し、受信系ａに受信シンボルａｆ１＝ｈ１１×Ａｆ１が出現する。ｂｆ１は受信系ｂのＬＯ１４がｆ２固定のため、受信不能である。ｃｆ１は受信系ｃのＬＯ１５がｆ３固定のため受信不能である。

第２シンボルスロットでは、
ａｆ２は受信系ａのＬＯ１３がｆ１固定のため受信不能である。ｂｆ２は受信系ｂのＬＯ１４がｆ２固定のため受信系ｂに出現する。受信系ｂに受信シンボルｂｆ２＝ｈ２２×Ｂｆ２が出現する。ｃｆ２は受信系ｃのＬＯ１５がｆ３固定のため受信不能である。

第３シンボルスロットでは、
Ａｆ３は受信系ａのＬＯ１３がｆｌ固定のため受信不能である。Ｂｆ３は受信系ｂのＬＯ１４がｆ２固定のため受信不能である。Ｃｆ３は受信系ｃのＬＯ１５がｆ３固定のため受信系ｃに出現し、受信系ｃに受信シンボルｃｆ３＝ｈ３３×Ｃｆ３が出現する。

（Ｂ）送信側プリアンブル〜ヘッダー部
周波数ホッピング有りモードの場合の送受行列式から求まる各受信系ａ／ｂ／ｃに現れる受信シンボルを説明する（図２（Ｂ）参照）。

３系統送信のうち何れか１系統のみを用いて周波数ホッピング実行、以下は送信Ａのみを用いた場合、
送信側では、図２（Ｂ）に示すように、
第１シンボルスロットでＡｆ１送信／Ｂｆ１送信断／Ｃｆ１送信断、
第２シンボルスロットでＡｆ２送信／Ｂｆ２送信断／Ｃｆ２送信断、
第３シンボルスロットでＡｆ３送信／Ｂｆ３送信断／Ｃｆ３送信断、
・・・となる。

受信側では、図４に示すように、
第１シンボルスロットでは、
ａｆ１は受信系ａのＬＯ１３がｆｌ固定のため受信系ａに出現し、受信系ａに受信シンボルａｆ１＝ｈ１１×Ａｆ１が出現する。
ｂｆ１は受信系ｂのＬＯ１４がｆ２固定のため受信不能である。
ｃｆ１は受信系ｃのＬＯ１５がｆ３固定のため受信不能である。

第２シンボルスロットでは、
ａｆ２は受信系ａのＬＯ１３がｆ１固定のため受信不能である。
ｂｆ２は受信系ｂのＬＯ１４がｆ２固定のため受信系ｂに出現し、受信系ｂに受信シンボルｂｆ２＝ｈ２１×Ａｆ２が出現する。
ｃｆ２は受信系ｃのＬＯ１５がｆ３固定のため受信不能である。

第３シンボルスロットでは、
Ａｆ３は受信系ａのＬＯ１３がｆｌ固定のため、受信不能である。
Ｂｆ３は受信系ｂのＬＯ１４がｆ２固定のため、受信不能である。
Ｃｆ３は受信系ｃのＬＯ１５がｆ３固定のため、受信系ｃに出現する。受信系ｃに受信シンボルＣｆ３＝ｈ３１×Ａｆ３が出現する。

更にパケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー復調までは、先頭処理を安定且つ確実に実行すべく、複数個の各受信系ＬＯ１３、１４、１５をホッピングさせない。ペイロード／データ復調時には、複数個の各受信系ＬＯ１３、１４、１５をホッピングさせ、ＭＩＭＯによる空間分割多重復調動作へ移行させる。全体の伝送速度の更なる増大化、高速化、低所要Ｃ／Ｎで所望のエラーレートを実現できる、低Ｒａｔｅ送受を複数ストリーム化、大束化することで到達距離特性の改善を図る。更に、伝播行列からの特異値分解によるストリーム分割処理により、セル内収容能力向上を重視した、マルチユーザＭＩＭＯ、ＳＤＭＡ（空間分割多重）への拡張も可能となる。

なお、ＭＩＭＯモードを適用する場合は、送信アンテナ１、２、３のそれぞれの個別送信機からは、ＷｉＭｅｄｉａ準拠の３バンド・ホッピングを伴う送信シンボル波列が空間に放射されなければならない。

即ち、送信アンテナ１（送信A）からは、Ａｆ１／Ａｆ２／Ａｆ３の３ホッピング波が放射される。送信アンテナ２（送信B）からは、Ｂｆ１／Ｂｆ２／Ｂｆ３の３ホッピング波が放射される。送信アンテナ３（送信C）からは、Ｃｆ１／Ｃｆ２／Ｃｆ３の３ホッピング波が放射される。

ちなみに、受信ＬＯ１３、１４、１５の周波数を、前述したＤＥＭＯによるプリアンブル部でのキャリアセンス〜ホッピング周期・同期確定後（各受信系ＬＯ固定）、既にプリアンブル部で認知・確定したホッピング・パターンと時刻にて、各受信系のＬＯを同期ホッピングさせた場合の送受動作を表す行列式を、図３及び図４の右側に示す（図３、図４の（Ｃ）、行列演算式（Ｇ）、（Ｈ）、（Ｉ）は同一）。

これら行列式によれば、伝播路特性（Ｈ行列・送受ｎ×ｍ ＭＩＭＯを想定、ここでは３×３ ＭＩＭＯ）を含めた送受行列式の受信側表現、すなわち、各受信系ベースバンドに現れる受信波としては、各受信系毎に送受アンテナ間で異なる３×３の伝播ストリーム毎の伝播路特性が、送信３系統波に乗算ブレンドされた形で、空間多重されながら（ａｆ１／ｂｆ１／ｃｆ１→ａｆ２／ｂｆ２／ｃｆ２→ａｆ３／ｂｆ３／ｃｆ３・・・）受信シンボルとして現れる。なお、図１に示した各受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域ＬＰＦ（チャネル・フィルタリング）１６、１７、１８の帯域は、１ホッピングあたりのチャネル周波数帯域に見合う狭帯域に設定される。

各シンボル毎の３系統多重信号に対して、ＭＩＭＯ復調処理による伝播行列の逆行列乗算を行うことで、送信側ストリーム（Ａｆ１／Ｂｆ１／Ｃｆ１→Ａｆ２／Ｂｆ２／Ｃｆ２→Ａｆ３／Ｂｆ３／Ｃｆ３・・・）が再現され、その後、伝送容量的に多重合成していく処理となる。

ちなみに、送信３系統の各ホッピング周波数（ｆ１／ｆ２／ｆ３）は、送信３系統（Ａ／Ｂ／Ｃ）間で同期しており、３系統送信シンボルであるＡｆ１／Ｂｆ１／Ｃｆ１、Ａｆ２／Ｂｆ２／Ｃｆ２、Ａｆ３／Ｂｆ３／Ｃｆ３、・・・のそれぞれの同一周波数シンボルＡｆ＊／Ｂｆ＊／Ｃｆ＊には、ＭＩＭＯの空間分割多重により、それぞれ同一周波数ながらも異なった情報・データを格納することができる。

このため、ＳＩＳＯの従来例に比して、約３倍の大容量化、高速化が図れる。ちなみに、ＷｉＭｅｄｉａ策定のＭｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ方式によれば、５３．３Ｍｂｐｓ〜４８０ＭｂｐｓがＳＩＳＯ時の情報レート（Ｒａｔｅ）のため、本発明の３×３ ＭＩＭＯを講じることによりその３倍の１６０Ｍｂｐｓ〜１．４４Ｇｂｐｓが実現できることとなる。

なお、ＭＩＭＯ復調の他の例としては、各受信系ＬＯ１３、１４、１５の周波数ホッピングを固定にしても可能である。

図５は、本発明の第２の実施例の構成を示す図である。図５（Ａ）は、本発明の一実施例の無線通信装置を説明する図である。図５（Ｂ）は、３ｘ３の伝播路行列をそれぞれ例示する図である。図５（Ｃ）はＡＤＣの各各受信系の出力信号を周波数領域で示した図である。図５（Ｄ）は、ディジタルベースバンド複素バンドパスフィルタの各受信系の出力信号を周波数領域で示した図である。図５（Ｅ）は、ディジタル周波数変換器の各受信系の出力信号を周波数領域で示した図である。

本実施例においては、ＭＩＭＯ復調の効能と共に、受信ＤＣオフセット・ジャンプの回避による、受信特性のさらなる向上を図ることが可能となる。このように設定とする場合、受信系のＬＯ１３、１４、１５は、一つの周波数（例えば全てｆ２）に固定とするため、ＱＤＥＭ１０、１１、１２の後段の各受信系ベースバンドに現れる受信信号は、受信ホッピング周波数以外のＬＯ周波数となっている場合は、ニアゼロＩＦ（Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ ＩＦ）となる。

図５の構成に示した各受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域ＬＰＦ（チャネル・フィルタリング）１６、１７、１８の帯域を、受信ダイレクトコンバージョン、即ちゼロＩＦ（Ｚｅｒｏ−ＩＦ）時のベースバンドチャネル帯域の３倍以上（ＲＦチャネル帯域で言えば１．５倍以上）の低域通過フィルタ・カットオフとなるように、広狭帯域化する。受信ホッピング時のＲＦ周波数と固定ＬＯ周波数（例えば全てｆ２）の差に応じたＮｅａｒ Ｚｅｒｏ ＩＦ信号を、十分、ＡＤ変換器２２以降に取り込めるようになり、ＭＩＭＯ復調が実現可能となる。

なお、ＭＩＭＯモードを適用する場合、第１実施例のＭＩＭＯモード（受信ホッピング有り）と同様に、送信アンテナ１、２、３のそれぞれの個別送信機からはＷｉＭｅｄｉａ準拠の３バンド・ホッピングを伴う送信シンボル波列が空間に放射されなければならない。

即ち、送信アンテナ１からは、Ａｆ１／Ａｆ２／Ａｆ３の３ホッピング波が放射される。送信アンテナ２からは、Ｂｆ１／Ｂｆ２／Ｂｆ３の３ホッピング波が放射される。送信アンテナ３からは、Ｃｆ１／Ｃｆ２／Ｃｆ３の３ホッピング波が放射される。

前記構成を採用して、受信ＤＣオフセット・ジャンプの回避による更なる受信特性向上を確保し、ＭＩＭＯ復調を行う場合には、受信系のＬＯ１３、１４、１５の各々は、全て前記した決定手法に基づき、全周波数帯域中心近傍の１つの周波数（ＬＯ１４の周波数）に固定されている。このため、送信ホッピング周波数がＬＯ１４の周波数以外の周波数となっている時間帯のシンボルを復調する場合は、Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ ＩＦ復調方式となる。各受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域ＬＰＦ（チャネル・フィルタリング）１６、１７、１８のカットオフ帯域を広狭帯域化することにより、送信ホッピング周波数とＬＯ１４の周波数の差に応じたＮｅａｒ Ｚｅｒｏ ＩＦベースバンド信号を十分ＡＤ変換器２２以降に取り込めるようにする。

なお、ＡＤ変換器２２においては、ＡＤ変換後のエイリアシング（周波数重畳）を防ぐため、アナログベースバンド部に現れるＮｅａｒ−Ｚｅｒｏ ＩＦ信号の最外郭周波数の２倍に相当するサンプリング周波数、即ち受信ダイレクトコンバージョン時のベースバンドＣｈ帯域の６倍のサンプリング周波数で量子化を行なうことになる。

例えば５２８ＭＨｚ／サブバンドを３周波数ホッピングするシステムの場合、サンプリング周波数は、ベースバンドチャネル帯域の２６４ＭＨｚの６倍、最外郭周波数＝７９２ＭＨｚの２倍に当たる１５８４ＭＨｚとなる。

更にその上でＡＤ変換器２２以降のディジタル・ベースバンド部分に複素バンドパスフィルタ２３を実装することにより、正負及びＺｅｒｏベースバンド周波数に対応する変調シンボルを抽出した上で、最終的にはその後段にディジタル周波数変換器２４を挿入し、正負及びＺｅｒｏベースバンドとして抽出されたディジタル・ベースバンド信号に対して周波数デ・ローテーション（Ｄｅ−Ｒｏｔａｔｉｏｎ）（正側ディジタル・ベースバンド信号には−５２８ＭＨｚを、負側ディジタル・ベースバンド信号には＋５２８ＭＨｚを、Ｚｅｒｏ−ＩＦディジタル・ベースバンド信号は周波数シフト無し）をかけることによって、各受信系の周波数ホッピングを伴った受信信号を全てＺｅｒｏ−ＩＦベースバンド上に置換することができ、その後のＭＩＭＯ復調ができることとなる。

本実施例におけるＭＩＭＯモード動作を別途ＬＯ周波数とシンボルを示す符号（Ａｆ＊及びａｆ＊等）で表すと、ＱＤＥＭ１０、１１、１２以降のアナログ〜ディジタル・ベースバンドには、各送信側ホッピング・パターンと周波数を有する時系列シンボル遷移
Ａｆ１／Ｂｆ１／Ｃｆ１→Ａｆ２／Ｂｆ２／Ｃｆ２→Ａｆ３／Ｂｆ３／Ｃｆ３→・・・は同様としながら、これに対応する受信系シンボル群としては、
（１）送信ａｆ１の受信ｆ２受け／送信ｂｆ１の受信ｆ２受け／送信ｃｆ１の受信ｆ２受けで、−（ｆ２−ｆ１）周波数だけマイナス側にシフトしたベースバンド帯域へ落ちるシンボル群（図５の下図のベースバンド周波数スペクトラム１）→（２）送信ａｆ２の受信ｆ２受け／送信ｂｆ２の受信ｆ２受け／送信ｃｆ２の受信ｆ２受けで０Ｈｚベースバンドへ落ちるシンボル群（図５の下図のベースバンド周波数スペクトラム２）→（３）送信ａｆ３の受信ｆ２受け／送信ｂｆ３の受信ｆ２受け／送信ｃｆ３の受信ｆ２受けで＋（ｆ３−ｆ２）周波数だけプラス側にシフトしたベースバンド帯域へ落ちるシンボル群（図５の下図のベースバンド周波数スペクトラム３）→・・・
といった受信ベースバンドシンボル群の時系列が現れることとなる。

そして、送信と受信周波数が異なりＮｅａｒ−Ｚｅｒｏベースバンドとなって現れるシンボル（前記（１）と（３））と、送受周波数がｆ２で合致しているシンボル（前記（２））については、アナログベースバンド部に現れるＮｅａｒ−Ｚｅｒｏ ＩＦ信号の最外郭周波数の２倍に相当するサンプリング周波数で量子化を行なうＡＤ変換器２２でＡＤ変換後、その後段のディジタル・ベースバンド部分に設けた複素バンドパスフィルタ２３で周波数軸上から抽出した上で、ディジタル周波数変換器２４にて、周波数Ｄｅ−Ｒｏｔａｔｉｏｎをかける。その後のＭＩＭＯ復調処理・空間分割多重を行なうことができる。

本実施例の構成を採用することにより、高速且つ安定なキャリアセンス、パケット全長に及ぶ受信ＤＣオフセット・ジャンプ回避、ＭＩＭＯ復調といった全ての本発明特徴を具備することができる。

上記実施例の作用効果を以下に説明する。

シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する、受信ダイレクトコンバージョン方式を採用した無線通信装置に（例：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＵＳＢのＰＨＹとして用いられているＷｉＭｅｄｉａ規格によるＭｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ方式等）、本発明を適用することで以下の作用効果を奏する。

周波数ホッピング数に準拠した複数個の受信系のＬＯ周波数を、各ホッピング周波数で固定待ち受け設定とすることにより、周波数ホッピングを伴った受信パケット先頭プリアンブル部を安定且つ高速に相関検出・キャリアセンスし、且つ確実に受信側ホッピング同期を開始することができる。

周波数ホッピング数に準拠した複数個の受信系のＬＯ周波数を、キャリアセンス後プリアンブル部でのＡＧＣ／ＡＦＣ／同期確立／復調動作においても固定のままとすることにより、ＤＣオフセット、ＤＣオフセット・ジャンプをＡＤ変換器前で完全に除去できる効果を有する。

DCオフセットは、周波数ホッピングを伴う受信ダイレクトコンバージョン時の受信固定劣化要因として懸念され、自己ミキシング等により受信ベースバンドに発生する。DCオフセットジャンプは、周波数ホッピング毎にＤＣオフセットレベルが異なる場合、ベースバンド後段へのＤＣ増大化を防止するためのＣｃｕｔ挿入により（ＯＦＤＭ時ＤＣ Ｎｕｌｌ化に伴い、ＤＣ最近傍のサブキャリア以遠をＨＰＦ）ホッピング直後に現れる。

更にパケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー復調までは、先頭処理を安定且つ確実に実行すべく、複数個の各受信系ＬＯをホッピングさせないが、ペイロード／データ復調時には複数個の各受信系ＬＯをホッピングさせ、ＭＩＭＯによる空間分割多重復調動作へ移行させる。全体の伝送速度の更なる増大化、並びにこの増大化を、低所要Ｃ／Ｎで所望のエラーレートを実現できる低Ｒａｔｅ送受の複数ストリーム化、大束化で実現する事による到達距離特性の改善を図る。更には、伝播行列からの特異値分解によるストリーム分割処理により、セル内収容能力向上を重んじたマルチユーザ（Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ）ＭＩＭＯ・ＳＤＭＡ（空間分割多重）への拡張も可能となる。特に、既に超広帯域化済みのＵＷＢ等の高速化を、更なる帯域拡張では無く、周波数利用効率を上げて実現していく上で有効な手段となり得る。

またパケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー復調以降も、引き続きペイロード／データ復調時も複数個の各受信系ＬＯをホッピングさせず、その各受信系ＬＯ周波数の内、最も中心となるＬＯ周波数を１つ選択・設定するようにしてもよい。この周波数構成で復調を行う場合は、送信ホッピング周波数と受信固定周波数が異なる復調シンボルについては、Ｎｅａｒ−Ｚｅｒｏベースバンドとなって、アナログベースバンド以降に現れるため、ＡＤ変換器以降のディジタル・ベースバンド部分に設けた複素バンドパスフィルタで周波数軸上から抽出した上で、更に、ディジタル周波数変換器で、Ｚｅｒｏ−ＩＦベースバンドへ周波数変換することで、ＭＩＭＯ復調処理・空間分割多重を行なうことが可能となる。本発明によれば、周波数ホッピングを伴う受信ダイレクトコンバージョン時の受信固定劣化要因として懸念されるＤＣオフセット、並びに、周波数ホッピング時、アナログベースバンドへのＣｃｕｔ挿入で発生するホッピング直後のＤＣオフセット・ジャンプを、パケット全長に及ぶ形で完全に除去しつつ、前記ＭＩＭＯによる空間分割多重に代表される諸特徴を実現することができる点で有効である。

本発明は、シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式を採用した無線通信装置に対して利用可能であり、より具体的には、ＷｉＭｅｄｉａ規格によるＭｕｌｔｉ Ｂａｎｄ ＯＦＤＭ ＵＷＢ方式のＰＨＹ／ＭＡＣ層を共通プラットフォームでとして採用する、ＷｉｒｅｌｅｓｓＵＳＢ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ ｖ３．０、Ｗｉｒｅｌｅｓｓ１３９４、ＷＬＰ／ＷｉＮＥＴといった上位Ｐｒｏｔｏｃｏｌ Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ Ｌａｙｅｒ（ＰＡＬ）仕様に準拠した装置や各種携帯端末、ＡＶ機器、及びＰＣホスト・デバイス等のＰＨＹ部に適用可能である。

なお、上記の特許文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

本発明の第１の実施例の構成を示す図である。 本発明の第１の実施例におけるパケット先頭のプリアンブル〜ヘッダー迄の送信側シンボル遷移とホッピング設定を示す図である。 図１の動作を説明するための図である。 図１の動作を説明するための図である。 本発明の第２の実施例の構成と動作を説明する図である。 関連技術（特許文献１に開示された構成と動作）を説明する図である。 関連技術（特許文献２に開示された構成と動作）を説明する図である。 関連技術（特許文献３に開示された構成と動作）を説明する図である。 関連技術（特許文献４に開示された構成と動作）を説明する図である。 関連技術（特許文献５に開示された構成と動作）を説明する図である。

符号の説明

１、２、３ 送信アンテナ
４、５、６ 受信アンテナ
７、８、９ 低雑音増幅器
１０、１１、１２ ＱＤＥＭ
１３、１４、１５ ＬＯ
１６、１７、１８ 可変帯域ＬＰＦ
１９、２０、２１ 可変利得アナログベースバンドアンプ
２２ ＡＤ変換器
２３ ディジタル・ベースバンド複素バンドパスフィルタ
２４ ディジタル周波数変換器

Claims (12)

1. シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置であって、
   周波数ホッピング数に準拠した複数の受信系のそれぞれの局発周波数を各ホッピング周波数で固定した設定とし、
   周波数ホッピングを伴った受信パケット先頭プリアンブル部の予め定められた個数のシンボルを用いてキャリアセンスするディジタルベースバンド部を備え、
   ホッピングパターンの検出から受信ホッピング同期の後ペイロード／データ部の復調を行う、ことを特徴とする無線通信装置。
2. プリアンブルからヘッダー部の処理、復調中の受信系のベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域低域通過フィルタの遮断帯域は狭帯域設定とする、ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
3. シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置であって、
   パケット先頭のプリアンブルからヘッダー復調までは複数の受信系における局発信号を周波数ホッピングさせず、ペイロード／データ復調時には、複数の受信系の局発信号を周波数ホッピングさせる手段を備え、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）による空間分割多重復調動作へ移行させる、ことを特徴とする無線通信装置。
4. プリアンブルからヘッダー部処理に引き続き、ペイロード／データ部の復調時の受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域低域通過フィルタの遮断帯域を狭帯域設定とする、ことを特徴とする請求項３記載の無線通信装置。
5. シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置であって、
   パケット先頭のプリアンブルからヘッダーの復調では、複数の受信系の局発信号を周波数ホッピングさせず、
   続くペイロード／データの復調時にも複数の受信系の局発信号を周波数ホッピングさせずに、
   前記受信系の局発信号を周波数のうち中心となる周波数を１つ選択し、前記周波数を全ての受信系の局発信号に共通に適用し、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）による空間分割多重復調動作を行わせる、ことを特徴とする無線通信装置。
6. 局発信号の周波数の中で中心に位置する１つの周波数に固定されており、送信ホッピング周波数が局発信号の周波数以外の周波数となっている時間帯のシンボルを復調する場合は、複数の受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域低域通過フィルタの遮断帯域を広狭帯域化し、送信ホッピング周波数と局発信号周波数の差に応じたニア・ゼロ中間周波数（Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ ＩＦ）ベースバンド信号をアナログディジタル変換器以降に取り込めるようにし、
   前記アナログディジタル変換器以降のディジタルベースバンド部分に複素バンドパスフィルタ、並びにディジタル周波数変換器を備え、ゼロ周波数及び正負ベースバンド周波数に対応する変調シンボルを抽出し、復調する、ことを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
7. シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式による無線通信の受信方法であって、
   周波数ホッピング数に準拠した複数の受信系のそれぞれの局発周波数を、各ホッピング周波数で固定した設定とし、
   周波数ホッピングを伴った受信パケット先頭プリアンブル部の予め定められた個数のシンボルを用いてディジタルベースバンドでキャリアセンスし、
   ホッピングパターンの検出から受信ホッピング同期の後、ペイロード／データ部の復調を行う、ことを特徴とする受信方法。
8. プリアンブルからヘッダー部の処理、復調中の受信系のベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域低域通過フィルタの遮断帯域は狭帯域設定とする、ことを特徴とする請求項７記載の受信方法。
9. シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式による無線通信の受信方法であって、
   パケット先頭のプリアンブルからヘッダー復調までは、複数の受信系の局発信号を周波数ホッピングさせず、
   ペイロード／データ復調時には複数の受信系の局発信号を周波数ホッピングさせ、
   ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）による空間分割多重復調動作へ移行させる、ことを特徴とする受信方法。
10. プリアンブルからヘッダー部処理に引き続き、ペイロード／データ部の復調時の受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域低域通過フィルタの遮断帯域は狭帯域設定とすることを特徴とする請求項９記載の受信方法。
11. シンボル毎に周波数ホッピングをしながらパケット送受を行い、且つ受信側ではパケット先頭でキャリアセンスを行うことにより復調を開始する受信ダイレクトコンバージョン方式による無線通信の受信方法であって、
    パケット先頭のプリアンブルからヘッダーの復調では、複数の受信系の局発信号を周波数ホッピングさせず、
    続くペイロード／データの復調時にも複数の受信系局発信号を周波数ホッピングさせずに、前記受信系の局発信号を周波数の内、中心となる周波数を１つ選択し、前記周波数を全ての受信系の局発信号に共通に適用し、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）による空間分割多重復調動作を行わせる、ことを特徴とする受信方法。
12. 局発信号の周波数の中で中心に位置する１つの周波数に固定されており、送信ホッピング周波数が局発信号の周波数以外の周波数となっている時間帯のシンボルを復調する場合は、複数の受信系ベースバンドにそれぞれ具備された可変帯域低域通過フィルタの遮断帯域を広狭帯域化し、送信ホッピング周波数と局発信号周波数の差に応じたニア・ゼロ中間周波数（Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ ＩＦ）ベースバンド信号をアナログディジタル変換器以降に取り込めるようにし、
    前記アナログディジタル変換器以降のディジタルベースバンド部分に複素バンドパスフィルタ、並びにディジタル周波数変換器を備え、ゼロ周波数及び正負ベースバンド周波数に対応する変調シンボルを抽出し、復調する、ことを特徴とする請求項１１記載の受信方法。

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